JP3471360B2 - Ｃｐｍスペクトル拡散通信の送信及び受信 - Google Patents

Ｃｐｍスペクトル拡散通信の送信及び受信

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Description

【発明の詳細な説明】 関連する出願のデータ この出願は1994年９月９日出願の“コヒーレント及び
非コヒーレントCPM相関方法及び装置”と題する係属中
の米国特許出願第08/304,091号に関する一部継続出願で
ある。
発明の分野 この発明の分野はスペクトル拡散通信に関係し、さら
に詳しくは、この発明はスペクトル拡散信号の如き連続
位相変調（CPM）信号を送信したり受信することに関す
る。
関連技術の説明 スペクトル拡散はデータ伝送速度を実質的に越えるバ
ンド帯域にわたり伝送される信号と拡散する以下“スペ
クトル拡散”と称する信号変調の一つのタイプである。
直接シーケンスのスペクトル拡散において、データ信号
は疑似ランダムチップスシーケンスで変調され、符号化
されたスペクトル拡張信号が、上記信号を逆拡散する受
信機に伝送される。位相変調（CPM）技術を含むいくつ
かの技術が、送信機用にデータ信号を変調するために利
用できる。ミニマムシフトキーイング（MSK）はCPMに関
しての既知のバリエーションである。
スペクトル拡散信号を逆拡散信号に逆拡散する場合、
受信機は受信スペクトル拡散信号がチップシーケンスを
既知のレベルにまで整合させる場合に当受信機はそのス
ペクトル拡散信号に対応した相関信号を発生する。受信
した信号を、弾性表面波（SAW）相関器や、タップ付き
遅延ライン（TDL）相関器やシリアル相関器等を含むチ
ップシーケンスに相関させる方法がある。
スペクトル拡散通信においてLPM技術はスペクトル拡
散信号を増幅伝送する場合、スペクトル拡散信号の信号
帯域幅を保存するために度々選ばれる。CPM技術を使用
することは、“Ｃ級”増幅器がスペクトル拡散信号を伝
送するためにも使用することが出来るということであ
る。しかしCPMを使って伝送されるスペクトル拡散信号
は、種々のSAW相関器やシリアル相関器を含む多くのタ
イプのスペクトル拡散相関器で復号化することが困難で
ある。これらの種類の相関器は通常はBPSK信号がチップ
タイムに対してもゼロもしくは180゜の位相シフトを持
っているから、通常MSK又はその他のCPMスペクトル拡散
信号よりも、むしろ有効な相関のためにBPSKスペクトル
拡散信号を必要とする。従って受信したBPSK信号の各チ
ップはスペクトル拡散コードの各チップと比較され、そ
して最大相関パルスで指定回数の整合が生じた場合に発
生される。しかしコヒーレントのデータ信号とチップレ
ートを持ったCPM信号が同じ相関器に適用されたら、そ
の相関パルスは一般に非常に弱く、又探知するのに著し
く困難をともなう場合がある。CPM拡散を用いて伝送さ
れたスペクトル拡散信号を相関させることを試みる場合
によく出くわす問題には、受信機内にコヒーレントな基
準信号は周波数と位相における送信機の搬送波信号を整
合させる局部発生信号と定義される。受信機は受信信号
を復調するために局部的に発生した基準信号を使用す
る。しかし実際には、周波数と位相における送信された
搬送波信号を精密に整合させると、受信機内で局部基準
信号を独立して発生することは困難であることがある。
しかも受信機内で発生した局部基準信号は通常は非コヒ
ーレントな変動を備えた、すなわち、送信機の搬送波信
号周波数と位置でわずかに異なるものである。これらの
周波数と位相の差は一定ではないが、時間と共に変化す
るものである。非コヒーレントな基準信号を用いて受信
信号を復調する試みをする時周波数と位相の差により起
こるタイミングと変動の不整合のために相関上のエラー
が生じる場合がある。
上記の問題を処理するには受信信号と局部発生の非コ
ヒーレントな基準信号との間の位相差及び周波数で連続
測定し、また、非コヒーレント基準信号が受信信号の周
波数と位相を整合するのでそれを調整することによりコ
ヒーレントな基準信号が受信機内に作られると言う、種
々の方法が存在する。
しかしそのような問題は比較的複雑なフィードバック
技術を使う必要がありまた余分なハードウエアを含むも
のである。さらに又受信した周波数や位相にロックする
ことは容認し難い程多くの時間を要する。特に時間が必
須であるシステム、例えば比較的短い時間スロットが、
送信機と受信機との間の周期的な通信に割当てられてい
るような、ある種目の時分割多重アクセス（TDMA）の如
きものである。
特別に非コヒーレントなデジタル整合フィルタは「Ａ
バイアー（A.Baier）及びP.W.バイアー（P.W.Bmaie
r）、“２値量子化を有する相関器を使用する任意のス
ペクトル拡散波形のデジタル整合フィルタリング、２件
のプロシーディング”、1983年、IEEEミリタリー通信カ
ンファラレンス、Vol.2、pp.418−423、（1983）（1983
2Proceedings、1983 IEEE Military Communicatio
ns Conference、Vol.2、pp.418−423（1983））」に記
載されている。
ここに記載のデジタルフィルタは複雑平面内での四位
相量子化を行うために四ケの実数部のフィルタチャンネ
ルを使用して四ケの直角分相が量子化領域であって、そ
の結果は±１±ｊの四つの複素数を持っている。記載の
四ケの位相フィルタで、入力信号は位相信号と直角位相
信号は、別々にフィルタにかれられて、サンプル化さ
れ、１ビット量子化を用いてデジタル化される。量子化
された位相信号と直交位相は２ケの２値相関器に送られ
るが、それらは各サンプル当たり１ケのチップの割合で
Ｎケのチップの基準シーケンスで、各々プログラムされ
る四ケのバイナリ相関器の出力が合成出力信号を発生す
るために合成される。バイアーの四位相デジタル整合フ
ィルタも「A.バイアー、“一定の包絡線スペクトル拡散
波形のための低コストのデジタル整合フィルタ”、IEEE
トランザクション・オン・コミュニケーションズ、pp.3
54−361（A.Baier,“Ａ Low−Cost Digtal Matched
Filter for Arbitrary Constant−Envelope Spre
ad Spectrum Waveforms,"IEEE Transactions on C
ommunications,Vol,Com−32,No.4,April 1984,pp.354
−361）において記載されている。
これらの参照文献は、APSKやMSKやOQPSKやGMSK信号の
如き非コヒーレントなCPM信号の復調のために、四ケの
実数部のチャンネルが送信信号を再生するために必要で
あることを提案している。さらに、上記の四位相フィル
タは１ビットの量子化を使用したシステムのみを示して
おり、シリアル相関のための技術は記載していない。
従ってCPM信号に特に適した変調と復調を提供するこ
とは有益である。コヒーレント基準信号の発生を必要と
しない、すなわち迅速な相関の出来るものや、効果的な
方法でアナログ相関器とデジタル相関器と共に使用出来
るCPM変調と復調の方法を提供することはさらに有益な
ことである。さらに有益なことはコヒーレント基準信号
を必要とせずに又セルラー通信の環境にて使用しないCP
M変調と復調のためのフレキシブルで効果的なシステム
を提供することはさらに有益なことである。
発明の要約 本発明はスループットを増す為に、位相符号化を使っ
てCPMスペクトル拡散信号を送信及び受信する方法と装
置に関するものである。上記発明の一つの態様において
は、送信機は、信号データストリームと複数個のデータ
ストリーム（すなわち、１つのＩ及びＱデータストリー
ム）に分配しCPM又は関連変調技術を用いて独立してデ
ータストリームを変調し、そして送信の為に複数の結果
信号を重畳する。
好ましい受信機は複製されたスペクトル拡散信号を受
信し、直ちに複数個のチップシーケンス（すなわち、Ｉ
及びＱチップシーケンス）を相関させる試みをし、そし
て相関したデータストリームを単一化データストリーム
にインターリーブする。
本発明の第２の態様において、当受信機は送信された
信号は、周波数の一致やまた位相の一致もされていない
搬送波信号を含んでいる。この態様中で、当送信機は受
信スペクトル拡散信号を実数部と虚数部の部分に分離
し、複数個のチップシーケンス（すなわち、Ｉ及びＱチ
ップシーケンス）の実数部と虚数部の部分を相関させる
試みをし、その実数部と虚数部の信号を単一化された信
号データストリームに合成する。
本発明の好ましい実施例は費用のかからないデジタル
処理のための位相情報のみを保存するために受信したス
ペクトル拡散信号の単一ビットのデジタル化を使用す
る。本発明のこの態様のその他の好ましい実施例は受信
したスペクトル拡散信号の２ビットのデジタル化を使用
する。本発明のその他の実施例において、上記受信機は
逆拡散と相関のための自己同期技術を使用する。
本発明にこれらの態様は本発明の好ましい実施例に基
づいて記載されており、その中で単一並列相関器及び複
数個の32シリアル相関器が、32チップのスペクトル拡散
コードシーケンスのための任意の32個のシンボルの相関
と認識ができるように接続されている。個々の32ケの明
確なシンボルは明確な５ビットのパターンで関連されて
いる。情報の第６のビットが送信機での差動位相エンコ
ーティングにより各シンボルに対して送信されるが、受
信機にて位相の復号化される。
位相を符号化することの出来る好ましい送信機はデー
タストリームをデータのシンボル部分と位相選択部分に
分配する。そのデータシンボル部分は送信用の複数個の
シンボルコードの１つを選択するために使用される位相
選択部分は、送信する前に選択されたシンボルを差動に
位相の符号化するために用いられる。その送信機は位相
符号化されたシンボルコードを伝送するためにCPMか又
は関連技術を用いることもある。
好ましい受信機は重畳されたスペクトル拡散信号を受
信し同時に複数個のチップシーケンス（Ｉ及びＱチップ
シーケンスの如き）を相関させる試みを行い、そして実
数部の相関信号及び虚数部の相関信号を導く。受信した
各シンボルに対して、その受信機は、複数個の位相セク
タのどの中にその位相角が在るのかを決定する。その受
信機は現在のシンボルの位相セクタと先行シンボルの位
相セクタとの間の差を比較する。２位相の符号化に対し
て、その差が０゜に接近していれば、その受信機は第１
のビットを出力し、もしその差が180゜に接近していれ
ばその受信機は第２のビットを出力する。より高いレベ
ルの位相の符号化（すなわち、四位相又は、八位相）も
また使用される。
簡単な図面の説明 図１は、従来技術で知られているようなスペクトル拡
散通信用の送信機及び受信機のブロック図である。
図２はスペクトル拡散通信で使用するセルのパターン
を図示する。
図３は、MSK信号用の時間に対する位相変化のグラフ
である。
図4A−図4Cは位相成分間の関係を示す一組のグラフで
ある。
図5AはCPMスペクトル拡散信号を発生する方法を示す
ブロック図である。
図5Bは、Ｉ及びＱ値のグラフである。
図６は、スペクトル拡散用送信機のブロック図であ
る。
図７は、スペクトル拡散用受信機の一実施例を示すブ
ロック図である。
図８は、スペクトル拡散用受信機の他の実施例を示す
ブロック図である。
図９は、送信されたＩ及びＱ信号と受信されたＩ及び
Ｑ信号を比較するスキャッターダイヤグラムである。
図10は、スペクトル拡散受信機の一実施例のブロック
図であって、ここでは分離可能な実数部及び虚数部の部
分を使用している。
図11A−図11Fは、異なる位相値に対する送信波形と受
信波形のリプレゼンレーションを示す。
図12は、スペクトル拡散受信機の他の実施例のブロッ
ク図であって受信したスペクトル拡散信号の分離可能な
実数部及び虚数部を使用している。
図13Aはスペクトル拡散受信機の他の実施例のブロッ
ク図であって、シリアル相関を用いている場合であり、
図13Bはそれと関連した波形ダイヤグラムである。
図14は、スペクトル拡散受信機の一つの実施例のブロ
ックであって、受信スペクトル拡散信号の分離可能な実
数部及び虚数部のためのシリアル相関を示している。
図15Aは、スペクトル拡散器受信機の他の実施例のブ
ロック図であって、受信スペクトル拡散信号の分離可能
な実数部及び虚数部のためのシリアル相関を示してい
る。
図15Bはスペクトル拡散受信機のブロック図であっ
て、受信スペクトル拡散信号の分離可能な実数部及び虚
数部に対する複数ビットのシリアル相関を使用している
場合である。
図15Cは、図15Bの受信機に従ってＩ又はＱ波形の量子
化の例を示すグラムである。
図15Dは、スペクトル拡散受信機のその他の実施例の
ブロック図であって、受信スペクトル拡散信号の分離可
能な実数部及び虚数部に対する複数ビットのシリアル相
関を用いている。
図16は、スペクトル拡散受信機の一つの実施例のブロ
ック図であって、受信スペクトル拡散信号の分離可能な
実数部及び虚数部に対する自己同期相関を用いている。
図17A及び17Dはそれぞれ、好ましい送信機と好ましい
送信プロトコルのついたブロック図である。
図17Bは、代替の送信プロトコルの一つのダイヤグラ
ムである。
図17Cは、送信機により発生された典型的なSQAM波で
あって分離可能なＩ及びＱ成分を使用している。
図18は、好ましい非コヒーレント整合フィルタとの関
連受信機成分の一つのブロック図である。
図19は、非コヒーレントシリアル相関器と関連受信機
成分の１組の好ましいデジタル回路の実施例のブロック
図である。
図20は、既知のタイミングウインドウ範囲内の典型的
相関パルスを示すブロック図である。
図21A及び21Bは、図18及び図19の回路と関連して用い
た受信システムの部分好ましいデジタル回路の実施例を
示す概略ダイヤグラムである。
図22は、出力の二乗和を計算するロバートソン（Robe
rtson）装置のブロック図である。
図23は、特定のコードシーケンスに整合した相関器の
ブロック図である。
図24A及び24Bは、スペクトル拡散送信機のデジタル回
路のブロック図であって差動位相符号化を採用している
場合であって、図24Cはその一般的なブロック図であ
る。
図24Dは、典型的な入力データシーケンス及び位相符
号化シンボルのコード出力シーケンスにおけるダイヤグ
ラムである。
図25A及び図25B−図25Cは、受信信号からの追加情報
を得るため位相デコーディングする受信機の二つの異な
る実施例のブロック図である。
図26は、図25B及び25Cに示した受信機の実施例による
32シンボル送信技術における位相復号化を行うための好
ましい受信機のブロック図である。
図27A及び図27Bは、それぞれ８セクタ位相マップと16
セクタ位相マップのための位相マップダイヤグラムであ
り、図27Cは、ゼロからの位相基準オフセットを有する
好ましい16セクタ位相マップダイヤグラムである。
好ましい実施例の説明 図１は、従来技術で知られるスペクトル拡散通信用送
信機101及び受信機1087のブロック図である。
図１のスペクトル拡散送信機101は、入力データ103用
入力ポート102や送信用器チップシーケンス発生器104
や、変調器105を備える。従って、送信機101はスペクト
ル拡散信号106を送信チャンネル107を介して送信する。
送信チャンネル107はRF（無線周波）チャンネルを含む
場合があるが、変調レーザーや超音波もしくは流体シス
テムの如きその他の送信メディアも含む場合がある。図
１のスペクトル拡散受信機108は、受信機チップシーケ
ンス発生器110や復調器111、及び出力データ113と発生
する出力ポート112を含む。
図１のシステムにおいて単独のチップシーケンスは、
その基礎としている、拡散コードを認識しないで他の本
質的にランダムに現われ、送信機の発生器104及び受信
機の発生器110の両方により等しく発生する場合があ
る。スペクトル拡散通信や拡散コードやチップシーケン
スの詳しい議論は「R.ディクソン，“商用利用のスペク
トル拡散システム、ジェイ・ウイリー・アンド・サン
ズ，第３版、1994）「R.Dixon,Spread Spectrum Syst
ems Commercial Applications（J.Wiley＆Sons,3d e
d,1994）」に見られる。図２はスペクトル拡散通信で使
用するセルのパターンを示す。
図２の好ましいセル状環境において、通信用領域151
は一組のセル152に分配され、それらの各々は通信用の
ために周波数と一組のスペクトル拡散コードを割り当て
られる。第１のセル153は一般的に一組の離れた１つ隣
のセル154と一組の離れた２つ隣のセル155に接近して見
られる。好ましい実施例においては、複数個の周波数f
1、f2及びf3や複数個のコードセットc1、c2及びc3は特
別なセル153のどんな離れた１つ隣のセル154又は離れた
２つ隣のセル155もセル153として周波数とコードセット
の同じ組合わせを持たせないように、セル152のパター
ンを配置されている。本発明が動作する好ましいセル状
環境についてのその他及びさらに詳細な情報は“３セル
無線通信システム”（“Three Cell Wireless Commu
nication System"）と題して出願シリアル番号07/68
2、050に見られるが、これは1991年４月８日に発明者ロ
バート・シー・ディクソン（Robert,C.Dixon）の名にお
いて出願され、そして現在の出願の譲り受け人に譲渡さ
れ、依ってここに記載された如く参照して含まれる。
既知のCPMスペクトル拡散信号はいくつかの種類があ
り、すなわち、これらには、ミニマムシフトキーイング
（MSK）及び、例えば、ガウスで予めろ波されたMSK（GM
SK）などのバリエーションや、重畳された直交振幅変調
（SQAM）やスタッガーされた直交オフセットで生成され
た余弦変調（SQORC）を含む。これらのパリエーション
は従来技術で知られている。CPM技術の異なるタイプの
説明は次の文献で見つけることができる：フランク・ア
モロソ及びジェームス・エイ・キベット（Frank Amoro
so and James A.Kivett）著：“簡単化されたMSK信
号方式技術（Simplified MSK Signaling Techniqu
e）”、IEEE トランザクション・オン・コミュニケー
ションズ（IEEE Transactions on Communications）
1997年４月,pp.433−441;マーク・シー・オースティン
及びミング・ユー・チャン（Mark C.Austin and Min
g U.Clang）著：“直交で重畳されて生成された余弦変
調”（Quadrature Overlapped Raised−Cosine Mode
ulation）,IEEE トランザクション・オン・コミュニケ
ーションズ（IEEE Transactions on Communication
s）Com−29巻、No.3,1981年３月,pp.237−249;カズアキ
・ムロタ及びケンキチ・ヒラデ（Kazuaki Murota and
Kenkichi Hirade）著，“デジタル移動無線電話のた
めのGMSK変調",IEEE Transactions on Communicatio
ns",Com−27巻、No.7、1981年７月。pp.1044−1050、及
びジェイ・エス・セオ及びケイ・フェハー（J.S.Seo a
nd K.Feher）著，“SQAM:新しい重畳されたQAMモデム
技術”（SQAM:A New Superposed QAM Modem Techn
ique）IEEE Transactions on Communications,Com−
33巻,1985年３月,pp.296−300。
この発明は一般にMSK信号に関して記載されている。
しかし、MSK及びその他のCPM信号のその他のバリエーシ
ョンは、この発明の範囲とその意図するもの中にある。
MSK信号は一般には、位相が各チップタイム中にリニ
アに変化し、しかも単一のチップタイムに対する位相変
化は±π/2ラジアン（±90゜）であるというこという事
実によって特徴化されている。単一チップタイムに対す
る位相変化の速度は、適切なｋに対して、±ｋであり、
チップ境界の場合を除いてはどこにでもリニアーで連続
的である。
上記のMSK信号の特性は図３を参照してさらに説明で
きるが、ここではMSK信号を時間と共に位相の起こりう
る変化をグラフで示す図３において、Ｘ軸は時間をＹ軸
は信号の位相を表わす。０からTcまでの第１のチップタ
イムにおいて、位相θ（ｔ）は０からπ/2までは又は−
π/2まで変化する。第２のチップタイムでは＋π/2から
０へ、又は＋π/2から＋πへ、又は−π/2から０へ、又
は−π/2から−πへ等々と変化する。
MSK信号ｓ（ｔ）は２ケのオフセット信号、ｉ（ｔ）
とｑ（ｔ）を有していると考えられる。これは搬送波信
号の位相を表わす。時間のいかなる瞬間においても、そ
の搬送波信号の位相は次の如く表わされる。
θ（ｔ）＝−Tan-1｛ｑ（ｔ）/i（ｔ）｝ 従って、ｉ（ｔ）＝cosθ（ｔ）、及びｑ（ｔ）＝sin
θ（ｔ）である。
MSK信号の位相は１つのチップタイムから次のチップ
タイムへとリニアに変化するので、ｉ（ｔ）とｑ（ｔ）
は図4A−4Cに示す如く半波形を形成する場合がある。図
4A−4CにおいてＸ軸は時間でＹ軸は信号の位相である。
図4Aはチップシーケンス“11101001..."に対して、０か
らTc、2Tc、3Tc、4Tc、5Tc等々までの各チップタイムに
おける特定のMSK信号に対して位相θ（ｔ）がどのよう
に変化するかの例を示すグラフである。これからわかる
ように位相は各チップタイムの間に、その位相は正の方
向又は負のいずれかの方向においてπ/2だけMSK信号に
対して変化する。図4B及び4Cはそれぞれｉ（ｔ）とｑ
（ｔ）の波形を示すグラフであって、それは変化する位
相θ（ｔ）に相当する。MSK信号の位相θ（ｔ）の特性
のために（すなわち、それはリニアーで各チップ期間に
π/2だけ変化するだけであるが、ｉ（ｔ）信号は部分的
な余弦波形のシーケンスを含み、ｑ（ｔ）信号は部分的
な正弦波形のシーケンスを含んでいる。ｉ（ｔ）及びｑ
（ｔ）の各々は2Tcの時間間隔にわたり半分の波形を含
み、すなわち、ｑ（ｔ）はチップレートの半分のレート
で生じる。
ｉ（ｔ）波形及びｑ（ｔ）波形はMSK信号、すなわ
ち、各チップタイムにπ/2の量を正の方向か負のいずれ
かの所望の方向にリニアに変化する位相を持つ信号を発
生するためにチップストリームＣ（ｔ）から発生され、
合成されたｉ（ｔ）及びｑ（ｔ）を発生するために、元
のチップストリームＣ（ｔ）は二つの別々のチップスト
リームCeven（ｔ）は二つの別々のチップストリームC
even（ｔ）とCodd（ｔ）に多重分離することができ、個
々はオリジナルのチップストリームＣ（ｔ）の半分のチ
ップレートを持っている。上記の実施例中で、ａ（ｔ）
信号は奇数チップに関連し、ｑ（ｔ）信号は偶数のチッ
プに関連している。
従って、そのｉ（ｔ）信号は半分の正弦波形、すなわ
ち、各奇数チップに対して１つの半分の正弦波形のシー
ケンスを有する。各半分の正弦波形は、“1"チップに対
しては正であり、“0"チップに対して負である。すなわ
ち、 ｉ（ｔ）＝Codd（ｔ）cosθ（ｔ） （203） ここで、Codd（ｔ）は送信されるべきチップストリー
ムからの奇数チップを含んでいる。同様にｑ（ｔ）信号
は半分の正弦波形のシーケンスを含み、各偶数チップに
１個の割合である。
ｑ（ｔ）＝Ceven（ｔ）sinθ（ｔ） ここで、Ceven（ｔ）は送信すべきチップストリーム
からの偶数チップを含む。
ｉ（ｔ）及びｑ（ｔ）信号は、リニアーに変化する位
相θ（ｔ）を有するMSK信号Ｓ（ｔ）を発生するために
位相が直交する方式でｉ（ｔ）とｑ（ｔ）を加算するこ
とにより、周波数ω０で動作する搬送波信号を変調する
ために用いられる。CPMスペクトル拡散信号を発生する
手段を示すブロック図が図5Aに示されている。信号ｉ
（ｔ）は、出力を加算器252に供給する乗算器250により
信号Acosω0tで乗算される。その信号ｑ（ｔ）は乗算器
251により信号Asinω0tで乗算され、加算器252に出力を
提供する。その加算器252は入力を加算して、出力信号
ｓ（ｔ）を発生する。変化する位相（ｔ）とｉ（ｔ）並
びにｑ（ｔ）信号との関係は次式により示される。
ｓ（ｔ） ＝Re｛Aexp（ｊ［−ω0t＋θ（ｔ）］）｝ ＝Re｛Aexp（−ｊω0t）exp（ｊθ（ｔ）］）｝ ＝Re｛Aexp［cosω0t−jsinω0t］［Ｉ（ｔ）＋jq（ｔ）］｝ ＝Ａ・ｉ（ｔ）cosω0t＋Ａ・ｑ（ｔ）sinω0t （207） ここで、Ａは増幅係数であって、Re｛｝は複素数の実
数部を表わし、ｊは−１の平方根である。ここでｕ
（ｔ）＝ｉ（ｔ）＋qp（ｔ）はｓ（ｔ）の複素数の包絡
線を表わすことを明記する。
ここに記載の如く、ｉ（ｔ）と（ｔ）はチップストリ
ームｃ（ｔ）からの他の各チップを含んでおり、ｉ
