FI106501B - Menetelmä ja järjestelmä kantoaaltotaajuuden ilmaisemiseksi - Google Patents

Description

·, 0Μ65ι01

Menetelmä ja järjestelmä kantoaaltotaajuuden ilmaisemiseksi - Förfarande och system for detektering av bärvägsfrekvensen

TEKNINEN ALA, JOTA KEKSINTÖ KOSKEE

5 Keksintö kohdistuu menetelmään ja järjestelmään kantoaaltotaajuuden ilmaisemiseksi, erityisesti TFM-signaalin vastaanotinrakenteissa.

KEKSINNÖN TAUSTA

CPM-modulointi (Continuous Phase Modulation) käsittää luokan modulointimenetelmiä, jotka samanaikaisesti ovat tehokkaita sekä tehon että kaistanleveyden suh-10 teen. Kaikissa CPM-moduloinneissa RF-signaalin verhokäyrä on vakio ja vaihe vaihtelee jatkuvalla tavalla. Vakio verhokäyrä mahdollistaa epälineaaristen vahvistimien käytön, joka yksinkertaistaa vastaanottimen ja lähettimen suunnittelua. TFM-modulointi (Tamed Frequency Modulation) on eräs CPM-modulointijärjestelmä. Eräs TFM:n tärkeimmistä eduista on vaadittu hyvin kapea kaistanleveys useimpiin 15 muihin modulointijäijestelmiin verrattuna. CPM-signaaleja voidaan kuvata kaavalla s(0 = (2Eb /Tb)05 cos(2rf0t+ φ(ί,α) + φ0) (1) jossa ylitysvaiheen funktio <p(t,cc) saadaan kaavasta / φ{ί,a) = 2π j Σaihg(T~Hb)dr • · —oo i = 2πΣaAtä-iTbλ nTb<t< (n+l)Tb (2) i=0 jossa T 20 { af} ovat M:nnen asteen datasymboleja, M parillinen, merkistöstä ±1, ±3,...., +(M-1), h, on modulointi-indeksi, joka voi vaihdella jaksosta toiseen, q(t) on vaihevastefunktio, g(t) on taajuusvaste, 10650*1 2

Eb on bittienergia,

Tb on bittiväli, /0 on kantoaallon taajuus, ja φ0 mielivaltainen aloitusvaihe.

5 TFM:n osalta M on 2, jonka vuoksi datasymbolit a, = +1, ja Af = 0.5. TFM:n osalta bittijakso on yhtä pitkä kuin symbolijakso.

TFM-moduloinnille on tunnusomaista, että moduloidun kantoaallon vaihesiirto yhden bittijakson yli määräytyy, ei ainoastaan sen hetkisen bitin perusteella, vaan kolmen peräkkäin syötetyn binäärisignaalin perusteella koodaussäännön 10 Δ«η7;)=|(7„_1+2/„+7„+1) (3) mukaan, jossa In edustaa binääridataa hetkellä t - nTb, ja In =±1, eli esimerkiksi -1 vastaa bittiä 0, ja +1 vastaa bittiä 1. Tästä koodaussäännöstä voidaan nähdä, että saadaan vaiheen muutokseksi π/2, jos kolmella peräkkäisellä bitillä on sama napaisuus, ja vaihe pysyy vakiona, jos kolmen peräkkäisen bitin napaisuudet vuorottele-15 vat. Vaihesiirrot π/4 liittyvät bittikonfiguraatioihin ++ -, + —, —h-ja--K Kuvas sa 1 esitetään TFM:n signaalitilakaavio. Kun mukaan otetaan lähetettyjen bittien korrelaatio, niin TFM-signaali aikaansaa kapeamman tehospektrin kuin esimerkiksi MSK-signaali, koska vaihemuutokset ovat tasaisemmat TFM:ssä. TFM-modulaa-tiota selitetään enemmän artikkelissa “Tamed Frequency Modulation, A Novel Met-20 hod to Achieve Spectrum Economy in digital Transmission”, Fank de Jager and Cornells B. Dekker, 16 Trans.on Comm. Vol. COM-26, NO.5, May 1978, s. 534 -542. CPM-modulaatiota selitetään enemmän kirjassa “Digital Phase Modulation”,

John B. Anderson, Tor Aulin and Carl-Erik Sundberg, Plenum Publishing Corporation, 233, Spring Street New York, N.Y. 10013, s. 15 - 53.

· • * 25 Suoramuunnosvastaanottimet ovat vastaanottimia, joissa ei käytetä välitaajuuksia vastaanotettujen signaalien suodattamista ja ilmaisua varten. Suoramuunnosvas-taanottimessa vastaanotettu radiotaajuinen (RF) signaali sekoitetaan paikallisoskil-laattorin signaaliin, jonka taajuus vastaa RF-signaalin kantoaallon taajuutta. Suora-muunnosvastaanottiinilla on monia etuja. Esimerkiksi kaistanleveyssuodatus voi-30 daan tehdä pienillä taajuuksilla eli audiotaajuuksilla, joka mahdollistaa hyvin kapeiden kaistanleveyksien toteuttamisen terävin nurkin. Myöskään välitaajuussuodatti- 3 106501 mia ei tarvita. Suoranmunnosvastaanottimia ei kuitenkaan ole käytetty TFM-signaa-lien vastaanottamiseksi johtuen niiden suoramuunnosvastaanottimien rakenteiden ominaisesta ongelmasta, nimittäin tasajännitepoikkeaman (DC) esiintymisestä sekoittunen ulostulossa, joka johtuu sekoitinrakenteen epätäydellisyyksistä. DC-poik-5 keama johtuu tyypillisesti paikallisoskillaattorin vuotamisesta sekoittunen RF-porttiin, ja vuotaneen signaalin sekoittumisesta sen jälkeen itse paikallisoskillaatto-risignaaliin. vuotosignaalin satunnaiset vaihtelut johtavat suhteellisen hitaasti ja satunnaisesti muuttuvaan DC-poikkeamasignaaliin.

Suoraan alasmuuntavien sovellutuksien ominaisten DC-poikkeamaongelmien lisäksi 10 kantataajuisessa signaalissa esiintyy usein myös muun tyyppistä pienitaajuista kohinaa. Esimerkkinä voidaan mainita pienitaajuinen vaihekohina, joka johtuu lähettimen vaihekohinasta tai paikallisoskillaattorin vaihekohinasta. DC-poikkeaman ongelmaa voidaan ajatella hyvin pienitaajuisena vaihekohinana.

Kuva 2 havainnollistaa ongelmaa, jonka DC-poikkeama aiheuttaa TFM-moduloidun 15 datan ilmaisussa. Ilman DC-poikkeamaa vastaanotetulla signaalilla on valkoisin ympyröin esitetty tähtikuvio. Vektorit S] ja s2, jotka on piirretty paksuilla katkoviivoilla, edustavat signaaleja, jotka on ilmaistu kahdella peräkkäisellä näytteenottohetkellä. Ilman DC-poikkeamaa vektorien Si ja s2 ilmaisu on suoraviivaista. DC-poikkeama muuttaa tilannetta merkittävästi. DC-poikkeama vaikuttaa siten, että se siirtää sig-20 naalin tähtikuviota IQ-kaaviossa, kuten on esitetty mustin ympyröin. Vektorit s'i ja s'2 esittävät vastaavat näytteitetyt signaalivektorit DC-poikkeaman esiintyessä. Selvästikin millä tahansa ilmaisimella, joka on optimoitu vektoreiden Si ja s2 ilmaisemiseksi, on vaikeuksia vektoreiden s'i ja s'2 tunnistamisessa. Tämän vuoksi DC-poikkeaman esiintyminen j ohtaa helposti ilmaisun suuriin virhesuhteisiin.

