JP3390272B2 - 同期検波回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はＰＳＫ変調信号の同期検
波回路に関し、例えばπ／４シフトＱＰＳＫ変調信号や
ＱＰＳＫ変調信号の検波回路に適用し得るものである。

【０００２】

【従来の技術】マイクロセル方式である自動車電話シス
テムや携帯電話システムがアナログ方式からデジタル方
式に移行し始めており、また、デジタル方式を前提とし
たパーソナルハンディホンシステム（以下、ＰＨＳシス
テムと略称する）の運用が始まろうとしている。

【０００３】本発明は、このようなデジタル移動体通信
システムにおける検波回路を意識しており、特に、比較
的低速なフェージング環境下で用いられるデジタル移動
体通信システムにおける検波回路を意識している。例え
ばＰＨＳシステムの受信装置は、比較的低速なフェージ
ング環境下にあり、このＰＨＳシステムの検波方式とし
ては、種々の方式が学会に発表されているように、遅延
検波方式が一般的である。

【０００４】しかしながら、無線通信では、小さな送信
電力で少しでも伝搬距離を長くすることが常に目的とさ
れており、そのため、遅延検波方式より一般的に受信感
度特性が良好な同期検波方式を採用した同期検波回路の
研究もなされている（文献１〜４参照）。

【０００５】文献１：『1993年電子情報通信学会秋季大
会、B-300 、「オープンループ型同期検波方式」』 文献２：『1992年電子情報通信学会秋季大会、B-241 、
「π／４シフトＱＰＳＫ同期検波方式の検討」』 文献３：『1990年電子情報通信学会秋季全国大会、B-16
9 、「陸上移動体衛星通信に適した新同期復調方式」』 文献４：『信学技報、DSP94-18, RCS94-9 (1994-05) 、
「パーソナル通信用低消費電力化復調器ＬＳＩ−高性能
同期検波復調器−」』

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】一般的に、同期検波方
式は、比較的低速なフェージング環境下においては、遅
延検波方式より受信感度が良好である（所要Ｃ／Ｎが小
さい）。しかし、同期検波回路は、遅延検波回路より複
雑になるので、ＩＣ化や低価格化が難しく、また、同期
検波回路では、キャリア再生が必要となり、一般的には
フィードバックループによってキャリア信号を再生して
いるため、バースト信号に対する高速動作の課題があ
る。

【０００７】上記文献１及び文献２に記載の同期検波回
路は、遅延検波方式を用いてデータ成分を仮に取出して
予測処理によってキャリア信号を形成することにより、
フィードバックループによらずにキャリア信号を再生で
きるようにしたものであるが、誤り率特性が悪い遅延検
波方式を利用しているため、キャリア再生の精度が低く
なると共に、そのための保護回路が必要となっていて必
ずしも小形化を実現できない。

【０００８】上記文献３に記載の同期検波回路も、フィ
ードバックループによらずにキャリア信号を再生できる
ようにしたものであるが、２重開ループ（フィードフォ
ワードループ）によってキャリア信号を再生しているた
め、その再生構成が複雑、大型化し易い。

【０００９】上記文献４に記載の同期検波回路は、基本
的にはフィードバックループによって再生したキャリア
信号で同期検波するものであり、初期の引き込み時にお
いては遅延検波を適用しようとしたものであり、構成が
大型化し易いという課題を有する。

【００１０】そのため、バースト信号に対する高速動作
が可能で、小形化、ＩＣ化に対応できる実用性が高い同
期検波回路の出現が待たれている。

【００１１】

【課題を解決するための手段】かかる課題を解決するた
め、本発明においては、ＰＳＫ変調信号を検波する同期
検波回路を以下の構成要素(a) 〜(f) を少なくとも備え
るように構成した。

【００１２】すなわち、本発明の同期検波回路は、(a)
入力されたＰＳＫ変調信号に非同期のキャリア信号を発
生するキャリア発生手段と、(b) 入力されたＰＳＫ変調
信号と上記キャリア発生手段から出力されたキャリア信
号とを位相比較し、キャリア信号を基準とした入力され
たＰＳＫ変調信号の瞬時位相信号を得る位相比較手段
と、(c) 入力されたＰＳＫ変調信号に同期したクロック
信号を再生して各部に供給するクロック再生手段と、
(d) 位相比較手段からの瞬時位相信号における、送受信
機間のキャリア信号の周波数差に応じた誤差成分を除去
するキャリア周波数差成分除去手段と、(e) 位相比較手
段からの瞬時位相信号における、受信機の位相基準軸か
らの位相ずれ成分を除去する位相ずれ成分除去手段と、
(f) 送受信機間のキャリア信号の周波数差に応じた誤差
成分と、受信機の位相基準軸からの位相ずれ成分とが少
なくとも除去された瞬時位相信号に基づいて、送信デー
タを再生するデータ再生手段とを少なくとも有する。そ
して、上記キャリア周波数差成分除去手段は、上記位相
比較手段から出力された瞬時位相信号の２シンボル間の
差を求める遅延演算器と、この遅延演算器からの位相差
信号の位相差値と複数の所定の位相差値との差分の中で
最も小さい差分を、複数シンボルについて平均して出力
する周波数差検出部と、上記位相比較手段から出力され
た瞬時位相信号から、上記周波数差検出部からの出力信
号を各シンボル毎に累積して減算する周波数差除去部と
からなる。

【００１３】

【作用】本発明の同期検波回路において、位相比較手段
は、キャリア発生手段が、入力されたＰＳＫ変調信号に
非同期の発生したキャリア信号と入力されたＰＳＫ変調
信号とを位相比較し、キャリア信号を基準とした入力さ
れたＰＳＫ変調信号の瞬時位相信号を得、また、クロッ
ク再生手段は、入力されたＰＳＫ変調信号に同期したク
ロック信号を再生して各部に供給する。位相比較手段か
らの瞬時位相信号は、キャリア周波数差成分除去手段に
よって、送受信機間のキャリア信号の周波数差に応じた
誤差成分が除去され、また、位相ずれ成分除去手段によ
って、受信機の位相基準軸からの位相ずれ成分が除去さ
れる。そして、データ再生手段が、送受信機間のキャリ
ア信号の周波数差に応じた誤差成分と、受信機の位相基
準軸からの位相ずれ成分とが少なくとも除去された瞬時
位相信号に基づいて、送信データを再生する。

