FI106501B - Method and system for detecting carrier frequency - Google Patents
Method and system for detecting carrier frequency Download PDFInfo
- Publication number
- FI106501B FI106501B FI981227A FI981227A FI106501B FI 106501 B FI106501 B FI 106501B FI 981227 A FI981227 A FI 981227A FI 981227 A FI981227 A FI 981227A FI 106501 B FI106501 B FI 106501B
- Authority
- FI
- Finland
- Prior art keywords
- att
- för
- difference
- data
- vectors
- Prior art date
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
- H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/144—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements
- H04L27/152—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements using controlled oscillators, e.g. PLL arrangements
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
·, 0Μ65ι01·, 0Μ65ι01
Menetelmä ja järjestelmä kantoaaltotaajuuden ilmaisemiseksi - Förfarande och system for detektering av bärvägsfrekvensenMethod and system for detecting carrier frequency - Förfarande och system for detektering av bärvägsfrekvensen
TEKNINEN ALA, JOTA KEKSINTÖ KOSKEETECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
5 Keksintö kohdistuu menetelmään ja järjestelmään kantoaaltotaajuuden ilmaisemiseksi, erityisesti TFM-signaalin vastaanotinrakenteissa.The invention relates to a method and system for detecting carrier frequency, particularly in TFM signal receiver structures.
KEKSINNÖN TAUSTABACKGROUND OF THE INVENTION
CPM-modulointi (Continuous Phase Modulation) käsittää luokan modulointimenetelmiä, jotka samanaikaisesti ovat tehokkaita sekä tehon että kaistanleveyden suh-10 teen. Kaikissa CPM-moduloinneissa RF-signaalin verhokäyrä on vakio ja vaihe vaihtelee jatkuvalla tavalla. Vakio verhokäyrä mahdollistaa epälineaaristen vahvistimien käytön, joka yksinkertaistaa vastaanottimen ja lähettimen suunnittelua. TFM-modulointi (Tamed Frequency Modulation) on eräs CPM-modulointijärjestelmä. Eräs TFM:n tärkeimmistä eduista on vaadittu hyvin kapea kaistanleveys useimpiin 15 muihin modulointijäijestelmiin verrattuna. CPM-signaaleja voidaan kuvata kaavalla s(0 = (2Eb /Tb)05 cos(2rf0t+ φ(ί,α) + φ0) (1) jossa ylitysvaiheen funktio <p(t,cc) saadaan kaavasta / φ{ί,a) = 2π j Σaihg(T~Hb)dr • · —oo i = 2πΣaAtä-iTbλ nTb<t< (n+l)Tb (2) i=0 jossa T 20 { af} ovat M:nnen asteen datasymboleja, M parillinen, merkistöstä ±1, ±3,...., +(M-1), h, on modulointi-indeksi, joka voi vaihdella jaksosta toiseen, q(t) on vaihevastefunktio, g(t) on taajuusvaste, 10650*1 2Continuous Phase Modulation (CPM) comprises a class of modulation methods that are simultaneously effective in both power and bandwidth. In all CPM modulations, the envelope of the RF signal is constant and the phase varies continuously. A standard envelope allows the use of non-linear amplifiers, which simplifies receiver and transmitter design. Tamed Frequency Modulation (TFM) is a CPM modulation system. One of the major advantages of TFM is the very narrow bandwidth required compared to most other modulation schemes. CPM signals can be represented by s (0 = (2Eb / Tb) 05 cos (2rf0t + φ (ί, α) + φ0) (1) where the crossing function <p (t, cc) is given by / φ {ί, a) = 2π j Σaihg (T ~ Hb) dr • · —oo i = 2πΣaAtt-iTbλ nTb <t <(n + l) Tb (2) i = 0 where T 20 {af} is data symbols of the order M, M is even , from the set of ± 1, ± 3, ...., + (M-1), h, is the modulation index which may vary from period to period, q (t) is the phase response function, g (t) is the frequency response, 10650 * 1 2
Eb on bittienergia,Eb is bit energy,
Tb on bittiväli, /0 on kantoaallon taajuus, ja φ0 mielivaltainen aloitusvaihe.Tb is the bit interval, / 0 is the carrier frequency, and φ0 is the arbitrary start phase.
5 TFM:n osalta M on 2, jonka vuoksi datasymbolit a, = +1, ja Af = 0.5. TFM:n osalta bittijakso on yhtä pitkä kuin symbolijakso.For TFM, M is 2, for which the data symbols a, = +1, and Af = 0.5. For the TFM, the bit period is as long as the symbol period.
TFM-moduloinnille on tunnusomaista, että moduloidun kantoaallon vaihesiirto yhden bittijakson yli määräytyy, ei ainoastaan sen hetkisen bitin perusteella, vaan kolmen peräkkäin syötetyn binäärisignaalin perusteella koodaussäännön 10 Δ«η7;)=|(7„_1+2/„+7„+1) (3) mukaan, jossa In edustaa binääridataa hetkellä t - nTb, ja In =±1, eli esimerkiksi -1 vastaa bittiä 0, ja +1 vastaa bittiä 1. Tästä koodaussäännöstä voidaan nähdä, että saadaan vaiheen muutokseksi π/2, jos kolmella peräkkäisellä bitillä on sama napaisuus, ja vaihe pysyy vakiona, jos kolmen peräkkäisen bitin napaisuudet vuorottele-15 vat. Vaihesiirrot π/4 liittyvät bittikonfiguraatioihin ++ -, + —, —h-ja--K Kuvas sa 1 esitetään TFM:n signaalitilakaavio. Kun mukaan otetaan lähetettyjen bittien korrelaatio, niin TFM-signaali aikaansaa kapeamman tehospektrin kuin esimerkiksi MSK-signaali, koska vaihemuutokset ovat tasaisemmat TFM:ssä. TFM-modulaa-tiota selitetään enemmän artikkelissa “Tamed Frequency Modulation, A Novel Met-20 hod to Achieve Spectrum Economy in digital Transmission”, Fank de Jager and Cornells B. Dekker, 16 Trans.on Comm. Vol. COM-26, NO.5, May 1978, s. 534 -542. CPM-modulaatiota selitetään enemmän kirjassa “Digital Phase Modulation”,TFM modulation is characterized in that the phase shift of the modulated carrier over one bit period is determined not only by the current bit, but by three consecutive binary signals input, the coding rule 10 Δ «η7;) = | (7" _1 + 2 / "+ 7" +1 ) (3), where In represents binary data at time t - nTb, and In = ± 1, i.e., for example, -1 corresponds to bit 0, and +1 corresponds to bit 1. From this coding rule, one can see that a phase change is π / 2 if three consecutive bits have the same polarity, and the phase remains constant if the polarities of the three consecutive bits are alternate-15 watt. The phase shifts π / 4 are related to the bit configurations ++ -, + -, --h, and - K. Figure 1 shows a signal state diagram of the TFM. When the correlation of the transmitted bits is included, the TFM signal produces a narrower power spectrum than, for example, the MSK signal, since phase changes are smoother in the TFM. TFM modulation is further explained in "Tamed Frequency Modulation, A Novel Met-20 Hod to Achieve Spectrum Economy in Digital Transmission", by Fank de Jager and Cornells B. Dekker, 16 Trans.on Comm. Vol COM-26, NO.5, May 1978, pp. 534 -542. CPM modulation is explained in more detail in "Digital Phase Modulation",
John B. Anderson, Tor Aulin and Carl-Erik Sundberg, Plenum Publishing Corporation, 233, Spring Street New York, N.Y. 10013, s. 15 - 53.John B. Anderson, Tor Aulin and Carl-Erik Sundberg, Plenum Publishing Corporation, 233 Spring Street New York, N.Y. 10013, pp. 15 - 53.
· • * 25 Suoramuunnosvastaanottimet ovat vastaanottimia, joissa ei käytetä välitaajuuksia vastaanotettujen signaalien suodattamista ja ilmaisua varten. Suoramuunnosvas-taanottimessa vastaanotettu radiotaajuinen (RF) signaali sekoitetaan paikallisoskil-laattorin signaaliin, jonka taajuus vastaa RF-signaalin kantoaallon taajuutta. Suora-muunnosvastaanottiinilla on monia etuja. Esimerkiksi kaistanleveyssuodatus voi-30 daan tehdä pienillä taajuuksilla eli audiotaajuuksilla, joka mahdollistaa hyvin kapeiden kaistanleveyksien toteuttamisen terävin nurkin. Myöskään välitaajuussuodatti- 3 106501 mia ei tarvita. Suoranmunnosvastaanottimia ei kuitenkaan ole käytetty TFM-signaa-lien vastaanottamiseksi johtuen niiden suoramuunnosvastaanottimien rakenteiden ominaisesta ongelmasta, nimittäin tasajännitepoikkeaman (DC) esiintymisestä sekoittunen ulostulossa, joka johtuu sekoitinrakenteen epätäydellisyyksistä. DC-poik-5 keama johtuu tyypillisesti paikallisoskillaattorin vuotamisesta sekoittunen RF-porttiin, ja vuotaneen signaalin sekoittumisesta sen jälkeen itse paikallisoskillaatto-risignaaliin. vuotosignaalin satunnaiset vaihtelut johtavat suhteellisen hitaasti ja satunnaisesti muuttuvaan DC-poikkeamasignaaliin.· • * 25 Direct conversion receivers are receivers that do not use intermediate frequencies to filter and detect received signals. The radio frequency (RF) signal received in the direct conversion receiver is mixed with a local oscillator signal having a frequency corresponding to the carrier frequency of the RF signal. The direct conversion receiver has many advantages. For example, bandwidth filtering can be done at low frequencies, i.e., audio frequencies, which allow for the implementation of very narrow bandwidths at the sharpest corners. Also, an intermediate frequency filter is not required. However, direct immunity receivers have not been used to receive TFM signals due to the inherent problem of the structures of their direct conversion receivers, namely the presence of a DC voltage misalignment at the output of the mixer due to imperfections in the mixer structure. The DC offset 5 is typically due to the leakage of the local oscillator into the mixed RF port, and subsequently the mixing of the leaked signal to the local oscillator signal itself. random variations in the leakage signal lead to a relatively slow and randomly varying DC offset signal.