25 Ainoa tunnettu ratkaisu tähän ongelmaan on tähän saakka ollut olla käyttämättä suoraan alasmuuntavaa vastaanotinta, koska tätä DC-poikkeaman ongelmaa ei esiinny heterodynevastaanottimissa.

:\' TFM-moduloituja signaaleja varten on tutkittu erilaisia koherentteja ilmaisimia tai differentiaali-ilmaisimia. Nämä ilmaisimet, jotka perustuvat signaalin vaiheeseen tai 30 vaihe-eroon yhden bittijakson yli, eivät kuitenkaan toimi hyvin DC-poikkeaman esiintyessä, koska tähtikuvion annetun pisteen vaihe muuttuu DC-poikkeaman johdosta, ja samaten kahden peräkkäisen signaalivektorin vaihe-ero muuttuu DC-poikkeaman johdosta.

4 106501 Tämä ongelma on ratkaistu MSK-tyyppisen moduloinnin osalta. Patenttihakemuksessa W094/28662 kuvataan kaksoisdifferentiaalisen ilmaisimen rakennetta, jota selitetään alla. Jos rn määritellään signaalivektoriksi hetkellä nTb, niin kahden vastaanotetun vektorin välinen erotusvektori yhden bittijakson yli määritellään 5 K (4) ja vaihe-ero δφη vektoreiden Δη ja Δη-1 välillä määritellään ^„ = Ζ(Δ„)-Ζ(Δ^,) (5) jolloin päätös voitaisiin tehdä seuraavasti jos 0 < δφη < 135°, niin lähetetty bitti bn = 1; 10 jos 135° < δφη < -135°, niin lähetetty bitti bn != bn-i; jos -135° < δφη < 0, niin lähetetty bitti 6«= 0.

Tämä menetelmä toimii MSKrlla, koska MSK.ssa vaihe muuttuu jokaisen bittijakson aikana.

Tilanne on hieman erilainen harkittaessa ajatusta kaksoisdifferentiaalisen ilmaisi-15 men käyttämiseksi TFM-modulaatiota varten. TFM:n osalta suure δφ„ ei ole riittävä mitta päätöksen suorittamiseksi, koska erotusvektori Δη voi olla nolla. Kuten edellä selitettiin, TFM-modulaatiossa vaihe ei muutu määrättyjen informaatiobittikuvioi-den mukaan. Tämän vuoksi suure δφ„ voi myös olla nolla joillakin bittikuvioilla, ·· jonka takia päätöksen tekeminen biteistä on mahdotonta suureen δφη arvoon perus- 20 tuen.

Kantoaallon taajuuden poikkeama on lähettimen taajuuden ja vastaanottimen pai-kallisoskillaattorin taajuuden välinen erotus.

TFM-signaalilla ilman DC-poikkeamaa tieto kantoaallon virheestä voidaan saada kahden lähekkäin vastaanotetun signaalivektorien välisestä vaihe-erosta. Ellei mi-25 tään taajuuspoikkeamaa ole, ja jos vastaanotettua signaalivektoria hetkellä nTb merkitään rn, niin vaihe-ero yhden bittijakson yli voidaan ilmasta muodossa Δ<Ρ„=Α,+1-A, (6) 10650 Ί 5 K 7t TFM-signaalin osalta mahdolliset vaihe-erojen arvot ovat 0, ±— ja ±—. Kun 4 2 esiintyy vaihepoikkeama Af, vaihe-ero hetkellä t = nTh on =Δφ„+2πφΓ,, (7) Tämän vuoksi, jos oletetaan ettei kohinaa esiinny, tieto taajuuspoikkeamasta voi-5 daan saada kaavasta oo 2π jossa Αφη voidaan laskea ilmaistun datan perusteella. Jos DC-poikkeamaa esiintyy, tämä menetelmä kuitenkin epäonnistuu, koska vaihe-ero on herkkä DC-poikkeamal- le: 10 A<pn+1 = Z(rn+1 + rDCn+1)-Z(r„ +rXn) Φ Zrn+l - Zrn (9) jossa rDCn on DC-poikkeamasignaali hetkellä t = nT/,. Tätä on havainnollistettu kuvassa 2, jota edellä selitettiin.

Hakija ei tunne tekniikan tason ratkaisuja tähän ongelmaan.

KEKSINNÖN YHTEENVETO

15 Keksinnön tavoitteena on kantoaaltotaajuuden ilmaisemiseksi toteuttaa menetelmä, joka mahdollistaa taajuuden ilmaisemisen TFM-moduloitua signaalia vastaanotettaessa kun käsillä on DC-poikkeama tai muun tyyppinen pientaajuinen kohina. Keksinnön tavoitteena on myös kantoaaltotaajuuden ilmaisemiseksi toteuttaa järjestelmä, joka pystyy suorittamaan kantoaaltotaajuuden DC-poikkeaman tai muun muo-20 toisen pientaajuisen kohinan esiintyessä.

Tavoitteet saavutetaan vertaamalla näyte-erotusvektorin pituutta sellaiseen erotus-, ·; vektoriin, joka saadaan datan perusteella tehdyn päätöksen tuloksena, sekä tarkkai lemalla näyte-erotusvektorin pyörimissuuntaa, sekä määrittämällä kantoaaltotaajuuden virhe oleellisesti mainitun vertailun ja mainitun tarkkailun perusteella.

25 Keksinnön mukaiselle kantoaaltotaajuuden ilmaisumenetelmälle on tunnusomaista se, joka on määritelty kantoaaltotaajuuden ilmaisumenetelmää koskevan itsenäisen menetelmävaatimuksen tunnusmerkkiosassa. Keksinnön mukaiselle datasiirtomene-telmälle on tunnusomaista se, mikä on määritelty datasiirtomenetelmää koskevan 10650Ί 6 itsenäisen menetelmävaatimuksen tunnusmerkkiosassa. Keksinnön mukaiselle kantoaaltotaajuuden ilmaisujärjestelmälle on tunnusomaista se, mikä on määritelty kantoaaltotaajuuden ilmaisujärjestelmää koskevan itsenäisen menetelmävaatimuksen tunnusmerkkiosassa. Keksinnön mukaiselle matkaviestinvälmeelle on tunnusomaista 5 se, mikä on määritelty matkaviestmvälinettä koskevan itsenäisen menetelmävaatimuksen tunnusmerkkiosassa. Keksinnön mukaiselle tukiasemalle on tunnusomaista se, mikä on määritelty tukiasemaa koskevan itsenäisen menetelmävaatimuksen tunnusmerkkiosassa. Keksinnön mukaiselle radiolinkkijäijestelmälle on tunnusomaista se, mikä on määritelty radiolinkkijäijestelmää koskevan itsenäisen menetelmävaati-10 muksen tunnusmerkkiosassa. Epäitsenäiset patenttivaatimukset kuvaavat keksinnön muita edullisia suoritusmuotoja.