（ｔ）は奇数チップ1,3,5,...;q（ｔ）は偶数チップ2,
4,6,...を含む。送信された信号ｓ（ｔ）は信号ｉ
（ｔ）とｑ（ｔ）から発生したものであるが、それ故
に、そのチップの全てを含んでいる。ｑ（ｔ）は偶数の
チップから生じるが、一方ｉ（ｔ）は奇数のチップから
生じるので、ｑ（ｔ）はｉ（ｔ）からの１ケのチップタ
イムにより遅延し、従って（ｔ）とｉ（ｔ）はオフセッ
ト信号である。
ここでｉ（ｔ）とｑ（ｔ）はスタガーされているの
で、ｉ（ｔ）がその最大値（又は最小値）に達するとｑ
（ｔ）はゼロであるし、その逆も成り立つことに注意す
ることが重要である。このｉ（ｔ）とｑ（ｔ）の間の関
係は、１ケのチップタイムTc（例えばQPSK又はOQPSKと
は異なり）にわたり±π/2の位相変化のシーケンスを可
能にする。図5BはＩとＱ値のグラフであって、そのＸ軸
はｉ（ｔ）の値を表わし、そしてＹ軸はｑ（ｔ）の値を
表わす。各＜ｉ（ｔ）、ｑ（ｔ）＞のペア（対）は与え
られた時間の瞬間に円260上にある。ｉ（ｔ）及びｑ
（ｔ）に対する最大及び最小値が示されており、ここで
円260が点265から268を通じてｘ軸とＹ軸を交差し、こ
れらの点265から268までも又チップ境界時間にて＜ｉ
（ｔ）,q（ｔ）＞のペアの可能な値を表わしている。
GMSK、SQAM、またはSQORCの如き、代替の符号化方法
は±π/2以下の位相変化が可能であるという点でMSKと
は異なる。一般にGMSKやSQAMやSQOCRの全ては、送信バ
ンド幅を減少するために、MSKのｉ（ｔ）とｑ（ｔ）信
号を予めろ波する形式を用いる。この予めろ波すること
は、MSKのｉ（ｔ）とｑ（ｔ）信号におけるシャープな
位相反転により発生された高周波成分を減じる一般的な
効果を持っている。GMSKについては、予めろ波すること
は、数個のチップタイムにわたり符号間干渉になる場合
もあり、その効果はトレリスデコーダで軽減されよう。
SQAM及びSQORCにおいては、その最終周波数の包絡線
は、もはや一定ではないが、しかし依然としてそれに近
いものである。
図６はスペクトル拡散送信機のブロック図である。
図６の送信機において、チップストリームｃ（ｔ）30
1は多重分離器302に提供され、それはチップストリーム
301をｉ（ｔ）信号のために１組の奇数チップC
odd（ｔ）303に、またｑ（ｔ）信号のために１組のチッ
プ偶数チップCeven（ｔ）304に分配される。上記チップ
ストリームＣ（ｔ）301は（直接シーケンススペクトル
拡散通信のように）データストリームで変調した擬似ノ
イズ（“PN"）の結果を含むか又は例えばコードシフト
キーイング（CSK）技術におけるそのようになされる既
知のシンボルに相当するチップコードのシーケンスを含
んでいる場合もある。
奇数チップ303及び偶数チップ304は各々第１の及び第
２の波形発生器ｐ（ｔ）305及び306にそれぞれに接続さ
れている。好ましい実施例ではその波形発生器やｐ
（ｔ）は正又は負のここに記載した如き半正弦波形を発
生する場合がある。その他の波形発生器及びその他の波
形はこの発明の範囲とその意図する範囲内にある。
第１の波形発生器305の出力（すなわち、奇数チップ3
03受信する）は信号ｉ（ｔ）に相当し、第１の乗算器30
7と接続されていて、それはｉ（ｔ）cosω0tに相当する
信号si（ｔ）308を発生させるために搬送波信号cosω0t
を変調する第２の波形発生器306の出力（すなわち、偶
数チップ304を受信して）は、信号ｑ（ｔ）に相当し、
それは前に述べた如く、信号ｉ（ｔ）から１ケのチップ
タイムTcだけ遅延する。第２の波形発生器306の出力は
第２の乗算器310に接続され、それはｑ（ｔ）sinω0tに
相当する信号S2（ｔ）311を発生するために搬送波信号s
inω0tを変調する。信号s1（ｔ）308及びs2（ｔ）311は
加算器312に接続されており、それは入力と接続し、そ
して重畳信号ｓ（ｔ）313を発生する。信号ｓ（ｔ）は
通信チャンネル107に接続された無線通信システムの如
き通信システムにより増幅され送信される。
チップストリームｃ（ｔ）は、直接シーケンススペク
トル拡散変調により知られているように送伝されるべき
データで疑似ノイズコードを変調することにより発生さ
れる。好ましい実施例においてチップストリームｃ
（ｔ）は複数個のシンボルコードを含み各シンボルコー
ドは一つ又はそれ以上の情報のデータビットを表わすシ
ンボルを表示する。疑似ノイズコードで入力データを直
接変調するかわりに、データビットのシーケンスはテー
ブル内にある複数個のシンボルコードから選択するため
に使用したシンボルに変化される。例えば、５ケのデー
タビットは１ケのシンボルを表わすので、５ケのデータ
ビットの全ての可能な組合わせを表わす32ケの可能なシ
ンボルがある。各シンボルは固有のシンボルコードと関
連しているので、そのため、32個のシンボルコード（す
なわち、16ケのシンボルコードとそれらの逆）は全ての
可能なるシンボルを表わすことになる。送信されるべき
各シンボルに対して、適切なるシンボルコードが32ケの
利用できる中から選択される。従って、チップストリー
ムｃ（ｔ）はシンボルのコードのシーケンスを含むこと
ができる。
例えば、各シンボルコードは、長さで32チップであ
り、又は長さでその他の適切な数のチップ（好ましい偶
数個のチップ）であろう。同様な方法で多重分離器302
はハーフシンボルコード（half symbol codes）のテ
ーブルを含む。特に、多重分離器302はＱルックアップ
テーブルとＩ−ルックアップテーブルを含んでいる。
上記の例に従い送信すべき各５ビットのデータに対し
て、テーブルからのシンボルコードをルックアップし、
それを多重分離器302で多重分離する代わりに二つのハ
ーフシンボルコードが読み込まれる、すなわち、１つは
Ｉ−ルックアップコードからもう一つはＱルックアップ
テーブルから読み込まれる。各ハーフシンボルコードは
さらに処理するために波形発生器305や306にシリアルク
ロックされる。そのシステムは、Ｑルックアップテーブ
ルからのハーフシンボルコードに、１チップタイムTcの
遅延をもたらす同期化ロジックを含む。一組の32個の固
有のシンボルコード一度選定されるとＩ−ルックアップ
テーブルとＱルックアップテーブルの内容は、各シンボ
ルアップテーブルとＱルックアップテーブルの内容は、
各シンボルコードを奇数と偶数のチップに分配すること
により、またさらにＱルックアップテーブル内のハーフ
シンボルコードに対しては奇数チップを使用することに
より、またＩ−ルックアップテーブル内のハーフシンボ
ルコードに対しては偶数チップを使用することにより、
発生することが出来る。信号ｑ（ｔ）及びｉ（ｔ）に適
する奇数及び偶数チップのシーケンスを発生するその他
の技術はこの発明の範囲とのその意図する範囲にある。
図７はスペクトル拡散受信機のブロック図である。送
信された信号ｓ（ｔ）313は減衰、ノイズの追加、マル
チパス重畳や、送信チャンネル107のその他の既知及び
未知の効果を経る場合がある。従って受信した信号ｓ＊
（ｔ）401は既知及び未知の方法で送信信号ｓ（ｔ）と
異なるかも知れない。
受信された信号ｓ＊（ｔ）はＩ及びＱチップストリー
ムにキーイング（変調）された複数の相関器を使って逆
拡散される。というのは、CPMスペクトル拡散信号はＩ
及びＱチップストリーム（各チップレートの半分で）か
ら発生した時間スタガ信号の重畳として考えられるの
で、この発明の一つの実施例によると二つの相関器、す
なわち、Ｉ−チップシーケンスでプログラムされたもの
と、Ｑチップシーケンスでプログラムされたもの、及び
そのチップレートの半分で動作している両方を受信した
信号を復号化するために使用する。そしてその二つの相
関器の出力を合成する。
図７の受信機において、受信信号ｓ＊（ｔ）401は受
信信号ｓ＊（ｔ）401内のチップシーケンスを認識する
ためにCPM相関器402に接続されている。CPM相関器402
は、複製信号を発生する電力分配器403や、０゜位相遅
延のあるｉ＊（ｔ）信号404や90゜位相シフトのあるｑ
＊（ｔ）信号405を含む。
ｉ＊（ｔ）信号404は遅延回路406に接続されており、
それはＩ相関器407及びＱ相関器409により、相関パルス
を瞬間的に発生するためにｉ＊（ｔ）信号404を１ケの
チップタイムTcだけ遅延させる。従って、遅延されたｉ
＊（ｔ）信号は、Ｉ相関器407に接続されており、ｑ＊
（ｔ）信号405はＱ相関器409に直接に接続されている。
上記Ｉ相関器407は、チップレートRc/2で動作する
か、ここで、Rcは受信信号ｓ＊（ｔ）401のチップレー
ト（すなわち、1/Tc）である。Ｉ相関器407は相関器の
幾つかのタイプの一つを含むものであって、すなわち、
弾性表面波（SAW）やタップ付き遅延ライン（TDL）相関
器、すなわちシリアル相関器である。適切な相関器の例
は、米国特許第5,016,255号の“非対称スペクトル拡散
相関器”（“Asymmetric Spread Spectrum Correlat
or"）又は米国特許第5,022,047号の“スペクトル拡散相
関器”（Spread Spectrum Correlator）の中に見い出
されるが、これら両方とも発明者ロバート・シー・ディ
クソン（Robert C.Dixon）及びジェフェリー・エス・
バンダープール（Jeffrey S.Vanderpool）に対して発
行されており、ここで示されるように参照することによ
り含まれる。上記Ｉ相関器407は遅延されたｉ＊（ｔ）
信号及び、予め決められたＩチップシーケンス間の一致
の度合いを表す出力Ｉの相関信号408を発生する。
上記Ｑ相関器409は同様にチップレートRc/2にて動作
して、前の段落で参照した特許に記載されている多くの
適当な相関器のいずれかを含んでいる。そのＱ相関器40
9はｑ＊（ｔ）信号と予め決められたＱチップシーケン
ス間の一致の度合いを表示して、一つの出力Ｑ相関信号
410を生成する。
Ｉ相関信号408及びＱ相関信号410は加算器411に接続
されており、これはその出力を合成して、単一化相関信
号412を発生する。ｉ＊（ｔ）信号は遅延器406により遅
延されるので、Ｉ相関信号408及びＱ相関信号410は同時
に生じる。その単一化相関信号412は、そこからチップ
シーケンスｃ（ｔ）を発生するデータストリームｄ
（ｔ）を決定するために用いられる。従って、そのＩ相
関器407及びＱ相関器409は受信された信号ｓ（ｔ）401
内でチップシーケンスを一緒に識別します。そのＩ相関
器407はチップシーケンスの奇数チップを認識するため
に構成されるが、Ｑ相関器409はそのチップシーケンス
の偶数チップを認識するために構成される。全体の相関
シーケンスがその受信された信号ｓ＊（ｔ）内に現われ
る場合には、そのＩ相関信号408及びＱ相関信号410の和
は最大であって、そしてチップシーケンスの認識が出来
るように予め決定されたしきい値と比較される。単一化
相関信号412は、チップシーケンスが認識される場合に
発生される。
選択的にその単一化相関信号412を予め決定したしき
い値と比較する代わりに並列で動作し、各々が異なるコ
ードシーケンスを認識するために同期化された複数個
（すなわち、32個）のCPM相関器402を有する一つのシス
テムが構成することが出来る。全ての32CPM相関器の出
力は加算されて、その総和が予め決定された最大レベル
にある場合は、最大の振幅出力を持ったそのCPM相関器4
02がベスト・オブ・Ｍ検出器（best−of−Ｍ detecto
r;M個の最大値を検出する検出器）又はデータストリー
ムｄ（ｔ）を表わす同様の手段により選定される。例え
ば、CSKシステムにおいて各々の32個のCPM相関器はコー
ドシーケンスを認識するために並列で試みるであろう、
そして最高の振幅の相関信号を有するものが、その受信
チップストリームを表示するために想定されよう。その
認識されたチップストリームは、そのデータストリーム
ｄ（ｔ）の一部分が再生されるデータシンボルに相当し
よう。
好ましい実施例においては、CPM相関器402は、米国特
許第5,016,255号又は第5,022,047号に記載の技術と関連
して使用できよう、ここで両者ともに現在の発明の譲受
人に譲渡されており、従って、参照することによりここ
に含まれる。これらの技術においてデータストリームｄ
（ｔ）の各データビット又はデータシンボルは、チップ
シーケンスコードから発生された疑似ランダムチップシ
ーケンスの全長で変調されたコード化される、例えばも
しチップシーケンスコードが32チップの後に繰り返す疑
似ランダムチップシーケンスを識別するならば、そのデ
ータストリームｄ（ｔ）の各データビットは、これらの
全ての32個のチップで変調されよう。しかし、これらの
特別な技術でもってそのCPM相関器402が使用されるとい
う要求はどこにもない。例えばそのCPM相関器は、送信
機101と受信機108を同期させるために使用する相関信号
を認識するためにその他のスペクトル拡散技術と共に使
用されよう。又そのCPM相関器402は、より詳細に本文の
至る所に記載された如き自己同期又は自動同期スペクト
ル拡散技術と関連して使用されよう。
そのＩ及びＱチップシーケンスは好ましくは等しい長
さであって、そのため、各CSKシンボルコードは好まし
くは逆拡散を試みる場合シンボルコード間の90゜の位相
不確実性を避けるために偶数のチップ長さである。
図８は、コヒーレントなスペクトル拡散受信機のブロ
ック図である。図８の受信機内の受信信号ｓ＊（ｔ）40
1内のチップシーケンスを認識するCPM相関機502に接続
される。そのCPM相関器502は電力分配器503を含み、そ
れは複製信号504及び505を発生し、各々０゜の位相遅延
を有している。そのような電力分配器はその技術の中で
知られており、図７に示された電力分配器403に対してC
PM相関器502が一般に好ましい。ｉ（ｔ）及びｑ（ｔ）
間の90゜の位相の遅延は図７における電力分配器403を
使用して生じたが、図８の実施例における90゜の位相の
遅延は、信号504及び505にそれぞれ余弦及び正弦信号を
別々に乗じることにより発生される。信号504は、ｉ
（ｔ）信号を提供するために、Ｉ乗算器530によりcosω
0t信号で乗算され、そしてＩローパスフィルタ506でろ
波される。そのＩローパスフィルタ506及びＱローパス
フィルタ512の出力は、Ｐ（ｔ）発生器305及び306から
送信機内で発生されたものに相当する半分の正弦波形と
してMSKに現われる。Ｉローパスフィルタ506からのｉ
（ｔ）信号出力は、Ｉ相関器507に接続される。Ｉ相関
器507はチップ509のシーケンスを有するレジスタ508を
含む。そのレジスタ508はアナログ型シフトレジスタや
複数個のタップを有するタップ遅延ライン、もしくはそ
の他の適切な記憶手段であろう。奇数チップは複数個の
乗算器によりＩ加算器510に接続されており、その入力
を接続し、出力Ｉ相関信号511を発生させる。Ｉ相関器5
07のパスの例は図23に示される。図８に関して記載の如
く、ろ波されたｉ＊（ｔ）信号はレジスタ508に接続さ
れている。そのレジスタ508は、そのろ波されたｉ＊
（ｔ）信号が伝播する連続した一連のチップ509を含
む。そのレジスタ508は特定のコードシーケンスに整合
されて一致している。従って、図23の例において、一致
する奇数チップのシーケンスはCodd（ｔ）＝11001000で
ある。時刻ｔ＝16Tcにて、第１のチップC1はCodd（ｔ）
のシーケンス内での第１のチップと比較され、そしてそ
れらのチップが等しい場合には“1"を発生する。レジス
タ508内のその他の奇数チップの個々は同様にプログラ
ムされたシーケンスと比較される。任意の二つのチップ
間の比較は、乗算器又は排他的ORゲートを使用して実行
される。
比較値は加算器510に与えられ、それは相関器507がプ
ログラムされているチップシーケンスが受信されたチッ
プシーケンスに一致した時、最大のパルスを出力する。
図23で、“−1"を有するブランチは、受信されたチップ
シーケンス内の“0"が一致を出力するチップに対応し、
一方、他のブランチは受信されたチップシーケンス内の
“1"が一致を出力するチップに対応している．図８に戻
って、Ｑローパスフィルタ512から出力されたｑ＊
（ｔ）信号出力はＱ相関器513に接続されている.Q相関
器513は、チップシーケンス515を有するレジスタ514を
同様に備える。Ｉ相関器507内の奇数チップと同様に偶
数チップはＱ加算器516に接続されており、此れはその
出力を接続し、出力Ｑ相関信号517を出力する。Ｉ相関
信号511とＱ相関信号517は加算器518に接続されてお
り、それはその入力を合成し単一化相関信号519を出力
する。Ｉ相関信号511は奇数チップからでてき、一方Ｑ
相関信号517は偶数チップから出てくる（此れは奇数チ
ップより１チップ時間Tcだけ先行する）ので、相関信号
511と517は同時に生じ、そして図７に示されているよう
な遅延回路406のような分離遅延素子の必要がない。単
一化相関信号510はデータストリームｄ（ｔ）を決定す
るのに用いられ、それからはチップシーケンスＣ（ｔ）
が、図７で説明したと同ようなやり方で発生したもので
ある。
図８の受信機は、コヒーレント搬送波基準周波数ω０
を有して最良に動作し、それが利用可能なことを仮定す
る。位相検出回路を使用するような、コヒーレント搬送
波基準信号を得る方法は上記技術では知られている。CP
Mスペクトル拡散技術を用いたある種の高速時分割多重
アクセス（TDMA）システムにおけるように非常に速い獲
得時間が必要な場合では、他の実施例（例えば、ここに
述べた非コヒーレントな受信機）が選ばれるかもしれな
い。非コヒーレントCPMシステムでは、図１の受信機108
は、送信機101により使われる周波数ω０での搬送波信
号の正確なコピーを利用できないかも知れない。むしろ
受信機108は、周波数ω０を有する局部搬送波信号を出
力するが、これは実際上、周波数と位相の点で、送信機
の搬送波信号と異なっている。
cosω1t＝cos（ω０＋Δω）ｔ＋θ （603） ここで、Δω＝周波数差であり、θ＝位相差である。
図10は非コヒーレントスペクトル拡散受信機で、局部
的に発生するコヒーレント基準信号ω０を必要とせず
に、CPMスペクトル拡散信号を受信して逆拡散するもの
である、図10の受信機は、受信されたスペクトル拡散信
号を分離可能な実数部及び虚数部に分配することによ
り、受信されたCPM信号を処理し、実数部及び虚数部を
それぞれＩ及びＱ部分に分配し、実数部のＩ及びＱスト
リームと虚数部Ｉ及びＱストリームを得るために、実数
部のＩ及びＱ部分と虚数部のＩ及びＱ部を、受信信号に
ついて、期待されるものに近い周波数を有する非コヒー
レント基準信号と混合し、多重化された信号をろ波し
て、実数部のＩ及びＱ相関パルスと虚数部のＩ及びＱ相
関パルスを得るために、実数部及び虚数部のそれぞれに
対し、独立にＩ及びＱストリームを相関させ、合成実数
部及び合成虚数部相関信号を与えるために、実数部及び
虚数部に対し、独立に相関パルスを合成させ、２乗の実
数部及び２乗の虚数部相関パルスを出力するために、合
成実数部及び虚数部相関信号を２乗し、２乗の実数部及
び虚数部相関信号を合成させて、単一化相関信号にす
る。
図10の受信機の動作は、図示的に図９を参照してなさ
れるが、これは非コヒーレント受信機内で送信され受信
されたままの実数部及び虚数部の値を比較したスキャッ
タ図である。簡単化のため、次の説明は、送信チャンネ
ルはひずみがなく、帯域幅は無制限であると仮定してい
る。送信機の座標システム601はｘ軸とｙ軸で表わさ
れ、ｘ軸はｉ（ｔ）値を表わし、ｙ軸はｇ（ｔ）値を表
わす、１セットの４つの点610から613は＜ｊ（tn）,g
（tn）＞に対する伝送サンプル値ペアを表わす。ペアの
610から613は、それぞれ＜1,0＞、＜0,1＞、＜−1,0＞
及び＜0,−１＞の座標を表わす。受信機の座標システム
604は、図９において破線で表わされるｘ＊軸及びｙ＊
軸により表わされる。受信機の座標システム604は、周
波数及び位相の相違により送信機の座標システム601と
異なるものと仮定されている。受信機の座標システム60
4は、送信機と受信機の基準信号間の周波数の差（ビー
ト周波数）Δωに比例した速度で、送信機の座標システ
ム601に関して回転する。十分に小さいΔω（データシ
ンボルが起こる、例えば32チップ期間の興味有る期間に
対して期待されるような）については、受信機の座標シ
ステム604は、短時間比較的一定に待たされる位相差θ
を除けば、送信機の座標システム601とは等しい。その
ような条件を維持するため、望ましくは、ビート周波数
Δωはシンボル速度の約４分の１より小さくあるべきで
ある。例えば、シンボル速度156.25kシンボル／秒（5M
チップ／秒）について云えば、ビート周波数Δωは、最
適動作に対し、約39kHzより小であるべきである。
与えられた瞬間での受信機の座標システム604は、送
信機の座標システム601に関して回転移動するので、受
信機108により認識される＜ｉ＊（tn）,q＊（tn）＞サ
ンプルペアは、送信機座標システム601内の＜ｉ（tn）,
q（tn）＞サンプルペアに対応する円607上の点にある
が、位相差θに依存した量だけ円607の周りを移動する
だろう。従って、認識される実数値あるいはｉ＊（ｔ）
は、座標システム601及び604間の回数差によるcosθに
依存した量だけ、送信されたｉ（ｔ）値と異なるだろう
し、一方、認識される虚数値あるいはｑ＊（ｔ）も同じ
理由で、sinθに依存した量だけ、送信されたｑ（ｔ）
値より異なるだろう。このようにして、もし送信された
＜ｉ（ｎ）,q（ｎ）＞サンプル値が＜0,0＞でそして位
相オフセットθが＋30゜であれば、受信された＜ｉ＊
（tn）,q＊（tn）＞サンプル値は、＜cos＋30゜,sin＋3
0゜あるいは＜0.866,0.5＞である。同様に、もし位相オ
フセットθが同じ送信値に対し、＋90゜であれば受信さ
れた＜ｉ＊（tn）＞サンプル値は＜0,1＞である。上記
の説明から、Ｉ及びＱ部分に対し相関を行うよう試みる
相関器は、θか０から90゜変化する時に減少しｉ＊
（ｔ）値に、同時に増加ｑ＊（ｔ）値に遭遇するだろ
う。θが大きくなると、同時に＜ｉ（ｔ）,q（ｔ）＞と
＜ｉ＊（ｔ）,q＊（ｔ）＞間の差は大きくなって、正確
な相関がややこしくなる。
位相差θのために、図９のどの象限に、送信機の座標
システム601に関連して、受信信号があるのか、時前に
知ることとは、一般に不可能になる。しかし、本発明は
その１側面において、受信されたＳ＊（ｔ）信号を収束
させるためＩ及びＱ部分の実数部及び虚数部の両方を利
用することにより、この問題をクリアする。ｉ＊（ｔ）
の実数部が、θが０から90゜に変化するにつれ減少する
と、ｉ＊（ｔ）の虚数部が増大することは注目されるこ
とだろう。同様に、θが90から180゜に変化するにつれ
ｉ＊（ｔ）の実数部が増大（振幅で）すると、ｉ＊
（ｔ）の虚数部が減少する。同様の現象が、ｑ＊（ｔ）
の実数及び虚数部について起こる。図10の受信機は、受
信されたｉ＊（ｔ）及びｑ＊（ｔ）信号部分の、実数部
及び虚数部の相補的であるという効果を有し、従って、
有効的な相関をつくり出すためＩ及びＱ信号の実数部及
び虚数部両方を解析する。図10の実施例では、受信され
た信号ｓ＊（ｔ）401は、受信された信号ｓ＊（ｔ）401
内の相関シーケンスを認識するため、非コヒーレントCP
M相関器に接続されている。非コヒーレントCPM相関器70
2は、電力分配器703を含んでおり、これは、０゜位相遅
れを有する複信号、Real＊（ｔ）704と90゜位相遅れを
有するImag＊（ｔ）705を出力する。Real＊（ｔ）704と
Imag＊（ｔ）705は、受信され信号ｓ＊（ｔ）401の実数
部及び虚数部として見ることができる。
Real＊（ｔ）信号704は、以下に述べるように、局部
基準信号が異なることを除けば、図８のCPM相関器502と
類似のCPM相関器715と接続されている。CPM相関器715
は、実数部相関信号706を出力する。Imag＊（ｔ）信号
は、第２のCPM相関器715に接続されており、これは虚数
部相関信号706は２乗演算器708に接続されており、これ
は、その入力の２乗を計算する。虚数部相関信号707
は、同様に、２乗演算器709に接続されており、これは
その入力の２乗を計算する。２乗演算器708及び709は、
加算器710に接続されており、これは、その入力を接続
して、実数部相関信号706と虚数部相関信号707の２乗の
和である単一化相関信号711を出力する。単一化相関信
号711は、平方根演算器712に接続されており、これは、
その入力の平方根を取り込み、かつ相関パルス714を含
む最終相関信号713を出力する。相関パルス714間の時間
は、もしCSKが使われると、１シンボルコードタイムの
周期である。
CPM相関器715（図10に図示された）と図８のCPM相関
器502間の主な相違は、図10のCPM相関器715は、非コヒ