Suoraan alasmuuntavien sovellutuksien ominaisten DC-poikkeamaongelmien lisäksi 10 kantataajuisessa signaalissa esiintyy usein myös muun tyyppistä pienitaajuista kohinaa. Esimerkkinä voidaan mainita pienitaajuinen vaihekohina, joka johtuu lähettimen vaihekohinasta tai paikallisoskillaattorin vaihekohinasta. DC-poikkeaman ongelmaa voidaan ajatella hyvin pienitaajuisena vaihekohinana.In addition to the DC offset problems inherent in downconverting applications, other types of low frequency noise often occur in the 10 baseband signals. An example is low frequency phase noise due to transmitter phase noise or local oscillator phase noise. The problem of DC offset can be thought of as very low frequency phase noise.
Kuva 2 havainnollistaa ongelmaa, jonka DC-poikkeama aiheuttaa TFM-moduloidun 15 datan ilmaisussa. Ilman DC-poikkeamaa vastaanotetulla signaalilla on valkoisin ympyröin esitetty tähtikuvio. Vektorit S] ja s2, jotka on piirretty paksuilla katkoviivoilla, edustavat signaaleja, jotka on ilmaistu kahdella peräkkäisellä näytteenottohetkellä. Ilman DC-poikkeamaa vektorien Si ja s2 ilmaisu on suoraviivaista. DC-poikkeama muuttaa tilannetta merkittävästi. DC-poikkeama vaikuttaa siten, että se siirtää sig-20 naalin tähtikuviota IQ-kaaviossa, kuten on esitetty mustin ympyröin. Vektorit s'i ja s'2 esittävät vastaavat näytteitetyt signaalivektorit DC-poikkeaman esiintyessä. Selvästikin millä tahansa ilmaisimella, joka on optimoitu vektoreiden Si ja s2 ilmaisemiseksi, on vaikeuksia vektoreiden s'i ja s'2 tunnistamisessa. Tämän vuoksi DC-poikkeaman esiintyminen j ohtaa helposti ilmaisun suuriin virhesuhteisiin.Figure 2 illustrates the problem caused by DC offset in the detection of TFM modulated data. The signal received without DC deviation has a star pattern in white circles. Vectors S1 and s2, plotted with thick dashed lines, represent signals expressed at two consecutive sampling times. Without DC deviation, the expression of the vectors Si and s2 is straightforward. The DC deviation changes the situation significantly. The DC offset appears to shift the sig-20 signal in the IQ chart as shown in black circles. The vectors s'1 and s'2 represent the respective sampled signal vectors in the presence of a DC offset. Clearly, any detector optimized for detecting vectors S1 and s2 will have difficulty recognizing vectors s1 and s'2. Therefore, the occurrence of a DC deviation easily leads to high error rates of detection.
25 Ainoa tunnettu ratkaisu tähän ongelmaan on tähän saakka ollut olla käyttämättä suoraan alasmuuntavaa vastaanotinta, koska tätä DC-poikkeaman ongelmaa ei esiinny heterodynevastaanottimissa.The only known solution to this problem so far has been not to use a direct downconverter because this DC offset problem does not occur in heterodynamic receivers.
:\' TFM-moduloituja signaaleja varten on tutkittu erilaisia koherentteja ilmaisimia tai differentiaali-ilmaisimia. Nämä ilmaisimet, jotka perustuvat signaalin vaiheeseen tai 30 vaihe-eroon yhden bittijakson yli, eivät kuitenkaan toimi hyvin DC-poikkeaman esiintyessä, koska tähtikuvion annetun pisteen vaihe muuttuu DC-poikkeaman johdosta, ja samaten kahden peräkkäisen signaalivektorin vaihe-ero muuttuu DC-poikkeaman johdosta.: \ 'Various coherent detectors or differential detectors have been studied for TFM modulated signals. However, these detectors, based on signal phase or 30 phase difference over one bit period, do not work well when a DC offset occurs because the phase of a given point in the constellation changes due to DC offset, and likewise the phase difference of two consecutive signal vectors changes due to DC offset.
4 106501 Tämä ongelma on ratkaistu MSK-tyyppisen moduloinnin osalta. Patenttihakemuksessa W094/28662 kuvataan kaksoisdifferentiaalisen ilmaisimen rakennetta, jota selitetään alla. Jos rn määritellään signaalivektoriksi hetkellä nTb, niin kahden vastaanotetun vektorin välinen erotusvektori yhden bittijakson yli määritellään 5 K (4) ja vaihe-ero δφη vektoreiden Δη ja Δη-1 välillä määritellään ^„ = Ζ(Δ„)-Ζ(Δ^,) (5) jolloin päätös voitaisiin tehdä seuraavasti jos 0 < δφη < 135°, niin lähetetty bitti bn = 1; 10 jos 135° < δφη < -135°, niin lähetetty bitti bn != bn-i; jos -135° < δφη < 0, niin lähetetty bitti 6«= 0.4 106501 This problem has been resolved with MSK-type modulation. WO94 / 28662 describes the structure of a dual differential detector, which will be explained below. If rn is defined as a signal vector at time nTb, then the difference vector between two received vectors over one bit period is defined as 5 K (4) and the phase difference δφη between the vectors Δη and Δη-1 is defined as ^ „= Ζ (Δ„) - Ζ (Δ ^,). (5) wherein the decision could be made as follows if 0 <δφη <135 °, the transmitted bit bn = 1; 10 if 135 ° <δφη <-135 °, then the transmitted bit bn! = Bn-i; if -135 ° <δφη <0, then transmitted bit 6 «= 0.
Tämä menetelmä toimii MSKrlla, koska MSK.ssa vaihe muuttuu jokaisen bittijakson aikana.This method works with MSK because in MSK the phase changes with each bit period.
Tilanne on hieman erilainen harkittaessa ajatusta kaksoisdifferentiaalisen ilmaisi-15 men käyttämiseksi TFM-modulaatiota varten. TFM:n osalta suure δφ„ ei ole riittävä mitta päätöksen suorittamiseksi, koska erotusvektori Δη voi olla nolla. Kuten edellä selitettiin, TFM-modulaatiossa vaihe ei muutu määrättyjen informaatiobittikuvioi-den mukaan. Tämän vuoksi suure δφ„ voi myös olla nolla joillakin bittikuvioilla, ·· jonka takia päätöksen tekeminen biteistä on mahdotonta suureen δφη arvoon perus- 20 tuen.The situation is slightly different when considering the idea of using dual differential detector for TFM modulation. For TFM, δφ „is not a sufficient measure to perform the decision since the difference vector Δη may be zero. As explained above, in TFM modulation, the phase does not change according to the given information bit patterns. Therefore, δφ „may also be zero for some bit patterns, which makes it impossible to make a decision on bits based on a large value of δφη.
Kantoaallon taajuuden poikkeama on lähettimen taajuuden ja vastaanottimen pai-kallisoskillaattorin taajuuden välinen erotus.The carrier frequency offset is the difference between the transmitter frequency and the receiver local oscillator frequency.
TFM-signaalilla ilman DC-poikkeamaa tieto kantoaallon virheestä voidaan saada kahden lähekkäin vastaanotetun signaalivektorien välisestä vaihe-erosta. Ellei mi-25 tään taajuuspoikkeamaa ole, ja jos vastaanotettua signaalivektoria hetkellä nTb merkitään rn, niin vaihe-ero yhden bittijakson yli voidaan ilmasta muodossa Δ<Ρ„=Α,+1-A, (6) 10650 Ί 5 K 7t TFM-signaalin osalta mahdolliset vaihe-erojen arvot ovat 0, ±— ja ±—. Kun 4 2 esiintyy vaihepoikkeama Af, vaihe-ero hetkellä t = nTh on =Δφ„+2πφΓ,, (7) Tämän vuoksi, jos oletetaan ettei kohinaa esiinny, tieto taajuuspoikkeamasta voi-5 daan saada kaavasta oo 2π jossa Αφη voidaan laskea ilmaistun datan perusteella. Jos DC-poikkeamaa esiintyy, tämä menetelmä kuitenkin epäonnistuu, koska vaihe-ero on herkkä DC-poikkeamal- le: 10 A<pn+1 = Z(rn+1 + rDCn+1)-Z(r„ +rXn) Φ Zrn+l - Zrn (9) jossa rDCn on DC-poikkeamasignaali hetkellä t = nT/,. Tätä on havainnollistettu kuvassa 2, jota edellä selitettiin.With the TFM signal without DC offset, carrier error information can be obtained from the phase difference between two closely received signal vectors. If there is no frequency deviation of mi-25, and if the received signal vector at nTb is denoted rn, then the phase difference over one bit period can be aerialized in the form Δ <Ρ „= Α, + 1-A, (6) 10650 Ί 5 K 7t TFM signal possible phase difference values are 0, ± - and ± -. When 4 2 has a phase deviation Af, the phase difference at time t = nTh is = Δφ „+ 2πφΓ ,, (7) Therefore, assuming no noise, the frequency offset information can be obtained from the formula oo 2π where Αφη can be calculated from the detected data. by. However, if a DC offset occurs, this method fails because the phase difference is sensitive to the DC offset: 10A <pn + 1 = Z (rn + 1 + rDCn + 1) -Z (r „+ rXn) Φ Zrn + l - Zrn (9) where rDCn is the DC offset signal at time t = nT /,. This is illustrated in Figure 2, described above.
Hakija ei tunne tekniikan tason ratkaisuja tähän ongelmaan.Applicant is not aware of prior art solutions to this problem.