Keksinnön mukaisessa menetelmässä näyte-erotusvektorin pituutta verrataan sellaisen erotusvektorin pituuteen, joka saadaan datan perusteella tehdyn päätöksen tuloksena. Kun vertailun tulos yhdistetään näyte-erotusvektorin suunnan tarkkailuun, 15 saadaan tulos, joka vastaa kantoaaltotaajuuden virhettä. Tätä toimintaperiaatetta käsitellään enemmän seuraavassa.

Koska useimmissa tapauksissa DC-poikkeama muuttuu suhteellisen hitaasti, voidaan olettaa että DC-poikkeama on vakio yhden bittijakson aikana. Tämän vuoksi DC-poikkeaman vaikutus voidaan poistaa ottamalla kahden lähekkäin vastaanotetun 20 vektorin välinen erotus. Seuraavassa r» tarkoittaa hetkellä t = nTb vastaanotettua signaalia, jolloin Tb on symbolien ajallinen pituus, ja An tarkoittaa yhden bittijakson yli vastaanotetun kahden vektorin välistä erotusvektoria K=Tn-r*-\ (1°)

Kim DC-poikkeamasignaali rDC muuttuu hyvin hitaasti verrattuna symbolipituuteen 25 Tb, niin rDCn ~ rDCn_x, jolloin saadaan Δ» = + rDC„) - ir„_i + ί·ΚΗ) = r„- r„_, (11) • · Tämän vuoksi yhden bittijakson yli otetussa erotusvektorissa ei ole DC-poikkeamien vaikutusta. Erotusvektorista otettu mahdollinen muukaan tieto ei sisällä DC-poik-keamien vaikutusta. Lisäksi keksijä on havainnut, että tieto kantoaallon virheestä 30 voidaan saada suureesta |Δ„|, eli erotusvektorin pituudesta, kun erotusvektorin havaittua pituutta verrataan erotusvektorin sellaiseen pituuteen, joka on tuloksena vas- 7 106501 taanotetun symbolin päätöksestä, eli sen pituutta koskevasta päätöksestä. Seuraavas-sa Δ„ tarkoittaa pituutta koskevaa päätöstä.

Taajuuden vakiovirhe on sama kuin jatkuvasti kasvava vaihevirhe. Kun erotusvekto-reita tarkkaillaan TFM-tähtikuviossa, niin positiivinen taajuusvirhe pyrkii siirtämään 5 erotusvektorin ääripäätä negatiiviseen suuntaan, eli myötäpäivään, ja negatiivinen taajuusvirhe pyrkii siirtämään erotusvektorin ääripäätä positiiviseen suuntaan, eli vastapäivään. Tässä tarkastelussa Δ/~> 0, kun paikallisoskillaattorin taajuus on suurempi kuin lähettimen kantoaallon taajuus. Vastaavasti voidaan havaita seuraavat neljä tapausta: 10 a) jos Af > 0 ja vastaanotettu signaalivektori muuttuu arvosta rn_x arvoon rn myötäpäivään, niin |Δη| < An , h) jos Af > 0 ja vastaanotettu signaalivektori muuttuu arvosta rn_x arvoon rn vastapäivään, niin |Δ„| > Δ„ , c) jos Δ/ < 0 ja vastaanotettu signaalivektori muuttuu arvosta rn_x arvoon rn 15 myötäpäivään, niin |Δ„| > Δ„ , ja d) jos Af < 0 ja vastaanotettu signaalivektori muuttuu arvosta rn_x arvoon rn vastapäivään, niin |Δ„| < An .

.. Yksinkertaisuuden vuoksi määritellään termi suuntakerroin, jonka arvo on 1 jos vastaanotetun signaalivektorin arvo muuttuu arvosta rn_x arvoon rn myötäpäivään, 20 eli jos vastaanotettu signaalivektori vastaa myötäpäivään pyörimistä, ja sen arvo on -1 jos vastaanotetun signaalivektorin arvo muuttuu arvosta rn_x arvoon rn vastapäivään, eli jos vastaanotettu signaalivektori vastaa vastapäivään pyörimistä. Kun suuntakerroin merkitään symbolilla Φ, niin kantoaallon virhefunktio £'(|Δ„|) voidaan ilmaista muodossa 25 £·(|Δ„|) = Φ·(|Δ„|-|ΔΤ|) (12) 106501 s jonka tulisi olla pienempi kuin nolla, kun Af > 0, suurempi kuin nolla, kun Af < 0, ja yhtä kuin nolla, kun Af = 0. Suureen Δ„ löytämiseksi on vastaanotettu data demoduloitava.

Keksinnön jatkoselitystä varten määriteltäköön suure δφη: 5 δφ„=Ζ(Αιη)-Ζ(Α1„-1) (13) jossa δφη on kahden erotusvektorin Δ*π ja AVi välinen vaihe-ero. TFM-modu-loinnilla yhden bittijakson yli tapahtuva vaihemuutos ilmaistaan kolmen peräkkäin lähetetyn bitin avulla. Lisäksi suure δφη määritetään neljän peräkkäisen informaa-tiobitin avulla. Suuntakerroin Φ voidaan määrittää ilmaistun datan ja suureen δφη 10 perusteella, joka esitetään myöhemmin tässä selityksessä.

TMF-datan demodulointia käyttämällä erotusvektoreita päätöksenteon muuttujina selitetään yksityiskohtaisemmin patenttihakemuksessa, joka nimityksenä on “De-modulointimenetelmä”, jonka patenttihakemuksen jättöpäivä ja hakija ovat samat kuin käsillä olevalla patenttihakemuksella. Perusperiaatetta selitetään seuraavassa.

15 Kuva 3 havainnollistaa mahdollisia tilan muutoksia, jotka johtuvat kahdesta peräkkäisestä symbolista. Koska yhtälön (3) mukaan yhden symbolin vaihemuutos voi olla 0, ±π/4, tai ±π/2, niin kahden symbolin peräkkäin asettaminen johtaa vaihemuu-tokseen, joka on jokin seuraavista (0, π/4, π/2, 3π/4, π} tai jokin seuraavista (0, -π/4, -π/2, -3π/4, -π}. Tämän vuoksi kahden peräkkäisen signaalivektorin 20 erotus voi olla jokin kuvassa 3 esitetyistä vektoreista. Kuva 3 havainnollistaa tapaus-·· ta (0, π/4, π/2, 3π/4, π}. Erotusvektorin pituus voi olla z, s, lh l2, tai h. Pituus z tar koittaa erotusvektoria nolla, pituus s tarkoittaa erotusvektoria tähtikuvion pisteestä viereiseen pisteeseen, pituus lj tarkoittaa sellaisen erotusvektorin pituutta, joka kulkee tähtikuvion yhden pisteen ohi matkallaan tähtikuvion pistekehälle, pituus l2 tar-25 koittaa erotusvektorin pituutta, joka kulkee tähtikuvion kahden pisteen ohi maikallaan tähtikuvion pistekehälle, ja pituus I3 tarkoittaa erotusvektorin pituutta, joka kulkee tähtikuvion kahden pisteen ohi matkallaan tähtikuvion pistekehälle.