ーレント基準信号であるcos（ω０＋Δω）ｔ＋θ及びs
inω2t＝sin（ω０＋Δω）ｔ＋θをＩ部分及びＱ部分
に対しそれぞれ使っていることである。すなわｔ、図８
のコヒーレント受信機内で出力するcosω0t及びsinω0t
を使うよりも上記のものを使っている。基準信号cosω1
t及びsinω1tは、位相オフセットしθをcosω1t及びsin
ω1t両方に対し同様に保持するために、電力分配器に接
続された同じ発振器から出力する。非コヒーレント基準
信号の使用は、各々のCPM相関器により出力する相関信
号が、部分的に位相差θに依存する振幅を持つようにし
ている。非コヒーレント基準信号を使用することの、相
関を達成する能力に対する効果は、まず、Real＊（ｔ）
信号704のＩ部分を基準して説明することができる。Rea
l＊（ｔ）信号704は次のように表わされるだろう。
Real＊（ｔ）＝Re｛Ａ・ｕ（ｔ）exp（−ｊω0t）｝ ここで、上述したように、ｕ（ｔ）＝ｉ（ｔ）＋jq
（ｔ）で、これは信号ｓ（ｔ）の複素数の包絡線であ
り、そしてRe｛｝は複素数の実数部である。Real＊
（ｔ）信号704は、乗算器720により、局部的に発生され
た基準信号cosω１（ｔ）＝cos（ω０＋Δω）ｔ＋θで
乗算され、従って、乗算器720の出力は、Re｛Ａ・ｕ
（ｔ）exp（−ｊω0t）｝cosω１（ｔ）である。乗算器
720の出力は、ローパスフィルタ721に接続され、これは
その入力に接続された信号のベースバンド部分を保持す
る。非コヒーレント基準信号cosω1tが、送信機の基準
周波数ω０と、単に位相差だけ異なると（すなわち、周
波数変化は、興味のある時間中無視できると）仮定する
と、受信機の基準信号は、次のように表わされるだろ
う。
cosω1t＝cos（ω0t＋θ） ローパスフィルタ721の出力ｙ（ｔ）は従って次のよ
うに表わされる。
ｙ（ｔ） ＝LPF［Re｛Ａ・ｕ（ｔ）exp（−ｊω0t）｝cosω１（ｔ）］ ＝LPF［Re｛Ａ・ｕ（ｔ）exp（ｊ（−ω0t＋ω1t）｝］ ＝（A/2）ｉ（ｔ）cos（ω０＋ω1t）ｔ＋（A/2）ｑ（ｔ）sin（ωot＋ω1t） ＝（A/2）ｉ（ｔ）cos（−θ）＋（A/2）ｑ（ｔ）sin（−θ） ＝（A/2）ｉ（ｔ）cosθ−（A/2）ｑ（ｔ）sinθ ここで、"LPF"はローパスフィルタ721の演算を示す。
同様の推論で、Real＊（ｔ）信号のＱ部分のローパスフ
ィルタの出力Ｚ（ｔ）は次のように表される。
ｚ（ｔ） ＝（A/2）ｉ（ｔ）sin（−θ）＋（A/2）ｑ（ｔ）cos（−θ） ＝（−A/2）ｉ（ｔ）sin（θ）＋（A/2）ｑ（ｔ）cos（θ） （791） 信号705において90゜だけ移相することにより、Imag
＊（ｔ）信号のＩ部分のローパスフィルタ741の出力
は、上記で導出したｚ（ｔ）に等しく、一方、Imag＊
（ｔ）信号のＱ部分のローパスフィルタ743の出力は、
上記で導出されたようにｙ（ｔ）の反転信号に等しい。
動作中において、４つの相関器722から725のそれぞれ
は、受信された信号CPM信号ｓ＊（ｔ）の相関に寄与す
るだろう。非コヒーレントCPM相関器702の演算は、２、
３の例で示される。第１の例として、位相オフセットθ
＝０゜とすると、ローパスフィルタ721及び731に対する
出力ｙ（ｔ）及びｚ（ｔ）は各々次のようになる。
ｙ（ｔ）＝（A/2）ｉ（ｔ） 及び ｚ（ｔ）＝（A/2）ｑ（ｔ） 増幅定数をＡ＝２に選ぶと、フィルタ721及び731のフ
ィルタ出力はｙ（ｔ）＝ｉ（ｔ）及びｚ（ｔ）＝ｑ
（ｔ）となる。便宜のため、16チップのコードシーケン
ス長さを仮定すると、16チップ時間（すなわち、16Tc）
後に、全シーケンスは、CPM相関器705の各々内の相関レ
ジスタ726、727、728及び729内に含まれる。例示的なチ
ップストリームｃ（ｔ）＝1111010110010000は、破壊分
離されて、サブシーケンスCodd（ｔ）＝11001000とC
even（ｔ）＝11110100になるだろう。さらに説明のため
に仮定を行うと、送信機の波形発生器Ｐ（ｔ）は、２チ
ップ期間の長さを持つリターン・ツー・ゼロ（RZ）矩形
波形を発生し、送信されたｉ（ｔ）及びｑ（ｔ）信号
は、各々図11A及び図11Bに示されるように図示されるよ
うになるだろう。RZ信号の代わりに、CPMベースバンド
信号を使用する図10の相関器の演算は、時刻ｔ＝16Tcで
は、正弦波形のピーク値は相関レジスタ726、727、728
及び729に出現しRZ波形のパルス高さに対応するという
ことを観察すれば理解可能である。
受信端では、相関レジスタ726及び727の内容は、各々
図11及び11Dに示すように表されるだろう。右から左へ
の読み取りとしての図11Cの波形は左から右への読み取
りとしての図11Aのそれと同じである。同様に、図11Bと
11Dの波形は同じ関係を持っている。４つの相関器722、
723、724及び725の各々に対する出力は、チップ値を各
チップのチップ重み付けファクタ716と各点での乗算に
より得られ、加算器717によるチップ積の和は相関信号
を生み出すだろう。相関器725に対するチップ重み付け
ファクタ716は、相関器723の値では表示で反対である。
相関器722及び724に対するチップ重み付けファクタ716
は同じ表示である。θ＝０゜である今の例を引き続き基
準として各々Real＊（ｔ）信号のＩ部分（“ReI"）及び
Ｑ部分（“ReQ"）に対応する、時刻ｔ＝16Tcでの相関器
722及び723の各々に対する出力は８であり、一方各々虚
数部＊（ｔ）信号のＩ部分（“ImI"）及びＱ部分（“Im
Q"）に対応する、相関器724及び725の各々に対する出力
は０である。時刻16Tcでの最終相関信号713は次のよう
である。
Corr（ｔ＝16Tc） ＝｛（ReI＋ReQ）２＋（ImI＋ImQ）２｝1/2 ＝｛（８＋８）２｝1/2 ＝16 16という値は、特別のチップシーケンスに対する相関
を表わす最大値である。もし多重コードが認識されるの
であれば、複数の非コヒーレントCPM相関器702は並列演
算を行い、各々は異なったコードを認識すべくプログラ
ム化される。最大相関信号に対応するチップシーケンス
は、受信チップシーケンスとして選定してもよい。
第２の例として、θ＝30゜と仮定して、相関レジスタ
726及び727の内容は、それぞれ図11E及び11Fに示した如
くに現われる。増幅定数Ａ＝２を選択して、それぞれロ
ーパスフィルタ721及び731の出力Ｙ（ｔ）及びＺ（ｔ）
は次の如く表わされる。
ｙ（ｔ） ＝（A/2）ｉ（ｔ）cos（30゜）−（A/2）ｑ（ｔ）sin（30゜） ＝ｉ（ｔ）（0.866）−ｑ（ｔ）（0.5） になる。
そして ｚ（ｔ） ＝（−A/2）ｉ（ｔ）cos（30゜）＋（A/2）ｑ（ｔ）sin（30゜） ＝−ｉ（ｔ）（0.5）＋ｑ（ｔ）（0.866） 相当するチップウエイト716での、相関レジスタ726か
ら729内のチップ値の個々の各店のベクトル乗算は、加
算器717から次の主力を生じる。
ReI ＝（１）（0.866）＋（１）（0.866）＋（−１）（−0.866）＋ （−１）（−0.866） ..... ＝（８）（0.866） ＝6.928 ReQ ＝（１）（0.866）＋（１）（0.866）＋（１）（0.866）... ＝（８）（0.866） ＝6.928 ImI ＝（１）（−0.5）＋（１）（−0.5）＋（−１）（0.5）＋（−１）（0.5） ..... ＝−（８）（0.5） ＝−4.0 ImQ ＝（１）（−0.5）＋（１）（−0.5）＋（１）（−0.5）＋（１）（−0.5） ..... ＝−（８）（0.5） ＝−4.0 従って、最終相関信号713は次式により発生される。
Corr（ｔ＝16Tc） ＝｛（6.928＋6.928）２＋（−４＋−４）２｝1/2 ＝16 従って、θ＝30゜の位相オフセットに対して、ｔ＝16
Tcにて最終相関信号713の値は最大レベルの16にとどま
る。
もう１つの例として、位相オフセットθ＝45゜が仮定
される。ローパスフィルタ721及び731の出力ｙ（ｔ）及
びｚ（ｔ）はそれぞれ、次式となり、 ｙ（ｔ）＝ｉ（ｔ）（0.707）−ｑ（ｔ）（0.707） そして ｚ（ｔ）＝−ｉ（ｔ）（0.707）＋ｑ（ｔ）（0.707） 中間値ReI、ReQ、ImI、及びImQに対する解は次式の如
く与えられる。
ReI ＝（１）（0.707）＋（１）（0.707）... ＝（８）（0.707） ＝5.657 ReQ ＝（１）（0.707）＋（１）（0.707）... ＝（８）（0.707） ＝5.657 ImI ＝（１）（−0.707）＋（１）（−0.707）... ＝−（８）（0.707） ＝−5.657 ImQ ＝（１）（−0.707）＋（１）（−0.707）... ＝−（８）（0.707） ＝−5.657 最終相関器信号713が次のように発生される。
Corr（ｔ＝16Tc） ＝｛（2x5.657）２＋（2x−5.657）２｝1/2 ＝16 再び例えば位相オフセットθがθに等しくない場合で
も16の最大相関係数が実現される。
図10の相関器において、位相オフセットθに対する
（ReI＋ReQ），（ImI＋ImQ）値及び相関値からなる表を
作成することができる。
位相オフセットθが45゜を越えて増すにつれ、相関値
のより高い％は、非コヒーレントCPM相関器702のReal＊
（ｔ）信号パス704よりはむしろ、Imag＊（ｔ）信号パ
ス705からはじまる。θ＝90゜の位相オフセットで、例
えば、すべての相関はImag＊（ｔ）信号パス705から来
る。そしてReal＊（ｔ）信号パス704から来ない。実数
部CPM相関器715の出力707と虚数部CPM相関器715の出力7
07が位相オフセットθの関数として正弦状に進行し、次
のように表わされる。
Real＊（ｔ）の相関＝16cosθ Imag＊（ｔ）の相関＝−16sinθ Corr＝｛（16cosθ）２＋（−16sinθ）２｝1/2＝16 かくして最大相関16が位相オフセットθに関係なしに
発生される。複数の相関器の使用が図10に示された様式
で描かれたように、受信機が送信機に関連して動作する
図９の象限にかかわらず成功裏の相関を実行する。
次のことは特記される、すなわち16Tcの倍数以上のチ
ップタイムで（例えば16チップのチップシーケンス）相
関出力がｉ（tn）とｑ（tn）間の交差相関値の関数であ
ろう。図10の非コヒーレントCPM相関器は交差相関であ
る限り、コヒーレントコードの２位相相関器より悪く動
作しないだろう。換言すれば、もし与えられたコードが
２位相相関を通して4/16の最大時間サイドローブ値を生
ずるならば、その時は図10相関器から期待される最悪の
時間サイドローブ値または4/16であるはずである。
図12は非コヒーレントスペクトル拡散相関器で受信ス
ペクトル拡散信号の実数部及び虚数部を用いた別の形の
ブロック図である。図12の相関器は４個のシフトレジス
タの代わりに２個のシフトレジスタを用いるだけであ
り、かつ一つの電力分配器を持つだけで、これは受信信
号ｓ＊（ｔ）上に位相遅延なく動作し、図10で説明した
ように非コヒーレント相関器での３つの電力分配器の場
合とは異なる。受信された信号ｓ＊（ｔ）上で位相遅延
のない電力分配器の使用は、せまいバンド幅で最適条件
で動作する一方、受信された信号は比較的広くバンド幅
をカバーする利点がある。
図12では、受信された信号ｓ＊（ｔ）401は、受信信
号ｓ＊（ｔ）上のチップシーケンスを認識するために、
２個のレジスタの非コヒーレントCPM相関器802に接続さ
れ、２個のレジスタの非コヒーレントCPM相関器802は第
１の電力分配器803を含み、これはそれぞれ０゜の位相
遅延の２つの複製信号804と805を生成する。局部発振器
806は局部搬送波信号cosω1t807を生成する。これは第
２の電力分配器808に接続される。第２の電力分配器808
は複製信号を生成し、一つは０゜の位相遅延の信号809
で、もう一つは90゜の位相遅延の信号810である。
局部発振器806は局部搬送波信号cosω1t807を生成す
る、これは第２の電力分配器808に接続される。第２の
電力分配器808は複製信号、すなわち一つは０゜位相遅
延の信号809と他の一つは90゜位相遅延の信号810を生成
する。同じ局部発振器806から信号cosω１とsinω１を
生成するために第２の電力分配器808はcosω１とsinω
１の両方に対して、ω１とω０の間の差の位相オフセッ
トθを保持する。
信号804と809は第１の第１の乗算器811に接続され、
その入力は第１の積信号812を生成する。第１の積信号8
12は第１のローパスフィルタ813に接続され、それは、
そのベースバンド周波数成分を保持する第１のろ波され
た信号814を生成する。第１のろ波された信号814は、第
１の偶奇相関器815に接続される。
信号805と810は同様に第２の乗算器816に接続され、
その入力は第２の積信号817を生成する。第２の積信号8
17は同様に第２のローパスフィルタ818に接続され、そ
れは、そのベースバンド周波数成分を保持する第２のろ
波された信号819を生成する。第２のろ波された信号819
は同様に第２の偶−奇数相関器820に接続される。
２つのレジスタの非コヒーレントCPM相関器802におい
て、図12で図示されたように、Real＊（ｔ）信号のＱ部
分はImag＊（ｔ）信号のＩ部分と同じである。そしてIm
ag＊（ｔ）信号のＱ部分はReal＊（ｔ）信号のＩ部分の
位相から180゜だけずれた（すなわち、反転された）信
号である。Real＊（ｔ）信号のＩ部分とImag＊（ｔ）信
号のＱ部分は同じレジスタ821に格納され且つ読み出さ
れる。同様に、Imag＊（ｔ）信号のＩ部分とReal＊
（ｔ）信号のＱ部分は同じレジスタ827に格納され且つ
読み出される。図12の２つのレジスタの非コヒーレント
CPM相関器802は概念的に図10の非コヒーレントのCPM相
関器702と同じ方式で動作する。
第１の偶奇相関器815は同時に実数部ｉ＊（ｔ）成分
と虚数部ｑ＊（ｔ）成分を認識し、チップ822のシーケ
ンスを保持することが出来るレジスタ821を備える。奇
数チップは実数部のＩ加算器823に接続され、これはそ
の入力を合成して、虚数部Ｑの相関信号826を生成す
る。
第２の偶数相関器820は同時に虚数部ｉ＊（ｔ）成分
及び実数部ｑ＊（ｔ）成分を認識し、チップ828のシー
ケンスを保持することができるレジスタ827を備える。
奇数チップは虚数部のＩ加算器829に接続され、それは
入力を合成して、虚数部Ｉの相関信号830を生成する。
偶数チップは実数部Ｑの加算器831に接続され、実数部
Ｑの相関信号832を生成する。
実数部Ｉの相関信号824と実数部Ｑの相関信号832は実
数部加算器833と接続され、その入力を合成して実数部
相関信号834を生成する。同時に虚数部Ｑ相関信号826と
虚数部Ｉ相関信号830は虚数部の加算器835に接続され
る、それは入力を合成して、虚数部相関信号836を生成
する。
実数部の相関信号834は二乗演算器837に接続され、そ
れは入力の二乗を計算する。虚数部の相関信号836は二
乗演算器838に接続され、それはその入力を二乗する。
二つの二乗値は加算器839に入力され、その入力を合成
して、実数部の相関信号834と虚数部の相関信号836の二
乗値の加算を表わす単一化相関信号840を生成する。単
一化相関信号840は平方根演算器841に入力され、その入
力の平方根を演算して最終相関信号842を出力する。二
乗演算器837と838、加算器839、そして平方根演算器841
は実数部及び虚数部の二乗の加算の平方根を集合的に計
算する。
図22及びほかのところで示されたように、ロバートソ
ン（Robertson）の装置は二乗値の加算の平方根を計算
する。もしCSKが用いられるならば、個々の相関パルス8
43の時間は１シンボルコードの時間であろう。
次のことは特記される、すなわち図10の非コヒーレン
トCPM相関器802では二乗のプロセスが極性情報を破壌す
ることである。
図13Aはシリアル相関を用いるスペクトル拡散受信機
のブロック図である。
受信された信号ｓ＊（ｔ）401は、受信された信号ｓ
＊（ｔ）における相関シーケンスを認識するためのコヒ
ーレントシリアルCPM902と接続される。
図13AのコヒーレントシリアルCPM相関器902は電力分
配器903を含む、これは０゜位相遅延の複製信号904と90
5を生成する。
信号904はＩ乗算器に接続される。Ｉ乗算器906の別の
入力は局部的に発生された信号ｉ（ｔ）cosω0tに接続
され、すなわち、相関シーケンスのＩチップシーケンス
を有して合成された搬送波信号に接続される。信号905
はＱ乗算器911に接続され、それは局部的に発生した信
号ｑ（ｔ）sinω0tに接続されすなわち、相関シーケン
スのＱチップシーケンスと結合された搬送波信号と接続
されている。図13AのコヒーレントシリアルCPM相関器は
周波数ω０のコヒーレント基準信号を用いる。
Ｉチップシーケンスを表わす波形のｉ（ｔ）信号及び
Ｑチップシーケンスを表わす波形のｑ（ｔ）信号は各々
３値のリターンツーゼロ（RZ）波形を備える。すなわ
ち、それらは論理“1"を示す＋１、論理“0"を表わす−
１及び何の値も表わさない０である。それらは図13Bに
示されている。ｉ（ｔ）信号及びｑ（ｔ）信号は、ｉ
（ｔ）信号は各奇数チップ時間で＋１か−１の値を持つ
が偶数チップ時間中は０であり、ｑ（ｔ）信号は各偶数
チップ時間で＋１か−１を持つが奇数時間中は０である
という意味において、各々１チップ時間だけのオフセッ
ト量である。
Ｉ乗算器906は、その入力を乗算して、Ｉ積信号を出
力する。Ｉ積信号907はローパスフィルタ（図示なし）
でろ波されて、Ｉ積分器908に接続されており、それは
その入力を積分し、制御入力909の制御のもとでその積
分値（加算値）をダンプする。Ｉ積分器908はＩ相関信
号910を出力する。Ｑ乗算器911は、その入力を乗算し
て、Ｑ積信号912を出力する。Ｑ積信号912は、ローパス
フィルタ（図示せず）でろ波され、Ｑ積分器913に接続
され、それはその入力を積分し、制御入力914の制御の
もとでその積分値（加算値）をダンプする。Ｑ積分器91
3は、Ｑ相関信号915を出力する。ｉ（ｔ）信号とｑ
（ｔ）信号は３値のリターンツーゼロ信号なので、積分
器908と913のただ１つだけがあるタイミングで値を変化
させる。
相関信号910とＱ相関信号915は加算器916に接続さ
れ、それはその入力を乗算し、単一化相関信号917を出
力する。この単一化相関信号917はステップ状に次第に
増大し完全な相関が達成されると最大値に達する。もし
CKSが用いられると、予め与えられたシンボルコード時
間Tsの間の複数の並列コヒーレントシリアルCPM相関器9
02に対する単一化相関信号917の最大のものは、受信シ
ンボルコードを特定するため使われるだろう。Ｉ及びＱ
積分器908、913は、ダンプするために教示されるまで、
それらの値を保持する。積分及びダンプ演算を適切に制
御するため、同期情報が必要である。
これを達成するため、並列相関器は、必要なタイミン
グ情報を提供するため、１つ以上のシリアル相関器と一
緒に演算する。そのような実施例では、送信機は最初に
データを伝送（すなわち、プリアンブル）し、これは並
列相関器により受信される。並列相関器は、受信データ
が認識されると、相関パルスを発し、この相関パルス
は、そのシリアル相関器あるいは相関器のタイミングを
制御するのに用いられる。
図14は、受信されたスペクトル分散信号の、分離可能
な実数部及び虚数部に対してシリアル相関を使用する非
コヒーレント拡散スペクトルのブロック図である。
概念的には、図14の非コヒーレントシリアルCPM相関
器は、図10の非コヒーレントCPM相関器702と同様のやり
方で演算を行う。受信された信号ｓ＊（ｔ）401は、受
信された信号ｓ＊（ｔ）401におけるチップシーケンス
を認識するため、非コヒーレントシリアルCPM相関器100
2に接続されている。非コヒーレントシリアルCPM相関器
1002は、電力分配器1003を含み、これは、０゜位相遅れ
を有するReal＊（ｔ）1004及び90゜位相遅れを有するIm
ag＊（ｔ）1004及びImag＊（ｔ）の複製信号を出力す
る。Real＊（ｔ）1004及びImag＊（ｔ）1005はそれぞれ
受信信号ｓ＊（ｔ）401の実数部及び虚数部である。
Real＊（ｔ）信号1004は、シリアルCPM相関器1020に
接続され、これは実数部相関信号1006を出力する。虚数
部＊（ｔ）信号1005は同様に第２のシリアルCPM相関器1
020に接続され、これは虚数部相関信号1007を出力す
る。各シリアルCPM相関器1020は電力分配器（図示せ
ず）を含み、これは入力信号を受信し、０゜位相遅れを
持つ複製信号1021及び1022に分配する。
信号1021は、第１のＩ乗算器1023に接続されている。
第１のＩ乗算器1023の他の入力は、以前の図10を参照し
て述べた、局部的に発生された非コヒーレント基準信号
cosω1t＝cos（ω０＋Δω）ｔ＋θに接続されている。
第１の乗算器1023の出力は、Ｉローパスフィルタ1027に
接続されており、その出力は第２のＩ乗算器1029に接続
されている。第２のＩ乗算器1029の他の入力は、ｉ
（ｔ）信号1031に接続されており、これはＩチップシー
ケンスを表わす波形である（図13A及び図13B参照。）。
信号1022は第１の乗算器1024に接続されている。第１の
Ｑ乗算器1024の他の入力は、以前の図10を参照して述べ
たように、局部的に発生された非コヒーレント基準信号
sinω1t＝sin（ω０＋Δω）ｔ＋θに接続されている。
第１のＱ乗算器1024の出力は、Ｑローパスフィルタ1028
に接続されており、その出力は第２の乗算器1030に接続
されている。第２のＱ乗算器1030の他の入力はｑ（ｔ）
信号1032に接続されており、これはＱチップシーケンス
を表わす波形である（図13A及び13B参照。）。第２のＩ
乗算器1029の出力はＩ積分器1033に接続されており、こ
れは、その入力を積分し、制御入力1035の制御のもとで
その積分値をダンプする。Ｉ積分器はＩ相関信号1037を
出力する。第２のＱ乗算器1030はＱ積分器1034に接続さ
れており、これはその入力を積分し、制御入力1036の制
御のもとでその積分値をダンプする。Ｑ積分器1034は、
Ｑ相関信号1038を出力する。Ｉチップシーケンスを表わ
す波形であるｉ（ｔ）信号及びＱチップシーケンスを表
わす波形であるｑ（ｔ）信号は各々、３値のリターン・
ツー・ゼロ（RZ）波形を備える。
すなわち、図13Bに示すように、それらは、論理“1"
を示す＋１、論理“0"を表わす−１及び何も値も示さな
い０である。ｉ（ｔ）信号及びｑ（ｔ）信号は、ｉ
（ｔ）信号は、各奇数チップ時間では＋１か−１の値を
持つが、偶数チップ時間中では０であり、ｑ（ｔ）信号
は各偶数チップ時間では＋１か−１の値を持つが、奇数
チップ時間中では０であるという意味において、各々か
ら１チップ時間だけのオフセット量である。ｉ（ｔ）信
号とｑ（ｔ）信号は、３値のリターン・ツー・ゼロ波形
であるので、積分器1033と1036のただ１つだけがあるタ
イミングで値を変化させる。Ｉ及びＱ積分器は、ダンプ
するように教示されるまで、その値を保持する。図13A
を参照してわかるように、Ｉ及びＱ積分器1035、1036の
積分及びダンプ演算を制御するのに必要な同期情報は、
相関パルスを発生するために、送信プリアンブルからタ
イミング情報を受信する並列相関器から得ることができ
る。相関パルスは、シリアル相関器あるいは相関器のタ
イミングを制御するために用いられる。他の適切な制御
法も可能である。Ｉ相関信号1037及びＱ相関信号1038
は、加算器1039に接続されており、これはその入力を乗
算し単一化相関信号1006を出力する。単一化相関信号10
06は、ステップ状に次第に増大し、完全な相関が達成さ
れると最大値に達する。上述したように、Real＊（ｔ）
信号1004を受信するCPM相関器1020は実数部相関信号100
6を出力し、虚数部＊（ｔ）信号1005を受信する第２のC
PM相関器1020は虚数部相関信号1007を出力する。
実数部相関信号1006は２乗演算器1008に接続されてお
り、これはその入力の２乗を計算する。虚数部相関信号
1007は２乗演算器1009に接続されており、これは、その
入力の２乗を計算する。２つの２乗値は加算器1010に接
続されており、これは、その入力を接続し、実数部相関
信号1006と虚数部相関信号1007の２乗の総和を表わす単
一化相関信号を出力する。単一化相関信号1011は、平方
根演算器1012に与えられ、これはその入力の平方根を取
り出し、最終相関信号1013を出力する。もしCPMが使用
されると、最大相関パルス1014は、シンボルコード時間
Ts当たり１回達成される。相関パルスの２乗化は、最終
相関信号1013において極性情報を破壊することである。
図15Aは、受信拡散スペクトル信号の拡散可能な実数
部及び虚数部に対しシリアル相関を用いる非コヒーレン