【００１４】

【実施例】以下、本発明を、π／４シフトＱＰＳＫ変調
信号の同期検波回路に適用した一実施例を図面を参照し
ながら詳述する。

【００１５】なお、この実施例は、いわゆる相対位相符
号化方式に従うπ／４シフトＱＰＳＫ変調信号を対象と
している。すなわち、２シンボル間の位相差が送信デー
タに対応しているπ／４シフトＱＰＳＫ変調信号を対象
としている。

【００１６】(A-1) 実施例の全体構成 図１はこの実施例の同期検波回路の全体構成を示すブロ
ック図である。

【００１７】図１において、入力されたπ／４シフトＱ
ＰＳＫ変調信号は位相比較器１に与えられる。この位相
比較器１にはまた、キャリア発生器２が発生したキャリ
ア信号も与えられる。キャリア発生器２は、入力された
π／４シフトＱＰＳＫ変調信号と非同期ではあるがほぼ
同じ周波数（原理的には、同一周波数）のキャリア信号
を発生する。位相比較器１は、入力される２信号の位相
差を、図２（ｃ）に示すような２π毎にその区間では直
線的に変化する値（デジタル値であっても直流電圧であ
っても良い）に変換して出力する。言い換えると、位相
比較器１は、キャリア信号を基準とした入力されたπ／
４シフトＱＰＳＫ変調信号の瞬時位相を検出するもので
ある。位相比較器１からの瞬時位相信号は、遅延演算器
３及び周波数差除去部５に与えられる。

【００１８】一般的な同期検波方式においては、キャリ
ア発生器はＰＬＬ回路で構成され、入力されたπ／４シ
フトＱＰＳＫ変調信号に位相同期したキャリア信号が発
生されるが、この実施例においては、構成の簡単化及び
バースト信号の高速引込みを期して、入力されたπ／４
シフトＱＰＳＫ変調信号に非同期にキャリア信号を発生
することとしている。

【００１９】ここで、送信側におけるキャリア信号に対
するあるシンボルでの位相は、送信符号列によって定ま
るＱＰＳＫ変調方式に従う位相成分と、シンボル毎にシ
フト操作されるπ／４の累積値の和で表すことができ
る。なお、２πに対するモジュロで考えれば良い。

【００２０】周知のように、送信符号列によって定まる
ＱＰＳＫ変調方式に従う位相成分は、２πに対するモジ
ュロ表記で０、π／２、π、３π／２をとるので、ある
シンボルの送信側での瞬時位相は、π／４シフト操作の
ために０、π／４、π／２、３π／４、π、５π／４、
３π／２、７π／４をとる。

【００２１】この実施例では、入力されたπ／４シフト
ＱＰＳＫ変調信号と非同期にキャリア信号を発生するこ
ととしているため、入力変調信号は、キャリア信号に対
して所定の位相差αを有する。また、送受信機間でキャ
リア周波数に差があると、その周波数差に応じた位相誤
差βがシンボル毎に生じる。従って、位相比較器１から
の瞬時位相信号におけるあるシンボルでの位相は、送信
側での瞬時位相に、位相差α、及び、位相誤差βの累積
成分が加わったものとなる。

【００２２】遅延演算器３、周波数差検出部４及び周波
数差除去部５は、位相比較器１からの瞬時位相信号にお
ける送受信機間のキャリア周波数差に基づく位相誤差成
分を除去するために設けられたものである。

【００２３】遅延演算器３は、位相比較器１からの瞬時
位相信号の２シンボル間の位相差を検出し、周波数差検
出部４及び周波数差除去部５に与えるものである。遅延
演算器３からの出力信号は、ＱＰＳＫ変調方式に従う位
相成分の２シンボル間の位相差と、π／４と、キャリア
周波数差による１シンボル期間当りの位相誤差βとの和
となり、キャリア周波数差による位相誤差βがなければ
２πに対するモジュロ表記でπ／４、３π／４、５π／
４、７π／４をとるものである。

【００２４】周波数差検出部４は、遅延演算器３からの
出力信号が位相誤差βがなければπ／４、３π／４、５
π／４、７π／４をとることを利用し、送受信機間のキ
ャリア周波数差に基づくシンボル毎の位相誤差βを求
め、数シンボル〜数十シンボル期間について平均して出
力する（以下、平均値もβで表す）。

【００２５】周波数差除去部５は、シンボル毎に与えら
れる位相誤差βを累積加算し、その累積加算値を、位相
比較器１からの瞬時位相信号から減算することにより、
位相比較器１からの瞬時位相信号に含まれている送受信
機間のキャリア周波数差に基づく位相誤差成分を除去す
るものである。なお、位相比較器１からの瞬時位相信号
を適宜遅延して周波数差除去部５に入力しても良く、ま
た、遅延することなく周波数差除去部５に入力しても良
い。

【００２６】一般的な同期検波方式においては、受信側
のキャリア発生器はＰＬＬ回路で構成され、入力変調信
号に位相同期したキャリア信号を発生しているため、キ
ャリア信号の周波数は入力変調信号（従って送信側のキ
ャリア信号）に一致する。しかし、この実施例において
は、キャリア発生器２として入力信号に非同期にキャリ
ア信号を発生するものを適用しているため、上述のよう
な誤差成分の除去構成が必要となっている。

【００２７】図３は、仮想的な受信機側の位相基準軸
（Ｉ軸及びＱ軸）を用いて、位相比較器１からの瞬時位
相信号における符号配置を示したものである。位相比較
器１からの瞬時位相信号における符号位置は、送受信機
間のキャリア信号の周波数差の極性に応じた方向に、そ
の周波数差の大きさに応じた位相量βずつシンボル毎に
回転し、この回転の累積によって本来の符号位置より他
の符号位置に近く位置することも生じる。そのため、周
波数差による誤差成分を除去する必要がある。