Seuraavassa taulukossa luetellaan kaikki mahdolliset datakuviot neljän peräkkäisen databitin osalta sekä suureiden vastaavat Δ1^ , Δ^ , Δ2 , ja δφη arvot. Esimerk- 30 kinä siitä, miten taulukon arvot on johdettu, tarkastellaan bittikuviota 0110. Yhtälön (3) mukaan bittijono 011 johtaa vaihemuutokseen π/4. Tämä vaihemuutos vastaa erotusvektoria, jonka pituus kuvassa 3 on s, jonka tuloksena suureen Δ1^ arvoksi 9 106501 tulee s. Samalla tavalla bittijono 110 johtaa jälleen vaihemuutokseen π/4, jonka tuloksena suureen Δ1^ arvoksi tulee s. Kahden erotusvektorin Δ1^ ja Δ!„ välisen erotusvektorin summa on tällöin vektori Δ2, jonka pituus on lj, kuten yhtälö (7) osoittaa. Kahden peräkkäisen erotusvektorin Δ1^ ja A\ kulmien erotus on tällöin 5 π/4.

bn-3 bn.2 bn.! b„ Δ^ A\ A2n\ δΦη 0 0 0 0 l} li h -π/2 0 0 0 1 lj s I2 -3π/8 0010,5 0 s 0 0 1 1 5 5 0 π 01000 s s 0 10 10 0 0 0 110 ä· s l] π/4

Olli s h h 3π/8 1 0 0 0 s h h -3π/8 10 0 1 s s lj -π/4 1 0 1 0 0 0 0 10 110 5 5 11005 5 0 π 1 1 0 1 5 0 5 1110 /j s l2 3π/8 1111 h h h π/2 *' Edellisestä taulukosta voidaan nähdä, ettei suuretta δφη voida laskea kuudelle bitti- kuviolle {0010, 1101, 0100, 1011, 0101, 1010}, koska toinen vektoreista Δ1^ ja Δ!„ tai ne molemmat ovat nolla-vektoreita. 1 2 3 4 5 6

Edellä olevasta taulukosta voidaan havaita, että komplementaarisilla bittikuvioilla 2 ·♦ on yhtä suuret erotusvektoreiden pituudet, eli suureilla Δ1^ , Δ1,, ,ja Δ2 on sama 3 « 4 arvo. Esimerkiksi bittikuviota 0010 vastaavilla erotusvektoreilla on sama arvo kuin bittikuviota 1101 vastaavilla erotusvektoreilla, kuten edellisestä taulukosta voidaan 5 nähdä. Tämän vuoksi pelkästään komplementaaristen erotusvektoreiden perusteella 6 ei vastaanottimessa pystytä erottamaan toisistaan komplementaarisia bittikuvioita. Tämä ongelma voidaan voittaa käyttämällä differentiaalista koodausta. Differentiaalisessa koodauksessa kaksi peräkkäistä bittiä, joilla on sama arvo, vastaavat bittiä 10 106501 “0”, ja kaksi peräkkäistä bittiä, joilla on eri arvo, vastaavat bittiä “1”. Esimerkiksi differentiaalisesti koodatut bittikuviot 0010 ja 1101 vastaavat samaa dekoodattua bittikuviota 011. Yleisesti ottaen mitkä tahansa komplementaariset bittikuviot tuottavat samat differentiaalisesti koodatut bittikuviot. Edellä olevasta taulukosta voi-5 daan havaita, että dekoodattua bittikuviota 011 vastaavilla bittikuvioilla 0010 ja 1101 erotusvektoreiden pituuksilla on yhtä suuret arvot. Vastaavasti, kun lähetetty data koodataan differentiaalisella koodauksella, erotusvektoreiden pituus tarjoaa riittävästi dataa vastaanotettujen symbolien ilmaisemiseksi. Data voidaan ilmaista esimerkiksi suureen |Δ2 perusteella Viterbi-algoritmia sekä kuvan 4 nelitilaista 10 trellistä käyttäen. Vastaavan erotusvektorin pituus kahden bittijakson yli, eli arvo Δ2 merkitään trelliksen jokaiselle reitille. Sellaisessa keksinnön suoritusmuodossa

Viterbi-algoritmin eri reittien painoarvot voidaan määritellä seuraavalla tavalla: w(dn_2, dn_x ,d„) = w (0,0,0) = ||Δ2Π |-/3|* Κο,ο,ι) = ||δ2„|-/2|* 15 w(0,1,0)=||a2„||‘ w(0;u)=||a2„|-j|‘ w(1,0,0) = ||A2|-/2|‘ (14) 1 · « ^0,0,1) = 1^1-/,18 w(l,l,0)= |δ2|-/ :· 20 w(U1) = |a2|* Käyttämällä näitä kaavoja kuvan 4 trelliksen eri reittien painoina tulisi oikean reitin painon olla lähellä nollaa, ja ideaalitapauksessa se on nolla. Tämän vuoksi oikea reitti voidaan löytää Viterbi-algoritmissa etsimällä se reitti, jolla on pienin kertynyt paino. Kuten alan ammattilainen tietää, nämä painot voidaan formuloida myös mo-25 neliä muulla tavalla. Voidaan esimerkiksi formuloida painot siten, että määrätyn reitin painolla on maksimi, kun reitti on oikea reitti. Tässä tapauksessa Viterbi-algo- 11 106501 ritmissa etsittäisiin reittien painojen kumulatiivista summaa. Eksponenttia k voidaan säätää optimaalisen suorituskyvyn aikaansaamiseksi. Arvo k voi esimerkiksi olla 1, jolloin painot ovat toisaalta kahden bittijakson yli vastaanotettujen vektoreiden välisen erotusvektorin pituuden ja toisaalta kyseistä reittiä vastaavan vektorin ideaalipi-5 tuuden välisen erotuksen itseisarvo. Arvo k voi lisäksi olla esimerkiksi 2, jolloin painot ovat toisaalta kahden bittijakson yli vastaanotettujen vektoreiden välisen erotusvektorin pituuden ja toisaalta kyseistä reittiä vastaavan vektorin ideaalipituu-den välisen erotuksen itseisarvon neliö. Myös muut tarvot ovat mahdollisia, ja opti-miarvo voidaan löytää esimerkiksi simuloimalla tai kokeilemalla.

10 Palatkaamme suuntakertoimen Φ määrittämiseen. Keksinnön eräissä suoritusmuodoissa käytetään datan lisäksi suuretta δφη suuntakertoimen määrittämiseen, bn bittikuvioilla 0000, 0001,1001, 1000, signaalivektorit suuntautuvat myötäpäivään ja δφη< 0. Näillä neljällä bittikuviolla suuntakerroin Φ = -1, koska erotusvektorit suuntautuvat myötäpäivään, bn bittikuviossa 1111, 1110, 0110 ja 0111 erotussig-15 naalivektorit suuntautuvat vastapäivään ja δφ> 0. Näillä neljällä bittikuviossa suuntakerroin Φ = +1, koska erotusvektorit suuntautuvat vastapäivän. Näitä kahta neljän bitin ryhmää käytetään edullisesti suuntakertoimen Φ määrittämiseen.

Bittikuvioilla 0011 ja 1100 erotusvektoreilla on vastakkaiset suunnat, eikä niitä edullisesti käytetä suuntakertoimen määrittämiseen. Muilla kuudella bittikuviolla 20 suureen δφη arvo on määrittelemätön, koska toinen vektoreista Δ1^ ja Δχ„ tai molemmat ovat nollavektoreita.