ト拡散スペクトル受信機のも一つの実施例のブロックの
図である。受信された信号ｓ＊（ｔ）401は、受信され
た信号ｓ＊（ｔ）401内においてチップシーケンスを認
識する２個の並列積分器の非コヒーレントシリアルCPM
相関器1102に接続されている。２個の並列積分器の非コ
ヒーレントシリアルCPM相関器1102は、第１の電力分配
器1103を備え、これは各々０゜位相遅れを有する複製信
号1104及び1105を出力する。局部発振器1106は、局部搬
送波信号cosω1t1107を生成し、これは第２の電力分配
器1108に接続されている。第２の電力分配器1108は複製
信号を生成し、１つの信号1109は０度の位相遅れを有
し、もう１つの信号1110は90度の位相遅れを有する。
信号1104及び1109は、第１の乗算器1111に接続されて
おり、これは、その入力を乗算し、第１の積信号1112を
出力する。第１の積信号1112は第１のローパスフィルタ
1113に接続され、これはベースバンド周波数成分を保持
する第１のろ波された信号を出力する。
信号1105及び1110は、第２の乗算器1116に接続され、
これはその入力を乗算し第２の積信号1117を出力する。
第２の積信号1117は第２のローパスフィルタ1118接続さ
れ、これはベースバンド周波数成分を保持する第２のろ
波された信号を出力する。２個の並列積分器の非コヒー
レントシリアルCPM相関器1102では、Real＊（ｔ）信号
のＱ部分は、Imag＊（ｔ）信号のＩ部分と同じで、虚数
部＊（ｔ）信号のＱ部分はReal＊（ｔ）信号のＩ部分の
位相から180゜だけずれ（すなわち、反転され）てい
る。
第１のろ波された信号1114は実数部Ｉの乗算器1121に
接続されており、これも局部発信信号ｉ（ｔ）に接続さ
れている。すなわち、相関シーケンスのｉ（ｔ）チップ
シーケンスに接続されている（図13B参照。）。実数部
Ｉの乗算器1121は、その入力を乗算し、実数部Ｉの積信
号1122を出力する。第１のろ波された信号1114も虚数部
Ｑの乗算器1123に接続されており、これも局部発生信号
ｑ（ｔ）に接続されている。すなわち、相関シーケンス
の反転されたｑ（ｔ）チップシーケンスに接続されてい
る（図13B参照。）。虚数部Ｑの乗算器1123は、その入
力を乗算し、虚数部Ｑ積信号1124を出力する。
第２のろ波された信号1119は虚数部Ｉの乗算器1125に
接続されており、これも局部発生信号ｉ（ｔ）に接続さ
れている。虚数部Ｉの乗算器1125はその入力を乗算し、
虚数部Ｉの積信号1126を出力する。第２のフィルタ1119
も実数部Ｑの乗算器1127に接続されており、これは局部
的に発生された信号ｑ（ｔ）に接続されている。すなわ
ち、相関シーケンスのｑ（ｔ）チップシーケンスに接続
されている（図13B参照。）。実数部Ｑの乗算器1127は
その入力を乗算し、実数部Ｑの積信号1128を出力する。
実数部Ｉの積信号1122及び実数部Ｑの積信号1128は、
実数部の加算器1129に接続されており、これはその入力
を合成し、実数部の積信号1130を出力する。虚数部Ｑの
積信号1124及び虚数部Ｉの積信号1126は、虚数部の加算
器1131に接続され、これはその入力を合成し、虚数部の
積信号1132を出力する。
実数部の積信号1130は、実数部の積分器1131に接続さ
れており、そしてそれはその入力を積分して制御入力11
34の制御のもとでその積分値をダンプする。実数部の積
分器1133は実数部の相関信号1135を発生する。
虚数部の積信号1132は虚数部の積分器1136に接続され
て、それはその入力を積分して制御入力1137の制御のも
とでその積分値をダンプする。虚数部の積分器1136は虚
数部の相関信号1138を発生する。
実数部の相関信号1135は実数部の２乗演算器1139に接
続されてそれは入力の２乗を計算する。虚数部の相関信
号1138は虚数部の２乗演算器1140に接続されており、そ
れは入力の２乗を計算する。その２つの２乗値は加算器
1141に接続されて、それはそれらの入力を合成して、実
数部の相関信号1135と虚数部の相関信号1136の２乗の総
計である単一化相関信号1142を発生する。その一体化さ
れた相関信号1142は平方根演算器1143に接続されて、そ
れはその入力の平方根を有する最終相関信号1144を発生
する。その最終相関信号1144は、シンボルコードタイム
の周期Ts当たり最大の値を有する。
特定の実施例において、１ビットの量子化器は第１の
ローパスフィルタ1113及び第２のローパスフィルタ118
の出力時に挿入される。
図15Aの相関器の好ましい実施例に於いては、虚数部
Ｑの乗算器1123、虚数部Ｉの乗算器1125や実数部Ｑの乗
算器1127の各々は反転されたXORゲートを備える。反転
されたXORゲートは従来技術においてはよく知られてお
り、それらは以下のテーブルに示す如く真理値表を有す
る。
Ａ Ｂ 反転されたXOR（A,B） −１ −１ ＋１ −１ ＋１ −１ ＋１ −１ −１ ＋１ ＋１ ＋１ 好ましい実施例においては、実数部の加算器1129及び
実数部の積分器1133はマルチプレクサと積分器とを集合
的に備える。個々の実数部のＩと実数部のＱ成分を計算
したり、それらを加算したり、その加算値を積分したり
するかわりに、好ましい実施例においては、個々の実数
部Ｉ及び実数部Ｑの成分は単一のストリームやそれ自身
統合化されたストリームに多重化される。
同様に、虚数部の加算器1131及び虚数部の積分器1136
はマルチプレクサや積分器を集合的に備える。個々の虚
数部のＩ及び虚数部のＱ成分を計算したり、それらを加
算したり、又その加算値を積分する代わりに好ましい実
施例においては、個々の虚数部のＩ及び虚数部のＱ成分
は単一のストリームやそれ自身統合化されたストリーム
に多重化される。
好ましい実施例に於いては、第１の２乗演算器1139、
第２の２乗演算器1140、加算器1141、及び平方根演算器
1143は二つの二乗の総和の平方根を計算するためロバー
トソン（Robertson）技術を使用して一つのデバイスを
集合的に含む。ロバートソン技術であり、それは従来技
術で知られているが座標＜x,y＞を有する平面ベクトル
の標準（二つの二乗の総和の平方根）は次の如く概算で
きよう。
｜＜x,y＞｜＝最大（x,y）＋（0.5）最少（x,y） （1152） ロバートソンデバイスの好ましい実施例は図22に示さ
れこの後に記載されている。図15Bは、受信したスペク
トル拡散信号の分離できる実数部と虚数部の部分のため
の複数ビットのシリアル相関を用いたスペクトル拡散受
信機のブロック図である。図15Bの受信機は、受信され
た信号ｓ＊（ｔ）401に接続した第１の電力デバイス115
3、局部発振器1156、第２の電力分配器1158、乗算器116
1や1166やローパスフィルタ1163と1168を含むがこれら
の全てにおいて図15Aの実施例と類似している。又図15A
実施例の如く、Real＊（ｔ）信号のＱ部分は、Imag＊
（ｔ）のＩ部分と同じであり、又Imag＊（ｔ）信号のＱ
部分は、Real＊（ｔ）信号のＩ部分の位相から180゜ず
れて（すなわち、反転されて）いる。ローパスフィルタ
1163は２ビットのアナログ／デジタル（A/D）変換器116
4に接続されており、その他のローパスフィルタ1168は
その他の２ビットA/D変換器1169に接続されている。２
ビットのA/D変換器1164及び1169はそれぞれの入力波形
を個々量子化して、その入力波形の振幅に相当した２ビ
ットパターンを出力する。図15Cは入力波形1154の２ビ
ット量子化を示すグラフである。４つの振幅領域1155は
図15Cのグラフに描かれている。
入力波形1154（すなわち、ローパスフィルタ1163又は
1168の出力）が最高の振幅領域1155内にある時は、A/D
変換器1164又は1169は11の２ビツトのパターンI1I0を出
力する。入力波形1154が次の最後振幅領域1155内にある
時は、A/D変換器1164又は、1169は10の２ビットパター
ンI1I0を出力する。同様に次の最高の振幅領域1155内で
は、A/D変換器1164又は1169は、01の２ビットパターンI
1I0を出力し、最小の振幅領域1155内にある時は、A/D変
換器1164又は1169は00の２ビットパターンI1I0を出力す
る。
A/D変換器1164及び1169の入力は各チップ周期に一回
サンプリングされる。A/D変換器1164及び1169の出力116
5及び1170は複数ビットの非コヒーレントなシリアル相
関ブロック1167に提供される。A/D変換器1164の出力116
5は、乗算器1172の入力に接続されるが、それは局部的
に発生したｉ（ｎ）チップ信号に接続されたその他の入
力を有し、それは図15Aに使用される３値リターンツー
ゼロ波形に相当する２の補数の波形を、特定の実施例に
於いて発生する。A/D変換器1164の出力1165もまた第２
の乗算器1174の入力に接続されるが、それは局部的に発
生された反転信号ｑ（ｎ）チップ信号に接続されたその
他の入力を有し、それもまた２つの相補的なフォーマッ
トで表される３値信号である。A/D変換器1169の出力117
0はｉ（ｎ）チップ信号に接続された他の入力を有する
乗算器1171の入力に接続される。
A/D変換器1169の出力1170もまたｑ（ｎ）チップ信号
に接続された他の入力を有する乗算器1173の入力に接続
される。
乗算器1171、1172、1173や1174の各々は、好ましくは
その入力を乗算して２の補数のフォーマットの結果を発
生するデジタル乗算器として具体化される。乗算器117
1、1172、1173や1174の各々に対する、好ましい入力と
出力の真理値表は次の表15−１に表わされるが、そこで
はic及びqcは適当な時間間隔におけるｉ（ｔ）及びｑ
（ｔ）信号のチップレートを表わす。icまたはqcの二進
法の０ビットは−１のチップ値を表わすが、一方icまた
はqcの二進法１ビットは＋１のチップ値を表わす。これ
らの値はこの特定の実施例で見た如く、その信号ｉ
（ｎ）及びｑ（ｎ）信号に対する２の補数のフォーマッ
トで表現される。
乗算器1171、1172、1173及び1174の各々からの出力は
表15−１に従った３ビットのデジタル信号を備える。乗
算器1171、1172、1173及び1174はそれぞれ累算器1175、
1176、1177及び1178に接続されている。チップクロック
信号1181は、累算器1175、1176、1177及び1178のそれぞ
れに接続されており、累算器1175、1176、1177及び1178
にそれらの出力を各チップ周期毎に一度サンプリングさ
せる。従って、32チップのシンボルコード長さに対して
は累算器1175、1176、1177及び1178は与えられたシンボ
ルコードに対してそれらの入力を32回サンプリングを行
う。各サンプリング時刻に於いては、累算器1175、117
6、1177及び1178はその入力を加算して、実行中の相関
和を得る。A/D変換器1164及び1169の出力は２の補数の
表示で表わされるので、累算器1175、1176、1177及び11
78は効果的に加算処理のみを行うだけで加算または引き
算を行う。ダンプ信号1182は各シンボル周期の終りに累
算器をクリアする。32チップシンボルコードに対しては
実行中の累算器和は＋32と−32の間で変化する。
とって代わって、２の補数のフォーマット信号ｉ
（ｎ）及びｑ（ｎ）を使用する代りにｉ（ｔ）ｑ（ｔ）
の如き３値のリターンツーゼロ波形（図15A参照。）を
使われることがある。そのような場合は、累算器1175、
1176、1177及び1178は各クロックサイクルでという代り
に、むしろ代替的パターンにおけるその他のクロックサ
イクルを各々累算する。
累算器1175、1176、1177及び1178は６ビットのデジタ
ル累算値を出力する。累算器1176及び1177は第１の加算
器1179の入力に接続される。加算器1179及び1180の出力
は、大きなさ計算ブロック1185及び位相計算ブロック11
87に接続される。振幅の計算ブロック1185はロバートソ
ンデバイス（図22参照。）として統合される。位相計算
ブロック1187は統合されるように、すなわち、図25Bに
関して本明細書のどこか他のところで表わされ、また記
載されている位相セクタルックアップテーブルの如くで
ある。振幅の計算ブロック1185及び位相計算ブロック11
87は単一化相関信号及び位相信号1188それぞれ出力す
る。その単一化相関信号1186は７ビットの符号なしのデ
ジタル信号であろう。実験によると、図15Bの相関器
は、図15Aの相関器に対して約1.5から2.0dBのビットエ
ラーレート（BER）及びEb/No（ビットエネルギー／ノイ
ズ密度）に於ける改良を実現できることを示した。確か
に２ビット量子化は１ビット量子化に比べて格段の改善
につながるが、さらに多ビットの量子化はBERとEb/No比
において得られるものが低減してゆき、最大の総改善で
3dBとなる。このように、２ビット量子化は、ハードウ
エアの複雑化を大きく助長することなく、有利な性能改
善を実現してくれる。
図15Dは、受信したスペクトル拡散信号の分離可能な
実数部及び虚数部に対する複数ビットのシリアル相関を
利用したスペクトル拡散受信機のもう一つの具体化の部
分ブロック図である。図15Dに表示されている回路は図1
5Bに示されている複数ビットの非コヒーレントシリアル
相関ブロック1167に匹敵するものであるが、図15Bにお
ける具体化よりも少ない部品を使っている。
図15Dに於いて1165信号（図15B参照。）とｃ（ｔ）チ
ップ信号（すなわち、ｉ（ｔ）とｇ（ｔ）との合成信
号）が、第１の乗算器1189の入力へ接続される。1170信
号（図15B参照。）とＣ（ｔ）チップ信号は、第２の乗
算器1190の入力へ接続される。乗算器1189と1190は、そ
れぞれ表15−１に従って計算を行う。第１の乗算器1189
の出力はマルチプレクサ1191の入力へ接続され、それか
ら位相反転器1193を通してもう一つのマルチプレクサ11
92の入力へ接続される。第２の乗算器1190の出力は、マ
ルチプレクサ1191と1192のそれぞれの入力へ接続され
る。
マルチプレクサクロック信号1196が、マルチプレクサ
1191と1192のそれぞれの入力への選択を制御している。
マルチプレクサクロック信号1196の動作は、ｉ（ｔ）及
びｇ（ｔ）チップ信号に交互に時間差があり、交互にチ
ップが交替する毎にゼロになる（例えば、図13B参
照。）ということの認識を基礎としている。マルチプレ
クサクロック信号1196は、マルチプレクサ1191と1192の
入力を切り替えさせて、Ｃ（ｔ）チップ信号のｉ（ｔ）
又はｇ（ｔ）部分がセロになる故にゼロとなる1189と11
90乗算器の出力を無視するようにする。こうしてマルチ
プレクサ1191、1192への入力はチップの交替毎に切り替
えられる。
マルチプレクサ1191からの出力は、累算器1194へ入力
される。マルチプレクサ1192からの出力はもう１つの累
算器1195へ入力される。累算器1194と1195は、図15Bに
おける累算器1175、1176、1177又は1178に似た機能を果
たす；すなわち、実行中の相関和を保持するために、そ
れらの累算器への入力の２の補数を累算する。累算器11
94と1195は、チップクロック信号1197とダンプ信号1198
によって制御されるが、それは、図15Bに於けるチップ
クロック信号1181とダンプ信号1182にそれぞれ類似した
ものである。累算器1194の出力1260は、振幅計算ブロッ
ク1262と位相計算ブロック1263に接続される。累算器11
95の出力1261も同様に、振幅計算ブロック1262と位相計
算ブロック1263に接続される。振幅計算ブロック1262は
図15Bの振幅計算ブロック1185に類似している：同様に
位相計算ブロック1187は、図15Bの位相計算ブロック118
7に類似している。振幅計算ブロック1262と位相計算ブ
ロック1263は、それぞれ、単一化された相関信号1264と
位相信号1265を出力する。
非コヒーレント複数ビットのシリアル相関を使用し
て、スペクトル拡散信号の受信及び逆拡散手法が又具備
されている。この手法に含まれるのは、スペクトル拡散
信号を第１と第２の複製信号に分配し、第１の非コヒー
レント局部基準信号を使用して第１の信号を実数部I/虚
数部Ｑ信号に復調し、前述の第１の非コヒーレント局部
基準信号と同じ周波数を持ちながら位相が90゜だけずれ
ている第２の非コヒーレント局部基準信号を使用して第
２の信号を虚数部I/実数部Ｑ信号に復調し、実数部I/虚
数部Ｑ信号を第１の複数ビットのデジタル信号に変換
し、虚数部I/実数部Ｑ信号を第２の複数ビツトのデジタ
ル信号に変換し、第１の複数ビットのデジタル信号を奇
数チップ及び偶数チップを含むチップシーケンスに相関
し、第１の相関和を累積し、第２の複数ビットのデジタ
ル信号をチップシーケンスの奇数チップと偶数チップの
逆配列に相関し、第２の相関和を累積し、そして、第１
の相関和と第２の相関和とを合体させて統合された相関
出力信号を発生する各ステップである。
この手法の一つのバリエーションでは、前述の第１の
相関和と第２の相関和を合体の複数ビットのデジタル信
号を相関し、第１の相関和を累積し、前述の第２の複数
ビットのデジタル信号を相関し、第２の相関和を累積
し、そして前述の第１の相関和と第２の相関和を合成す
る過程が、次の各ステップを含んでいる。すなわち、実
数部I/虚数部Ｑ信号を前述の奇数チップと掛け合わせて
実数部Ｉの積信号を発生し、虚数部I/実数部Ｑ信号を前
述の偶数チップと掛け合わせて実数部Ｑの積信号を発生
し、虚数部I/実数部Ｑ信号を前述の奇数チップと掛け合
わせて虚数部Ｉの積信号を発生し、実数部I/虚数部Ｑ信
号を前述の偶数チップの逆配列と掛け合わせ虚数部Ｑの
積信号を発生し、それぞれ独立して前述のチップシーケ
ンスの各々のチップ期間に、実数部I/の積信号、実数部
Ｑの積信号、虚数部Ｉの積信号、及び虚数部Ｑの積信号
を累積し、累積された実数部Ｉの積信号と累積された実
数部Ｑの積信号を和して実数部相関信号にし、累積され
た虚数部Ｉの積信号と累積された虚数部Ｑの積信号を合
算して虚数部相関信号にし、そしてその実数部相関信号
と虚数部相関信号を合体させて統合された相関信号にす
る各ステップである。
この手法のもう一つのバリエーションでは、前述の第
１の複数ビットのデジタル信号を相関し、第１の相関和
を累積し、前述の第２の複数ビットのデジタル信号を相
関し、第２の相関和を累積し、そして前述の第１の相関
和と第２の相関和を合体させる過程が、次の各ステップ
を含んでいる。すなわち、実数部I/虚数部Ｑ信号をチッ
プシーケンスＣ（ｔ）と掛け合わせて実数部I/虚数部Ｑ
の積信号を発生し、虚数部I/実数部Ｑ信号をチップシー
ケンスＣ（ｔ）と掛け合わせて虚数部I/実数部Ｑの積信
号を発生し、チップシーケンスの奇数チップに対して実
数部I/虚数部Ｑの積信号をサンプリングし加算して第１
の実行時に、相関和（すなわち、実数部相関和）とし、
虚数部I/実数部Ｑの積信号を第２の実行時相関和（すな
わち、虚数部相関和）とし、虚数部I/実数部Ｑの積信号
をサンプリングし加算して前述の第１の実行時に、相関
和とし実数部I/虚数部Ｑの逆積信号を第２の実行時に、
相関和とする各ステップである。
図16は第１のスペクトル拡散受信機のブロック図式を
示しているが、それは受信されたスペクトル拡散信号の
分離可能な実数部及び虚数部に対する自己同期化された
相関を使っている。
受信された信号ｓ＊（ｔ）401は、その相関シーケン
スの認識を得る為に自己同期化されたCPM相関器1202へ
接続される。自己同期化されたCPM相関器1202は、複製
信号を発生する電力分配器1203、ゼロ゜の位相遅延を持
つReal＊（ｔ）1204、90゜の位相遅延を持つImag＊
（ｔ）1205を有している。Real＊（ｔ）1204とImag＊
（ｔ）1205は、受信された信号ｓ＊（ｔ）401の実数部
と虚数部である。
Real＊（ｔ）信号1204は実数部相関器1206へ接続され
るが、その相関器はその入力信号を電力分配器（図示せ
ず。）又は他の適当な方法で分配する。実数部相関器12
06は実数部Ｉ乗算器1207を保有しており、それが又局部
搬送波信号cosω1tに接続される。実数部Ｉ乗算器はそ
の入力を合体させ実数部Ｉの積1208を発生する。実数部
Ｉの積1208は実数部Ｉのローパスフィルタ1209に接続さ
れるが、そのフィルタはその入力をろ波し、ろ波された
実数部Ｉ信号1210を生成する。
ろ波された実数部Ｉ信号1210は実数部Ｉ自己同期化さ
れた相関器1211へ接続されるが、そのような相関器1211
は、発明者ロバート・ゴールドとロバート・シー・ディ
クソンの名に於て、「スペクトル拡散信号の逆拡散に対
する方法と装置」と題して1995年５月１日に特許出願さ
れた出願中に記述されている自己同期化技術を使用する
ものである。尚その特許出願は本発明の譲受人に譲渡さ
れ、ここで参照することによりここに含まれる 実数部Ｉの自己同期化相関器1211は、複数のチップ12
13と選別されたチップ1213へ接続された複数のタップ12
14を有する桁送りレジスタ1212を有する。タップ1214は
第１のタップ乗算器1215へ接続され、その乗算器はその
入力を乗算して積を生成し、その積はその後第２のタッ
プ乗算器1216へ接続される。第２のタップ乗算器1216も
またろ波された実数部Ｉ信号1210に接続されている。第
２のタップ乗算器1216はその入力を統合して実数部Ｉ相
関信号1217を発生する。
実数部相関器1206はさらに実数部Ｑ乗算器1218を有し
ており、その乗算器は局部搬送波信号のsinω1tに接続
される。実数部Ｑ乗算器1218はその入力を乗算して実数
部Ｑの積1219を発生する。実数部Ｑの積1219は実数部Ｑ
ローパスフィルタ1220に接続され、そのフィルタはその
入力をろ波して、ろ波された実数部Ｑ信号1221を発生す
る。
ろ波された実数部Ｑ信号1221は実数部Ｑ自己同期化相
関器1222に接続され、その相関器は実数部Ｑ相関信号12
23を発生する。
虚数部＊（ｔ）信号1205は虚数部相関器1224に接続さ
れ、その相関器がその入力信号を電力分配器（図示せ
ず。）又は他の適当な方法で分配する。虚数部相関器12
24は虚数部Ｉ乗算器がまた局部搬送波信号のcosω1tに
接続される。虚数部Ｉ乗算器1244はその入力を乗算して
虚数部Ｉ積1225を発生する。虚数部Ｉの積1225は虚数部
Ｉのローパスフィルタ1226に接続され、そのフィルタが
その入力をろ波し、ろ波された虚数部Ｉ信号1227を発生
する。
ろ波された虚数部Ｉ信号1227は虚数部Ｉ自己同期化相
関器1228に接続され、その相関器が虚数部Ｉ相関信号12
29を発生する。
虚数部相関器1224は虚数部Ｑ乗算器1230を持ってお
り、その乗算器がまた局部搬送波信号のsinω1tに接続
される。虚数部Ｑ乗算器1230はその入力を乗算して虚数
部Ｑの積1231を発生する。虚数部Ｑの積1231は虚数部Ｑ
ローパスフィルタ1232に接続され、そのフィルタがその
入力をろ波し、ろ波された虚数部Ｑ信号1233を発生す
る。
ろ波された虚数部Ｑ信号1233は、虚数部Ｑ自己同期化
相関器1234に接続され、その相関器が虚数部Ｑ相関信号
1235を発生する。
実数部Ｉ相関信号1217と虚数部Ｉ相関信号1229がそれ
ぞれ２乗演算器1236と1237に接続される。その２乗演算
器の出力が加算器1238に接続され単一化されたＩ相関信
号1239を発生する。単一化されたＩ相関信号1239は平方
根装置1250に接続され、その入力の平方根をとり最終の
Ｉ相関信号1251を発生する。
実数部Ｑ相関信号1223と虚数部Ｑ相関信号1235は２乗
演算器1240と1241にそれぞれ接続され、その２乗演算器
の出力は加算器1242へ接続され単一化されたＱ相関信号
1243を発生する。単一化されたＱ相関信号1243は平方根
演算器1252に接続され、その平方根演算器1252がその入
力の平方根をとり最終のＱ相関信号1253を発生する。
下記に述べるシステムの具現化内容を含んですでに記
述する発明の具現化及びその他の点については、全体に
せよ一部にせよ、ここに記載する特許、刊行物又はすで
に言及する出願中の特許、及び、1993年12月３日付で発
明者ロバート・シー・ディクソンとジェフリー・エス・
バンダープールの名前に於て出願された「スペクトル拡
散通信を確立する方法及び装置」と題された係属中の米
国特許出願シリアル番号第08/161,187号、又は1994年８
月１日付で発明者ゲーリー・ビー・アンダーソン、ライ
アン・エヌ・ジャンセン、ブライアン・ケイ・ペッチ及
びピーター・オー・ピーターソンの名前に於て出願され
た「PCSポケット電話／マクロセル通信用無線プロトコ
ル」と題された係属中の米国特許出願シリアル番号第08
/284,053号に述べられている発明に関連してなされるか