KEKSINNÖN YHTEENVETOSUMMARY OF THE INVENTION
15 Keksinnön tavoitteena on kantoaaltotaajuuden ilmaisemiseksi toteuttaa menetelmä, joka mahdollistaa taajuuden ilmaisemisen TFM-moduloitua signaalia vastaanotettaessa kun käsillä on DC-poikkeama tai muun tyyppinen pientaajuinen kohina. Keksinnön tavoitteena on myös kantoaaltotaajuuden ilmaisemiseksi toteuttaa järjestelmä, joka pystyy suorittamaan kantoaaltotaajuuden DC-poikkeaman tai muun muo-20 toisen pientaajuisen kohinan esiintyessä.It is an object of the invention to provide a method for detecting a carrier frequency which enables frequency detection when a TFM modulated signal is received when a DC offset or other type of low frequency noise is at hand. It is also an object of the invention to provide a system for detecting a carrier frequency which is capable of performing a carrier frequency in the presence of a DC offset or other low frequency noise.
Tavoitteet saavutetaan vertaamalla näyte-erotusvektorin pituutta sellaiseen erotus-, ·; vektoriin, joka saadaan datan perusteella tehdyn päätöksen tuloksena, sekä tarkkai lemalla näyte-erotusvektorin pyörimissuuntaa, sekä määrittämällä kantoaaltotaajuuden virhe oleellisesti mainitun vertailun ja mainitun tarkkailun perusteella.The objectives are achieved by comparing the length of the sample difference vector to such a difference, ·; a vector obtained as a result of the decision made on the basis of the data, and by observing the direction of rotation of the sample difference vector, and determining the carrier frequency error substantially based on said comparison and said observation.
25 Keksinnön mukaiselle kantoaaltotaajuuden ilmaisumenetelmälle on tunnusomaista se, joka on määritelty kantoaaltotaajuuden ilmaisumenetelmää koskevan itsenäisen menetelmävaatimuksen tunnusmerkkiosassa. Keksinnön mukaiselle datasiirtomene-telmälle on tunnusomaista se, mikä on määritelty datasiirtomenetelmää koskevan 10650Ί 6 itsenäisen menetelmävaatimuksen tunnusmerkkiosassa. Keksinnön mukaiselle kantoaaltotaajuuden ilmaisujärjestelmälle on tunnusomaista se, mikä on määritelty kantoaaltotaajuuden ilmaisujärjestelmää koskevan itsenäisen menetelmävaatimuksen tunnusmerkkiosassa. Keksinnön mukaiselle matkaviestinvälmeelle on tunnusomaista 5 se, mikä on määritelty matkaviestmvälinettä koskevan itsenäisen menetelmävaatimuksen tunnusmerkkiosassa. Keksinnön mukaiselle tukiasemalle on tunnusomaista se, mikä on määritelty tukiasemaa koskevan itsenäisen menetelmävaatimuksen tunnusmerkkiosassa. Keksinnön mukaiselle radiolinkkijäijestelmälle on tunnusomaista se, mikä on määritelty radiolinkkijäijestelmää koskevan itsenäisen menetelmävaati-10 muksen tunnusmerkkiosassa. Epäitsenäiset patenttivaatimukset kuvaavat keksinnön muita edullisia suoritusmuotoja.The carrier frequency detection method according to the invention is characterized in that defined in the characterizing part of the independent method requirement for the carrier frequency detection method. The data transfer method according to the invention is characterized by what is defined in the characterizing part of the 10650Ί6 independent method claim relating to the data transfer method. The carrier frequency detection system according to the invention is characterized by what is defined in the characterizing part of the independent method requirement for a carrier frequency detection system. The mobile communication device according to the invention is characterized by what is defined in the characterizing part of the independent method requirement for the mobile communication device. The base station according to the invention is characterized by what is defined in the characterizing part of the independent method requirement for the base station. The radio link system according to the invention is characterized in what is defined in the characterizing part of the independent method requirement 10 for the radio link system. The dependent claims describe other preferred embodiments of the invention.
Keksinnön mukaisessa menetelmässä näyte-erotusvektorin pituutta verrataan sellaisen erotusvektorin pituuteen, joka saadaan datan perusteella tehdyn päätöksen tuloksena. Kun vertailun tulos yhdistetään näyte-erotusvektorin suunnan tarkkailuun, 15 saadaan tulos, joka vastaa kantoaaltotaajuuden virhettä. Tätä toimintaperiaatetta käsitellään enemmän seuraavassa.In the method of the invention, the length of the sample difference vector is compared to the length of the difference vector obtained as a result of the decision made on the basis of the data. Combining the result of the comparison with the observation of the direction of the sample difference vector yields a result corresponding to the carrier frequency error. This policy is discussed in more detail below.
Koska useimmissa tapauksissa DC-poikkeama muuttuu suhteellisen hitaasti, voidaan olettaa että DC-poikkeama on vakio yhden bittijakson aikana. Tämän vuoksi DC-poikkeaman vaikutus voidaan poistaa ottamalla kahden lähekkäin vastaanotetun 20 vektorin välinen erotus. Seuraavassa r» tarkoittaa hetkellä t = nTb vastaanotettua signaalia, jolloin Tb on symbolien ajallinen pituus, ja An tarkoittaa yhden bittijakson yli vastaanotetun kahden vektorin välistä erotusvektoria K=Tn-r*-\ (1°)Since in most cases the DC offset changes relatively slowly, it can be assumed that the DC offset is constant over one bit period. Therefore, the effect of DC offset can be eliminated by taking the difference between two closely received 20 vectors. In the following, r »represents the signal received at t = nTb, where Tb is the time length of the symbols, and An represents the difference vector K = Tn-r * - \ (1 °) between two vectors received over one bit period.
Kim DC-poikkeamasignaali rDC muuttuu hyvin hitaasti verrattuna symbolipituuteen 25 Tb, niin rDCn ~ rDCn_x, jolloin saadaan Δ» = + rDC„) - ir„_i + ί·ΚΗ) = r„- r„_, (11) • · Tämän vuoksi yhden bittijakson yli otetussa erotusvektorissa ei ole DC-poikkeamien vaikutusta. Erotusvektorista otettu mahdollinen muukaan tieto ei sisällä DC-poik-keamien vaikutusta. Lisäksi keksijä on havainnut, että tieto kantoaallon virheestä 30 voidaan saada suureesta |Δ„|, eli erotusvektorin pituudesta, kun erotusvektorin havaittua pituutta verrataan erotusvektorin sellaiseen pituuteen, joka on tuloksena vas- 7 106501 taanotetun symbolin päätöksestä, eli sen pituutta koskevasta päätöksestä. Seuraavas-sa Δ„ tarkoittaa pituutta koskevaa päätöstä.The Kim DC offset signal rDC changes very slowly relative to the symbol length 25 Tb, so rDCn ~ rDCn_x to give Δ »= + rDC") - ir "_i + ί · ΚΗ) = r" - r "_, (11) • · This therefore, the difference vector taken over one bit period has no effect of DC deviations. Any other information taken from the difference vector does not include the effect of DC deviations. In addition, the inventor has found that information on carrier error 30 can be obtained from | Δ „|, i.e., the length of the difference vector by comparing the observed length of the difference vector with the length of the difference vector resulting from the decision of the received symbol. In the following, Δ „denotes the length decision.
Taajuuden vakiovirhe on sama kuin jatkuvasti kasvava vaihevirhe. Kun erotusvekto-reita tarkkaillaan TFM-tähtikuviossa, niin positiivinen taajuusvirhe pyrkii siirtämään 5 erotusvektorin ääripäätä negatiiviseen suuntaan, eli myötäpäivään, ja negatiivinen taajuusvirhe pyrkii siirtämään erotusvektorin ääripäätä positiiviseen suuntaan, eli vastapäivään. Tässä tarkastelussa Δ/~> 0, kun paikallisoskillaattorin taajuus on suurempi kuin lähettimen kantoaallon taajuus. Vastaavasti voidaan havaita seuraavat neljä tapausta: 10 a) jos Af > 0 ja vastaanotettu signaalivektori muuttuu arvosta rn_x arvoon rn myötäpäivään, niin |Δη| < An , h) jos Af > 0 ja vastaanotettu signaalivektori muuttuu arvosta rn_x arvoon rn vastapäivään, niin |Δ„| > Δ„ , c) jos Δ/ < 0 ja vastaanotettu signaalivektori muuttuu arvosta rn_x arvoon rn 15 myötäpäivään, niin |Δ„| > Δ„ , ja d) jos Af < 0 ja vastaanotettu signaalivektori muuttuu arvosta rn_x arvoon rn vastapäivään, niin |Δ„| < An .The constant frequency error is the same as the continuously increasing phase error. When observing the difference vectors in the TFM constellation, a positive frequency error tends to move the extremes of the 5 difference vectors in a negative direction, i.e. clockwise, and a negative frequency error tends to move the extremes of the difference vector in a positive direction, i.e. anticlockwise. In this review, Δ / ~> 0 when the local oscillator frequency is greater than the transmitter carrier frequency. Similarly, the following four cases can be observed: 10 a) If Af> 0 and the received signal vector change from rn_x to rn clockwise, then | Δη | <An, h) if Af> 0 and the received signal vector change from rn_x to rn counterclockwise, then | Δ „| > Δ „, c) if Δ / <0 and the received signal vector changes from rn_x to rn clockwise, then | Δ„ | > Δ „, and d) if Af <0 and the received signal vector changes from rn_x to rn counterclockwise, then | Δ„ | <An.