Seuraava taulukko saadaan aikaisemmin esitetystä taulukosta jäljestämällä rivit uu-*’ destaan, lisäämällä sarakkeita, joissa luetellaan databitit dn, ja lisäämällä sarake suuntakertoimen arvoja varten, jotka tulokseksi halutaan.

« ? · 12 106501 dn-2 dn-ι dn bn-3 bn-2 bn-i bn δφη |Δ„_ι| direction factor Φ 000 0000 <0 h sign((%) = -l 1111 >0 h sign(<%) = +1 001 0001 <0 h sign(i%) = -l 5 1110 >0 /7 sign( δφη) = +1 0 1 0 0 0 1 1 5 0 110 0-5 0 0 110 0 10 s 0 1 1 0 1 - s 0 10 1 0 0 0 1 1 1 >0 s sign(<%) = +1 1 0 0 0 <0 s sign(<%) = -1 10 1 0 110 >0 s sign( <%) = +l 10 0 1 <0 s sign(<%) = -l 1 1 0 0 1 0 0 s 0 15 1 0 1 1 - s 0 1110 10 1 s 0 1 0 1 0 - s 0 Tästä taulukosta voidaan nähdä, että databitin dn_x komplementtia voidaan käyttää niiden tapausten poimimiseksi, joissa suuntakerroin Φ voidaan määrittää suureen 20 δφη etumerkin perusteella. Tämän vuoksi eräs esimerkki suuntakertoimen sopivaksi määritelmäksi on Φ = · dn-i' sign(<5ip„) (15) jossa \dn_x tarkoittaa databitin dn_x komplementtia.

Edellisestä taulukosta voidaan lisäksi havaita, että bitin dn_2 arvoa voidaan käyttää 25 päätöksen saamiseksi arvosta Δ„ . Niissä tapauksissa, joissa suuntakerroin on nollasta poikkeava, ja pituus Δ„ on /7, bitin dn_2 arvo on nolla. Niissä tapauksissa, *: joissa suuntakerroin on nollasta poikkeava, ja pituus Δ J on s, bitin dn_2 arvo on * * * yksi. Kun käytetään n-1 kantoaallon virhefunktiossa (12) eikä mää, niin tämän vuoksi saadaan Δη-1 :lle arvo 30 Δ„_] =\d„_2 ·/j + dn_2 ·s (16) 13 106501 Tämän vuoksi kantoaallon virhefunktio (12) voidaan ilmaista muodossa E(Ky\) -sign^J-dA^I-i!^ ./x + d„_2-s)) (17)

Tulos voidaan edullisesti keskiarvoistaa kohinan vaikutuksen pienentämiseksi. Keksinnön erään suoritusmuodon mukaiset simuloinnit ovat osoittaneet, että keskiarvo 5 512 bittijakson yli tuottaa stabiilin kantoaallon virhefunktion.

Keksinnön muissa edullisissa suoritusmuodoissa suuntakerroin saadaan käyttäen vektoreiden ja Δ„ ristituloa suureen δφη etumerkin sijasta: Φ =!dn_i · sign(A„_1 χΔ„) = !άη_λ · sign(A„-i · Agn - Aq„-\ · Δ'„) (18)

Vastaavasti kantoaallon virhefunktio voidaan ilmaista muodossa 10 E(An_1,A„) = ld„_l-sign(An_lxA„)-(\A„_1\-(\d„_2-l1+d„_2-s)) (19) Tämä suoritusmuoto on edullinen, koska ristitulon laskennan toteuttaminen on yksinkertaisempaa kuin suureen δφη laskeminen.

PIIRUSTUSTEN LYHYT KUVAUS

Keksintöä selitetään seuraavassa yksityiskohtaisemmin viittaamalla oheisiin piirus-15 tuksiin, joissa kuva 1 havainnollistaa TFM-modulaation symbolien tähtikuviota, kuva 2 havainnollistaa DC-poikkeaman vaikutusta, > · · kuva 3 esittää erotusvektoreita, jotka on laskettu kahden bittijakson yli, kuva 4 havainnollistaa 4-tilaista trellistä, jota käytetään keksinnön edullisessa 20 suoritusmuodossa, kuva 5 esittää keksinnön edullisen suoritusmuodon lohkokaavion, kuva 6 esittää keksinnön toisen edullisen suoritusmuodon lohkokaavion, kuva 7 esittää keksinnön edullisen suoritusmuodon mukaisen matkaviestinväli-neen lohkokaavion, ja 25 kuva 8 esittää keksinnön muita edullisia suoritusmuotoja.

14 106501

Kuvissa on käytetty samoja viitenumerolta samanlaisia kokonaisuuksia varten. YKSITYISKOHTAINEN SELITYS

Kuva 5 esittää keksinnön edullisen suoritusmuodon mukaisen vastaanotinrakenteen lohkokaavion. Sellaista vastaanotinrakennetta voidaan käyttää esimerkiksi solukko-5 verkkojen matkaviestinvälineissä ja tukiasemissa. Vastaanotinrakenne käsittää näytteenotto-osan 200 ja kantoaallon ilmaisuosan 500. Näytteenotto-osa vastaanottaa RF-signaalin ja muuntaa vastaanotetun signaalin kantataajuisiksi I- ja Q-signaa-leiksi sekoittimien 210a, 210b avulla. Paikallisoskillaattori 205 tuottaa signaalin, joka sekoitetaan vastaanotettuun RF-signaaliin, ja vaihesiirtäjä 206 tuottaa 90° vai-10 hesiirron paikallisoskillaattorin signaalille, joka viedään sekoittimelle 210b. Paikallisoskillaattori saa ohjaussignaalin kantoaallon ilmaisuosasta 500. Sekoittimien 201a ja 210b lähtösignaalit viedään sovitetuille suodattimille 215a, 215b, joiden suodatusominaisuudet on optimoitu TFM-signaalien suodattamista varten. Suodattimien 215a, 215b lähtösignaalit viedään kytkinelementeille 225, jotka ottavat näytteitä 90 15 asteen vaihesiirrossa olevista I- ja Q-signaaleista. Jokainen I- ja Q-näytteiden vastaava pari määrittelee signaalin näytevektorin. Kytkinelementtejä 225 ohjataan näytteenotto-oskillaattorilla 220. Näytteenotto-osa 200 on esimerkki rakenteesta, jota voidaan käyttää keksinnön mukaisessa vastaanotinrakenteessa. Alan ammattilaisen tietämällä tavalla voidaan käyttää monia muitakin rakenteita alasmuunnetun, 20 näytteitetyn signaalin tuottamiseksi. Keksintö ei rajoitu kuvan 5 esittämän näytteenotto-osan rakenteen 200 käyttämiseen. Näytteenoton suorittavat kytkinelementit 225 käsittävät tyypillisesti analogia/digitaali-muuntimia tai muun tyyppisiä näytteenotto-välineitä.