使用されるものとする。前述の２つの出願中の特許はこ
こで参照することによりここでに含まれる。
図17Aは好ましい送信機のブロック図である。
好ましい実施例においては、スペクトル拡散送信機13
37が、図２について述べられてるようなセルラー環境に
於て動作する。送信機1337はそのようなセルラー環境に
ある基地局又はユーザ局と連携される。好ましい具現化
に於ては、送信機1337は、基地局とユーザ局間の通信に
ついては無線プロトコルに従って動作する。そこでは送
信は基地局とユーザ局との間に於る単一フレームの時分
割二重方式であり、多数のユーザ局間では反復フレーム
パターンの時分割多重方式である。好ましい無線通信プ
ロトコルに関するその他のさらに詳しい点については前
記の特許出願番号第08/161,187号と第08/284,053号にお
いて開示されている。しかしながら、本発明は様々な通
信環境下、それがセルラーであろうと他のものであろう
と、又、種々の異なったプロトコルに従って動作するも
のであり、そのようなプロトコルが時分割二重方式をと
ろうが時分割多重方式をとろうが問わない。
好ましい通信プロトコルが図17Dに図示されている。
図17Dに示してあるように、ポーリングループ1380
（「メジャーフレーム」）が複数のタイムスロット1381
（「マイナーフレーム」）を有する。各マイナーフレー
ム1381が好んで保持するのは、基地局（すなわちセルラ
ーステーション）とユーザ局（すなわち移動ユーザ）と
の間の時分割二重であり、すなわち、同じマイナーフレ
ーム13381内で、基地局から１つのユーザ局へ送信し、
そしてそのユーザ局がその基地局へ返信することであ
る。
さらに詳しく述べると、図17Dの分解図に示してある
ように、マイナーフレーム1381は基地局送信1383に先行
して好んで移動又はユーザ送信1382を有する。マイナー
フレーム1381は又可変無線遅延ギャップ1384をユーザ送
信1382に先行して有しており、続いてターンアラウンド
ギャップ1388があり、ガードタイムギャップ1389を持
つ。ギャップ1389の後には基地局送信1383があり、その
後にもう１つのターンアラウンドギャップ1393が続く。
ユーザ送信1382はプリアンブル1385、プリアンブルサウ
ンディングギャップ1386及ユーザメッセージ間隔1387を
有する。基地局送信はプリアンブル1390プリアンブルサ
ウンディングギャップ1391、及び基地局メッセージ間隔
1392を有する。
もう一つの通信プロトコルが図17Bに示してある。図1
7Aにおける送信機の動作が全般的に図17Bのプロトコル
に関連して説明してある一方で、同じ技術が図17Dに示
してある好ましいプロトコルと共に使用することに応用
出来る。図17Bに於けるこのプロトコルに於いては、ポ
ーリングループ1301（“メジャーフレーム”）が複数の
タイムスロット1302（“マイナーフレーレム”）を保持
する。各々のマイナーフレーム1302は、基地局（すなわ
ち、セルラ局）とユーザ局（すなわち移動ユーザ）との
間の通信を時間分配二重方式で有しており、すなわち、
同じマイナーフレーム1302内で基地局が一つのユーザ局
へ送信し、そのユーザ局が基地局へ返信するのである。
さらに詳しく述べると、図17Bの分解図に示してあるよ
うに、マイナーフレーム1302が電力制御パルス送信1304
をユーザ局から基地局へ有し、基地局送信1305及びユー
ザ局送信1306を保持するが、それぞれがガードバンド13
03に囲まれている。電力制御パルス送信1304についての
詳細は、1994年８月１日付けで出願された特許出願シリ
アル番号第08/284,053号に述べてあり、ここで参照する
ことによりここに含まれる。基地局送信1305とユーザ局
送信1306とは類似の構造を持っている；このようにし
て、下記に述べる基地局送信1305に関わる記述は同等に
ユーザ局送信1306に適用される。
基地局送信1305は、フレーム間ギャップ1351、一致さ
れたフィルタコード1352、第１のフィルコード1353、デ
ータシーケンス1354、及び第１のフィルコード1353に似
た第２のフィルコード1355を保持する。フレーム間ギャ
ップ1351は持続時間が４チップとなる；一致されたフィ
ルタコード1352は持続時間が48チップとなる；第１のフ
ィルコード1353は持続時間が16チップとなる；データシ
ーケンス1354は一つ以上のシンボルコードから成り、そ
れぞれが持続時間32チップ、128チップ、2048チップ、
又はその他の数のチップでそれは基地局とユーザ局間の
送信のデータレートにより決まる；そして、第２のフィ
ルコード1355はマイナーフレーム1302を完成するために
十分な持続時間チップ数となる。複数のマイナーフレー
ム1302は一つのチャンネルを保持する。フィルコード13
53、1355は共に好ましくは、それぞれのシンボルコード
と低いクロス相関を持ち、“0101..."又は“0011..."と
いうような反復パターンを形成するようなコードを保持
する。フレーム間ギャップ1351は、フィルコード1353、
1355の一つ又は両方と同じコードを持つ。フィルコード
1353と1355は主に送信の初期に変調器をある既知の状態
でスタートさせる目的で発生され、また、フィルコード
させる目的で発生され、また、フィルコード1305が送信
される間、送信機をオフにしたりオンにする必要性を避
ける為に発生される。フィルコード1353と1355は全ての
送信のスペクトル特性を改善するためにさらに選別され
る。
図17Aの送信器1337は、基地局送信1305（又は図17Dの
1387）又はユーザ局送信1306（又は図17Dの1392）を、
本発明の他の部分で述べるようなCPM技術を使って発生
する好ましい方法である。送信され情報のシリアルデー
タストリーム1321が送信機1237に備わっており、直並列
変換レジスタ1322によって並列データへ変換される。直
並列変換レジスタ1322によって出力される並列データ
は、シンボルコード表1323に格納されている複数個のシ
ンボルコードの中から選択するのに使用される。個々の
シンボルコードは、前に述べたように、好ましくは32チ
ップの長さを持ち、シリアルデータストリーム1321から
の決まったデータビット数（好ましくは、５データビッ
ト）を表示する。
シンボルコード表1323に種々のシンボルコード表を格
納する他に、この送信機はまた、一致されたフィルタコ
ード発生器1324を有し、又、フィルコード1353と1355を
発生することの出来るフィルコード発生器1325（それは
表になるが）を有する。シンボルコード表1323、一致さ
れたフィルタコード発生器1324、及びフィルコード発生
器1325は、基地局送信1305又はユーザ局送信1306のよう
な送信を構築するために、制御回路1320で選択的にアク
セスされる。例えば適当なチップシーケンスを発生する
のに必要な連続シンボルコード、フィルコード及びその
他のコードシーケンスを接続するか付加することによ
り、送信が構築される。接続の内容については明示され
ていないが、制御回路1320が同期制御を実施するため
に、制御出力1339を回路の様々な部分に接続させてい
る。
具体的な実施に於いて好ましいことは、水晶発振器の
ようなクロック回路1307でタイミング情報が発生される
ことである。クロック回路1307は20メガヘルツ（MHz）
のクロックチエーン1308の入力に接続される。クロック
チェーン1308は技術界では知られている方法で複数の出
力クロック信号を発生する。クロックチェーン1308は、
出力として20メガヘルツのクロック信号1309、10メガヘ
ルツのクロック信号1310、５メガヘルツのクロック信号
1311及び2.5メガヘルツのクロック信号1312を有する。
具体化において好ましいことは、５メガヘルツのクロ
ック信号1311が、ループカウンター1313へ接続され、そ
れが色々な中でも特にここのマイナーフレーム1302のコ
ース上のチップをカウントすることである。ループカウ
ンタ1313は、チップカウント信号1314、シンボルカウン
ト信号1315及びチャンネルカウント信号1316を生み出
す。チェンネル又はループカウント信号1316は、どのマ
イナーフレーム1302がポーリングループ1301内で活動的
であるかを表示する。こうして、もしポーリングループ
1301に32個のマイナーフレームが有るとすれば、チャン
ネルカウント信号1316はゼロから31までカウントし、そ
の後リセットされる。その中で送信機1337が送信する許
可を与えられている活動しているマイナーフレーム1302
を、チャンネルカウント信号1316が表示した場合、制御
回路1320は適当な時に情報を送信するために命令を出力
する。
シンボルカウント信号1315は、幾つのシンボルがデー
タシーケンス1354内で送信機1337によって送信されたか
を追跡している。このようにして、もし送信機が16の連
続したシンボルをデータシーケンス1354の一部として送
信するとすれば、シンボルカウント信号1315はゼロから
15までカウントして、その後リセットされる。
チップカウント信号1314は、データシーケンス1354内
の現在のシンボルに対して幾つのチップが送信機1337に
よって送信されたかを追求している。こうして、もし、
個々のシンボルコードが長さ32チップであれば、チップ
カウント信号1314はゼロから31までカウントして、それ
からリセットされる。チップカウント信号1314はまた、
個々のチップタイムTc毎にクロックされる、送信機内の
回路に対しタイミング情報を提供する。
チップカウント信号1314、シンボルカウント信号131
5、及びチャンネルカウント信号1316は、ステートデコ
ーダ1317に接続され、そのデコーダは現在のチップが一
致されたフィルタコード1352の一部なのか、フィルコー
ド1305の一部なのか、又はデータシーケンスシンボルコ
ード1306の一部なのかを判定し、選択信号1318を発生
し、一組の制御信号1319を発生する。制御信号1319は制
御回路1320に接続される。
先に述べた如く、送信するデータのシリアルデータス
トリーム1321が直並列シフトレジスタ1322に接続されて
おり、それがシリアルデータストリーム1321を５ビット
並列シンボルのシーケンスに変換する。
シンボルのシーケンスは、シンボルに特有の特別シン
ボルコードを各シンボルから選択するシンボルコード表
の入力に接続されている。
チップカウント信号1314は、シンボルコード表1323
と、整合フィルタコード発生器1324と、フィルコード発
生器1325とに接続されている。シンボルコード表1323
と、整合フィルタコード発生器1324と、フィルコード発
生器1325の出力は、３−１マルチプレクサ1326の入力へ
接続されている。３−１マルチプレクサ1326の制御入力
は、制御回路1320からの選択信号1318に接続されてい
る。このようにして制御回路1320により提供されるコマ
ンドに従って、３−１マルチプレクサ1326は、出力チッ
プストリーム1327を発生する。特に、制御回路1320は、
基地局送信1305あるいはユーザ局送信1306のような送信
を構築するために、フィルコード発生器1325からのイン
ターフレームギャップ1351と、フィルコード発生器1325
からの整合フィルタコード発生器1324と、フィルコード
発生器1325からの第１のフィルコード1353と、シンボル
コード表1323からのデータシーケンス1354に対応する１
つ以上のシンボルコード（送信されるべきデータ量とデ
ータ速度にも依るが）と、フィルコード発生器1325から
の第２のフィルコード1355とを充填するために、フィル
コードを選択する。
出力チップストリーム1327は、デマルチプレクサ1328
に接続され、そしてそれは、2.5MHzクロック信号1312
（すなわち、デマルチプレクサ1328は、チップレートRc
の半分でクロック同期化されることになる）の制御下
に、入力チップストリームを、Ｉチップストリーム1329
とＱチップストリーム1330に分配する。Ｉチップストリ
ーム1329とＱチップストリーム1330は、一般にＩチップ
ストリーム1329とＱチップストリーム1330のコンテンツ
（内容）に基づいて適当な出力波形を構築する波形発生
器1338に接続されている。
波形発生器1338は、Ｉ一覧表1332とＱ一覧表1334とを
備え、その各々はROMのようなメモリを備えた。Ｉ一覧
表1332とＱ一覧表1334は、各々図６に示されたＰ（ｔ）
デバイス305（Ｉ用）と306（Ｑ用）の振幅出力に対する
15個のデジタル化された値を含む。このようにして一覧
表1332と1334のコンテンツを適当に変化させることによ
り、出力波形は、適宜変更されて、MSK、SQAM、GMSK、S
QORC、あるいは他の望の実数部のフォーマットの送信が
出来ることになる。
Ｉ一覧表1332は、Ｉチップストリーム1329からの現在
のＩチップとＩ遅延素子1331（例えば、ラッチなど）の
中に格納されたＩチップストリーム1329からの前のＩチ
ップの両方を入力として受信する。極く近い過去のＩチ
ップと現在のＩチップとを利用することにより、送信機
は、どのようなタイプの遷移がＩチップストリーム1329
の中で起こっているか、すなわちＩチップストリーム13
29が、0/0遷移、0/1遷移、1/0遷移、あるいは1/1遷移を
受けているのかを知ることになる。遷移のタイプが出力
波形を決める。Ｉ一覧表1332は、出力としてＩチップ時
間当たりに、８個のシーケンシャルＩ波形コマンドある
いは“サンプル”を提供し、それらは適した波形を構築
するためにデジタル／アナログ変換器（DAC）に接続さ
れている。Ｉ一覧表1332は、Ｉチップ時間当たりに、８
個のＩ波形コマンドが出力となるように、20MHzのクロ
ック入力を与えられることになる。図17に示された送信
機1337では、Ｉチップストリーム1329用のDACは、４−1
5デコーダ1335よりなり、そしてそれは、梯子状に接続
された抵抗であるレジスタラダー（図示せず。）とロー
パスフィルタ（図示せず。）に接続されている15個の可
能な出力ラインの１つを選択する。勿論DACの他のタイ
プも本目的には適している。
下の表17−１は、４−15デコーダ1335の15個の出力
が、1.5Vから3.5Vの間で変化するSQAM波形を作るために
DACによる出力となる特定の電圧にどのくらい関係して
いるかという例を示している。
表17−１ デコーダ（Hex） 出力振幅（Ｖ） ０ 1.5 １ 1.5674 ２ 1.700 ３ 1.8414 ４ 1.900 ５ 3.100 ６ 3.1586 ７ 3.300 ８ 3.4326 ９ 3.500 Ａ 3.2071 Ｂ 2.8827 Ｃ 2.500 Ｄ 2.1173 Ｅ 1.7929 表17−２は、Ｉチップストリーム中でどのようなタイ
プの遷移が起きているのかにも依るが、適当な波形を構
築するために表17−１により８個の選択された値のシー
ケンスを示す。
表17−２ 遷移 デコーダ出力のシーケンス ０→０ 0,1,2,3,4,3,2,1 ０→１ 0,1,E,D,C,B,A,8 １→０ 9,8,A,B,C,D,E,1 １→１ 9,8,7,6,5,6,7,8 Ｑチップストリーム1330に対応した出力は、Ｉチップ
ストリーム1329のそれと同様に発生される、 Ｑ一覧表1334は、Ｑチップストリーム1330からの現在
のＱチップとＱ遅延素子1333の中に格納されたＩチップ
ストリーム1329からの前のＱチップの両方を入力として
受信する。その入力に基づいてＱ一覧表1334は、どのよ
うなタイプの遷移がＱチップストリーム1330の中で起こ
っているかを決める。Ｑ一覧表1334の出力は、４−15デ
コーダ1336に接続され、そしてそれがＩチップストリー
ム1329に関して述べられたことと同様に配列されている
DACに対して信号を送るために15個の出力ラインの１つ
を選択する。このようにしてＩ一覧表1332とＱ一覧表13
34のコンテンツは、ｉ（ｔ）出力波形とｑ（ｔ）出力波
形をそれぞれ発生するために選択される。
上記した技術によるSQAM出力波形1370と表17−１、17
−２に示された値の例を、図17Cに示す。波形1370は、0
/0遷移1372、0/1遷移1373、1/1遷移1374を備えた。各遷
移1372、1373、1374は、４−15I一覧表1332（またはＱ
一覧表1334）により選択された値に対応する８個の別個
のポイント1371を備えた。波形発生器1338に於けるロー
パスフィルタの効果は、各別個のポイント1371の間の波
形の形状をスムーズにする。
図17−３は、整合フィルタコード1352の解説図を示
す。好ましい本実施例では、整合フィルタコード発生器
1324は、下表17−３に示されたコードを発生するように
配列されている。
表17−３ 16進数値 ２進数値 40 01000000 3E 00111110 34 00110100 B3 10110011 1A 00011010 A6 10100110 特別な応用に対する整合フィルタコード1352の選択
は、シンボルコード（CSKシステム中）あるいは使われ
ている他のチップコードに依存する；一般的には整合フ
ィルタコード1352特別な通信環境に使用される他のチッ
プコードについての低いクロス相関のために選択され
る。
表17−４は、32シンボルコードの現在好ましいセット
を示す。好ましい実施例では、制御回路1320からの適当
なコマンドと共に、シンボルコード表1323は、５−ビッ
トパラレルシンボルのシーケンスに対応して、表17−４
に示された32シンボルコードのセットから選択されたシ
ンボルコードのシーケンスを発生するように配列され
る。
表17−４ シンボル シンボルコード（Hex） シンボル シンボルコード（Hex） 00 0544D65E 10 0E4424A1 01 5B118E0B 11 5B1171F4 02 3D77E66D 12 3D771792 03 6822BD36 13 682242C7 04 014BD451 14 014B2BAE 05 541E8104 15 541E7EFB 06 3278E762 16 32 78189D 07 672DB237 17 672D4DC8 08 0EBBDBA1 18 0EBB245E 09 5BEE8EF4 19 5BEE710B 0A 3D88E892 1A 3D86176D 0B 68DDBDC7 1B 68DD4238 0C 01B4D4AE 1C 01B42B51 0D 54E181FB 1D 54E17ED4 0E 3287E79D 1E 32671862 0F 67D2B2C8 1F 67D24D37 図18、19、21A、21Bは、好ましい受信機を集約的に示
している。先のスペクトル拡散コード（例、図17Bの整
合フィルタコード1352、あるいは図17Dのプリアンブル1
385または1390）に相関させることにより、図示された
受信機は、複数個のシリアル相関器（図15Aに描写され
たヂュアル積分器非コヒーレントCPM相関器1102のよう
な）に対する同期化を達成するために、非コヒーレント
パラレル相関器（図12に描写された２−レジスタ非コヒ
ーレントCPM相関器802のように）と共に働く。シリアル
CPM相関器は、以下のメッセージに相関させるように使
われる。（図17Bのデータシーケンス1354、あるいはユ
ーザメッセージ間隔1387、あるいは図17のベースメッセ
ージ間隔1392）しかしながら、例えばパラレル相関器の
み、シリアル相関器のみ、あるいはパラレル相関器とシ
リアル相関器の種々の組み合わせ等を用いた代わりとな
る多くの配列を、本発明の範囲と精神から離れない限
り、受信機に使っても良い。好ましい実施例では、図1
5、あるいは図15Dの複数ビットのシリアル相関器が、複
数個のシリアル相関器用に使われる。
受信機の好ましい実施例は、図21A、21Bに部分で示さ
れている。標準の電子工学シンボルと語彙が、図21A、2
1Bに使われている。本発明の多くの実施例を述べる前
に、以下の説明は図21A、21Bに関係していることのみに
限定する。
受信された信号2001は、図21Aに示されたIF増幅器に
供給される。受信された信号2001は、前のコンデイショ
ニングを受け、処理のために中間周波数に変換される。
受信された信号2001の高周波成分をパスするキャパシタ
C4に接続されている。キャパシタC4の出力は、好ましく
はモトローラ（Motorola）社により製造されているMC13
155チップである第１の集積チップに接続されている。
特にキャパシタC4の出力は、キャパシタC4の出力をハー
ドリミットする第１の集積チップに位置しているハード
リミット増幅器2003に接続されている。ハードリミット
増幅器は、第１の差動出力信号2010と第２の差動出力信
号を備えた差動出力を提供する。
差動出力信号2010、2011は、好ましくは図21Bに示さ
れているが、アールエフ・マイクロ・デバイス社（RF
Micro Devices）により製造されているRF2701チップで
ある第２の集積回路U2に接続されている。特に、差動出
力信号2010、2011は、増幅出力信号2030を作る差動増幅
器2033に接続されている。増幅出力信号2030は、電力分
配器（示されていない）により２つのブランチにわけら
れて、第１のブランチを通って第１の増幅器2031に接続
され（例、図15Aの乗算器1111）、第２のブランチを通
って第２の増幅器2032に接続される。（例、図15Aの乗
算器1116）第１の乗算器2031は、第２の入力として周波
数ω１（ローパスフィルタ後は、cosω1tとなる）の第
１の平方波より成る基準信号2036を持っており、また第
２の乗算器2032は、残りの入力として周波数ω１（ロー
パスフィルタ後は、sinω1tとなる）の第２の平方波
（第１の平方波より位相が90゜ずれている）より成る基
準信号2037を持っている。
基準信号2036、2037は、局部発信器（図示せず。）か
ら発生され、それは局部発振器信号2025をフィルタキャ
パシタC39に供給し、その出力が、第２の集積チップU2
に接続されている。特にキャパシタC39の出力は、増幅
器2038に接続され、その出力が、その入力を２つの基準
信号2036、2037に分配するクワッドデバイドーバイーツ
ー回路（４個の２分配回路）に接続されている。上記第
１の基準信号2036はゼロ度の遅延を持ち、上記第２の基
準信号2037は90度の遅延を持つ。乗算器2031、2032の出
力は、第１の出力増幅器2034と第２の出力増幅器2035に
よりそれぞれ増幅される。
第１の出力増幅器2034の出力は、第１のローパスフィ
ルタに接続され、第２の出力増幅器2035の出力は、第２
のローパスフィルタに接続される。第１のローパスフィ
ルタの出力2023は、第１の比較器2027の１つの入力に接
続されている。
第２のローパスフィルタの出力2024は、第２の比較器
2040の１つの入力に接続されている。第１の比較器2027
と第２の比較器2040は、それぞれ第２の入力としてDCバ
イアス回路2022により発生されるDCしきい値信号2041を
持つ。DCしきい値信号2041は、キャパシタC52とレジス
タR36を備えたローパスフィルタにより、第１の比較器2
027に接続され、そして同様に第２の比較器2040には、
キャパシタC53とレジスタ（抵抗）R37を備えたローパス
フィルタにより接続されている。第１の比較器2027と第
２の比較器2040は、出力信号2028、2029をそれぞれ提供
し、各々が、デジタル回路を用いた以後の処理に適して
いるTTLレベル信号を備えた。特に出力信号2028、2029
は、各々決められた電圧の１倍とゼロ倍の値を持つ平方
波信号を備えた。
好ましい実施例では、出力信号2028、2029はサンプリ
ングされ、図18、19に示すように残りの回路に提供され
る。特に出力信号2028、2029は、図18の回路で供給され
るように１チップ時間当たり２度サンプリング（すなわ
ち、10MHzで）され、図19の回路で供給されるように１
チップ時間当たり１度サンプリング（すなわち、5MHz
で）される。
図18は非コヒーレント整合フィルタと関連受信機部品
のブロック図である。
好ましい実施例では、受信信号ｓ＊（ｔ）401の実数
部と虚数部のデジタルでサンプリングされたバージョン
は、図18の回路への入力である。このようにして、実数
部のI/虚数部のＱ信号1401は、図21Bに示した信号2028
に接続され、偶数／奇数シフトレジスタ1402への入力と
なる。実数部のI/虚数部のＱ信号1401は、図21Bに示し
た信号2028に接続され、偶数／奇数シフトレジスタ1402
への入力となる。虚数部のI/実数部のＱ信号1451は、図
21Bに示した信号2029に接続され、偶数／奇数シフトレ
ジスタ1452への入力となる。
図18の実施例では、偶数／奇数シフトレジスタ1402は
96ビット長である。実数部のI/虚数部のＱ信号1401は、
システムクロックレートの２倍でクロックされているの