.. Yksinkertaisuuden vuoksi määritellään termi suuntakerroin, jonka arvo on 1 jos vastaanotetun signaalivektorin arvo muuttuu arvosta rn_x arvoon rn myötäpäivään, 20 eli jos vastaanotettu signaalivektori vastaa myötäpäivään pyörimistä, ja sen arvo on -1 jos vastaanotetun signaalivektorin arvo muuttuu arvosta rn_x arvoon rn vastapäivään, eli jos vastaanotettu signaalivektori vastaa vastapäivään pyörimistä. Kun suuntakerroin merkitään symbolilla Φ, niin kantoaallon virhefunktio £'(|Δ„|) voidaan ilmaista muodossa 25 £·(|Δ„|) = Φ·(|Δ„|-|ΔΤ|) (12) 106501 s jonka tulisi olla pienempi kuin nolla, kun Af > 0, suurempi kuin nolla, kun Af < 0, ja yhtä kuin nolla, kun Af = 0. Suureen Δ„ löytämiseksi on vastaanotettu data demoduloitava... For the sake of simplicity, the term slope is defined to be 1 if the value of the received signal vector changes rn_x to rn clockwise, 20 if the received signal vector corresponds to clockwise rotation, and its value is -1 if the value of the received signal vector changes rn_x, i.e. if the received signal vector corresponds to anticlockwise rotation. When the direction factor is denoted by Φ, the carrier error function £ '(| Δ „|) can be expressed as 25 £ · (| Δ„ |) = Φ · (| Δ „| - | ΔΤ |) (12) 106501 s which should be less than zero when Af> 0, greater than zero when Af <0, and equal to zero when Af = 0. In order to find Δ „, the received data must be demodulated.
Keksinnön jatkoselitystä varten määriteltäköön suure δφη: 5 δφ„=Ζ(Αιη)-Ζ(Α1„-1) (13) jossa δφη on kahden erotusvektorin Δ*π ja AVi välinen vaihe-ero. TFM-modu-loinnilla yhden bittijakson yli tapahtuva vaihemuutos ilmaistaan kolmen peräkkäin lähetetyn bitin avulla. Lisäksi suure δφη määritetään neljän peräkkäisen informaa-tiobitin avulla. Suuntakerroin Φ voidaan määrittää ilmaistun datan ja suureen δφη 10 perusteella, joka esitetään myöhemmin tässä selityksessä.For further explanation of the invention, let δköη: 5 δφ „= Ζ (Αιη) -Ζ (Α1„ -1) (13) be defined, where δφη is the phase difference between two difference vectors Δ * π and AVi. In TFM modulation, a phase change over a single bit period is detected by three bits transmitted in succession. Further, δφη is determined by four consecutive information bits. The slope Φ can be determined from the detected data and δφη 10, which will be described later in this specification.
TMF-datan demodulointia käyttämällä erotusvektoreita päätöksenteon muuttujina selitetään yksityiskohtaisemmin patenttihakemuksessa, joka nimityksenä on “De-modulointimenetelmä”, jonka patenttihakemuksen jättöpäivä ja hakija ovat samat kuin käsillä olevalla patenttihakemuksella. Perusperiaatetta selitetään seuraavassa.The demodulation of TMF data using difference vectors as decision variables is explained in more detail in the patent application, called the "De-modulation method", the filing date of which and the applicant are the same as in the present patent application. The basic principle is explained below.
15 Kuva 3 havainnollistaa mahdollisia tilan muutoksia, jotka johtuvat kahdesta peräkkäisestä symbolista. Koska yhtälön (3) mukaan yhden symbolin vaihemuutos voi olla 0, ±π/4, tai ±π/2, niin kahden symbolin peräkkäin asettaminen johtaa vaihemuu-tokseen, joka on jokin seuraavista (0, π/4, π/2, 3π/4, π} tai jokin seuraavista (0, -π/4, -π/2, -3π/4, -π}. Tämän vuoksi kahden peräkkäisen signaalivektorin 20 erotus voi olla jokin kuvassa 3 esitetyistä vektoreista. Kuva 3 havainnollistaa tapaus-·· ta (0, π/4, π/2, 3π/4, π}. Erotusvektorin pituus voi olla z, s, lh l2, tai h. Pituus z tar koittaa erotusvektoria nolla, pituus s tarkoittaa erotusvektoria tähtikuvion pisteestä viereiseen pisteeseen, pituus lj tarkoittaa sellaisen erotusvektorin pituutta, joka kulkee tähtikuvion yhden pisteen ohi matkallaan tähtikuvion pistekehälle, pituus l2 tar-25 koittaa erotusvektorin pituutta, joka kulkee tähtikuvion kahden pisteen ohi maikallaan tähtikuvion pistekehälle, ja pituus I3 tarkoittaa erotusvektorin pituutta, joka kulkee tähtikuvion kahden pisteen ohi matkallaan tähtikuvion pistekehälle.15 Figure 3 illustrates possible state changes due to two consecutive symbols. Since, according to equation (3), the phase change of one symbol can be 0, ± π / 4, or ± π / 2, the sequential setting of two symbols results in a phase change which is one of the following (0, π / 4, π / 2, 3π). / 4, π} or any of the following (0, -π / 4, -π / 2, -3π / 4, -π}. Therefore, the difference between two consecutive signal vectors 20 may be one of the vectors shown in Figure 3. Figure 3 illustrates ·· ta (0, π / 4, π / 2, 3π / 4, π}. The length of the difference vector can be z, s, lh l2, or h. The length z means the difference vector is zero, the length s means the difference vector from point to the adjacent point , the length lj denotes the length of the difference vector passing one point of the constellation on its way to the constellation dot, the length l2 tar-25 denotes the length of the difference vector passing two points of the constellation terrestrially on the point of the constellation, on the way to the star on the dot.
Seuraavassa taulukossa luetellaan kaikki mahdolliset datakuviot neljän peräkkäisen databitin osalta sekä suureiden vastaavat Δ1^ , Δ^ , Δ2 , ja δφη arvot. Esimerk- 30 kinä siitä, miten taulukon arvot on johdettu, tarkastellaan bittikuviota 0110. Yhtälön (3) mukaan bittijono 011 johtaa vaihemuutokseen π/4. Tämä vaihemuutos vastaa erotusvektoria, jonka pituus kuvassa 3 on s, jonka tuloksena suureen Δ1^ arvoksi 9 106501 tulee s. Samalla tavalla bittijono 110 johtaa jälleen vaihemuutokseen π/4, jonka tuloksena suureen Δ1^ arvoksi tulee s. Kahden erotusvektorin Δ1^ ja Δ!„ välisen erotusvektorin summa on tällöin vektori Δ2, jonka pituus on lj, kuten yhtälö (7) osoittaa. Kahden peräkkäisen erotusvektorin Δ1^ ja A\ kulmien erotus on tällöin 5 π/4.The following table lists all possible data patterns for four consecutive data bits and the corresponding values for Δ1 ^, Δ ^, Δ2, and δφη. As an example of how the values in the table are derived, consider bit pattern 0110. According to equation (3), bit string 011 results in a phase change π / 4. This phase change corresponds to a difference vector of length s in Fig. 3 resulting in Δ1 ^ of 9 106501. Similarly, bit string 110 again leads to a phase change of π / 4 resulting in Δ1 ^ of s. The difference of two difference vectors Δ1 ^ and Δ! The sum of the difference vector is then a vector Δ2 of length lj, as shown by equation (7). The angles of two successive difference vectors Δ1 ^ and A \ are then 5 π / 4.