Saadut I- ja Q-näytteet viedään kantoaaltotaajuuden ilmaisuosaan 500 ja demodu-25 laattoriosaan 300. Taajuuden ilmaisuosassa signaalit viedään ensin viivelohkoon 515a, 515b ja summauslohkoon 520a, 520b. Viivelohko 515a, 515b viivästää I-ja Q-näytteita yhden Tj-jakson verran, ja viivästetyt näytteet vähennetään viivästämät-tömistä näytteistä suummauslohkoissa 520a, 520b, jolloin saadaan peräkkäisten I- ja V Q-näytteiden erotus. Erotukset viedään erotusvektorin pituuden laskentalohkoon 30 522, ja erotusvektorin kulman laskentalohkoon 523. Laskentalohkoissa 522 ja 523 voidaan esimerkiksi käyttää hakutaulukoita pituuksien ja kulmien arvojen saamiseksi jokaista I- ja Q-erotusnäytteen paria vastaten. Kulma-arvot viedään viivelohkoon 525 ja summauslohkoon 530, joka laskee peräkkäisten kulma-arvojen erotuksen δφη. Tuloksena olevia kulman erotusarvoja δφη viivästetään sen jälkeen viive-35 lohkossa 535b sellaisen ajan verran, joka vastaa viivettä demodulaattoriosassa 300, 15 106501 jotta voitaisiin tahdistaa vastaavien kulman erotusarvojen δφη ja demoduloitujen databittien saapumisajat demodulaattoriosasta. Edullisella tavalla ja samasta syystä myös pituusarvoja viivästetään viivelohkoissa 535a. Pituusarvot ja kulman erotusar-vot viedään kantoaallon virhelaskentalohkoon 540, joka myös vastaanottaa demodu-5 loidut databitit demodulaattoriosasta 300. Kantoaallon virhelaskentalohko 540 laskee kantoaallon virhefunktion, esimerkiksi yhtälön 17 määrittelemän kantoaallon virhefunktion. Kantoaallon virhefunktion arvot viedään tasoitus- ja oskillaattorin ohjauslohkoon 545, joka tasoittaa kantoaallon virhearvoja ja ohjaa vastaanottimen oskillaattoria tasoitetun tuloksen perusteella. Tasoitus suoritetaan edullisesti ήπιοί 0 dostamalla keskiarvo keskiarvoistusikkunan puitteissa, eli muodostamalla keskiarvo määrätystä ennalta määrätystä viimeisten arvojen lukumäärästä, kuten esimerkiksi viimeisimmästä 512 ja 1024 arvosta. Lohkon 545 lähtö viedään vastaanotinraken-teen paikallisoskillaattorin ohjaustuloon.

Demodulointiosa 300 voi keksinnön muissa suoritusmuodoissa saada tuloarvonsa 15 myös summauslohkojen 520a, 520b lähdöstä, jolloin demodulointiosan 300 on pystyttävä demoduloimaan erotusnäytteiden perusteella. Tämä voidaan tehdä esimerkiksi erotusvektoreiden pituuksien perusteella, kuten aikaisemmin selitettiin.

Kuva 6 esittää keksinnön toisen edullisen suoritusmuodon. Kuvan 6 rakenne vastaa yhtälön 19 toteutusta, jossa vektoreiden ja An ristituloa käytetään suuntaker-20 toimen Φ saamiseksi. Kuvan 6 esimerkissä käytetään samantapaista näytteenotto-osaa 200 kuin kuvan 5 suoritusmuodossa. Kuvassa 5 käytetään ristitulon laskenta-lohkoa 570 kuvan 6 kulman laskentalohkon 423 sijasta. Ristitulon laskentalohko 570 voi käsittää kaksi viivelohkoa 550a, 550b, kaksi kerrontalohkoa 555a, 555b, ja > · · summauslohkon 560, kuten kuvassa 5 esitettiin. Viivelohkot 550a, 55b tuottavat vii-25 västetyt I- ja Q-erotusnäytteet Δ'„-ι ja Aq„-i, kun taas mainitut kaksi kertojalohkoa 555a, 555b ja summauslohko 560 suorittavat kertomiset ja vähennyslaskun, joita tarvitaan ristitulon ÄVi Δ9*-AVi ·Δ'„ muodostamiseksi. Ristitulon laskennan tuloksena olevat arvot viivästetään sen jälkeen viivelohkossa 535b sellaisen hetken ajan, joka vastaa viivettä demodulaattoriosassa 300, jotta ristitulon tuloksena olevien * 30 arvojen ja demodulaattoriosasta tulevien demoduloidujen databittien saapumisajat voitaisiin tahdistaa. Kuvan 6 muita komponentteja ja toiminnallisia lohkoja sekä niiden toimintaa selitettiin edellä kuvan 5 yhteydessä, jonka vuoksi selitystä ei tässä toisteta.

Kuva 7 esittää keksinnön edullisen suoritusmuodon mukaisen digitaalisen matka-35 viestinvälineen lohkokaavion. Matkaviestinväline käsittää mikrofonin 301, näppäi- 16 106501 mistön 307, näytön 306, kuulokkeen 314, antenniduplekserin tai -kytkimen 308, antennin 309 ja ohjausyksikön 305, jotka kaikki ovat tavanomaisten matkaviestinvä-lineiden tyypillisiä komponentteja. Matkaviestinväline käsittää lisäksi tyypillisesti lähetys- ja vastaanottolohkot 304, 311. Lähetyslohko 304 käsittää toiminnot, joita 5 tarvitaan puhe- ja kanavakoodausta, salausta ja modulointia varten, sekä tarpeelliset RF-piirit signaalin vahvistamiseksi lähetystä varten. Vastaanotinlohko 311 käsittää tarvittavat vahvistinpiirit ja toiminnot, joita tarvitaan signaalin demoduloimiseksi ja salauksen purkamiseksi, samoinkuin kanava- ja puhedekoodausta varten. Mikrofonin 301 tuottama signaali vahvistetaan vahvistinportaassa 302 ja muunnetaan digi-10 taaliseen muotoon analogia/digitaali-muuntimella 303, jonka jälkeen signaali viedään lähetinlohkolle 304. Lähetinlohko koodaa digitaalisen signaalin ja tuottaa moduloidun ja vahvistetun RF-signaalin, jonka jälkeen RF-signaali viedään antennille 309 duplekserin tai kytkimen 308 kautta. Vastaanotinlohko 311 demoduloi vastaanotetun signaalin ja purkaa salauksen ja kanavakoodauksen. Tuloksena oleva puhe-15 signaali muunnetaan analogiseen muotoon digitaali/analogia-muuntimella 312, jonka lähtösignaali vahvistetaan vahvistinasteessa 313, jonka jälkeen vahvistettu signaali viedään kuulokkeelle 314. Ohjausyksikkö 305 ohjaa matkaviestinvälineen toimintoja, lukee käyttäjän näppäimistön 307 kautta antamat käskyt, ja näyttää viestejä käyttäjälle näytön 307 kautta. Keksinnön mukaisessa matkaviestinvälineessä 20 matkaviestinväline käsittää kantoaaltotaajuuden ilmaisuosan 500, joka suorittaa keksinnön mukaisen kantoaaltotaajuuden ilmaisun. Eräissä keksinnön suoritusmuodoissa kantoaaltotaajuuden ilmaisuosalla 500 on edullisesti kuvassa 5 esitetty rakenne. Kantoaaltotaajuuden ilmaisua varten voidaan kuitenkin käyttää muitakin keksinnön mukaisia rakenteita.