で、偶数／奇数シフトレジスタ1402の全ての他の奇数チ
ップ（全奇数チップというよりむしろ）が、選択され、
整合フィルタコード1403の奇数チップと比較される。好
ましい実施例では、偶数／奇数シフトレジスタ1402の全
ての他の奇数チップと整合フィルタコードの奇数チップ
の間の突き合わせが、比較される。チップ一致は、カウ
ント用に実数部の加算器1404に接続されている。偶数／
奇数シフトレジスタ1402の全ての他の偶数チップ（全偶
数チップというよりむしろ）が、整合フィルタコード14
03の偶数チップと比較されて、その比較結果は、カウン
ト用に虚数部の加算器1405に接続されている。
図18の実施例では、偶数／奇数シフトレジスタ1452は
96ビット長である。偶数／奇数シフトレジスタ1452の全
ての他の奇数チップが、整合フィルタコード1403の奇数
チップと比較される。偶数／奇数シフトレジスタ1452の
全ての他の奇数チップと整合フィルタコードの奇数チッ
プの間の突き合わせが、比較される。チップ一致は、カ
ウント用に実数部の加算器1404に接続されている。偶数
／奇数シフトレジスタ1452の全ての他の偶数チップが、
整合フィルタコード1403の偶数チップと比較されて、カ
ウント用に虚数部の加算器1405に接続されている。
図18の実施例は、長さでプリアンブル48チップを受信
するように配列されているが、好ましい実施例図18で
は、好ましい図17Dのメッセージフォーマットに従って
長さで128チップのプリアンブルを受信するように配列
される。この後者の実施例では、偶数／奇数シフトレジ
スタ1402と奇数／偶数シフトレジスタ1452は、各256ビ
ット長であり、関係回路は適当にスケールアップされて
いる。
図18の実施例は、実数部の加算器1404は、24ビットの
個々のビット入力を持ち、その各々は、不一致を示す論
理“ゼロ”と一致を示す論理“1"である。実数部の加算
器1404は、一致した奇数のチップの数を絶対値を表す５
−ビット実数部の和1406を発生する。虚数部の加算器14
05は、24−インデイビジュアルビット入力を持ち、一致
した偶数のチップの数の絶対値を表す５−ビット虚数部
の和1407を発生する。
実数部の和1406と虚数部の和1407は、ロバートソン
（Robertson）デバイス1408に接続され、それは此処で
述べるように、実数部の和1406と虚数部の和1407の平方
の平方根近似を計算する。
ロバートソン（Robertson）デバイス1408は、比較器1
409に接続され、それはロバートソン（Robertson）デバ
イス1408の出力をしきい値1410と比較する。好ましい実
施例では、しきい値はプリセットされるか、あるいは受
信機の制御に応じてセットされる。しきい値は、他の多
くの方法で、例えば、送信での制御に応じてあるいは受
信条件に応じてセットしても良い。
比較器1409は、出力パルス1411を発生する。出力パル
スは、入力1430がしきい値1410を越えるとき論理“1"で
あり、しきい値を越えないとき論理“0"である。出力パ
ルス1411は、センターシーキング検出回路1412の入力に
接続されている。センターシーキング検出回路1412は、
出力パルス1411を受信し、受信された整合フィルタコー
ド1352の終わりを示すセットクロックパルス1413を発生
し、それは受信クロックが、受信チップストリーム中の
各受信チップの中心と同期化できるように、受信チップ
中心と整列させられる。ロバートソン（Robertson）デ
バイス1408の出力が、しきい値1410を越えるとき、好ま
しい実施例では、センターシーキング検出回路1412は、
出力パルス1411における論理“1"の数を数えるし、それ
により、出力パルス1411の期間を測定する（例、偶数／
奇数シフトレジスタ1402と偶数／奇数シフトレジスタ14
52の４ビットにまでに従って10MHzクロックの１から４
までのクロック期間から）。センターシーキング検出回
路1412は、セットクロック信号パルスを発生するし、そ
れは、プリセット遅延期間後に、シリアル相関器（図1
9）のセットにより、シリアル相関用システムクロック
を再初期化する。プリセット遅延期間は、出力パルス14
11のセンタと適宜に同期化される。好ましい遅延期間
は、表18−１に示す。
表18−１ 出力パルスの長さ 遅延（ナノ秒） １ 50 ２ 100 ３ 150 ４ 200 システムクロックは、各マイナーフレーム1302の開始
の時に再初期化される。セットクロックパルス1413は、
クロックチエーン1415に接続され、それは局部的に発生
した40MHzクロック信号1416に接続される。クロック信
号1415は、20MHzクロック信号1417、10MHzクロック信号
1418、5MHzクロック信号1419を発生する。好ましい実施
例では、5MHzクロック信号1419は、その他の中で32シリ
アル相関器のセットに接続されている。（図19）5MHzク
ロック信号1419は、ループカウンタ1420に接続されてい
る。
ループカウンタ1420は、受信された多くのチップの数
を数え、送信機1337に発生されたチップカウント信号13
14、シンボルカウント信号1315、そしてチャンネルカウ
ント信号1316と同様にチップカウント信号1421、シンボ
ルカウント信号1422、とチャンネルあるいはループカウ
ント信号1423を発生する。チップカウント信号1421、シ
ンボルカウント信号1422、とチャンネルカウント信号14
23は、ステートデコーダ1424に接続され、それは送信機
1337中のステートデコーダ1317と同様に、受信チップ
が、整合フィルタコード1352の部分、フィルコード1305
かあるいはデータシーケンスシンボルコード1306かを決
定し、そして送信機1337中に発生した選択信号1318と同
様にステート識別器1425を発生する。ステート識別器14
25は、センターシーキング検出回路1412の入力に接続さ
れている。
ステートデコーダ1424は、同期信号1426を出力し、そ
れは32個のシリアル相関器（図19）のセットに接続され
ている。ステートデコーダ1424は、複数個の制御信号14
27を発生し、それは制御回路1428に接続されている。
接続は示されていないが、制御回路1428は、同期制御
を行うために種々の回路の部分に接続されている制御出
力1429を持つ。
センターシーキング検出回路1424もセットステート信
号1414を発生し、それがループカウンタを既知の状態に
置くために使われるか、ループカウンタ1420と結びつけ
て個々のカウント信号1421、1422、1423をリセットする
ために使われる。図18に示された他のエレメントに関し
て、センターシーキング検出回路1412の操作は、図29を
基準してさらに説明されるし、それは１連のマイナーフ
レーム1302に亘って出力パルス1411に対応する１連の相
関パルス2007、2011、2012、2013、2014のダイアグラム
である。第１の相関パルス2007は、図18に示されるよう
に検出される。第１の相関パルス2007は、３サンプル期
間2008の接続を持つ。このようにして図18−１によりセ
ンターシーキング検出回路1412は、150ナノ秒の遅延を
持つセットクロックパルスを発生する。
制御回路1428は、ループカウンタ1420のカウント信号
1421から1423に部分的に基づいて、受信機が活性になる
ことになっている次のマイナフレーム1302を決定する。
多くの場合、受信機は、時刻順でメジャーフレーム1301
からメジャーフレーム1301まで相対的に同じ位置で置か
れているメジャーフレーム1301当たり唯１つのマイナー
フレーム1302中で受信する。かくして、次の活性なマイ
ナーフレーム1302中で、受信機は次の出力パルス1411が
期待されている間、タイミング窓を開く。タイミング窓
は、例えば持続時間1.6ミリ秒であり、また送信の間に
送信機と受信機のクロックに偏差が全然無いと仮定する
と、次の出力パルス1441が予期される前に、予め決めら
れた時間長で開かれているだろう。図20の例では、第２
の相関パルス2011が、予期後ある量の時間以外タイミン
グ窓2010の間発生される。第２の相関パルス2011は、持
続している２つのサンプリング期間であり、このように
して表18−１により、センターシーキング回路1412は、
100ナノ秒の遅延を持ったセットクロックパルス1431を
発生する。続いて活性なマイナーフレーム1302中で、タ
イミング窓2010は、第２の相関パルス2011に基づいて相
対的時間だけシフトし、第３の相関パルス2012は、タイ
ミング窓2010の予期前ある量の時間以内で発生される。
第３の相関パルス2012は、４つのパルス期間持続し、20
0ナノ秒の遅延を持ったセットクロックパルス1431を発
生することになる。
同様に、第４の相関パルス2013、2014は、次の活性な
マイナーフレーム1302中で発生される。しかしながら、
次の活性なマイナーフレーム1302中では、もはや相関パ
ルス発生されない；かくして受信機は、同期化が達成さ
れないので不活性のままである。そのような点では、同
期化を回復し、そして／あるいは適当なタイミングを再
確立して測定を企てることになる。
図19は、互いにパラレルに操作し、また図18、21A、2
1Bの回路と一緒になって操作するシリアル相関器の好ま
しいシステムのブロック図である。
受信信号ｓ＊（ｔ）の実数部の部分と虚数部の部分の
デジタルでサンプリングされたバージョンは、図19の回
路への入力である。このようにして、実数部のI/虚数部
のＱ信号1511と虚数部のI/実数部のＱ信号1512は、受信
信号ｓ＊（ｔ）401から発生される。
好ましい実施例では、図18に述べたように5MHzクロッ
ク信号1419と同期信号1426は、カウントチェーン1501に
接続され、それはシリアル相関器のための出力同期信号
1502とカウンタクロック1503を発生する。
5MHzクロック信号1419、同期信号1502、カウンタクロ
ック1503、実数部のI/虚数部のＱ信号1511、虚数部のI/
実数部のＱ信号1512は、それぞれ32個のシリアル相関器
1504のセットに接続されている。32個のシンボル発生器
1505のセット、各シンボル00から1F（16進数表示）は、
各シリアル相関器1504に接続されている。
各シリアル相関器1504は、32個のシンボルコードの唯
１つを認識し、そのシンボルコードと数の合致したこと
を示す振幅信号1506を発生する。32個の振幅信号1506
は、ベスト・オブ・Ｍデバイス1507に接続され、それが
32個の振幅信号1506のどの１つが最大値を持ち、それに
基づいて出力シンボル1508を発生するかを決定する。も
しシリアル出力データを望むなら、出力シンボル1508
は、パラレルーシリアルシフトレジスタ1509に接続さ
れ、それが応答してシリアルデータビットのシーケンス
を発生する。
個々のシリアル相関器1504の拡大図を図19に示す。図
19実施例に示されたシリアル相関器1504は、図15Aで図
示したデュアル積分器の非コヒーレントシリアルCPM相
関器1102と概念的には同様に作用する。代わりの好まし
い実施例では、図15Bあるいは15Dに関して述べた相関器
の実施例により、32個のシリアル相関器は動作する。
好ましい実施例では、実数部のI/虚数部のＱ信号1511
は、XNORゲート1551、1552に接続され、また虚数部のI/
実数部のＱ信号1512は、XNORゲート1552に接続されてい
る。XNORゲートは、それらの入力の逆XORを発生する。X
NORゲート1551、1552は、図15Aに図示した乗算器1121、
1123、1225、1127の機能を果たす。各シリアル相関器
は、異なったシンボルコードに相関させるようにプログ
ラム化されているので、適当なシンボルコードが、シン
ボル発生器1505からXNORゲート1551、1552、1554中にク
ロックされる。シンボルコードは、XNORゲート1554がｑ
（ｔ）信号の反転に作用するから、XNORゲート1554によ
り受信される前に、インバータ1553により反転させられ
る。
加算と積分はマルチプレクサ1555、1556とカウンタ15
57、1558のペアーで行われる。XNORゲート1551、1552の
出力は、実数部のマルチプレクサ1555に接続されてい
る;XNORゲート1552、1554の出力は虚数部のマルチプレ
クサ1556に接続される。カウンタクロック1503は、イン
テグレート−アンド−ダンプ機能を制御するために、実
数部のマルチプレクサ1555と虚数部のマルチプレクサ15
56の制御入力に接続されている。実数部のマルチプレク
サ1555と虚数部のマルチプレクサ1556の出力は、実数部
のカウンタ1557と虚数部のカウンタ1558のイネーブル入
力にそれぞれ接続される。
受信されるＩとＱ信号は、時間的にスタガーされてい
るので、実数部のマルチプレクサ1555は、実数部のＩと
実数部のＱ信号の間を選択し、かつ、実数部のＩと実数
部のＱ信号を効果的に加算し、積分するように実数部の
カウンタ1557にそれらを提供する；虚数部のマルチプレ
クサ1556と、虚数部のマルチプレクサ1558は、虚数部の
Ｉと虚数部のＱ信号に関して同ような方法で作用する。
実数部カウンタ1557と虚数部カウンタ1558に対し図15A
に示した積分及びダンプ回路で行う“ダンプ”に類似の
操作を行うリセットコマンドを提供する。
実数部のカウンタ1557と虚数部カウンタ1558は、入力
の平方の和の平方根近似を計算するロバートソン（Robe
rtson）デバイスに接続されている。ロバートソン（Rob
ertson）デバイス1559は、シリアル相関器1504からの出
力であり、図15Aに関して述べた最終相関信号1144に対
応している。
シリアル相関器1504は、相関精度を向上するためにマ
ルチービットレゾリューションと共に作用するように設
計されている。図22は、ロバートソン（Robertson）デ
バイス1601の好ましい実施例のブロック図である。
ロバートソン（Robertson）デバイス1601は、入力160
2、1603を持ち、式1152に示すように入力の平方の和の
平方根近似を計算する。入力1602、1603は、５−ビット
の２進数のようなバイナリ入力である。入力1602、1603
は、比較器1604に接続され、それは入力1602が、入力16
03より大きいかどうかを示す制御出力1605を発生する。
入力1602と入力1603は、制御出力1605に対応して入力16
02と入力1603の内大きい方を出力する選択器1606に接続
されている。
入力1602と入力1603は、制御出力1605の反転信号に対
応して入力1602と入力1603の内小さい方を出力する選択
器1607に接続されている。
選択器1606の出力と選択器1607の出力は、加算機1608
に接続されている。しかし加算器1608に接続される前、
第２の選択器1607の出力は、１ビットだけ右へシフトさ
れている。すなわち、第２の選択器1607の出力のゼロ−
ビット（LSB:最下位ビット）は、捨てられ、第２の選択
器1607の出力の１−ビット（LSBの次のビット）は、ゼ
ロ−ビット（LSB）位置に移され、第２の選択器1607の
出力の２−ビットは、１−ビット位置に移されるなど。
右シフトは第２の選択器1607の出力を分配する効果を２
だけ持っている（LSBに落ちる）。
加算器1608の出力は、ロバートソン（Robertson）デ
バイス1601からの出力であり、そのことが此処に示され
ている方程式1152を達成させる。
前にＭアレイスペクトル拡散送信の概念と操作を説明
しているし、それにより異なった前に決められたデータ
パターンを各々のＭの異なったスプレッドコード（シン
ボルコード）に割り当てて、そしてＭシンボルコードの
どちらを送信するかを決定することに対応して、受信機
に前に決められたデータパターンを引き出すことによ
り、データスループットは増加する。
このようにして例えば、図18、19、21A、21Bに示され
た受信機の実数部例が、前から32−アレイシステムを基
準にして述べられてきているし、そこでは32シンボルコ
ードの内のどれを送信するのかを決定することに作用
し、かつそれにより前に決められたデータシンボルの１
つを引き出すことにパラレルで作用する。さらにスルー
プットは、以下に述べる位相符号化の使用により増加さ
れる。
位相符号化は、選択された間隔で、既知の位相の送信
された信号に押し込むことを含み、そこではＭアレイ符
号化情報から離れて、あるいはそれに加えて送信される
情報に、位相変化が対応する。受信機に於ける位相変化
の復号化が、位相符号化情報を認識させることになる。
位相符号化は、本来絶対的であるか、差動である。絶
対位相符号化は、一般的に送信される信号の極く前の位
相とは関係なく送信される信号上に、選択された信号を
押しつけることを含む。差動位相符号化は、一般的に送
信される信号の極く前の位相を考慮しながら、送信され
る信号上に選択された位相を２重写しすることを含む。
絶対位相符号化に対しては、搬送波信号の再生とトラッ
キングが、受信機側に必要であり、それは困難な相対的
に複雑なプロセスを含む。搬送波信号の再生とトラッキ
ングを避けるためには、差動位相符号化は、絶対位相符
号化より一般的に好ましい。
図24A、24Bは、差動位相符号化を用いたスペクトル拡
散送信機のデジタル回路ブロック図であり、図24は、図
24A、24Bの送信機の理想的ブロック図である。図24Cに
は、複数個のデータビットを備えたデータ信号2461が、
レジスタ2462と2463にシリアル的にクロック同期化され
る。レジスタ2462中のデータビットは、図17Aの送信機
に関して述べたようなデータシンボルを形成し、シンボ
ル表2466にアクセスするアドレス2464を備えた。シンボ
ル表2466は、図17Aの送信機で以前述べたような複数個
のスペクトル拡散コードあるいは、シンボルコードを備
えた。レジスタ2462中の各データシンボルに対応して、
シンボル表2466からのシンボルコードが、選択され、ラ
イン2475上に出力される。
レジスタ2463中のデータは、位相符号化情報よりなっ
ている。好ましい実施例の中では、レジスタ2463はシン
グルビットレジスタあるいはフリップフロップからなっ
ており、それ故データ信号2461からの１データビット情
報をホールドする。
レジスタ2463は、XORゲート2472の入力に接続されて
いる。前の位相状態レジスタ2470は、前の位相状態情報
θj-1をホールドし、そしてXORゲート2472の他の入力に
接続される。１つの実施例では、もし前の位相が０゜な
ら、前の位相状態レジスタ2470は、ゼロ−ビットをホー
ルドし、もし前の位相が180゜であれば、１−ビット値
をホールドする。現在の位相状態θｊは、表24−１中に
示された好ましい符号化方法により、前の位相状態レジ
スタ2470に格納された前の位相状態情報θj-1とレジス
タ2463に格納された位相符号化ビットに基づいて選択さ
れる。
ここでは前の位相表示は、レジスタ2470中に格納さ
れ、符号化ビットはレジスタ2463中に格納されている。
もし、レジスタ2463が、０−ビット値を含んでいると、
送信された信号の位相は、同じのまま残るが、もしレジ
スタ2463が、１−ビット値を含んでいると、反転される
（すなわち、シンボルコード中の各チップによって）。
これによりXORゲート2472は、現在の位相状態θｊを選
択し、そして表24−１に示したロジックにより位相選択
信号2477を出力する。各シンボル期間の後に、現在の位
相状態θｊは、位相選択信号2477より前の位相状態レジ
スタ2470に格納される。
位相選択信号2477は、位相選択器2476に接続される。
位相選択器2476は、表24−１に示したロジックによりシ
ンボル表2466から選択されたシンボルコードで作用す
る。このようにして、位相選択器2476は、もしXORゲー
ト2472が１なら、選択されたシンボルコードを反転さ
せ、もしXORゲート2472が０なら、選択されたシンボル
コードを反転させない。位相選択器2476は、位相符号化
信号2479を出力する。位相符号化信号2479は、さらなる
処理例えば、ＩとＱのチップストリームに分配したり、
ＩとＱのチップストリームに対応してＩとＱの波形を発
生したり、図６の送信機に関して一般的に述べたのと同
ような方法で、ＩとＱの波形を接続したり、送信したり
する処理をする変調器に送られる。
実施例では、図24Cの送信機は、32−アレイシステム
の中で働き、そこでは、各拡散スペクトルコードあるい
はシンボルコードが、異なったデータシンボルを示し、
そして各データシンボルは、５−データビットのユニー
クなパターンを含むことになる。６ビットが、各シンボ
ル期間に送られる。５ビットが、シンボルコードを選択
するために使われるが、第１の６ビットは、シンボルコ
ードを差動に符号化するのに使われる。この実施例で
は、以前述べたような時分割マルチアクセス通信システ
ム中で、送信バースト当たり40シンボルが送られ、各シ
ンボルは（第１のシンボル以外）位相符号化情報を含め
て６ビットの情報を運ぶ。このようにして全239ビット
の情報が送信バースト当たり送られ、データスループッ
トでは非位相符号化通信に対してほぼ20％の増加とな
る。各送信バースト中の第１のシンボルコードは、位相
リファレンスとして働き、それ故位相符号化情報を伝送
しない。このようにして上に述べた実施例では、第１の
シンボルコードは、位相符号化であり、それ故各シンボ
ルコードに対して６ビットの情報を運ぶことになる。
図24Dは、模範的な入力データシーケンスと模範的な
シンボルコード出力シーケンスのダイアグラムである。
図24では、データビット2491を備えたデータシーケンス
2490は、例えば図24Cのデータ信号2461に対応する。実
数データ値を持った特別の模範的データシーケンス2492
は、データシーケンス2490と関係して図24D中の第１の
５ビットに示されている。第１のデータシンボルS1は、
データシーケンス2492中の第５のビットB0−B4に対応
し、第２のデータシンボルS2は、データシーケンス2492
中の次の第５のビットB0−B4に対応するなど。第１のシ
ンボルS1の位相がリファレンスを確立する。位相基準は
例えば、０と選択される。第２のシンボルS2の位相は、
表24−１に示されたロジックに従って、第１のシンボル
S1の後で第６のビット（すなわちビットB10）により決
定される。本実施例ではビットB10は、１ビットである
から第２のシンボルS2の位相は、第１のシンボルS1に対
して反転される。すなわち第２のシンボルS2の位相は、
180゜である。
データシーケンス2492中の次の第５のビットB11−B15
に対応する第３のデータシンボルS3に対しては同様であ
り、その位相は、先行データシンボルS2に続いて第１の
６ビットにより確立される。本実施例ではビットB16
は、０ビットであるから、第３のシンボルS3は、第２の
シンボルS2に関して反転されず、すなわち第３のシンボ
ルS3の位相は180゜である。同じ符号化選択は、シンボ
ルを定める６−ビットシーケンス2494の各５ビットとそ
のシンボルの相対的位相を定める６−ビットシーケンス
2494の第６ビット2493とともに、データシーケンス2492
中のその後のビットに対して行われる。
図24Dの出力信号2497は、位相符号化データシンボル
コード2495のシーケンスを備えた。このようにして模範
的データシーケンス2492に対して出力信号2497は、非反
転第１の５シンボルコードM5、反転第１の７シンボルコ
ードM17、反転第２の４シンボルコードM24、非反転第４
のシンボルコードM4などを備えた。
図24Aと図24Bは、差動位相符号化を使ったスペクトル
拡散送信機のデジタル回路ブロック図である。図24Aと
図24Bに示された実施例では、シリアル入力ストリーム2
401は、CRC（巡回冗長チェック）符号器2402に接続され
る。CRC符号器2402は、送信された信号がエラー無く送
られたかどうかを決める受信機に使われているシリアル
入力ストリーム2401に、ビットを加える。CRC符号器240
2は、例えば図24Cのデータ信号2461に対応するシリアル
データ信号2403を出力する。
データ信号2403は、シリアル−パラレルレジスタ2404
に接続され、それがデータ信号2403を一連の６ビットシ
ーケンスに変換する。各６ビットシーケンスの第１の５
ビットは、ライン2405を越えてラッチ2407に接続されて
いる。以下位相選択ビットと言うが、各６ビットシーケ
ンスの６ビットは、ライン2405を越えてシンボル位相符
号器2413に接続される。
ラッチ2408からの出力ライン2408は、図24Bに示され
たシンボルコード索引表2444（例、ROM）中に格納され
たＭシンボルの１つを選択するために使われる。実施例
では、シンボルコード索引表2444表17−４に現れる32シ
ンボルコードセットを格納する。出力ライン2408は、シ