bn-3 bn.2 bn.! b„ Δ^ A\ A2n\ δΦη 0 0 0 0 l} li h -π/2 0 0 0 1 lj s I2 -3π/8 0010,5 0 s 0 0 1 1 5 5 0 π 01000 s s 0 10 10 0 0 0 110 ä· s l] π/4bn-3 bn.2 bn.! b „Δ ^ A \ A2n \ δΦη 0 0 0 0 l} li h -π / 2 0 0 0 1 lj s I2 -3π / 8 0010.5 0 s 0 0 1 1 5 5 0 π 01000 ss 0 10 10 0 0 0 110 ä · sl] π / 4
Olli s h h 3π/8 1 0 0 0 s h h -3π/8 10 0 1 s s lj -π/4 1 0 1 0 0 0 0 10 110 5 5 11005 5 0 π 1 1 0 1 5 0 5 1110 /j s l2 3π/8 1111 h h h π/2 *' Edellisestä taulukosta voidaan nähdä, ettei suuretta δφη voida laskea kuudelle bitti- kuviolle {0010, 1101, 0100, 1011, 0101, 1010}, koska toinen vektoreista Δ1^ ja Δ!„ tai ne molemmat ovat nolla-vektoreita. 1 2 3 4 5 6Olli shh 3π / 8 1 0 0 0 shh -3π / 8 10 0 1 ss lj -π / 4 1 0 1 0 0 0 0 10 110 5 5 11005 5 0 π 1 1 0 1 5 0 5 1110 / js l2 3π / 8 1111 hhh π / 2 * 'It can be seen from the above table that δ laskη cannot be computed for six bit patterns {0010, 1101, 0100, 1011, 0101, 1010} because one of the vectors Δ1 ^ and Δ!' Or both are zero vectors. 1 2 3 4 5 6
Edellä olevasta taulukosta voidaan havaita, että komplementaarisilla bittikuvioilla 2 ·♦ on yhtä suuret erotusvektoreiden pituudet, eli suureilla Δ1^ , Δ1,, ,ja Δ2 on sama 3 « 4 arvo. Esimerkiksi bittikuviota 0010 vastaavilla erotusvektoreilla on sama arvo kuin bittikuviota 1101 vastaavilla erotusvektoreilla, kuten edellisestä taulukosta voidaan 5 nähdä. Tämän vuoksi pelkästään komplementaaristen erotusvektoreiden perusteella 6 ei vastaanottimessa pystytä erottamaan toisistaan komplementaarisia bittikuvioita. Tämä ongelma voidaan voittaa käyttämällä differentiaalista koodausta. Differentiaalisessa koodauksessa kaksi peräkkäistä bittiä, joilla on sama arvo, vastaavat bittiä 10 106501 “0”, ja kaksi peräkkäistä bittiä, joilla on eri arvo, vastaavat bittiä “1”. Esimerkiksi differentiaalisesti koodatut bittikuviot 0010 ja 1101 vastaavat samaa dekoodattua bittikuviota 011. Yleisesti ottaen mitkä tahansa komplementaariset bittikuviot tuottavat samat differentiaalisesti koodatut bittikuviot. Edellä olevasta taulukosta voi-5 daan havaita, että dekoodattua bittikuviota 011 vastaavilla bittikuvioilla 0010 ja 1101 erotusvektoreiden pituuksilla on yhtä suuret arvot. Vastaavasti, kun lähetetty data koodataan differentiaalisella koodauksella, erotusvektoreiden pituus tarjoaa riittävästi dataa vastaanotettujen symbolien ilmaisemiseksi. Data voidaan ilmaista esimerkiksi suureen |Δ2 perusteella Viterbi-algoritmia sekä kuvan 4 nelitilaista 10 trellistä käyttäen. Vastaavan erotusvektorin pituus kahden bittijakson yli, eli arvo Δ2 merkitään trelliksen jokaiselle reitille. Sellaisessa keksinnön suoritusmuodossaFrom the table above, it can be seen that the complementary bit patterns 2 · ♦ have equal lengths of difference vectors, i.e., Δ1 ^, Δ1 ,,, and Δ2 have the same value of 3 «4. For example, the difference vectors corresponding to bit pattern 0010 have the same value as the difference vectors corresponding to bit pattern 1101, as can be seen in the table above. Therefore, based on the complementary difference vectors alone, the receiver 6 cannot distinguish complementary bit patterns. This problem can be overcome by using differential coding. In differential encoding, two consecutive bits having the same value correspond to bits 10 106501 "0" and two consecutive bits having different values correspond to bits "1". For example, the differentially encoded bit patterns 0010 and 1101 correspond to the same decoded bit pattern 011. In general, any complementary bit patterns produce the same differentially encoded bit patterns. From the above table, it can be seen that the bit vectors 0010 and 1101 corresponding to the decoded bit pattern 011 have equal lengths of difference vectors. Similarly, when the transmitted data is encoded by differential coding, the length of the difference vectors provides sufficient data to represent the received symbols. The data can be expressed, for example, on the basis of | Δ2 using the Viterbi algorithm and the four trellises in Figure 4. The length of the corresponding difference vector over two bit periods, i.e., the value Δ2 is plotted for each path of the trellis. In such an embodiment of the invention
Viterbi-algoritmin eri reittien painoarvot voidaan määritellä seuraavalla tavalla: w(dn_2, dn_x ,d„) = w (0,0,0) = ||Δ2Π |-/3|* Κο,ο,ι) = ||δ2„|-/2|* 15 w(0,1,0)=||a2„||‘ w(0;u)=||a2„|-j|‘ w(1,0,0) = ||A2|-/2|‘ (14) 1 · « ^0,0,1) = 1^1-/,18 w(l,l,0)= |δ2|-/ :· 20 w(U1) = |a2|* Käyttämällä näitä kaavoja kuvan 4 trelliksen eri reittien painoina tulisi oikean reitin painon olla lähellä nollaa, ja ideaalitapauksessa se on nolla. Tämän vuoksi oikea reitti voidaan löytää Viterbi-algoritmissa etsimällä se reitti, jolla on pienin kertynyt paino. Kuten alan ammattilainen tietää, nämä painot voidaan formuloida myös mo-25 neliä muulla tavalla. Voidaan esimerkiksi formuloida painot siten, että määrätyn reitin painolla on maksimi, kun reitti on oikea reitti. Tässä tapauksessa Viterbi-algo- 11 106501 ritmissa etsittäisiin reittien painojen kumulatiivista summaa. Eksponenttia k voidaan säätää optimaalisen suorituskyvyn aikaansaamiseksi. Arvo k voi esimerkiksi olla 1, jolloin painot ovat toisaalta kahden bittijakson yli vastaanotettujen vektoreiden välisen erotusvektorin pituuden ja toisaalta kyseistä reittiä vastaavan vektorin ideaalipi-5 tuuden välisen erotuksen itseisarvo. Arvo k voi lisäksi olla esimerkiksi 2, jolloin painot ovat toisaalta kahden bittijakson yli vastaanotettujen vektoreiden välisen erotusvektorin pituuden ja toisaalta kyseistä reittiä vastaavan vektorin ideaalipituu-den välisen erotuksen itseisarvon neliö. Myös muut tarvot ovat mahdollisia, ja opti-miarvo voidaan löytää esimerkiksi simuloimalla tai kokeilemalla.The weights of the different paths in the Viterbi algorithm can be determined as follows: w (dn_2, dn_x, d „) = w (0,0,0) = || Δ2Π | - / 3 | * Κο, ο, ι) = || δ2„ | - / 2 | * 15 w (0,1,0) = || a2 "|| 'w (0; u) = || a2" | -j |' w (1,0,0) = || A2 | - / 2 | '(14) 1 · «^ 0,0,1) = 1 ^ 1 - /, 18 w (l, l, 0) = | δ2 | - /: · 20 w (U1) = | a2 | * Using these formulas as weights for the different trellis paths in Figure 4, the weight of the correct path should be close to zero and ideally zero. Therefore, the correct path can be found in the Viterbi algorithm by finding the path with the lowest cumulative weight. As known to those skilled in the art, these weights may also be formulated in a mo-25 square manner. For example, weights may be formulated such that the weight of a given path has a maximum when the path is the correct path. In this case, a cumulative sum of the weights of the routes would be searched for in the Viterbi algorithm. The exponent k can be adjusted to achieve optimum performance. For example, the value k may be 1, whereby the weights are the absolute value of the difference between the length of the difference vector received over two bit periods and the ideal length of the vector corresponding to the path in question. The value k may additionally be, for example, 2, the weights being the square of the absolute value of the difference between the length of the difference vector received over two bit periods and the ideal length of the vector corresponding to the path in question. Other needs are also possible, and the optimum can be found, for example, by simulation or experimentation.
10 Palatkaamme suuntakertoimen Φ määrittämiseen. Keksinnön eräissä suoritusmuodoissa käytetään datan lisäksi suuretta δφη suuntakertoimen määrittämiseen, bn bittikuvioilla 0000, 0001,1001, 1000, signaalivektorit suuntautuvat myötäpäivään ja δφη< 0. Näillä neljällä bittikuviolla suuntakerroin Φ = -1, koska erotusvektorit suuntautuvat myötäpäivään, bn bittikuviossa 1111, 1110, 0110 ja 0111 erotussig-15 naalivektorit suuntautuvat vastapäivään ja δφ> 0. Näillä neljällä bittikuviossa suuntakerroin Φ = +1, koska erotusvektorit suuntautuvat vastapäivän. Näitä kahta neljän bitin ryhmää käytetään edullisesti suuntakertoimen Φ määrittämiseen.10 Let's go back to determining the direction factor Φ. In some embodiments of the invention, in addition to the data, the magnitude δφη is used to determine the slope, bn for bit patterns 0000, 0001,1001, 1000, the signal vectors are clockwise and δφη <0. For these four bit patterns, the direction coefficient Φ = -1, and 0111 difference sig-15 signal vectors are anti-clockwise and δφ> 0. In these four bit patterns, the direction factor Φ = +1 because the difference vectors are anti-clockwise. These two sets of four bits are preferably used to determine the direction factor Φ.
Bittikuvioilla 0011 ja 1100 erotusvektoreilla on vastakkaiset suunnat, eikä niitä edullisesti käytetä suuntakertoimen määrittämiseen. Muilla kuudella bittikuviolla 20 suureen δφη arvo on määrittelemätön, koska toinen vektoreista Δ1^ ja Δχ„ tai molemmat ovat nollavektoreita.0011 and 1100 bit vectors have opposite directions and are preferably not used to determine the direction factor. For the other six bit patterns 20, the value of δφη is undefined because one of the vectors Δ1 ^ and Δχ „or both are zero vectors.
Seuraava taulukko saadaan aikaisemmin esitetystä taulukosta jäljestämällä rivit uu-*’ destaan, lisäämällä sarakkeita, joissa luetellaan databitit dn, ja lisäämällä sarake suuntakertoimen arvoja varten, jotka tulokseksi halutaan.The following table is obtained from the above table by tracing the rows to the * ', adding columns listing the data bits dn, and adding a column for the slope values that are desired.
« ? · 12 106501 dn-2 dn-ι dn bn-3 bn-2 bn-i bn δφη |Δ„_ι| direction factor Φ 000 0000 <0 h sign((%) = -l 1111 >0 h sign(<%) = +1 001 0001 <0 h sign(i%) = -l 5 1110 >0 /7 sign( δφη) = +1 0 1 0 0 0 1 1 5 0 110 0-5 0 0 110 0 10 s 0 1 1 0 1 - s 0 10 1 0 0 0 1 1 1 >0 s sign(<%) = +1 1 0 0 0 <0 s sign(<%) = -1 10 1 0 110 >0 s sign( <%) = +l 10 0 1 <0 s sign(<%) = -l 1 1 0 0 1 0 0 s 0 15 1 0 1 1 - s 0 1110 10 1 s 0 1 0 1 0 - s 0 Tästä taulukosta voidaan nähdä, että databitin dn_x komplementtia voidaan käyttää niiden tapausten poimimiseksi, joissa suuntakerroin Φ voidaan määrittää suureen 20 δφη etumerkin perusteella. Tämän vuoksi eräs esimerkki suuntakertoimen sopivaksi määritelmäksi on Φ = · dn-i' sign(<5ip„) (15) jossa \dn_x tarkoittaa databitin dn_x komplementtia.«? · 12 106501 dn-2 dn-ι dn bn-3 bn-2 bn-i bn δφη | Δ „_ι | direction factor Φ 000 0000 <0 h sign ((%) = -l 1111> 0 h sign (<%) = +1 001 0001 <0 h sign (i%) = -l 5 1110> 0/7 sign (δφη ) = +1 0 1 0 0 0 1 1 5 0 110 0-5 0 0 110 0 10 s 0 1 1 0 1 - s 0 10 1 0 0 0 1 1 1> 0 s sign (<%) = +1 1 0 0 0 <0 s sign (<%) = -1 10 1 0 110> 0 s sign (<%) = + l 10 0 1 <0 s sign (<%) = -l 1 1 0 0 1 0 0 s 0 15 1 0 1 1 - s 0 1110 10 1 s 0 1 0 1 0 - s 0 From this table it can be seen that the complement of the data bit dn_x can be used to extract the cases in which the slope Φ can be determined by a sign of 20 δφη. therefore, one example of a suitable definition of a slope is Φ = · dn-i 'sign (<5ip') (15) where \ dn_x represents the complement of the data bit dn_x.