« · 25 Kuva 8 esittää esimerkin keksinnön suoritusmuodosta. Kuvan 8 esimerkissä käytetään keksinnön mukaista kantoaaltotaajuuden ilmaisuosaa 500 ainakin matkaviestinverkon joissakin tukiasemissa 360 matkaviestinvälineiltä 350 vastaanotettujen TFM-signaalien demoduloimiseksi. Lisäksi kuva 8 esittää tukiaseman ohjaimen 370, joka ohjaa tukiasemia 360, sekä kaksi radiolinkkiyksikköä 371, joilla liitetään tukiaseman :. 30 ohjain 370 muuhun matkaviestinverkkoon 380. Kuva 8 havainnollistaa myös keksin nön toista edullista suoritusmuotoa, nimittäin keksinnön mukaisten kantoaaltotaajuuden ilmaisuosien 500 käyttöä radiolinkeissä. Keksinnön mukaista demodulointi-menetelmää käytetään hyvin edullisesti jatkuvassa suuren nopeuden tietoliikenteessä, jossa tarvitaan jatkuvaa demodulointia. Suuren nopeuden radiolinkit ovat eräs 35 esimerkki keksinnön sellaisesta edullisesta sovellutuksesta.

17 106501

Vaikka esillä oleva keksintö mahdollistaa kantoaallon virheen ilmaisun DC-poik-keaman ja muuntyyppisen pientaajuisen kohinan esiintyessä, keksinnöllinen kantoaallon virheen ilmaisumenetelmää voidaan myös käyttää tavanomaisissa TFM-vas-taanotinrakenteissa, joissa DC-poikkeaman ja pientaajuisen kohinan määrä ei ole 5 häiritsevän suurta. Vaikka edellisissä esimerkeissä käytetään peräkkäin vastaanotettuja näytevektoreita kantoaaltotaajuuden ilmaisemiseksi, niin lisäksi voidaan myös käyttää kahden bittijakson yli otettua erotusta kantoaaltotaajuuden ilmaisua varten.

Seuraavissa patenttivaatimuksissa termi näytevektori tarkoittaa vastaavien I- ja Q-signaalinäytteiden paria.

10 Edellä olevan selityksen valossa alan ammattilaiselle on ilmeistä, että erilaisia muunnelmia voidaan tehdä keksinnön suoja-alan puitteissa. Vaikka tässä on selitetty yksityiskohtaisesti keksinnön edullisena pidettyä suoritusmuotoa, tulisi olla ilmeistä, että monet muunnelmat ja muunnokset siihen ovat mahdollisia, jotka kaikki ovat keksinnön todellisen hengen ja suoja-alan puitteissa.

• · I * «r ·

Claims (12)

106501

1. Menetelmä kantoaaltotaajuuden ilmaisemiseksi vastaanotinrakenteissa TFM-moduloitujen signaalien vastaanottamiseksi, tunnettu siitä, että menetelmä käsittää vaiheet, joissa 5. vastaanotetusta signaalista muodostetaan näytevektorit, - mainittujen näytevektoreiden perusteella lasketaan erotusvektorit, ja - lasketaan mainittujen erotusvektoreiden pituudet, - mainittujen erotusvektoreiden mainittuja pituuksia verrataan vastaavien erotusvektoreiden pituuksiin, jotka on laskettu vastaanotetun signaalin demoduloidun datan 10 perusteella, - määritetään mainittujen erotusvektoreiden pyörimissuunnat, - määritetään kantoaaltotaajuuden virhe mainitun vertailun perusteella ja mainittujen määritettyjen pyörimissuuntien perusteella.

2. Förfarande enligt patentkrav 1, kännetecknat av att rotationsriktningarna hos nämnda differensvektorer bestäms ur differensen mellan vinklama hos tvä efter varandra följande differensvektorer. 106501

2. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että jokainen 15 mainittujen erotusvektoreiden pyörimissuunnat määritetään kahden peräkkäisen erotusvektorin kulmien erotuksesta.

3. Förfarande enligt patentkrav 1, kännetecknat av att rotationsriktningarna hos nämnda differensvektorer bestäms genom korsprodukten av tvä efter varandra föl-jande differensvektorer.

3. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että mainittujen erotusvektoreiden pyörimissuunnat määritetään kahden peräkkäisen erotusvektorin ristitulosta.

4. Förfarande enligt patentkrav 1, kännetecknat av att nämnda differensvektorer 5 kalkyleras pä basen av efter varandra följande sampelvektorer.

4. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että mainitut ero tusvektorit lasketaan peräkkäisistä näytevektoreista.

5. Förfarande enligt patentkrav 1, kännetecknat av att nämnda funktion omfattar kalkylering av medeltalet av längdema hos minst tvä differensvektorer.

5. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että mainittu funktio käsittää ainakin kahden erotusvektorin pituuksien keskiarvon laskemisen. 1 2 3 4 5 Datasiirtomenetelmä, joka ainakin käsittää vaiheet, joissa 25. lähetettävä data koodataan differentiaalisesti, 2 - differentiaalisesti koodattu data moduloidaan käyttäen TFM-modulointia, - moduloitu data lähetetään, - moduloitu data vastaanotetaan, - vastaanotetusta datasta muodostetaan signaalinäytevektoreita, 30 tunnettu siitä, että menetelmä lisäksi käsittää vaiheet, joissa 3 - vastaanotetuista signaaleista muodostetaan näytevektorit, 4 - mainituista näytevektoreista lasketaan erotusvektorit, 5 - lasketaan mainittujen erotusvektoreiden pituudet, 106501 - verrataan mainittujen erotusvektoreiden mainittuja pituuksia vastaavien erotusvek-toreiden pituuksiin, jotka on laskettu vastaanotetun signaalin demoduloidun datan perusteella, - määritetään mainittujen erotusvektoreiden pyörimissuunnat, 5. määritetään kantoaaltotaajuuden virhe mainitun vertailun perusteella ja mainittujen määritettyjen pyörimissuuntien perusteella.

6. Förfarande för dataöverföring som har minst stegen att - differentiellt koda data som skall överföras, 10. modulera differentiellt kodat data genom att använda TFM-modulering, - sända modulerat data, - motta modulerat data, - bilda signalsampelvektorer av mottaget data, kännetecknat av att förfarandet vidare omfattar stegen att 15. erhälla sampelvektorer ur den mottagna signalen, - kalkylera differensvektorer ur nämnda sampelvektorer, - kalkylera längden hos nämnda differensvektorer, - jämföra längden av nämnda differensvektorer med längden av motsvarande differensvektorer, som kalkylerats pä basen av demodulerat data i den mottagna signalen, 20. bestämma rotationsriktningen för nämnda differensvektorer, - bestämma bärvägsfrekvensens fel pä basen av nämnda jämförelse och pä basen av nämnda bestämda rotationsriktning. • ·

7. Förfarande enligt patentkrav 6, kännetecknat av att rotationsriktningarna hos nämnda differensvektorer bestäms ur differensen mellan vinklama hos tvä efter var- 25 andra följande differensvektorer.

7. Patenttivaatimuksen 6 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että mainittujen erotusvektoreiden pyörimissuunnat määritetään kahden peräkkäisen erotusvektorin kulmien erotuksesta.