【００２８】送受信機間のキャリア周波数差に応じた誤
差成分βは、遅延演算器３の出力信号においては上述し
たように１シンボル単位での固定的な位相偏差として現
れ、そのため、周波数差検出部４が、遅延演算器３から
の出力信号に基づいて得た誤差成分を数シンボル〜数十
シンボル期間について平均することにより、雑音の影響
を除外した周波数差に応じた位相誤差βを検出でき、周
波数差除去部５によって周波数差誤差成分を除去でき
る。

【００２９】従って、周波数差除去部５からの瞬時位相
信号段階において、入力変調信号と当該同期検波回路の
キャリア信号との周波数差は“０”となり、見掛け上、
当該同期検波回路のキャリア信号は入力変調信号に対し
て自動周波数制御されたことになる。

【００３０】遅延演算器３からの出力信号は、クロック
再生部６にも与えられる。クロック再生部６は、遅延演
算器３からの出力信号が本来ならばπ／４、３π／４、
５π／４、７π／４をとることを利用して、クロック信
号を再生するものである。再生されたクロック信号は、
当該同期検波回路の外部に出力されると共に、当該同期
検波回路の内部においては、周波数差検出部４以降の各
部処理回路に与えられる。なお、遅延演算器３やクロッ
ク再生部６等には、その動作用クロック信号として、キ
ャリア発生器２内部で形成された、キャリア信号に同期
したキャリア信号より高い周波数を有する信号が与えら
れるようになされている。

【００３１】なお、遅延演算器３からの出力信号には、
キャリア周波数差による１シンボル期間当りの位相誤差
成分βが含まれているので、周波数差検出部４によるそ
の検出成分を遅延演算器３からの出力信号から除去して
クロック再生部６に与える方法もある（本発明の他の実
施例を構成する）。しかし、この実施例は、バースト信
号に対する高速追従性を考慮し、そのような方法を採用
していない。

【００３２】π／４逆シフト回路７は、周波数差除去部
５からの瞬時位相信号に対して、１シンボル単位で、送
信機側とは逆方向にπ／４だけ位相をシフトする回路で
ある。周知のように、π／４シフトＱＰＳＫ変調方式に
おいては、送信機側で、シンボル符号による位相シフト
とは独立に１シンボル毎にπ／４だけ位相をシフトして
おり、π／４逆シフト回路７は、この逆操作を行なうも
のである。従って、π／４逆シフト回路７からの瞬時位
相信号は、シンボル符号による位相シフトの成分と、入
力変調信号及びキャリア信号間の位相ずれαの情報とを
含むものとなり、あたかもＱＰＳＫ変調方式での復調瞬
時位相信号となる。π／４逆シフト回路７からの瞬時位
相信号信号は、位相ずれ平均回路８及びメモリ回路９に
与えられる。

【００３３】図４は、π／４逆シフト回路７の入力信号
及び出力信号における受信機側の仮想的な位相基準軸
（Ｉ軸及びＱ軸）での符号配置を示すものである。この
図４から明らかなように、π／４逆シフト回路７からの
出力信号における符号配置は、π／２ずつ異なるいずれ
かの位相間でシフトするものであり、上述したように、
あたかもＱＰＳＫ変調方式での復調信号となる。

【００３４】位相ずれ平均回路８は、π／４逆シフト回
路７からのＱＰＳＫ変調方式に従う瞬時位相信号に対し
て、π／２のモジュロ演算を行ない、すなわち、π／４
逆シフト回路７の出力信号をπ／２で除算した余りを求
め、その演算結果を数シンボル〜数十シンボル間の所定
期間だけ平均して、入力変調信号とキャリア信号との位
相ずれαの内のπ／２の整数倍の位相からのずれΔαを
求めて差分回路１０に出力するものである。

【００３５】メモリ回路９は、π／４逆シフト回路７か
らのＱＰＳＫ変調方式に従う瞬時位相信号を、位相ずれ
平均回路８での平均期間だけ遅延させて差分回路１０に
出力するものである。

【００３６】差分回路１０は、メモリ回路９を介したＱ
ＰＳＫ変調方式に従う瞬時位相信号から、位相ずれ平均
回路８からの出力信号を減算して、瞬時位相確定回路１
１に出力する。従って、差分回路１０からの瞬時位相信
号は、受信機側の位相基準軸（Ｉ軸及びＱ軸）上での瞬
時位相信号となる。なお、この差分回路１０からの瞬時
位相信号は、受信機側の位相基準軸（Ｉ軸及びＱ軸）に
従っているが、送信機側の位相基準軸に従っているとは
限らず、送信機側の位相基準軸から見ると、０、π／
２、π又は３π／２のずれがある可能性がある。

【００３７】π／４逆シフト回路７からの瞬時位相信号
は、キャリア発生器２として入力変調信号と非同期のも
のを適用した等の影響で受信機側の位相基準軸に合致し
ていない可能性があり、そのため、π／４逆シフト回路
７からの瞬時位相信号に対して位相判定することはでき
ない。従って、π／４逆シフト回路７からの瞬時位相信
号を、受信機側の位相基準軸に従うするように補正する
必要がある。

【００３８】上述した図４（ｂ）に示すように、π／４
逆シフト回路７からのＱＰＳＫ変調方式に従う瞬時位相
信号は、その位相判定点において、本来ならば、受信機
側の位相基準軸（Ｉ軸及びＱ軸）について、０、π／
２、π、３π／２の４位相のいずれかをとるが、その位
相基準軸に対して位相Δαだけずれていると、π／４逆
シフト回路７からの瞬時位相信号は、その位相判定点に
おいて、位相基準軸について０＋Δα、π／２＋Δα、
π＋Δα、３π／２＋Δαの４位相のいずれかをとる。
従って、π／４逆シフト回路７の出力信号に対してπ／
２のモジュロ演算を行なうと、位相ずれ成分Δαが得ら
れる。