ンボルコード索引表2444のアドレスの５ビットより成
る。索引表アドレスは、チップカウンタ2440から受信さ
れるチップカウントライン2441を備えた。
動作中では、データ信号2403中のデータビットは、ク
ロック信号2435（例えば、クロック5MHz）の制御下にシ
リアル−パラレルレジスタ2404にクロックされる。シリ
アル−パラレルレジスタ2404のコンテンツ（内容）は、
各シンボル期間毎に１回パラレルしてラッチ2407にロー
ドされる。ロードラッチ信号2409は、ラッチ2407のロー
デイングを制御し、それは、送信イネーブル信号2460と
最終シンボル信号2453が活性の時ラッチ2407が、ロード
されるようなものである。送信イネーブル信号2460は、
通信チャンネルを越えてデータを送信することが望まれ
ているときには、プロセッサあるいは他の制御器（ここ
で図示せず。）により活性化される。
最終シンボル信号2453は、ANDゲート（図24に示され
ている）により発生され、それは入力としてチップカウ
ントライン2441を受信し、全てのチップカウントライン
2441が論理的にハイ状態すなわち、チップカウンタ2440
が32までカウントし終えているときは、活性な出力を作
る。
示されたように、ラッチ2407とチップカウントライン
2441の出力ライン2408は、シンボルコード索引表2444用
のアドレスとして使われる。好ましくは、ライン2408
は、アドレスの最上位ビット（MSB）から成り、チップ
カウントライン2441は、アドレスの最下位ビット（LS
B）を備えた。クロック信号2415の各クロック期間、ク
ロックカウンタ2440はカウントを増加させ、それにより
チップカウントライン2441上のバイナリカウントに反映
される32個の異なった状態をサイクルする。10個のアド
レスライン（５個のシンボル選択ライン2408と５個のチ
ップカウントライン2441）に対応して、シンボルコード
索引表2444は、選択されたシンボルコードに対応したチ
ップのシーケンスなるシンボルコード信号2446を出力す
る。クロックカウンタ2440増加する各回毎に、チップカ
ウントライン2441は、それ故変化し、シンボルコード索
引表2444に格納された選択されたシンボルコードの次の
チップにアクセスする。
シンボルコード信号2446の差動位相符号化は、位相符
号器2413と図24B中のXORゲート2447を用いたシンボルコ
ード信号2446からの位相選択信号2418出力でもって排他
的ORを行うことにより達成される。以前に指摘したが、
ライン2406から各６ビットシーケンスの位相選択をする
ことにより、またそれを前の位相レジスタ2412（例え
ば、フリップフロップ）に格納された前の位相と比較す
ることにより、位相符号器2413は動作する。位相符号器
2413では、XORゲート2410と前の位相レジスタ2412は、X
ORゲート2410と前の位相レジスタ2412が、同期動作に対
して反転にされること以外は、図24CのXORゲート2472と
フリップフロップ2470に機能的に対応する。前の位相レ
ジスタ2412のローデイングは、最終シンボル信号2453に
より制御される。ラッチ2407は新データ信号と共にロー
ドされると同時に、前の位相レジスタ2412はと共にロー
ドされる。新位相シンボルコードが送信される間、次の
新データ信号がシリアル−パラレルレジスタ2404に、ロ
ードされ次の位相がXORゲート2410により決定される。
シンボルコード送信の最後には、次のデータ信号と次の
位相が、ラッチ2407と前の位相レジスタ2412にそれぞれ
ロードされる。
前の位相レジスタ2412の出力は、位相ステート信号24
14は、位相イネーブル信号2415と共にゲートされる。位
相イネーブル信号2415が活性になると、シンボルコード
信号2446は、異なって位相符号化され、それにより送信
機は６ビットの各信号を送る；位相イネーブル信号2415
が不活性になると、シンボルコード信号2446は、位相符
号化されずに、それにより送信機は５ビットの各信号を
送る。
位相イネーブル信号2415が活性になると、異なった位
相符号化シンボルコード信号を出力するXORゲート2447
の出力は、マルチプレクサ2449に接続される。セレクト
信号2448に対応して、マルチプレクサ2449は、出力とし
て異なった位相符号化シンボルコード信号2461あるい
は、プリアンブル／フィルコード表2443からプリアンブ
ル／フィルコード信号2462を選択する。プリアンブル／
フィルコード表2443は、全64チップに対して例えば48チ
ップより成るプリアンブルコードと例えば16チップより
成るフィルコードを格納する。プリアンブル／フィルコ
ード表2443は、64の格納されたチップにシリアル的にア
セスされるようにさせるために、チップカウントライン
2441と第６のライン2463によりアドレスされる。
好ましい実施例では、例えば図17Dに示されたTDMAタ
イミング構造に従った与えられたバーストに対してセレ
クト信号2448はまず、出力としてプリアンブル／フィル
コードより成る64チップをプリアンブル／フィルコード
表2443から選ぶ。64チップが出力された後、セレクト信
号は状態を変化し、出力として異なった位相符号化シン
ボルコード信号2461を選ぶ。特別な実施例として、セレ
クト信号は、40信号を異なった位相符号化シンボルコー
ド信号2461から送信されるように選ぶ。マルチプレクサ
2450は、チップストリーム信号2461をモジュレータに出
力し、チップストリーム信号2461は、以前記述したよう
にCPM信号を発生し送信するためにＩとＱチップストリ
ームに分けられる。
図25A、25B、25Cは受信される差動位相符号化CPM信号
にある位相信号を認識する受信機の２個の実施例のブロ
ック図である。図25Aでは、実数部の相関信号2511と位
相符号化CPM信号を受信することに対応して、虚数部相
関信号を発生するCPM相関器2502より成る。図25Aの相関
器2502は、真と虚数部の相関信号を発生する図10、12、
14、15A、15BのいずれかのCPM相関器として具体化され
る。図25Aに示された特別な例では、図15Aの相関器が使
われている。
実数部の相関信号2511と虚数部の相関信号2512は、そ
れに応じて受信信号の位相角を決定する位相識別器に接
続される。好ましい実施例では、位相識別器2510は、正
確な受信信号の位相角決定するだけでなく、位相角が内
部に存在するセクタを決定する。位相識別器2510の操作
は、図27Aに関して説明されている。図27Aは、複数個の
セクタに分配されている円を示す位相角グラフである。
図27Aのグラフのｘ軸は、実数部の相関値に対応し、図2
7Aのグラフのｙ軸は、虚数部の相関値に対応する。ロス
のない通信チャンネルと完全な相関の可能性を仮定する
と、実数部の相関値と虚数部の相関値は、円2701の何処
かにある各シンボルに対する座標＜Re,Im＞として見ら
れる。
換言すれば、相関された信号に対する全相関の振幅Ｃ
は、同じく（Re2＋Im2＝C2）であるが、位相角は、送信
機と受信機のクロック差に依存しているが、円2701に沿
って常に変動する。
通信チャンネルがロスとノイズ干渉を受け、ハードウ
エアが実施の制限を受けたとすると相関された信号に対
する全相関の振幅Ｃは、円2701により表される全相関値
と違っている。このように実数部の相関値と虚数部の相
関値座標＜Re,Im＞は、円2701の内外に存在する。
位相識別機2510は、実数部の相関信号2511の符号と虚
数部の相関信号2512の符号を決定することにより、また
実数部の相関信号2511のと虚数部の相関信号2512の相対
的振幅を比較することにより、受信CPM信号の位相を決
定する。得られた情報に基づいて、位相識別器2510は、
位相角があるセクタを決定する。
さらに詳しくは、実数部の相関信号2511は、実数部の
符号信号2523を出力する比較器2517によりゼロに対して
比較される。実数部の相関信号2511と虚数部の相関信号
2512の相対的振幅は、振幅比較信号2522を出力する振幅
比較器2516により比較される。
振幅比較器2516と比較器2515、2517は、実数部の相関
信号2511のと虚数部の相関信号2512が、アナログかデジ
タルかにより、アナログかデジタルになる。
実数部の符号信号2523と、虚数部の符号信号2521と、
振幅比較信号2522はセクタロジックブロック2530に接続
され、それが図27Aに示されている受信位相角のセクタ2
702を識別するセクタ信号を出力する。図27Aのセクタ27
02は、次のように配列されている。セクタ2702は、分円
を定める隣のセクタ2702の各セットと共に、円の45゜の
範囲をカバーする。
このようにしてセクタ０と１は第１の分円を定め；セ
クタ２と３は第２の分円を定め；セクタ４と５は第３の
分円を定め；セクタ６と７は第４の分円を定める。実数
部の符号信号2523と虚数部の符号信号2521は共に、位相
の分円を決定するが、振幅比較信号2522は、分円のどの
セクタ2702に位相角があるかを決定する。
このようにして例えば、実数部の相関信号2511と虚数
部の相関信号2512の符号が、共に正であるところでは、
位相角はセクタ０と１により定められる分円中に存在す
る。そこで振幅比較信号2522は、位相角がどちらに存在
するかを決定する。実数部の相関信号2511（すなわち＜
Re,Im＞対の第１の座標Re）は、振幅で虚数部の相関信
号2512（すなわち＜Re,Im＞対の第２の座標Im）は、振
幅で虚数部の相関信号2512に等しいとすると、位相角は
セクタ０と１の間の45゜の境界に存在することになる。
もし実数部の相関信号2511が、虚数部の相関信号2512よ
り、振幅が大きいとすると、位相角はセクタ０と１の間
の45゜の境界に存在することになり、それ故セクタ０に
存在する。同様にもし、実数部の相関信号2511が、虚数
部の相関信号2512の振幅より小さいとすると、位相角は
セクタ０と１の間の45゜の境界より上に存在することに
なり、それ故セクタ１に存在する。
表25−１は、実数部の相関信号の符号、虚数部の相関
信号の符号、図27Aのセクタ配列に対しての実数部の相
関信号と虚数部の相関信号の相対的振幅の８個の可能性
有る組み合わせを示す。
表25−１ 実数部の符号 虚数部の符号 より大きな振幅 セクタ − − Re ４ − − Im ５ − ＋ Re ３ − ＋ Im ２ ＋ − Re ７ ＋ − Im ６ ＋ ＋ Re ０ ＋ ＋ Im １ 位相ロジックブロック2530は、表25−１を実行し、そ
の入力に対応して位相角が存在するセクタを識別する３
−ビット位相セクタ信号2531を出力する。
位相角のセクタが、一度決定されると受信信号の位相
情報は前の位相セクタに対して現在の位相セクタを比較
することにより復号化される。もし現在の位相セクタ
が、180゜より０゜近い量だけ前の位相セクタから異な
っているとすると、受信信号中に位相反転がなく、それ
故受信信号に符号化された位相信号は０のビットである
と結論できよう。逆に、もし現在の位相セクタが、０゜
より180゜近い量だけ前の位相セクタから異なっている
とすると、受信信号中に位相反転があり、それ故受信信
号に符号化された位相信号は１のビットであると結論で
きよう。位相セクタ比較はさらに図27Aに関して説明さ
れている。例として前の位相セクタはセクタがゼロで有
ると仮定する。このような場合、現在の位相セクタが、
セクタ０、１、７のいずれかであるとすると、受信信号
に位相反転がなく、それ故受信信号に符号化された位相
情報は０のビットである。一方もし、現在の位相セクタ
が、セクタ３、４、５のいずれかであるとすると、受信
信号に位相反転があり、それ故受信信号に符号化された
位相情報は１−ビットである。しかしながらもし、現在
の位相セクタが、セクタ２あるいは６のいずれかである
とすると、受信信号に位相反転があるかないかを、確信
を持って結論できない。
この曖昧さの理由は、位相角は45゜セクタの言葉で各
シンボル期間に近づけられ、もっと細かく測定されな
い。実験によると、もし現在の位相セクタが、前の位相
セクタに関して90゜の方向にあるセクタに落ちると、位
相反転が無いというものとして状況を取り扱うことが好
ましいということが示された。このようにして本発明の
実施例では、もし現在の位相セクタが、セクタ２あるい
は６のいずれかであるとすると、位相反転はゼロとして
取り扱い、位相情報はゼロビットだと考えるべきであ
る。さらに一般的には、現在の位相セクタが、前の位相
セクタの２個のセクタ2702以内に位置決めされると、位
相反転は全く起こっていなかったと結論付けられる。一
方現在の位相セクタが、前の位相セクタから２個以上離
れて位置決めされると、受信信号に位相反転は起こった
と考えるべきである。
図25B及び図25Cは、受信された差動位相符号化された
CPM信号中の位相情報を認識するような位相復号化能力
を持つ受信機の他の実施例を示すブロック図である。図
25BのCPM相関器2552は、実数部と虚数部の相関信号を発
生する図10、12、14、15A、15B、あるいは15CのCPM相関
器のどれか１つとして具現化される。図25Bに示された
特別の実施例では、図15Aの相関器が使われている。
実数部の相関信号2561と虚数部の相関信号2562は、そ
れに応じて受信信号の位相角を決定する位相識別器2560
に接続されている。好ましい実施例では、位相識別器25
60は、受信信号の正確な位相角を決定するのでなく、位
相が内部に存在するセクタのみを決定する。の操作は、
図27Bに関して説明されている。図27Aと同様に、図27B
は、複数個のセクタ2722に分配される円2721を示す位相
マップである。位相識別器2560は、受信信号の位相角が
どのセクタ2722に存在するのかを決定し、それ故機能的
には図25Aの位相識別器2510に類似している。
好ましい実施例では、実数部の相関信号2561と虚数部
の相関信号2562は、積分器2553、2554を用いてそれぞれ
得られるし、積分器2553、2554はデジタルカウンタより
成る。このようにして積分器2553、2554はそれぞれ５ビ
ットのバイナリ（２値）信号のような相関値を示すバイ
ナリカウント信号を出力する。実数部の相関信号2561と
虚数部の相関信号2562は、好ましくはその入力の最上位
ビット（MSB）の予め決められた数を選択するとトラン
ケート（切り捨て）ブロック2565に接続されている。
特別な実施例では、積分器2553、2554はそれぞれデジ
タルアップカウンタより成り、実数部の相関信号2561と
虚数部の相関信号2562は、４個の振幅ビットが続く第１
の符号ビットより成る。この実施例では、31（バイナリ
11111）の相関値が、最大の正相関を示し、15（バイナ
リ01111）あるいは16（バイナリ10000）の相関値が、最
小の相関を示し、ゼロ（バイナリ00000）の相関値が、
最大の負相関を示す。好ましい実施例では、積分器255
3、2554は、31の代わりに32（バイナリ100000）の最大
の正相関に到達する６ビットのデジタルカウンタとして
具体化される。
図25Bにおいて、実施例には、トランケート（切り捨
て）ブロック2565は、実数部の相関信号2561の３ビット
の最上位ビット（MSB）と虚数部の相関信号2562ビット
の最上位ビット（MSB）を選択する。位相識別器2560
は、一般方程式Φ＝Arctan（Im/Re）により位相角を見
積もるために、これらのトランケート相関値を使う。こ
れらのトランケート相関値は、相関値の範囲を示すか
ら、中央値は、逆正接計算に使用する各打ち切られた値
用に選ばれる。好ましい実施例では、各打ち切られた値
用に選ばれた中央値は、表25−２により選ばれる。
実数部の相関信号2561からの３個のビットと虚数部の
相関信号2562からの３個のビットを用いて、位相角を見
積もるために、位相角は、図27Bの位相マップの中の64
個の可能性のある位置の１つの中へ、量子化される。異
なった可能性のある位相角と生じたセクタ位置は、下記
の表25−３により決定され、そして“実数部”は、切り
捨てられた実数部の相関値を示し、“虚数部”は、切り
捨てられた虚数部の相関値を示し、“実数部のベクトル
値”は、表25−２による切り捨てられた実数部の相関値
に基づいて選ばれた中心の実数部の相関値であり、“虚
数部のベクトル値”は、表25−２による切り捨てられた
虚数部の相関値に基づいて選ばれた中心の虚数部の相関
値であり、“位相”は、実数部のベクトル値と虚数部の
ベクトル値の逆正接に基づいて計算された位相角であ
り、“セクタ”は、図27Cに示された好ましいセクタマ
ッピングにより位相が存在しているセクタに当てはま
る。
図27Cは、好ましいセクタマッピングのダイアグラム
である。図27Cは、複数個のセクタ2742より成る円2741
（図27Bの円2721に類似している）を示す。円2741は、
下記の図25−４に示されたマッピングにより、セクタ
０、１、２、...、Ｆ、と表示されたセクタ2742に分配
される。
好ましい実施例では、現在の位相角は、切り捨てられ
た実数部の相関値と、切り捨てられた虚数部の相関値よ
り成る６ビット信号をセクタ一覧表2571に対するアドレ
ス2570として用いることにより、決定される。セクタ一
覧表2571は、例えばROMあるいは不揮発メモリより成
り、位相角が16セクタ2742のどこにあるかを示す４ビッ
トの２値（バイナリ）信号2573を出力する。好ましい実
施例では、セクタ一覧表2571の内容（コンテンツ）は、
表25−５により選ばれる。
現在のセクタが、一度決定されると、受信信号からの
位置情報は、図25Aに関して記載されている方法に似た
方法で確認される。位相復号化回路の好ましい実施例
は、図25Cに示されている。図25Bでは、さらに詳しくは
図25Cで、セクタ信号2573を出力するセクタ一覧表2571
に接続されているアドレスライン2570が、示されてい
る。さらに図25Cは、前のセクタ値を格納されているレ
ジスタ2580に接続されているセクタ信号2573を示す。前
のセクタ信号2581は、レジスタ2580からの出力であり、
減算器2585の１セットの入力に接続されており、セクタ
信号2571は減算器2585の他の１セットの入力に接続され
ている。減算器2585は、その入力を減算し、セクタ差信
号2586を発生する。
セクタ差信号2586は、符号化された位相情報を得るた
めに使われる。もし現在の位相セクタが、前の位相セク
タの４個のセクタ2742以内に置かれているとすると、受
信信号には位相反転は起こっていなかったと結論付けら
れし、それ故受信信号に符号化される位相情報がゼロ−
ビットであると結論付けられよう。一方もし現在の位相
セクタが、前の位相セクタから４セクタ分だけ離れて位
置しているとすると、受信信号中に位相反転は起こって
おり、それ故受信信号に符号化される位相情報が１−ビ
ットであると結論付けられよう。それ故、セクタ差動信
号2586は、位相ビット一覧表2590へのアドレスとして用
いられ、そしてそれがセクタ差動信号2586にもよるが、
ゼロあるいは１−ビットより成る位相ビット信号2591を
出力する。好ましい実施例では、位相ビット一覧表2590
は、例えばROMあるいは不揮発メモリ、表25−６に従っ
ているコンテンツより成る。
図27Cの16セクタの実施例は、図27Aの８セクタの実施
例のように前の位相セクタに対して90゜で１列に整列さ
れている曖昧な２つのセクタ2742を持つ。しかし図27A
の実施例より図27Cの実施例に於けるセクタ2742が多く
あり、それ故セクタサイズが狭いので、図27Cの実施例
では緩和される。セクタの数を増加させることにより
（このことは、位相角を計算するために相関信号2561、
2562から使われるビットの数を増加させることにより行
われる。）、セクタサイズは、すべての曖昧さの領域を
さらに減じるために、さらに狭められる。
図27Aの実施例の場合と同様に、曖昧さの領域に落ち
る位相差は、好ましくは、位相反転は起こっていないこ
とを示すものとして取り扱われる−−すなわち位相情報
は、ゼロ−ビットとして取り扱われる。
図26は、図25B、図25Cに示された受信機の実施例に従
って、32個のシンボル送信技術中への位相復号化を実行
する好ましい受信機のブロック図である。図26には、受
信信号2605が、複数個のCPM相関器2610（例えば32個の
異なった相関器）に接続される。
各CPM相関器2610は、図10、12、14、15A、15B、15Dの
CPM相関器として具体化され、各CPM相関器2610は、実数
部の相関信号2612虚数部の相関信号2613、入力信号2605
を受信することに対応する単一化された相関信号を同時
に出力する。好ましい実施例では、相関器2610の各々
は、図15Dに示すような相関器を含む。各CPM相関器2610
からの相関信号2611は、ベストオブＭの検出器2620に、
接続されて、単一化された相関信号の各々の相対的振幅
を比較して最高度の相関を示しているものを選択する。
ベストオブＭの検出器2620は、32個のシンボルのどちら
が、最高度の相関を持つのかを示す信号2621を出力す
る。信号2621は、セレクト制御信号として実数部の相関
信号マルチプレクサ2625と虚数部の相関信号マルチプレ
クサ2626に接続されている。CPM相関器2610の各々から
の実数部の相関信号2612は、実数部の相関信号マルチプ
レクサ2625に入力として接続され、そしてCPM相関器261
0の各々からの虚数部の相関信号2612は、虚数部の相関
信号マルチプレクサ2625に入力として接続される。
信号2621に対応して最大の相関シンボルに対応する実
数部の相関信号2612と虚数部の相関信号2613は選択され
た実数部の相関信号2627と選択された虚数部の相関信号
2628として、実数部の相関信号マルチプレクサ2625と虚
数部の相関信号マルチプレクサ2626それぞれからの出力
となる。
選択された実数部の相関信号2627と選択された虚数部
の相関信号2628は、位相計算ブロック2630に接続されて
いる。位相計算ブロック2630は、前の位相検出メモリ26
35と減算器2640に接続されている位相検出信号2631を出
力する。減算器2640は、前の位相検出メモリ2635に格納
された前の位相検出信号2636と位相検出信号2631との間
の差を計算し、それにより位相差信号2641を得る。位相
差信号2641は、それに対応して位相符号化情報を決定す
る振幅比較器2642に接続されている。位相計算ブロック
2630、前の位相検出メモリ2635、減算器2640、振幅比較
器2642は、図25Cに出てくるように、セクタ一覧表257
1、レジスタ2580、減算器2585、位相ビット一覧表2590
として具体化される。
１ビット又は２位相符号化に関して以上述べた技術
は、他のレベルの符号化例えば３位相、４位相、５位
相、あるいは８位相符号化にも応用できる。例えば、４
位相符号化では、送信機中の２ビットのデータ信号は、
位相符号化に使われる。そのようなシンボルに対して、
位相は、４つの相対状態のどの１つの中でも、前の位相
状態に関して90゜である。位相角は、以前の図25Aから2
5Cに関して述べたように決定される。現在と前の位相値
に反映されているような相対的位相差に依存するが、４
位相の内の１つが得られ、２ビットの位相情報データ
は、選択された４位相の内の１つに対応して再生され
る。
代替の実施例 好ましい実施例は以下に開示されるが、本発明の範囲
と概念の範囲以内である他の多くの方法が、可能であ
り、これらの変形したものは、以下の明細書、図、請求
項を熟読した後当業者なら明白に成るであろう。
代替の実施例では、図17、又は図18、図19、図21A、
図21Bもしくは上記全ての図を構成している回路が、必
要なら指示回路と共に１つのチップ中に組み入れられて
いる。また、送信機から受信機に送信される情報は、こ
こでは一般にデータとしていたが、“データ”という言
葉は、データ、エラー訂正コード、制御情報、プロトコ
ル情報、あるいは他の信号を含み、全てのこれらは、本
発明の範囲とその意図するものにあると見なされる。
ここで、実施例として示した本発明は、あるCPM符号
化技術を用いたが、この発明を熟読した後、当業者な
ら、MSK、GMSK、SQAM、SQORC、及び他の公知のスペクト
ル拡散技術の数多くの符号化方法が、動作させることが
出来てかつ本発明の範囲とそれに意図するもの中にある
ことを認識するだろう。それ故、本発明は、添付した請