8. Förfarande enligt patentkrav 6, kännetecknat av att rotationsriktningarna hos nämnda differensvektorer bestäms genom korsprodukten av tvä efter varandra föl- • jande differensvektorer. 1 Ett system för detektering av bärvägsfrekvensen för en mottagarstruktur som 30 anpassats att motta en TFM-modulerad signal, kännetecknat av att systemet omfattar - medel för att kalkylera längdema för differensvektorer som erhällits ur den mottagna signalen, 106501 - medel för att jämföra nämnda kalkylerade längder med längdema hos motsvaran-de differensvektorer som kalkylerats pä basen av demodulerade data i den mottagna signalen, - medel för att bestämma rotationsriktningen för nämnda differensvektorer, 5. medel för att bestämma bärvägsfrekvensens felvärde pä basen av nämnda jämförel- se och pa basen av nämnda bestämning av rotationsriktningama.

8. Patenttivaatimuksen 6 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että mainittujen erotusvektoreiden pyörimissuunnat määritetään kahden peräkkäisen erotusvektorin ristitulosta.

9. Kantoaaltotaajuuden ilmaisujärjestelmä vastaanotinrakenteelle, joka on sovitettu vastaanottamaan TFM-moduloitua signaalia, tunnettu siitä, että järjestelmä käsit- 15 tää - välineet vastaanotetusta signaalista saatujen erotusvektoreiden pituuksien laskemiseksi, - välineet mainittujen pituuksien vertaamiseksi vastaavien erotusvektoreiden pituuksiin, jotka on laskettu vastaanotetun signaalin demoduloidun datan perusteella, 20. välineet mainittujen erotusvektoreiden pyörimissuuntien määrittämiseksi, - välineet kantoaaltotaajuuden virhearvon määrittämiseksi mainitun vertailuvälineen lähdön ja mainitun pyörimissuunnan määritysvälineen lähdön perusteella. «

10. Mobilkommimikationsmedel som anpassats att motta en TFM-modulerad signal, kännetecknat av att mobilkommunikationsmedlet omfattar ett system för detektering av bärvägsfrekvensen, varvid systemet vidare omfattar 10. medel för att kalkylera längdema för differensvektorer som erhällits ur den mot tagna signalen, - medel för att jämföra nämnda kalkylerade längder med längdema hos motsvaran-de differensvektorer som kalkylerats pä basen av demodulerade data i den mottagna signalen, 15. medel för att bestämma rotationsriktningen för nämnda differensvektorer, - medel för att bestämma bärvagsfrekvensens felvärde pä basen av nämnda jämförel-se och pä basen av nämnda bestämning av rotationsriktningama.

10. Matkaviestinväline, joka on sovitettu vastaanottamaan TFM-moduloitua signaalia, tunnettu siitä, että matkaviestinväline käsittää kantoaaltotaajuuden ilmaisu- 25 järjestelmän, joka järjestelmä lisäksi käsittää - välineet vastaanotetusta signaalista saatujen erotusvektoreiden pituuksien laskemiseksi, v - välineet mainittujen pituuksien vertaamiseksi vastaavien erotusvektoreiden pituuk siin, jotka on laskettu vastaanotetun signaalin demoduloidun datan perusteella, 30 - välineet mainittujen erotusvektoreiden pyörimissuuntien määrittämiseksi, -välineet kantoaaltotaajuuden virheen määrittämiseksi mainitun vertailuvälineen lähdön ja mainitun pyörimissuunnan määritysvälineen lähdön perusteella. 1 Tukiasema, joka on sovitettu vastaanottamaan TFM-moduloitua signaalia, tunnettu siitä, että tukiasema käsittää kantoaaltotaajuuden ilmaisujärjestelmän, joka 10 6 5 O '1 järjestelmä lisäksi käsittää - välineet vastaanotetusta signaalista saatujen erotusvektoreiden pituuksien laskemiseksi, - välineet mainittujen pituuksien vertaamiseksi vastaavien erotusvektoreiden pituuk-5 siin, jotka on laskettu vastaanotetun signaalin demoduloidun datan perusteella, - välineet mainittujen erotusvektoreiden pyörimissuuntien määrittämiseksi, -välineet kantoaaltotaajuuden virheen määrittämiseksi mainitun vertailuvälineen lähdön ja mainitun pyörimissuunnan määritysvälineen lähdön perusteella.

12. Radiolinkkijärjestelmä radiolinkkiä varten, joka on sovitettu vastaanottamaan 10 TFM-moduloitua signaalia, tunnettu siitä, että radiolinkkijäijestelmä käsittää kantoaaltotaajuuden ilmaisujärjestelmän, joka järjestelmä lisäksi käsittää - välineet vastaanotetusta signaalista saatujen erotusvektoreiden pituuksien laskemiseksi, - välineet mainittujen pituuksien vertaamiseksi vastaavien erotusvektoreiden pituuk-15 siin, jotka on laskettu vastaanotetun signaalin demoduloidun datan perusteella, - välineet mainittujen erotusvektoreiden pyörimissuuntien määrittämiseksi, -välineet kantoaaltotaajuuden virheen määrittämiseksi mainitun vertailuvälineen lähdön ja mainitun pyörimissuunnan määritysvälineen lähdön perusteella. 20 1. Förfarande för detektering av bärvägsfrekvensen för mottagning av en TFM- modulerad signal, kännetecknat av att förfarandet omfattar stegen att - bilda sampelvektorer ur den mottagna signalen, • · ’ - kalkylera differensvektorer ur nämnda sampelvektorer, - kalkylera längden hos nämnda differensvektorer, 25 -jämföra nämnda längder för nämnda differensvektorer med längdema hos mot-svarande differensvektorer som kalkylerats pä basen av demodulerade data i den mottagna signalen, ; : - bestämma rotationsriktningen för nämnda differensvektorer, - bestämma bärvägsfrekvensens fel pa basen av nämnda jämförelse och pa basen av 30 nämnda bestämning av rotationsriktningarna.

11. Basstation som anpassats att motta en TFM-modulerad signal, kännetecknat av att basstationen omfattar ett system för detektering av bärvägsfrekvensen, varvid 20 systemet vidare omfattar - medel för att kalkylera längdema för differensvektorer som erhällits ur den mottagna signalen, - medel för att jämföra nämnda kalkylerade längder med längdema hos motsvaran- • · de differensvektorer som kalkylerats pä basen av demodulerade data i den mottagna 25 signalen, - medel för att bestämma rotationsriktningen för nämnda differensvektorer, - medel för att bestämma bärvägsfrekvensens felvärde pä basen av nämnda jämförel-se och pä basen av nämnda bestämning av rotationsriktningama.

12. Radiolänksystem för en radiolänk som anpassats att motta en TFM-modulerad 30 signal, kännetecknat av att radiolänksystemet omfattar system för detektering av bärvägsfrekvensen, varvid systemet vidare omfattar - medel för att kalkylera längdema för differensvektorer som erhällits ur den mottagna signalen, - medel för att jämföra nämnda kalkylerade längder med längdema hos motsvaran-35 de differensvektorer som kalkylerats pä basen av demodulerade data i den mottagna 106501 signalen, - medel för att bestämma rotationsriktningen för nämnda differensvektorer, - medel för att bestämma bärvagsfrekvensens felvärde pä basen av nämnda jämförel-se och pä basen av nämnda bestämning av rotationsriktningama. 1 ·« „ ·