【００３９】図５は、受信電界強度と、π／４逆シフト
回路７の出力信号との関係を示すものである。この図５
に示すように、受信電界が低下すると、受信機雑音の影
響により、π／４逆シフト回路７の出力信号の位相判定
点における位相が、上記４位相０、π／２、π、３π／
２から離れる。しかし、この位相離れの分布は、正規分
布に従う雑音の影響を受けるので、正規分布となり、平
均すると、その値はほぼ位相基準軸となる。そのため、
位相ずれ平均回路８は、上述した１回の演算で得た位相
ずれ（Δα）を数シンボル〜数十シンボル間の所定期間
だけ平均して、受信電界強度の影響がない、受信機側の
位相基準軸からの位相ずれΔαを得るようにしている。

【００４０】このようにして得た位相ずれΔαを、差分
回路１０によって、メモリ回路９を介したπ／４逆シフ
ト回路７からの瞬時位相信号から除去することにより、
見掛け上、位相制御されたキャリア信号を用いて、位相
検波したＱＰＳＫ変調方式に従う瞬時位相信号が得られ
る。すなわち、入力変調信号の位相に自動制御されたキ
ャリア信号を適用したことになる（なお、送受信機間で
の位相基準軸間での位相差成分は残る）。

【００４１】瞬時位相確定回路１１は、周波数補正及び
位相ずれ補正されている差分回路１０からの瞬時位相信
号に対して、最終的な位相判定を行ない、その判定結果
を差分演算回路１２に出力するものである。すなわち、
位相判定点における瞬時位相が、０、π／２、π、３π
／２の４位相のいずれであるかを判定し、その判定結果
を差分演算回路１２に出力する。

【００４２】差分演算回路１２は、前後２シンボルの瞬
時位相確定回路１１による位相判定結果の差分に基づい
て、送信側でマッピングされている符号（２ビットデー
タ）の逆演算を行なって正規のデータ列に変換して当該
同期検波回路の出力として送出する。瞬時位相確定回路
１１の出力信号は、そのシンボル期間での瞬時位相を表
すものであるが、この実施例の場合、相対位相符号化方
式を前提としており、送信データの値によってその次の
シンボルでの瞬時位相への変化分が定まり、２シンボル
間の瞬時位相差が送信データに対応するものである。そ
こで、差分演算回路１２は、前後２シンボルの瞬時位相
確定回路１１による位相判定結果の差分に基づいて、デ
ータ値を得て出力する。

【００４３】従って、この実施例では、送受信機間で位
相基準軸間に位相差があっても正しくデータを再生でき
る。

【００４４】(A-2) 位相比較器１の詳細 位相比較器１は、入力される２信号の位相差を、図２
（ｃ）に示すような２π毎にその区間では直線的に変化
する値に変換して出力するものであれば、いかなる内部
構成のものでも良い。以下では、デジタル化、ＩＣ化に
適した一例を説明する。図６は位相比較器１及びキャリ
ア発生器２の詳細構成を示すものであり、図７は位相比
較器１内の二重移動平均フィルタの詳細構成を示すもの
である。

【００４５】図６に示した位相比較器１は、国際特許出
願ＰＣＴ／ＪＰ／０１９０４号明細書及び図面に記載さ
れたもの（瞬時位相検出回路）に準拠しており、低域濾
波特性からの理由によって、記載されている瞬時位相検
出回路における移動平均フィルタに代えて二重移動平均
フィルタを適用している（なお、単純移動平均フィルタ
を適用しても良い）。すなわち、位相比較器１は、２個
のエクスクルーシブオア回路２２及び２３と、π／２移
相器２４と、２個の二重移動平均フィルタ２５及び２６
と、極性制御用論理回路２７とからなっている。

【００４６】なお、キャリア発生器２は、原発振器２０
及び１／ｍ分周回路２１でなり、原発振器２０の発振信
号を１／ｍ分周回路２１が１／ｍ分周したものがキャリ
ア信号として位相比較器１に入力される。原発振器２０
の発振信号自体、位相比較器１の各部の動作用クロック
信号として位相比較器１に入力されている（なお図１で
は省略している）。

【００４７】位相比較器１において、エクスクルーシブ
オア回路２２の一方の入力端子には入力変調信号が入力
され、他方の入力端子には、１／ｍ分周回路２１からの
キャリア信号が入力される。エクスクルーシブオア回路
２２は、これら信号の排他的論理和信号（以下、第１の
位相差反映信号と呼ぶ）を得て原発振信号で動作する二
重移動平均フィルタ２５に入力する。また、エクスクル
ーシブオア回路２３の一方の入力端子には入力変調信号
が入力され、他方の入力端子には１／ｍ分周回路２１か
らのキャリア信号をπ／２移相器２４によってπ／２だ
け移相させたキャリア信号が入力される。エクスクルー
シブオア回路２３は、これら信号の排他的論理和信号
（以下、第２の位相差反映信号と呼ぶ）を得て二重移動
平均フィルタ２６に入力する。

【００４８】第１の位相差反映信号が“１”（不一致）
又は“０”（一致）をとる割合及び周期は、入力変調信
号及びキャリア信号の位相差に応じており、第２の位相
差反映信号が“１”（不一致）又は“０”（一致）をと
る割合及び周期は、入力変調信号及びπ／２移相された
キャリア信号の位相差、従って、入力変調信号及びキャ
リア信号の位相差に応じている。

【００４９】二重移動平均フィルタ２５は、第１の位相
差反映信号の移動平均を求めるものであり、二重移動平
均フィルタ２６は、第２の位相差反映信号の移動平均を
求めるものであり、それぞれ低域濾波特性を有する。

【００５０】二重移動平均フィルタ２５からの移動平均
信号は、位相差との間に図２（ａ）に示す関係がある。
例えば、仮に、入力変調信号及びキャリア信号の位相差
が０であれば、エクスクルーシブオア回路２２からの第
１の位相差反映信号は“０”が連続し、その移動平均は
０となり、また、入力変調信号及びキャリア信号の位相
差がπであれば、第１の位相差反映信号は“１”が連続
し、その移動平均は最大値（“１”を１とするとｐ）と
なり、入力変調信号及びキャリア信号の位相差がその中
間であれば、移動平均は、その中間の位相差に応じた０
及び最大値の中間の値をとる。結局、エクスクルーシブ
オア回路２２及び二重移動平均フィルタ２５の機能によ
る入力変調信号の位相検出特性は図２（ａ）に示すよう
になる。一方、二重移動平均フィルタ２６からの移動平
均信号は、第２の位相差反映信号がキャリア信号をπ／
２だけ移相させた信号を基準としたものであるので、位
相差との間に図２（ｂ）に示す関係がある。