Edellisestä taulukosta voidaan lisäksi havaita, että bitin dn_2 arvoa voidaan käyttää 25 päätöksen saamiseksi arvosta Δ„ . Niissä tapauksissa, joissa suuntakerroin on nollasta poikkeava, ja pituus Δ„ on /7, bitin dn_2 arvo on nolla. Niissä tapauksissa, *: joissa suuntakerroin on nollasta poikkeava, ja pituus Δ J on s, bitin dn_2 arvo on * * * yksi. Kun käytetään n-1 kantoaallon virhefunktiossa (12) eikä mää, niin tämän vuoksi saadaan Δη-1 :lle arvo 30 Δ„_] =\d„_2 ·/j + dn_2 ·s (16) 13 106501 Tämän vuoksi kantoaallon virhefunktio (12) voidaan ilmaista muodossa E(Ky\) -sign^J-dA^I-i!^ ./x + d„_2-s)) (17)In addition, it can be seen from the above table that the value of bit dn_2 can be used to obtain a decision from the value Δ „. In cases where the slope is non-zero and the length Δ „is / 7, the value of bit dn_2 is zero. In cases where *: where the slope is non-zero and the length Δ J is s, the value of bit dn_2 is * * * one. When n-1 is used in the carrier error function (12) instead of the quantity, then Δη-1 is given the value 30 Δ „_] = \ d„ _2 · / j + dn_2 · s (16) 13 106501 Therefore, the carrier error function ( 12) can be expressed as E (Ky \) -sign ^ J-dA ^ Ii! ^ ./X + d "_2-s)) (17)
Tulos voidaan edullisesti keskiarvoistaa kohinan vaikutuksen pienentämiseksi. Keksinnön erään suoritusmuodon mukaiset simuloinnit ovat osoittaneet, että keskiarvo 5 512 bittijakson yli tuottaa stabiilin kantoaallon virhefunktion.The result can preferably be averaged to reduce the effect of noise. Simulations according to one embodiment of the invention have shown that an average over 5 512 bit cycles produces a stable carrier error function.
Keksinnön muissa edullisissa suoritusmuodoissa suuntakerroin saadaan käyttäen vektoreiden ja Δ„ ristituloa suureen δφη etumerkin sijasta: Φ =!dn_i · sign(A„_1 χΔ„) = !άη_λ · sign(A„-i · Agn - Aq„-\ · Δ'„) (18)In other preferred embodiments of the invention, the direction coefficient is obtained by using the cross product of vectors and Δ "instead of a large sign of δΦη: Φ =! Dn_i · sign (A„ _1 χΔ „) =! Άη_λ · sign (A„ -i · Agn - Aq „- \ · Δ ' ") (18)
Vastaavasti kantoaallon virhefunktio voidaan ilmaista muodossa 10 E(An_1,A„) = ld„_l-sign(An_lxA„)-(\A„_1\-(\d„_2-l1+d„_2-s)) (19) Tämä suoritusmuoto on edullinen, koska ristitulon laskennan toteuttaminen on yksinkertaisempaa kuin suureen δφη laskeminen.Correspondingly, the carrier error function can be expressed as 10 E (An_1, A „) = ld„ _l-sign (An_lxA „) - (\ A„ _1 \ - (\ d „_2-l1 + d„ _2-s)) (19) This embodiment is advantageous because the cross product calculation is simpler than the calculation of δφη.
PIIRUSTUSTEN LYHYT KUVAUSBRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS
Keksintöä selitetään seuraavassa yksityiskohtaisemmin viittaamalla oheisiin piirus-15 tuksiin, joissa kuva 1 havainnollistaa TFM-modulaation symbolien tähtikuviota, kuva 2 havainnollistaa DC-poikkeaman vaikutusta, > · · kuva 3 esittää erotusvektoreita, jotka on laskettu kahden bittijakson yli, kuva 4 havainnollistaa 4-tilaista trellistä, jota käytetään keksinnön edullisessa 20 suoritusmuodossa, kuva 5 esittää keksinnön edullisen suoritusmuodon lohkokaavion, kuva 6 esittää keksinnön toisen edullisen suoritusmuodon lohkokaavion, kuva 7 esittää keksinnön edullisen suoritusmuodon mukaisen matkaviestinväli-neen lohkokaavion, ja 25 kuva 8 esittää keksinnön muita edullisia suoritusmuotoja.The invention will now be explained in more detail with reference to the accompanying drawings, in which Figure 1 illustrates the star pattern of TFM modulation symbols, Figure 2 illustrates the effect of DC offset,> · · Figure 3 illustrates difference vectors computed over two bit periods, Figure 4 illustrates 4-state a trellis used in a preferred embodiment of the invention, Figure 5 is a block diagram of a preferred embodiment of the invention, Figure 6 is a block diagram of another preferred embodiment of the invention, Figure 7 is a block diagram of a mobile communication device according to a preferred embodiment.
14 10650114 106501
Kuvissa on käytetty samoja viitenumerolta samanlaisia kokonaisuuksia varten. YKSITYISKOHTAINEN SELITYSIn the pictures, the same reference numerals are used for like entities. DETAILED EXPLANATION
Kuva 5 esittää keksinnön edullisen suoritusmuodon mukaisen vastaanotinrakenteen lohkokaavion. Sellaista vastaanotinrakennetta voidaan käyttää esimerkiksi solukko-5 verkkojen matkaviestinvälineissä ja tukiasemissa. Vastaanotinrakenne käsittää näytteenotto-osan 200 ja kantoaallon ilmaisuosan 500. Näytteenotto-osa vastaanottaa RF-signaalin ja muuntaa vastaanotetun signaalin kantataajuisiksi I- ja Q-signaa-leiksi sekoittimien 210a, 210b avulla. Paikallisoskillaattori 205 tuottaa signaalin, joka sekoitetaan vastaanotettuun RF-signaaliin, ja vaihesiirtäjä 206 tuottaa 90° vai-10 hesiirron paikallisoskillaattorin signaalille, joka viedään sekoittimelle 210b. Paikallisoskillaattori saa ohjaussignaalin kantoaallon ilmaisuosasta 500. Sekoittimien 201a ja 210b lähtösignaalit viedään sovitetuille suodattimille 215a, 215b, joiden suodatusominaisuudet on optimoitu TFM-signaalien suodattamista varten. Suodattimien 215a, 215b lähtösignaalit viedään kytkinelementeille 225, jotka ottavat näytteitä 90 15 asteen vaihesiirrossa olevista I- ja Q-signaaleista. Jokainen I- ja Q-näytteiden vastaava pari määrittelee signaalin näytevektorin. Kytkinelementtejä 225 ohjataan näytteenotto-oskillaattorilla 220. Näytteenotto-osa 200 on esimerkki rakenteesta, jota voidaan käyttää keksinnön mukaisessa vastaanotinrakenteessa. Alan ammattilaisen tietämällä tavalla voidaan käyttää monia muitakin rakenteita alasmuunnetun, 20 näytteitetyn signaalin tuottamiseksi. Keksintö ei rajoitu kuvan 5 esittämän näytteenotto-osan rakenteen 200 käyttämiseen. Näytteenoton suorittavat kytkinelementit 225 käsittävät tyypillisesti analogia/digitaali-muuntimia tai muun tyyppisiä näytteenotto-välineitä.Fig. 5 shows a block diagram of a receiver structure according to a preferred embodiment of the invention. Such a receiver structure can be used, for example, in mobile communication equipment and base stations of cellular networks. The receiver structure comprises a sampling section 200 and a carrier detection section 500. The sampling section receives an RF signal and converts the received signal into baseband I and Q signals using mixers 210a, 210b. The local oscillator 205 produces a signal which is mixed with the received RF signal, and the phase shifter 206 produces a 90 ° to 10-hise shift of the local oscillator signal which is applied to the mixer 210b. The local oscillator receives a control signal from the carrier detection portion 500. The output signals of the mixers 201a and 210b are applied to matched filters 215a, 215b whose filtering characteristics are optimized for filtering TFM signals. The output signals of the filters 215a, 215b are applied to switch elements 225 which take samples of the 90 and 15 degree phase shift I and Q signals. Each corresponding pair of I and Q samples defines a signal sample vector. The switching elements 225 are controlled by a sampling oscillator 220. The sampling section 200 is an example of a structure that can be used in a receiver structure according to the invention. Many other structures can be used, as known to those skilled in the art, to produce a down-converted, sampled signal. The invention is not limited to the use of the structure 200 of the sampling part shown in Fig. 5. The switching elements 225 that perform the sampling typically comprise analog / digital converters or other types of sampling means.