求の範囲とその意図するものを除いて限定されない。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (31)優先権主張番号 ０８／４７７，４８０ (32)優先日 平成７年６月７日(1995．6．7) (33)優先権主張国 米国（ＵＳ） (31)優先権主張番号 ０８／４８０，１６７ (32)優先日 平成７年６月７日(1995．6．7) (33)優先権主張国 米国（ＵＳ） (31)優先権主張番号 ０８／４８０，４４２ (32)優先日 平成７年６月７日(1995．6．7) (33)優先権主張国 米国（ＵＳ） (31)優先権主張番号 ０８／４８０，４４３ (32)優先日 平成７年６月７日(1995．6．7) (33)優先権主張国 米国（ＵＳ） (31)優先権主張番号 ０８／４８０，６６８ (32)優先日 平成７年６月７日(1995．6．7) (33)優先権主張国 米国（ＵＳ） (31)優先権主張番号 ０８／４８０，９０３ (32)優先日 平成７年６月７日(1995．6．7) (33)優先権主張国 米国（ＵＳ） (31)優先権主張番号 ０８／４８０，９１４ (32)優先日 平成７年６月７日(1995．6．7) (33)優先権主張国 米国（ＵＳ） (31)優先権主張番号 ０８／４８１，６１３ (32)優先日 平成７年６月７日(1995．6．7) (33)優先権主張国 米国（ＵＳ） (31)優先権主張番号 ０８／４８４，００７ (32)優先日 平成７年６月７日(1995．6．7) (33)優先権主張国 米国（ＵＳ） (31)優先権主張番号 ０８／４８５，６３８ (32)優先日 平成７年６月７日(1995．6．7) (33)優先権主張国 米国（ＵＳ） (31)優先権主張番号 ０８／４８６，８２４ (32)優先日 平成７年６月７日(1995．6．7) (33)優先権主張国 米国（ＵＳ） (31)優先権主張番号 ０８／４８６，８２７ (32)優先日 平成７年６月７日(1995．6．7) (33)優先権主張国 米国（ＵＳ） (31)優先権主張番号 ０８／４８６，８８３ (32)優先日 平成７年６月７日(1995．6．7) (33)優先権主張国 米国（ＵＳ） (72)発明者 ホイト，ユージーン・ピー アメリカ合衆国80921コロラド州コロラ ド・スプリングス、ライジング・サン・ テラス18番 (56)参考文献 特開 昭62−122349（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−85862（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−77929（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−260015（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−244892（ＪＰ，Ａ) 米国特許5276705（ＵＳ，Ａ) 米国特許5305349（ＵＳ，Ａ) 米国特許4559606（ＵＳ，Ａ) 米国特許4587662（ＵＳ，Ａ) 米国特許5151920（ＵＳ，Ａ) 欧州特許出願公開501829（ＥＰ，Ａ １) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04J 13/00 - 13/06 H04B 1/69 - 1/707

Claims (30)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】受信された連続位相変調スペクトル拡散信
    号を逆拡散する方法であって、 受信されたスペクトル拡散信号を実数部の信号と虚数部
    の信号とに分配するステップと、 上記実数部の信号を実数部のＩ信号と実数部のＱ信号に
    復調するステップと、 上記虚数部の信号を虚数部のＩ信号と虚数部のＱ信号に
    復調するステップと、 上記実数部のＩ信号をチップシーケンスの奇数チップと
    相関させて実数部のＩ相関信号を発生するステップと、 上記実数部のＱ信号を上記チップシーケンスの偶数チッ
    プと相関させて実数部のＱ相関信号を発生するステップ
    と、 上記虚数部のＩ信号を上記奇数チップと相関させて虚数
    部のＩ相関信号を発生するステップと、 上記虚数部のＱ信号を上記偶数チップと相関させて虚数
    部のＱ信号を発生するステップと、 上記実数部のＩ相関信号と、実数部のＱ相関信号と、虚
    数部のＩ相関信号と、虚数部のＱ相関信号とを最終の相
    関信号に合成するステップとを含む方法。
  2. 【請求項２】受信された連続位相変調スペクトル拡散信
    号を逆拡散する装置であって、 受信されたスペクトル拡散信号を実数部の信号と虚数部
    の信号とに分配する電力分配器と、 上記実数部の信号を相関させ、実数部の相関信号を発生
    する実数部のCPM相関器と、 上記虚数部の信号を相関させ、虚数部の相関信号を発生
    する虚数部のCPM相関器とを備え、 上記実数部のCPM相関器及び上記虚数部のCPM相関器のう
    ちの少なくとも１つはＩ復調器及びＱ復調器を備え、 上記実数部の相関信号と上記虚数部の相関信号とを合成
    する手段を備えた装置。
  3. 【請求項３】上記実数部のCPM相関器及び上記虚数部のC
    PM相関器はそれぞれＩ復調器とＱ復調器とを備え、上記
    Ｉ復調器はＩ相関器に接続された出力を有し、上記Ｑ復
    調器はＱ相関器に接続された出力を有する請求項２記載
    の装置。
  4. 【請求項４】上記Ｉ相関器は、 入力信号を受信する複数個のＩレジスタチップロケーシ
    ョンを有するＩレジスタと、 上記Ｉレジスタチップロケーションの１つおきのものに
    接続され、かつチップシーケンスの奇数チップに接続さ
    れた複数個のＩ乗算器と、 上記Ｉ乗算器から出力される複数個のＩ比較信号と、 上記Ｉ比較信号に接続されたＩ加算器とを備え、上記Ｉ
    加算器はＩ相関信号を出力し、 上記Ｑ相関器は、 入力信号を受信する複数個のＱレジスタチップロケーシ
    ョンを有するＱレジスタと、 上記Ｑレジスタチップロケーションの１つおきのものに
    接続され、かつ上記チップシーケンスの偶数チップに接
    続された複数個のＱ乗算器と、 上記Ｑ乗算器から出力される複数個のＱ比較信号と、 上記Ｑ比較信号に接続されたＱ加算器とを備え、上記Ｑ
    加算器はＱ相関信号を出力する請求項３記載の装置。
  5. 【請求項５】上記合成する手段は、上記実数部の相関信
    号の平方と上記虚数部の相関信号の平方との和の平方根
    を発生する手段を備えた請求項４記載の装置。
  6. 【請求項６】受信された連続位相変調スペクトル拡散信
    号を逆拡散する装置であって、 受信されたスペクトル拡散信号を第１の信号と第２の信
    号とに分配する電力分配器を備え、上記第１の信号と上
    記第２の信号は互いの複製であり、 上記第１の信号を実数部のI/虚数部のＱ信号に復調する
    手段を備え、上記手段は第１の非コヒーレント局部基準
    信号を備え、 上記第２の信号を虚数部のI/実数部のＱ信号に復調する
    手段を備え、上記手段は上記第１の非コヒーレント局部
    基準信号と同じ周波数を有するがそこから90度だけオフ
    セットされた位相を有する第２の非コヒーレント局部基
    準信号を備え、 上記実数部のI/虚数部のＱ信号を相関させ、実数部のＩ
    相関信号と虚数部のＱ相関信号とを発生する第１の偶数
    ／奇数相関器と、 上記虚数部のI/実数部のＱ信号を相関させ、虚数部のＩ
    相関信号と実数部のＱ相関信号とを発生する第２の偶数
    ／奇数相関器と、 上記実数部のＩ相関信号と、上記実数部のＱ相関信号
    と、上記虚数部のＩ相関信号と、上記虚数部のＱ相関信
    号とを最終の相関信号に合成する手段とを備えた装置。
  7. 【請求項７】連続位相変調（CPM）信号を受信する手段
    と、 上記CPM信号と第１の信号とに接続された第１の乗算器
    とを備え、上記第１の信号は第１の局部搬送波信号と第
    １の３値のリターンツーゼロ（RTZ）波形との積を含
    み、 上記第２の電力分配器の出力に接続された第２の乗算器
    を備え、上記第２の信号は第２の局部搬送波信号と第２
    の３値のRTZ波形との積を含み、上記第２の局部搬送波
    信号は上記第１の局部搬送波信号と直交し、 上記第１の乗算器の出力に接続されたＩ積分器と、 上記第２の乗算器の出力に接続されたＱ積分器と、 上記Ｉ積分器と上記Ｑ積分器とに接続された加算器とを
    備えた相関器。
  8. 【請求項８】受信された連続位相変調スペクトル拡散信
    号を逆拡散する方法であって、 連続位相変調スペクトル拡散信号を、実数部の信号と虚
    数部の信号とに分配するステップと、 上記実数部の信号を相関させて実数部の相関信号を発生
    するステップと、 上記虚数部の信号を相関させて虚数部の相関信号を発生
    するステップとを含み、 上記実数部の信号を相関させる上記ステップと上記虚数
    部の信号を相関させる上記ステップのうちの少なくとも
    １つは、各実数部の信号又は各虚数部の信号を第１及び
    第２の複製信号に分配するステップと、上記第１の複製
    信号を第１の非コヒーレント基準信号で復調するステッ
    プと、上記第２の複製信号を上記第１の非コヒーレント
    基準信号から位相をオフセットされている第２の非コヒ
    ーレント基準信号で復調するステップとを含み、 上記実数部の相関信号と上記虚数部の相関信号とを合成
    するステップを含む方法。
  9. 【請求項９】上記実数部の信号を相関させるステップと
    上記虚数部の信号を相関させるステップはそれぞれ、 各実数部の信号又は各虚数部の信号を第１及び第２の複
    製信号に分配するステップと、 上記第１の複製信号を第１の非コヒーレント基準信号で
    復調して第１の復調された信号を生成するステップと、 上記第２の複製信号を上記第１の非コヒーレント基準信
    号から位相をオフセットされている第２の非コヒーレン
    ト基準信号で復調して第２の復調された信号を生成する
    ステップと、 上記第１の復調された信号に奇数チップ信号を掛け、第
    １の積信号を生成するステップと、 上記第２の復調された信号に偶数チップ信号を掛け、第
    ２の積信号を生成するステップと、 上記第１の積信号を積分して第１の相関信号を生成する
    ステップと、 上記第２の積信号を積分して第２の相関信号を生成する
    ステップと、 上記第１の相関信号と上記第２の相関信号とを加算する
    ステップとを含む請求項８記載の方法。
  10. 【請求項１０】受信された連続位相変調スペクトル拡散
    信号を逆拡散する装置であって、 受信されたスペクトル拡散信号を第１の信号と第２の信
    号とに分配する手段を備え、上記第１の信号と上記第２
    の信号は互いの複製であり、 上記第１の信号を実数部のI/虚数部のＱ信号に復調する
    手段を備え、上記手段は第１の非コヒーレント局部基準
    信号を備え、 上記第２の信号を虚数部のI/実数部のＱ信号に復調する
    手段を備え、上記手段は上記第１の非コヒーレント局部
    基準信号と同じ周波数を有するが、そこから90度だけオ
    フセットされた位相を有する第２の非コヒーレント局部
    基準信号を備え、 入力として上記実数部のI/虚数部のＱ信号とチップシー
    ケンスを受信し、実数部のＩ出力信号を発生する実数部
    のＩの反転されたXOR論理ゲートと、 入力として上記虚数部のI/実数部のＱ信号と上記チップ
    シーケンスを有し、かつ虚数部のＩ出力信号と実数部の
    Ｑ出力信号を発生する虚数部のI/実数部のＱの反転され
    たXOR論理ゲートと、 入力として上記虚数部のI/実数部のＱ信号と上記チップ
    シーケンスを有し、かつ実数部のＱ出力信号を発生する
    虚数部のＱの反転されたXOR論理ゲートと、 上記実数部のＩ出力信号と上記実数部のＱ出力信号を交
    互の間隔で受信し、上記実数部のI/虚数部のＱ信号と上
    記チップシーケンスの奇数チップとの間、及び上記虚数
    部のI/実数部のＱ信号と上記チップシーケンスの偶数チ
    ップとの間の一致している数を示す実数部の相関信号を
    発生する実数部のカウンタと、 上記虚数部のＩ出力信号と上記虚数部のＱ出力信号を交
    互の間隔で受信し、上記虚数部のI/実数部のＱ信号と上
    記奇数チップとの間、及び上記実数部のI/虚数部のＱ信
    号と上記偶数チップの反転信号との間の一致している数
    を示す虚数部の相関信号を発生する虚数部のカウンタ
    と、 上記実数部の相関信号と上記虚数部の相関信号とを最終
    の相関信号に合成する手段とを備えた装置。
  11. 【請求項１１】上記合成する手段は、実数部の相関信号
    の平方と虚数部の相関信号の平方との和の根を計算する
    手段を備えた請求項10記載の装置。
  12. 【請求項１２】上記合成する手段は、ロバートソン（Ro
    bertson）デバイスをさらに備えた請求項11記載の装
    置。
  13. 【請求項１３】スペクトル拡散信号を受信する手段を備
    え、上記スペクトル拡散信号は複数個のシンボルコード
    とプリアンブルを含み、上記シンボルコードのそれぞれ
    はデータビットのセットに対応し、 上記プリアンブルに相関させるパラレル相関器を備え、
    上記プリアンブルが受信されるとき上記パラレル相関器
    は同期相関信号を出力し、 上記同期相関信号に応答するシリアル相関器クロック
    と、 上記シリアル相関器クロックに応答する複数個のシリア
    ル相関器とを備え、上記各シリアル相関器は、上記シン
    ボルコードの異なったものに対応するようにプログラム
    化され、かつ上記各シリアル相関器は上記スペクトル拡
    散信号が上記１つのシンボルコードに予め決められた度
    合いで一致するときに相関信号を発生し、 上記シリアル相関器に接続され、データストリームを発
    生する手段と、 上記同期相関信号に接続されたセンターシーキング回路
    とを備え、 上記センターシーキング回路は、上記シリアル相関器ク
    ロックに、上記同期相関信号内に発生するプリアンブル
    相関パルスの中心を示すタイミング基準信号を出力する
    装置。
  14. 【請求項１４】上記データストリームを発生する手段
    は、上記シリアル相関器によって発生された上記相関信
    号のうちの最大値を選択するベストオブＭデバイスを備
    えた請求項13記載の装置。
  15. 【請求項１５】入力信号を受信する手段と、 上記入力信号と第１の基準信号とに接続された入力を有
    する第１の乗算器と、 上記入力信号と上記第１の基準信号の位相オフセットバ
    ージョンに接続された入力を有する第２の乗算器と、 上記第１の乗算器の出力に接続された第１のフィルタ
    と、 上記第２の乗算器の出力に接続された第２のフィルタ
    と、 上記第１のフィルタの出力に接続された第１の複数ビッ
    トのアナログ／デジタル変換器と、 上記第２のフィルタの出力に接続された第２の複数ビッ
    トのアナログ／デジタル変換器と、 上記第１の複数ビットのアナログ／デジタル変換器から
    の出力と第２の複数ビットのアナログ／デジタル変換器
    からの出力とに接続された複数ビットのシリアル相関器
    とを備え、上記複数ビットのシリアル相関器はチップシ
    ーケンスの奇数チップと偶数チップとに別々に相関し、
    これに応答して単一化された相関信号を出力し、 上記複数ビットのシリアル相関器は位相計算ブロック
    を備えたスペクトル拡散受信機。
  16. 【請求項１６】上記複数ビットのシリアル相関器は、 それぞれが上記第１の複数ビットのアナログ／デジタル
    変換器又は上記第２の複数ビットのアナログ／デジタル
    変換器の何れかに接続された複数個の乗算器と、 それぞれが上記乗算器の１つの出力に接続された複数個
    の累算器と、 それぞれが少なくとも２つの上記累算器の出力に接続さ
    れた複数個の加算器と、 上記各加算器からの出力に接続された振幅計算ブロック
    とを備えた請求項15記載のスペクトル拡散受信機。
  17. 【請求項１７】上記複数ビットのシリアル相関器は、 それぞれが上記第１の複数ビットのアナログ／デジタル
    変換器の出力に接続された第３の乗算器及び第４の乗算
    器と、 それぞれが上記第２の複数ビットのアナログ／デジタル
    変換器の出力に接続された第５の乗算器及び第６の乗算
    器と、 上記第３の乗算器の入力及び上記第５の乗算器の入力に
    接続された奇数チップ信号と、 上記第６の乗算器の入力に接続された偶数チップ信号
    と、 上記第４の乗算器の入力に接続された上記偶数チップ信
    号の反転信号と、 上記第３の乗算器の出力に接続された第１の累算器と、 上記第４の乗算器の出力に接続された第２の累算器と、 上記第５の乗算器の出力に接続された第３の累算器と、 上記第６の乗算器の出力に接続された第４の累算器と、 上記第１の累算器と上記第４の累算器の出力に接続され
    た第１の加算器と、 上記第２の累算器と上記第３の累算器の出力に接続され
    た第２の加算器と、 上記第１の加算器の出力と上記第２の加算器の出力とに
    接続された入力を有する振幅計算ブロックとを備えた請
    求項15記載のスペクトル拡散受信機。
  18. 【請求項１８】上記複数ビットのシリアル相関器は、 上記第１の複数ビットのアナログ／デジタル変換器の出
    力とチップ信号とに接続された入力を有する第３の乗算
    器と、 上記第２の複数ビットのアナログ／デジタル変換器の出
    力と上記チップ信号とに接続された入力を有する第４の
    乗算器と、 上記第３の乗算器の出力と上記第４の乗算器の出力とに
    接続された第１のマルチプレクサと、 上記第３の乗算器の出力と上記第４の乗算器の出力の反
    転信号に接続された第２のマルチプレクサと、 上記第１のマルチプレクサの出力に接続された第１の累
    算器と、 上記第２のマルチプレクサの出力に接続された第２の累
    算器と、 上記第１の累算器の出力と上記第２の累算器の出力とに
    接続された振幅計算ブロックとを備えた請求項15記載の
    スペクトル拡散受信機。
  19. 【請求項１９】上記振幅計算ブロックはロバートソン
    （Robertson）デバイスを備えた請求項18記載のスペク
    トル拡散受信機。
  20. 【請求項２０】受信された連続位相変調スペクトル拡散
    信号を逆拡散する方法であって、 上記スペクトル拡散信号を第１の信号と第２の信号に分
    配するステップを含み、上記第１の信号と上記第２の信
    号は互いの複製であり、 第１の非コヒーレント局部基準信号を用いて、上記第１
    の信号を実数部のI/虚数部のＱ信号に復調するステップ
    と、 上記第１の非コヒーレント局部基準信号と同じ周波数を
    有するが、そこから90度だけオフセットされた位相を有
    する第２の非コヒーレント局部基準信号を用いて、上記
    第２の信号を虚数部のI/実数部のＱ信号に復調するステ
    ップと、 上記実数部のI/虚数部のＱ信号を第１の複数ビットのデ
    ジタル信号に変換するステップと、 上記虚数部のI/実数部のＱ信号を第２の複数ビットのデ
    ジタル信号に変換するステップと、 上記第１の複数ビットのデジタル信号をチップシーケン
    スの奇数チップと相関させ、かつ上記第２の複数ビット
    のデジタル信号をチップシーケンスの偶数チップと相関
    させ、第１の相関合計を累算するステップと、 上記第２の複数ビットのデジタル信号を上記チップシー
    ケンスの奇数チップと相関させ、かつ上記第１の複数ビ
    ットのデジタル信号を上記チップシーケンスの偶数チッ
    プの反転信号と相関させ、第２の相関合計を累算するス
    テップと、 上記第１の相関合計と上記第２の相関合計を合成して単
    一化された相関出力信号を発生するステップとを含む方
    法。
  21. 【請求項２１】受信する手段と、 上記受信する手段に接続された相関器とを備え、上記相
    関器は実数部の相関信号と虚数部の相関信号とを出力と
    して有し、 上記実数部の相関信号と上記虚数部の相関信号とに接続
    された位相識別器を備え、上記位相識別器は位相セクタ
    信号を含む出力を有し、 上記位相セクタ信号と前の位相セクタ信号とに接続され
    た減算器を備え、上記減算器はセクタ差信号を出力とし
    て有する受信機。
  22. 【請求項２２】上記セクタ差信号を用いて、受信された
    信号のビットを復号化する手段をさらに備えた請求項21
    記載の受信機。
  23. 【請求項２３】上記相関器は上記受信する手段に接続さ
    れた複数個の相関器の１つであり、上記受信機はさら
    に、 上記複数個の相関器のそれぞれから単一化された相関信
    号を受信し、これに応答して選択信号を出力するベスト
    オブＭ検出器と、 上記複数個の相関器のそれぞれから実数部の相関信号を
    受信する実数部の相関信号マルチプレクサとを備え、上
    記実数部の相関信号マルチプレクサは上記選択信号に応
    答して上記位相識別器に選択された実数部の相関信号を
    出力し、 上記複数個の相関器のそれぞれから虚数部の相関信号を
    受信する虚数部の相関信号マルチプレクサを備え、上記
    虚数部の相関信号マルチプレクサは上記選択信号に応答
    して上記位相識別器に選択された虚数部の相関信号を出
    力する請求項21記載の受信機。
  24. 【請求項２４】上記位相識別器は、 上記実数部の相関信号が正か負かを示す第１の比較信号
    を出力として有する第１の比較回路と、 上記虚数部の相関信号が正か負かを示す第２の比較信号
    を出力として有する第２の比較回路と、 上記実数部の相関信号と上記虚数部の相関信号とに接続
    された第３の比較回路とを備え、上記第３の比較回路は
    振幅比較信号を出力として有し、 上記第１の比較信号と上記第２の比較信号と上記振幅比
    較信号とに応答して受信された信号の位相角のセクタを
    決定する手段を備えた請求項21記載の受信機。
  25. 【請求項２５】入力信号を受信することと、 上記入力を相関させ、実数部の相関信号と虚数部の相関
    信号とを生成することと、 上記実数部の相関信号と上記虚数部の相関信号とに応答
    して位相セクタ信号を生成することと、 上記位相セクタ信号と前の位相セクタ信号との差に応答
    してセクタ差信号を生成することと、 上記セクタ差信号を用いて、受信された入力信号のビッ
    トを復号化することを含む受信する方法。
  26. 【請求項２６】上記位相セクタ信号を生成するステップ
    は、 上記実数部の相関信号が正か負かを示す第１の比較信号
    を発生するステップと、 上記虚数部の相関信号が正か負かを示す第２の比較信号
    を発生するステップと、 上記実数部の相関信号と上記虚数部の相関信号とに応答
    して振幅比較信号を発生するステップと、 上記第１の比較信号と上記第２の比較信号と上記振幅比
    較信号とに応答して受信された入力信号の位相角のセク
    タを決定するステップとを含む請求項25記載の方法。
  27. 【請求項２７】受信する手段と、 上記受信する手段に接続された複数個の相関器とを備
    え、各相関器は実数部の相関信号と虚数部の相関信号と
    を出力として有し、 上記複数個の実数部の相関信号の中から、最高度の相関
    を表す実数部の相関信号を選択する手段と、 上記複数個の虚数部の相関信号の中から、最高度の相関
    を表す虚数部の相関信号を選択する手段とを備えた受信
    機。
  28. 【請求項２８】最高度の相関を表す上記実数部の相関信
    号と最高度の相関を表す上記虚数部の相関信号とからア
    ドレスを形成する手段と、 上記アドレスに接続されたセクタルックアップ表とをさ
    らに備え、これにより受信された信号の位相が決定され
    る請求項27記載の受信機。
  29. 【請求項２９】入力を受信するステップと、 上記入力を複数個のスペクトル拡散コードと相関させ、
    複数個の実数部の相関信号と複数個の虚数部の相関信号
    とを生成するステップと、 最高度の相関を表す実数部の相関信号を選択するステッ
    プと、 最高度の相関を表す虚数部の相関信号を選択するステッ
    プとを含む受信する方法。
  30. 【請求項３０】最高度の相関を表す上記実数部の相関信
    号と最高度の相関を表す上記虚数部の相関信号とからア
    ドレスを形成するステップと、 上記アドレスをセクタルックアップ表に適用し、受信さ
    れた信号の位相を決定するステップとをさらに含む請求
    項29記載の方法。
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