【００５１】なお、図２において、横軸は入力変調信号
及びキャリア信号の位相差（瞬時位相）を示している。
図２（ａ）及び（ｂ）の縦軸は、出力される移動平均値
（２πに対するモジュロ表記の瞬時位相）を示してい
る。

【００５２】各二重移動平均フィルタ２５、２６からの
移動平均信号は、極性制御用論理回路２７に入力され
る。論理回路２７は、一方の二重移動平均フィルタ（こ
こでは２６）の移動平均信号の極性（中心値より大で正
極性、小で負極性）に応じて、他方の二重移動平均フィ
ルタ（ここでは２５）の極性を非反転、反転するように
したものであり、この論理回路２７からの出力信号は、
図２（ｃ）に示すように、−π〜π、π〜３π、３π〜
５π、…のように、２πの範囲にわたって位相が直線で
検出できる特性を呈する。この出力信号は、入力変調信
号のキャリア信号を基準とした位相差（瞬時位相）を表
しており、当該位相比較器１の出力信号（瞬時位相信
号）として送出される。

【００５３】二重移動平均フィルタ２５及び２６として
は、例えば図７に示すものを適用できる（特公平１−４
５０９７号公報参照）。

【００５４】エクスクルーシブオア回路２２又は２３か
ら出力された位相差反映信号は、原発振器２０からの発
振信号によってシフトレジスタ３０−１に取り込まれ、
また、その最終段の前の段から取出された位相差反映信
号は、発振信号によってシフトレジスタ３０−２に取り
込まれる。各シフトレジスタ３０−１、３０−２の段数
（ｐ＋１）は、以下のように選定されている。必要な移
動平均時間τを、原発振器２０からの発振信号の周波数
をｆ1 とすると、ｐが(1) 式を満足するように選定され
ている。言い換えると、第ｐ段目までが移動平均に供す
る値を格納し、最終段が移動平均時間を越えたばかりの
値を格納するように選定されている。

【００５５】 τ＝ｐ／ｆ1 …(1) シフトレジスタ３０−１の初段及び最終段の値は、論理
回路３１−１に入力され、発振信号のタイミングで比較
される。アップダウンカウンタ３２−１の値は、現時点
から所定期間前の時点までの所定時間τでの移動平均値
になっている。論理回路３１−１は、初段及び最終段の
値（最終段の値は移動平均には反映されない）が一致し
ているときには、移動平均の変化がないとしてアップダ
ウンカウンタ３２−１のカウント値を操作せず、初段の
値が“１”で最終段の値が“０”のときには移動平均値
が増大したとしてアップダウンカウンタ３２−１をアッ
プカウントさせ、初段の値が“０”で最終段の値が
“１”のときには移動平均値が減少したとしてアップダ
ウンカウンタ３２−１をダウンカウントさせる。

【００５６】他の１組のシフトレジスタ３０−２、論理
回路３１−２及びアップダウンカウンタ３２−２も同様
に所定期間τの移動平均値を得るものである。但し、上
述のものより、移動平均に供する所定時間τが、その直
前期間に選定されているという差異がある。

【００５７】レジスタ３５は、最終的な移動平均値を格
納し、出力端子から移動平均信号として出力させるもの
である。加算回路３３は、レジスタ３５の最終的な移動
平均値にアップダウンカウンタ３２−１の移動平均値を
加算し、減算回路３４は、レジスタ３５の最終的な移動
平均値にアップダウンカウンタ３２−２の移動平均値を
減算する。すなわち、レジスタ３５に格納されている最
終的な移動平均値は、現時点を含めその直前所定期間τ
の移動平均値と、さらにその直前所定期間τの移動平均
値との差分ずつ修正されていくものである。以上のよう
にして移動平均が移動平均信号に二重に反映される。

【００５８】(A-3) 周波数差検出部４の詳細 次に、周波数差検出部４の一例について、図８及び図９
を参照しながら詳細に説明する。

【００５９】遅延演算器３からの出力信号（遅延検波信
号）は、送受信機間でキャリア周波数に差がなければ、
アイパタンの最も目が開いたタイミングＴｎで３π／
４、π／４、−π／４、−３π／４のいずれかの位相を
取る。ここで、送受信機間でキャリア周波数に差があ
り、送信側周波数が高いと、アイパタンは、図８（ａ）
に示すように、本来のアイパタンよりその周波数差に応
じた固定位相分βだけ上方にずれ、逆に、送信側周波数
が低いと、アイパタンは、図８（ｂ）に示すように、本
来のアイパタンよりその周波数差に応じた固定位相分β
だけ下方にずれる。

【００６０】例えば、５ｋＨｚの周波数差があれば１シ
ンボル当り１０度のずれ、１０ｋＨｚの周波数差があれ
ば１シンボル当り２０度のずれというように、周波数差
の程度に応じた固定位相分だけずれる。

【００６１】そこで、クロック再生部６の再生クロック
信号のタイミングＴｎで、遅延演算器３からの出力信号
（遅延検波信号）の値を取出し、送受信機間で周波数が
一致しているときに現れる４種類の値３π／４、π／
４、−π／４、−３π／４の１番近いものと比較してそ
の差をとり、この差を何回か平均して周波数差検出信号
として取り出す。