Saadut I- ja Q-näytteet viedään kantoaaltotaajuuden ilmaisuosaan 500 ja demodu-25 laattoriosaan 300. Taajuuden ilmaisuosassa signaalit viedään ensin viivelohkoon 515a, 515b ja summauslohkoon 520a, 520b. Viivelohko 515a, 515b viivästää I-ja Q-näytteita yhden Tj-jakson verran, ja viivästetyt näytteet vähennetään viivästämät-tömistä näytteistä suummauslohkoissa 520a, 520b, jolloin saadaan peräkkäisten I- ja V Q-näytteiden erotus. Erotukset viedään erotusvektorin pituuden laskentalohkoon 30 522, ja erotusvektorin kulman laskentalohkoon 523. Laskentalohkoissa 522 ja 523 voidaan esimerkiksi käyttää hakutaulukoita pituuksien ja kulmien arvojen saamiseksi jokaista I- ja Q-erotusnäytteen paria vastaten. Kulma-arvot viedään viivelohkoon 525 ja summauslohkoon 530, joka laskee peräkkäisten kulma-arvojen erotuksen δφη. Tuloksena olevia kulman erotusarvoja δφη viivästetään sen jälkeen viive-35 lohkossa 535b sellaisen ajan verran, joka vastaa viivettä demodulaattoriosassa 300, 15 106501 jotta voitaisiin tahdistaa vastaavien kulman erotusarvojen δφη ja demoduloitujen databittien saapumisajat demodulaattoriosasta. Edullisella tavalla ja samasta syystä myös pituusarvoja viivästetään viivelohkoissa 535a. Pituusarvot ja kulman erotusar-vot viedään kantoaallon virhelaskentalohkoon 540, joka myös vastaanottaa demodu-5 loidut databitit demodulaattoriosasta 300. Kantoaallon virhelaskentalohko 540 laskee kantoaallon virhefunktion, esimerkiksi yhtälön 17 määrittelemän kantoaallon virhefunktion. Kantoaallon virhefunktion arvot viedään tasoitus- ja oskillaattorin ohjauslohkoon 545, joka tasoittaa kantoaallon virhearvoja ja ohjaa vastaanottimen oskillaattoria tasoitetun tuloksen perusteella. Tasoitus suoritetaan edullisesti ήπιοί 0 dostamalla keskiarvo keskiarvoistusikkunan puitteissa, eli muodostamalla keskiarvo määrätystä ennalta määrätystä viimeisten arvojen lukumäärästä, kuten esimerkiksi viimeisimmästä 512 ja 1024 arvosta. Lohkon 545 lähtö viedään vastaanotinraken-teen paikallisoskillaattorin ohjaustuloon.The resulting I and Q samples are applied to a carrier frequency detector portion 500 and a demodulator 25 to a detector portion 300. In the frequency detector portion, the signals are first applied to a delay block 515a, 515b and to a summing block 520a, 520b. The delay block 515a, 515b delays the I and Q samples by one T1 period, and the delayed samples are subtracted from the non-delayed samples in the summing blocks 520a, 520b to obtain the difference between the successive I and V Q samples. The differences are applied to the difference vector length calculation block 30 522, and the difference vector angle calculation block 523. For example, the look-up tables can be used in the calculation blocks 522 and 523 to obtain length and angle values for each pair of I and Q difference samples. The angular values are applied to the delay block 525 and the summing block 530, which calculates the difference δφη between successive angular values. The resulting angle difference values δφη are then delayed in the delay-35 block 535b by a time corresponding to the delay in the demodulator portion 300, 106501 to synchronize the arrival times of the corresponding angle difference values δφη and the demodulated data bits from the demodulator portion. Advantageously, and for the same reason, length values are also delayed in delay blocks 535a. Length values and angle difference values are applied to carrier error computation block 540, which also receives demod-5 generated data bits from demodulator part 300. Carrier error computation block 540 calculates a carrier error function, such as the carrier error function defined by equation 17. The values of the carrier error function are applied to the smoothing and oscillator control block 545, which smoothes the carrier error values and controls the receiver oscillator based on the smoothed result. The smoothing is preferably performed by ήπιοί 0 by averaging within the averaging window, i.e., averaging a predetermined number of last values, such as the last 512 and 1024 values. The output of block 545 is applied to the control input of the local oscillator of the receiver structure.
Demodulointiosa 300 voi keksinnön muissa suoritusmuodoissa saada tuloarvonsa 15 myös summauslohkojen 520a, 520b lähdöstä, jolloin demodulointiosan 300 on pystyttävä demoduloimaan erotusnäytteiden perusteella. Tämä voidaan tehdä esimerkiksi erotusvektoreiden pituuksien perusteella, kuten aikaisemmin selitettiin.In other embodiments of the invention, the demodulation section 300 may also obtain its input value 15 from the output of the summing blocks 520a, 520b, whereby the demodulation section 300 must be able to demodulate based on the difference samples. This may be done, for example, on the basis of the lengths of the separation vectors as previously described.
Kuva 6 esittää keksinnön toisen edullisen suoritusmuodon. Kuvan 6 rakenne vastaa yhtälön 19 toteutusta, jossa vektoreiden ja An ristituloa käytetään suuntaker-20 toimen Φ saamiseksi. Kuvan 6 esimerkissä käytetään samantapaista näytteenotto-osaa 200 kuin kuvan 5 suoritusmuodossa. Kuvassa 5 käytetään ristitulon laskenta-lohkoa 570 kuvan 6 kulman laskentalohkon 423 sijasta. Ristitulon laskentalohko 570 voi käsittää kaksi viivelohkoa 550a, 550b, kaksi kerrontalohkoa 555a, 555b, ja > · · summauslohkon 560, kuten kuvassa 5 esitettiin. Viivelohkot 550a, 55b tuottavat vii-25 västetyt I- ja Q-erotusnäytteet Δ'„-ι ja Aq„-i, kun taas mainitut kaksi kertojalohkoa 555a, 555b ja summauslohko 560 suorittavat kertomiset ja vähennyslaskun, joita tarvitaan ristitulon ÄVi Δ9*-AVi ·Δ'„ muodostamiseksi. Ristitulon laskennan tuloksena olevat arvot viivästetään sen jälkeen viivelohkossa 535b sellaisen hetken ajan, joka vastaa viivettä demodulaattoriosassa 300, jotta ristitulon tuloksena olevien * 30 arvojen ja demodulaattoriosasta tulevien demoduloidujen databittien saapumisajat voitaisiin tahdistaa. Kuvan 6 muita komponentteja ja toiminnallisia lohkoja sekä niiden toimintaa selitettiin edellä kuvan 5 yhteydessä, jonka vuoksi selitystä ei tässä toisteta.Figure 6 illustrates another preferred embodiment of the invention. The structure of Figure 6 corresponds to the implementation of Equation 19, in which the cross product of vectors and An is used to obtain the direction coefficient-20 operation Φ. In the example of Figure 6, a similar sampling section 200 is used as in the embodiment of Figure 5. Figure 5 uses a cross product calculation block 570 instead of the angle calculation block 423 of Figure 6. The cross product calculation block 570 may comprise two delay blocks 550a, 550b, two multiplication blocks 555a, 555b, and> · · a summing block 560, as shown in Figure 5. The delay blocks 550a, 55b produce vii-25 amplified I and Q difference samples Δ '"- ι and Aq" -i, while the said two multiplier blocks 555a, 555b and the summing block 560 perform the multiplication and subtraction required for the cross product ÄVi Δ9 * -AVi · Δ '' to form. The resulting values of the cross product calculation are then delayed in the delay block 535b for a moment corresponding to the delay in the demodulator section 300 to synchronize the arrival times of the resulting * 30 values of the cross product and the demodulated data bits from the demodulator section. The other components and functional blocks of Figure 6, and their operation, have been described above in connection with Figure 5, which is why the description is not repeated here.
Kuva 7 esittää keksinnön edullisen suoritusmuodon mukaisen digitaalisen matka-35 viestinvälineen lohkokaavion. Matkaviestinväline käsittää mikrofonin 301, näppäi- 16 106501 mistön 307, näytön 306, kuulokkeen 314, antenniduplekserin tai -kytkimen 308, antennin 309 ja ohjausyksikön 305, jotka kaikki ovat tavanomaisten matkaviestinvä-lineiden tyypillisiä komponentteja. Matkaviestinväline käsittää lisäksi tyypillisesti lähetys- ja vastaanottolohkot 304, 311. Lähetyslohko 304 käsittää toiminnot, joita 5 tarvitaan puhe- ja kanavakoodausta, salausta ja modulointia varten, sekä tarpeelliset RF-piirit signaalin vahvistamiseksi lähetystä varten. Vastaanotinlohko 311 käsittää tarvittavat vahvistinpiirit ja toiminnot, joita tarvitaan signaalin demoduloimiseksi ja salauksen purkamiseksi, samoinkuin kanava- ja puhedekoodausta varten. Mikrofonin 301 tuottama signaali vahvistetaan vahvistinportaassa 302 ja muunnetaan digi-10 taaliseen muotoon analogia/digitaali-muuntimella 303, jonka jälkeen signaali viedään lähetinlohkolle 304. Lähetinlohko koodaa digitaalisen signaalin ja tuottaa moduloidun ja vahvistetun RF-signaalin, jonka jälkeen RF-signaali viedään antennille 309 duplekserin tai kytkimen 308 kautta. Vastaanotinlohko 311 demoduloi vastaanotetun signaalin ja purkaa salauksen ja kanavakoodauksen. Tuloksena oleva puhe-15 signaali muunnetaan analogiseen muotoon digitaali/analogia-muuntimella 312, jonka lähtösignaali vahvistetaan vahvistinasteessa 313, jonka jälkeen vahvistettu signaali viedään kuulokkeelle 314. Ohjausyksikkö 305 ohjaa matkaviestinvälineen toimintoja, lukee käyttäjän näppäimistön 307 kautta antamat käskyt, ja näyttää viestejä käyttäjälle näytön 307 kautta. Keksinnön mukaisessa matkaviestinvälineessä 20 matkaviestinväline käsittää kantoaaltotaajuuden ilmaisuosan 500, joka suorittaa keksinnön mukaisen kantoaaltotaajuuden ilmaisun. Eräissä keksinnön suoritusmuodoissa kantoaaltotaajuuden ilmaisuosalla 500 on edullisesti kuvassa 5 esitetty rakenne. Kantoaaltotaajuuden ilmaisua varten voidaan kuitenkin käyttää muitakin keksinnön mukaisia rakenteita.FIG. 7 is a block diagram of a digital mobile communication device 35 according to a preferred embodiment of the invention. The mobile communication device comprises a microphone 301, a keypad 307, a display 306, a headset 314, an antenna duplexer or switch 308, an antenna 309, and a control unit 305, all of which are typical components of conventional mobile communication devices. The mobile communication device further typically comprises transmission and reception blocks 304, 311. The transmission block 304 comprises the functions required for speech and channel coding, encryption and modulation, and the necessary RF circuits to amplify the signal for transmission. The receiver block 311 comprises the necessary amplifier circuits and functions required for demodulating and decrypting the signal, as well as for channel and speech decoding. The signal produced by microphone 301 is amplified in amplifier stage 302 and converted to digital 10 by analog / digital converter 303, then the signal is applied to transmitter block 304. The transmitter block encodes the digital signal and outputs a modulated and amplified RF signal to the antenna 309. or via switch 308. Receiver block 311 demodulates the received signal and decrypts and channel encodes. The resulting speech-15 signal is converted to analog form by a digital / analog converter 312, the output signal of which is amplified in amplifier stage 313, after which the amplified signal is applied to a headset 314. The control unit 305 controls the mobile device functions, reads user instructions 307, and through. In the mobile communication device 20 according to the invention, the mobile communication device comprises a carrier frequency detection part 500 which performs the carrier frequency detection according to the invention. In some embodiments of the invention, carrier frequency detection portion 500 preferably has the structure shown in Figure 5. However, other structures of the invention may be used to detect the carrier frequency.