【００６２】かかる機能を担う周波数差検出部４として
は、図９に示す内部構成のものを適用できる。レジスタ
４５がタイミングＴｎで遅延演算器３からの出力信号の
値を取込み、各差分回路４６、…、４９によって、その
値と、各基準値発生部４１、…、４４からの基準値３π
／４、π／４、−π／４、−３π／４との差分をそれぞ
れ求め、さらに各絶対値化回路５０、…、５３によって
絶対値に変換する。この差分絶対値のうち最小のものを
最小値検出回路５４が検出してセレクタ５５に選択制御
信号を与え、セレクタ５５によって、遅延演算器３から
の出力信号の値と基準値３π／４、π／４、−π／４、
−３π／４との差分値のうち最小のものを選択させ、こ
の選択された差分値を多ビット移動平均フィルタ５６に
与えて移動平均を求めて周波数差信号として周波数差除
去部５に出力する。

【００６３】(A-4) クロック再生部６の詳細 次に、クロック再生部６の一例について、図面を参照し
ながら詳述する（国際特許出願ＰＣＴ／ＪＰ／０１９０
４号明細書及び図面参照）。

【００６４】クロック再生部６は、アイパタンの目の開
いたタイミングＴｎで符号判定できるように、クロック
信号を再生するものであり、各種の構成のものを適用で
きるが、一例としては、図１０に示すものを挙げること
ができる。

【００６５】クロック再生部６は、クロック再生用信号
発生回路６１及びデジタルフェーズロックトループ（以
下、ＤＰＬＬと略称する）６２から構成されており、ク
ロック再生用信号発生回路６１は、遅延演算器３の出力
信号からクロック再生用信号を抽出し、ＤＰＬＬ６２
は、クロック再生用信号にクロック信号の位相を合わせ
るようにＰＬＬ動作を行なう。

【００６６】クロック再生用信号発生回路６１におい
て、各マグニチュードコンパレータ７１、７３はそれぞ
れ、入力された遅延検波信号が、対応するレベル設定回
路７２、７４によって設定された検出レベル（検出軸）
を横切ったときに瞬時的なパルスを発生するものであ
り、発生したパルスをタイマ７５及びタイミング制御回
路７７に与える。ここで、一方のレベル設定回路７２
は、検出レベルとして、２シンボル間の位相差分を表す
遅延検波信号の値（以下、位相差分と呼ぶ）０に対応し
たレベル１を設定しており、他方のレベル設定回路７４
は、検出レベルとして、位相差分π／２に対応したレベ
ル０を設定している（後述する図１２参照）。

【００６７】タイマ７５は、各マグニチュードコンパレ
ータ７１、７３から、遅延検波信号が検出レベルを横切
ったことを検出したパルスが与えられるとカウントを開
始したりリセットしたりカウント値を判定回路７６に与
えたりするものであり、判定回路７６は、このタイマ７
５の出力に基づいて、遅延検波信号の変化軌跡を推定し
てタイミング制御回路７７に与えるタイミング調整信号
を形成する。タイミング制御回路７７は、判定回路７６
からのタイミング調整信号に従って、各マグニチュード
コンパレータ７１、７３からパルスが与えられた時点か
ら所定時間だけ経過した時点でクロック再生用信号とな
るパルス（位相信号）を発生してＤＰＬＬ６２に与え
る。

【００６８】クロック再生部６は、このように、２個の
検出レベルを設定し、遅延検波信号がこれら検出レベル
をクロスしたタイミングから、遅延検波信号がどのよう
な軌跡をたどったかを推定し、ＤＰＬＬ６２でクロック
再生が容易かつ良好に行なえるタイミングでパルスを出
力する方式である。どのような軌跡であったかを推定で
きても、過去に遡ったタイミングでパルスを出力するこ
とはできないので、タイマ７５及び判定回路７６でなる
軌跡分類回路７８が過去の軌跡を推定して分類し、その
分類によってクロック再生用パルスを出力するまでの時
間を選択し、この選択に従ってタイミング制御回路７７
がクロック再生用のパルスを出力するという方法を採用
している。

【００６９】実際上、バースト信号は、頭の部分に「１
００１」を繰返したプレアンブルパタンが位置し、次に
データの先頭を示す「ＵＷ」が位置し、その後にデータ
本体が位置する。クロック再生部６は、プレアンブルパ
タンが送られてきている期間に、クロック信号の位相を
入力変調信号の位相に合わせる必要がある。

【００７０】図１１及び図１２はそれぞれ、この軌跡推
定及びクロック再生用パルスの出力タイミング調整の一
例を説明するものである。なお、時間Ｔは１シンボル時
間（３６０°相当）であり、時間Ｔｄは例えば１５０°
に相当する時間であり、時間ｔ0 は例えば６０°に相当
する時間である。

【００７１】図１１において、検出番号１は、遅延検波
信号がレベル０をクロスしたことを検出したパルス（以
下、レベル０クロスパルスと呼ぶ）が軌跡分類回路７８
に与えられた後、所定時間Ｔｄ以内に、遅延検波信号が
レベル１をクロスしたことを検出したパルス（以下、レ
ベル１クロスパルスと呼ぶ）が軌跡分類回路７８に与え
られた場合を示し、この場合には、軌跡分類回路７８
（判定回路７６）は、タイミング制御回路７７に対し
て、レベル０クロスパルスが与えられた時点から、時間
ｔ0 ＋Ｔ／２が経過した時点でクロック再生用のパルス
を出力するように制御する。

【００７２】検出番号２は、レベル１クロスパルスが軌
跡分類回路７８に与えられた後、所定時間Ｔｄ以内にレ
ベル０クロスパルスが軌跡分類回路７８に与えられた場
合を示し、この場合にも、軌跡分類回路７８（判定回路
７６）は、タイミング制御回路７７に対して、レベル１
クロスパルスが与えられた時点から、時間ｔ0 ＋Ｔ／２
が経過した時点でクロック再生用のパルスを出力するよ
うに制御する。

【００７３】検出番号３は、レベル１クロスパルスが軌
跡分類回路７８に与えられた後、所定時間Ｔｄ以内にレ
ベル０クロスパルスが軌跡分類回路７８に与えられなか
った場合を示し、この場合には、軌跡分類回路７８（判
定回路７６）は、タイミング制御回路７７に対して、レ
ベル１クロスパルスが与えられた時点から、時間Ｔ／２
が経過した時点でクロック再生用のパルスを出力するよ
うに制御する。

【００７４】図１２（ａ）に太線で示した軌跡は、「１
００１１００１…」のプレアンブル期間での軌跡であ
る。この図１２（ａ）に示すように、プレアンブル期間
では、レベル０クロスパルス（時点ア）が軌跡分類回路
７８に与えられた後、所定時間Ｔｄ以内にレベル１クロ
スパルス（時点イ）が軌跡分類回路７８に与えられるの
で、軌跡分類回路７８は、検出番号１に従うタイミング
調整信号をタイミング制御回路７７に与える。すなわ
ち、図１２（ｂ）に示すように、時点アから時間ｔ0 ＋
Ｔ／２が経過した時点ウでタイミング制御回路７７がク
ロック再生用のパルスを発生するように制御する。軌跡
分類回路７８に上述したレベル１クロスパルス（時点
イ）が与えられた後に、最初に与えられたパルスが同一
のレベル１クロスパルス（時点エ）であるので、このと
きには、タイマ７５はリセットされ、タイミング制御回
路７７に対してなんらの制御も実行しない。さらに、レ
ベル１クロスパルス（時点エ）が軌跡分類回路７８に与
えられた後、所定時間Ｔｄ以内にレベル０クロスパルス
（時点オ）が軌跡分類回路７８に与えられるので、軌跡
分類回路７８は、検出番号２に従うタイミング調整信号
をタイミング制御回路７７に与える。すなわち、図１２
（ｂ）に示すように、時点エから時間ｔ0 ＋Ｔ／２が経
過した時点カでタイミング制御回路７７がクロック再生
用のパルスを発生するように制御する。

【００７５】以下、同様にして、プレアンブル期間で
は、軌跡分類回路７８が検出番号１及び検出番号２のタ
イミング調整を適用し、タイミング制御回路７７から
は、図１２（ｂ）に示すように、アイパタンが最も目を
開いたタイミングでクロック再生用のパルスが出力され
る。その結果、ＤＰＬＬ６２からは、図１２（ｃ）に示
すように、このパルスに同期した正しい位相のクロック
信号が発生される。

【００７６】プレアンブル期間が終了して、ＵＷやデー
タ本体の期間に進むと、ビットパタンが固定ではないの
で、クロック再生用信号発生回路６１には、全１６通り
の軌跡のいずれかをとる遅延検波信号が入力される。上
述した検出番号１及び検出番号２は、特に、プレアンブ
ル期間での軌跡を考慮したものであるが、ＵＷやデータ
本体の期間でもこれら検出番号１及び検出番号２に係る
軌跡をとることが生じる。検出番号３に係る軌跡は、Ｕ
Ｗやデータ本体の期間に対応したものであり、この検出
番号３によるタイミン調整も適宜実行される。

【００７７】ＵＷやデータ本体の期間においては、詳述
は避けるが、クロック再生用信号発生回路６１から、検
出番号１〜３によるタイミン調整に従ったクロック再生
用信号が全１６通りの半分の軌跡について出力され、そ
のパルスの内の１／２（４通り／８通り）はジッタを有
するもの（正しい位相角でないもの）が含まれる。

【００７８】しかし、プレアンブルパタンを受信してい
るときには、ジッタがないクロック再生用のパルスを１
００％取り出してＤＰＬＬ６２に与えることができ、Ｄ
ＰＬＬ６２から出力されるクロック信号の位相を正しい
位相角に迅速に引き込むことができているので、その後
において、ジッタを有するクロック再生用パルスが１／
２の確率でＤＰＬＬ６２に与えられても、入力信号に再
生クロック信号を追従させるには充分に機能する。

【００７９】(A-5) 実施例の動作 次に、実施例の動作について説明する。

【００８０】図１において、入力されたπ／４シフトＱ
ＰＳＫ変調信号は、位相比較器１によって、上述したよ
うに、キャリア発生器２が発生したキャリア信号と位相
比較されることにより位相検波され、キャリア信号を基
準としたπ／４シフトＱＰＳＫ変調信号の瞬時位相信号
に変換される。

【００８１】この瞬時位相信号の２シンボル間の差分、
すなわち、２シンボル間での位相変化が、遅延演算器３
によって求められる。この２シンボル間での位相差信号
がクロック再生部６に与えられ、上述したように、クロ
ック信号が再生される。また、２シンボル間での位相差
信号が周波数差検出部４に与えられ、この周波数差検出
部４によって、送受信機間のキャリア周波数の差に応じ
た成分が取出され、周波数差除去部５によって、瞬時位
相信号に含まれているこの周波数差成分が除去される。

【００８２】送受信機間のキャリア周波数の差に応じた
成分が除去された瞬時位相信号は、π／４逆シフト回路
７によって、送信側におけるπ／４のシフト方向とは逆
方向にπ／４だけ移相され、これにより通常のＱＰＳＫ
変調方式に従う瞬時位相信号に変換され、すなわち、受
信機側の位相基準軸に対して、本来的には、０、π／
２、π、３π／２のいずれかをとる瞬時位相信号に変換
される。

【００８３】受信機側の位相基準軸に対して本来ならば
所定位相をとるＱＰＳＫ変調方式に従う瞬時位相信号
は、位相ずれ平均回路８に入力され、この位相ずれ平均
回路８によって、受信機側の位相基準軸に対する瞬時位
相信号の位相ずれが求められる。かくして、差分回路１
０によって、メモリ回路９を介してタイミング調整され
た位相基準軸に対して本来ならば所定位相をとる瞬時位
相信号から、その信号が有する位相ずれ成分が除去さ
れ、受信機側における位相基準軸に対して、０、π／
２、π、３π／２のいずれかをとるＱＰＳＫ変調方式に
従う瞬時位相信号に変換される。

【００８４】この瞬時位相信号についてのアイパタンの
最も目が開いているタイミング（位相判定点）で、瞬時
位相確定回路１１によって、その瞬時位相信号の位相が
確定され、その後、差分演算回路１２によって、２シン
ボル間の確定位相の差分が求められて、送信されてきた
符号列（データ列）が再生されて外部回路に送出され
る。