« · 25 Kuva 8 esittää esimerkin keksinnön suoritusmuodosta. Kuvan 8 esimerkissä käytetään keksinnön mukaista kantoaaltotaajuuden ilmaisuosaa 500 ainakin matkaviestinverkon joissakin tukiasemissa 360 matkaviestinvälineiltä 350 vastaanotettujen TFM-signaalien demoduloimiseksi. Lisäksi kuva 8 esittää tukiaseman ohjaimen 370, joka ohjaa tukiasemia 360, sekä kaksi radiolinkkiyksikköä 371, joilla liitetään tukiaseman :. 30 ohjain 370 muuhun matkaviestinverkkoon 380. Kuva 8 havainnollistaa myös keksin nön toista edullista suoritusmuotoa, nimittäin keksinnön mukaisten kantoaaltotaajuuden ilmaisuosien 500 käyttöä radiolinkeissä. Keksinnön mukaista demodulointi-menetelmää käytetään hyvin edullisesti jatkuvassa suuren nopeuden tietoliikenteessä, jossa tarvitaan jatkuvaa demodulointia. Suuren nopeuden radiolinkit ovat eräs 35 esimerkki keksinnön sellaisesta edullisesta sovellutuksesta.Figure 8 shows an example of an embodiment of the invention. In the example of Figure 8, the carrier frequency detector 500 according to the invention is used to demodulate TFM signals received from mobile communication devices 350 at least in some base stations 360 of the mobile network. In addition, Figure 8 shows a base station controller 370 that controls base stations 360, as well as two radio link units 371 for connecting a base station:. Controller 370 for other mobile communication network 380. Figure 8 also illustrates another preferred embodiment of the invention, namely the use of the carrier frequency detector 500 according to the invention in radio links. The demodulation method according to the invention is very advantageously used in continuous high speed communication where continuous demodulation is required. High speed radio links are one example of such a preferred embodiment of the invention.
17 10650117 106501
Vaikka esillä oleva keksintö mahdollistaa kantoaallon virheen ilmaisun DC-poik-keaman ja muuntyyppisen pientaajuisen kohinan esiintyessä, keksinnöllinen kantoaallon virheen ilmaisumenetelmää voidaan myös käyttää tavanomaisissa TFM-vas-taanotinrakenteissa, joissa DC-poikkeaman ja pientaajuisen kohinan määrä ei ole 5 häiritsevän suurta. Vaikka edellisissä esimerkeissä käytetään peräkkäin vastaanotettuja näytevektoreita kantoaaltotaajuuden ilmaisemiseksi, niin lisäksi voidaan myös käyttää kahden bittijakson yli otettua erotusta kantoaaltotaajuuden ilmaisua varten.Although the present invention enables carrier error detection in the presence of DC offset and other types of low frequency noise, the inventive carrier error detection method can also be used in conventional TFM receiver structures that do not have high DC offset and low frequency noise. While the above examples use successively received sample vectors to detect the carrier frequency, the difference over two bit periods can also be used for carrier frequency detection.
Seuraavissa patenttivaatimuksissa termi näytevektori tarkoittaa vastaavien I- ja Q-signaalinäytteiden paria.In the following claims, the term sample vector means a pair of corresponding I and Q signal samples.
10 Edellä olevan selityksen valossa alan ammattilaiselle on ilmeistä, että erilaisia muunnelmia voidaan tehdä keksinnön suoja-alan puitteissa. Vaikka tässä on selitetty yksityiskohtaisesti keksinnön edullisena pidettyä suoritusmuotoa, tulisi olla ilmeistä, että monet muunnelmat ja muunnokset siihen ovat mahdollisia, jotka kaikki ovat keksinnön todellisen hengen ja suoja-alan puitteissa.In light of the foregoing description, it will be apparent to one skilled in the art that various modifications may be made within the scope of the invention. Although a preferred embodiment of the invention has been described in detail herein, it should be apparent that many variations and modifications thereto are possible, all within the true spirit and scope of the invention.
• · I * «r ·• · I * «r ·
Claims (12)
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FI981227A FI106501B (en) | 1998-05-29 | 1998-05-29 | Method and system for detecting carrier frequency |
| PCT/FI1999/000455 WO1999063720A1 (en) | 1998-05-29 | 1999-05-27 | A method and a system for carrier frequency recovery |
| AU45169/99A AU4516999A (en) | 1998-05-29 | 1999-05-27 | A method and a system for carrier frequency recovery |
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FI981227A FI106501B (en) | 1998-05-29 | 1998-05-29 | Method and system for detecting carrier frequency |
| FI981227 | 1998-05-29 |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| FI981227A0 FI981227A0 (en) | 1998-05-29 |
| FI981227A FI981227A (en) | 1999-11-30 |
| FI106501B true FI106501B (en) | 2001-02-15 |
Family
ID=8551863
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| FI981227A FI106501B (en) | 1998-05-29 | 1998-05-29 | Method and system for detecting carrier frequency |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| AU (1) | AU4516999A (en) |
| FI (1) | FI106501B (en) |
| WO (1) | WO1999063720A1 (en) |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FI94818C (en) * | 1993-06-02 | 1995-10-25 | Nokia Telecommunications Oy | A method for demodulating a digitally modulated signal and a demodulator |
| JP3116735B2 (en) * | 1994-08-11 | 2000-12-11 | 松下電器産業株式会社 | Automatic frequency correction device |
| JP3390272B2 (en) * | 1994-11-10 | 2003-03-24 | 沖電気工業株式会社 | Synchronous detection circuit |
-
1998
- 1998-05-29 FI FI981227A patent/FI106501B/en active
-
1999
- 1999-05-27 AU AU45169/99A patent/AU4516999A/en not_active Abandoned
- 1999-05-27 WO PCT/FI1999/000455 patent/WO1999063720A1/en active Application Filing
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FI981227A0 (en) | 1998-05-29 |
| WO1999063720A1 (en) | 1999-12-09 |
| AU4516999A (en) | 1999-12-20 |
| FI981227A (en) | 1999-11-30 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US8244142B2 (en) | Optical receiver having fractional sampling | |
| FI80175C (en) | Digital telecommunication system where quadrature modulated carrier signals are used | |
| US8983309B2 (en) | Constrained continuous phase modulation and demodulation in an optical communications system | |
| JP4791536B2 (en) | Optical electric field receiver, optical multilevel signal receiver, and optical transmission system | |
| KR20010043092A (en) | Transmitter/receiver for gmsk and offset-qam | |
| WO2009060920A1 (en) | Photofield transmitter and photofield transmission system | |
| JP3316744B2 (en) | AFC circuit, receiver having the same, and automatic frequency control communication system | |
| US6148040A (en) | Precoded gaussian minimum shift keying carrier tracking loop | |
| US6996191B1 (en) | Efficient accurate controller for envelope feedforward power amplifiers | |
| US7298798B1 (en) | Method and system for decoding block codes | |
| EP3841674A1 (en) | Single channel receiver and receiving method | |
| AU9708098A (en) | Circuit for reproducing bit timing and method of reproducing bit timing | |
| TW201531050A (en) | Use of parity-check coding for carrier-phase estimation in an optical transport system | |
| FI106501B (en) | Method and system for detecting carrier frequency | |
| Gudovskiy et al. | A novel nondata-aided synchronization algorithm for MSK-type-modulated signals | |
| KR100788012B1 (en) | Offset correction in a spread spectrum communication system | |
| FI105751B (en) | demodulation | |
| GB2188517A (en) | Spread-spectrum receivers | |
| JP3489493B2 (en) | Symbol synchronizer and frequency hopping receiver | |
| Safapourhajari et al. | Frequency offset tolerant demodulation for low data rate and narrowband wireless sensor node | |
| JPH0879320A (en) | Constant envelope polyphase modulator | |
| JP2000151732A (en) | Carrier phase estimation device and demodulator using the estimation device | |
| FI106502B (en) | Symbol synchronization method | |
| JP6396016B2 (en) | Optical receiver and optical signal receiving method | |
| JP3595478B2 (en) | Frequency deviation detector and frequency deviation detection method |