【００８５】(A-6) 実施例の効果 上記実施例によれば、π／４シフトＱＰＳＫ変調信号の
検波回路として、同期検波方式を採用しているため、遅
延検波方式に比較して、送信電力や受信機雑音指数が同
じであっても、受信感度を数ｄＢ程度改善することがで
きて伝搬距離を長くすることができる。

【００８６】また、実施例によれば、キャリア発生器と
してフィードバックループがないものを適用しているの
で、構成を簡単にできると共に、バースト信号が入力さ
れた場合にも追従性の問題が生じない。キャリア発生器
としてフィードバックループがないものを適用していて
も、送受信機間のキャリア周波数の差を補償する構成、
及び、入力変調信号に位相同期させる構成を設けている
ので、検波精度を低下させることはない。

【００８７】さらに、実施例によれば、上記説明から明
らかなように、全ての構成要素がデジタル化可能なもの
であるので、ＩＣ化し易く、小形化に寄与できる。移動
端末に搭載する検波回路の場合には、かかる効果の意義
は大きい。

【００８８】以上の効果を奏するので、実施例の同期検
波回路は実用性がかなり高いものである。

【００８９】（Ｂ）他の実施例 なお、上記実施例においては、周波数差の除去、π／４
逆シフト及び位相ずれの除去をこの順序で行なうものを
示したが、この順序を変更するようにしても良い。例え
ば、位相ずれを除去した後にπ／４逆シフトを行なうよ
うにしても良く、この場合には、位相ずれ平均回路８は
π／２に対するモジュロ演算ではなく、π／４に対する
モジュロ演算を内部で行なうようにすれば良い。

【００９０】また、上記実施例においては、変調方式が
π／４シフトＰＳＫ変調方式であるものを示したが、本
発明はこれに限定されず、ＢＰＳＫ変調方式、ＱＰＳＫ
変調方式、８相ＰＳＫ変調方式、オフセットＱＰＳＫ変
調方式等の各種のＰＳＫ変調方式の同期検波回路に適用
することができる。例えば、ＱＰＳＫ変調方式に対する
同期検波回路であれば、図１におけるπ／逆シフト回路
７を省略するようにすれば良い。

【００９１】本発明の同期検波回路の適用装置は、移動
端末に限定されるものではなく、各種の受信装置であっ
ても良く、そのため、伝送路も無線に限定されるもので
はない。

【００９２】

【発明の効果】以上のように、本発明によれば、検波精
度を向上できる、小型化やＩＣ化に適した同期検波回路
を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施例の構成を示すブロック図である。

【図２】位相比較器１の動作及び出力の説明図である。

【図３】キャリア周波数差による誤差成分についての説
明図（その１）である。

【図４】π／４逆シフト回路７の入出力の説明図であ
る。

【図５】位相ずれ平均回路８での平均の必要性の説明図
である。

【図６】位相比較器１の詳細構成例を示すブロック図で
ある。

【図７】その内部の二重移動平均フィルタのブロック図
である。

【図８】キャリア周波数差による誤差成分についての説
明図（その２）である。

【図９】周波数差検出部４の詳細構成例を示すブロック
図である。

【図１０】クロック再生部６の詳細構成例を示すブロッ
ク図である。

【図１１】クロック再生部６の動作説明図（その１）で
ある。

【図１２】クロック再生部６の動作説明図（その２）で
ある。

【符号の説明】

１…位相比較器、２…キャリア発生器、３…遅延演算
器、４…周波数差検出部、５…周波数差除去部、６…ク
ロック再生部、７…π／４逆シフト回路、８…位相ずれ
平均回路、９…メモリ回路、１０…差分回路、１１…瞬
時位相確定回路、１２…差動演算回路。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平５−68063（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−315342（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−68064（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−81543（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力されたＰＳＫ変調信号に非同期のキ
   ャリア信号を発生するキャリア発生手段と、 入力されたＰＳＫ変調信号と上記キャリア発生手段から
   出力されたキャリア信号とを位相比較し、キャリア信号
   を基準とした入力されたＰＳＫ変調信号の瞬時位相信号
   を得る位相比較手段と、 入力されたＰＳＫ変調信号に同期したクロック信号を再
   生して各部に供給するクロック再生手段と、 上記位相比較手段からの瞬時位相信号における、送受信
   機間のキャリア信号の周波数差に応じた誤差成分を除去
   するキャリア周波数差成分除去手段と、 上記位相比較手段からの瞬時位相信号における、受信機
   の位相基準軸からの位相ずれ成分を除去する位相ずれ成
   分除去手段と、 送受信機間のキャリア信号の周波数差に応じた誤差成分
   と、受信機の位相基準軸からの位相ずれ成分とが少なく
   とも除去された瞬時位相信号に基づいて、送信データを
   再生するデータ再生手段とを少なくとも有し、 上記キャリア周波数差成分除去手段が、 上記位相比較手段から出力された瞬時位相信号の２シン
   ボル間の差を求める遅延演算器と、 この遅延演算器からの位相差信号の位相差値と複数の所
   定の位相差値との差分の中で最も小さい差分を、複数シ
   ンボルについて平均して出力する周波数差検出部と、 上記位相比較手段から出力された瞬時位相信号から、上
   記周波数差検出部からの出力信号を各シンボル毎に累積
   して減算する周波数差除去部とからなる ことを特徴とす
   る同期検波回路。
2. 【請求項２】 上記クロック再生手段が、上記遅延演算
   器からの出力信号に基づいて、クロック信号を再生する
   ものであることを特徴とする請求項１に記載の同期検波
   回路。
3. 【請求項３】 位相ずれ成分除去手段が、 当該位相ずれ成分除去手段に入力された瞬時位相信号に
   対する所定位相角でのモジュロ演算結果の、複数シンボ
   ル期間についての平均を求める位相ずれ平均回路と、 当該位相ずれ成分除去手段に入力された瞬時位相信号
   を、上記位相ずれ平均回路の平均処理に供する期間だけ
   遅延させる遅延手段と、 この遅延手段からの出力信号から、上記位相ずれ平均回
   路からの出力信号を減じる差分回路とからなることを特
   徴とする請求項１又は２に記載の同期検波回路。