FI105751B - Demodulointimenetelmä - Google Patents

Demodulointimenetelmä Download PDF

Info

Publication number
FI105751B
FI105751B FI981207A FI981207A FI105751B FI 105751 B FI105751 B FI 105751B FI 981207 A FI981207 A FI 981207A FI 981207 A FI981207 A FI 981207A FI 105751 B FI105751 B FI 105751B
Authority
FI
Finland
Prior art keywords
vectors
difference
length
signal sample
block
Prior art date
Application number
FI981207A
Other languages
English (en)
Swedish (sv)
Other versions
FI981207A (fi
FI981207A0 (fi
Inventor
Hang Zhang
Marko Heinilae
Original Assignee
Nokia Networks Oy
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Nokia Networks Oy filed Critical Nokia Networks Oy
Priority to FI981207A priority Critical patent/FI105751B/fi
Publication of FI981207A0 publication Critical patent/FI981207A0/fi
Priority to AU45171/99A priority patent/AU4517199A/en
Priority to PCT/FI1999/000457 priority patent/WO1999063722A1/en
Publication of FI981207A publication Critical patent/FI981207A/fi
Application granted granted Critical
Publication of FI105751B publication Critical patent/FI105751B/fi

Links

Classifications

    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00Modulated-carrier systems
    • H04L27/18Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/22Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/233Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
    • H04L27/2332Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using a non-coherent carrier
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00Baseband systems
    • H04L25/02Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/06Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
    • H04L25/061Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection providing hard decisions only; arrangements for tracking or suppressing unwanted low frequency components, e.g. removal of dc offset

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Description

105751
Demodulointimenetelmä - Demoduleringsforfarande
TEKNINEN ALA, JOTA KEKSINTÖ KOSKEE
I --------
Keksintö kohdistuu demodulointimenetelmään, jota sovelletaan TFM-moduloituihin signaaleihin. Lisäksi keksintö kohdistuu demodulointimenetelmää koskevan itsenäi-5 sen patenttivaatimuksen mukaiseen demodulointimentelmään.
KEKSINNÖN TAUSTA
CPM-modulointi (CPM, Continuous Phase Modulation) käsittää luokan modulointimenetelmiä, jotka samanaikaisesti ovat tehokkaita sekä tehon että kaistanleveyden suhteen. Kaikissa CPM-moduloinneissa RF-signaalin verhokäyrä on vakio ja vaihe 10 vaihtelee jatkuvalla tavalla. Vakio verhokäyrä mahdollistaa epälineaaristen vahvistimien käytön, joka yksinkertaistaa vastaanottimen ja lähettimen suunnittelua. TFM-modulointi (Tamed Frequency Modulation) on eräs CPM-modulointijäijestelmä. Eräs TFM:n tärkeimmistä eduista on vaadittu hyvin kapea kaistanleveys useimpiin muihin modulointijäijestelmiin verrattuna. CPM-signaaleja voidaan kuvata kaavalla 15 s(t) = (2Eb/Tb)°-5cos(2jtfQt + <p(i,a) + <p0) (1) jossa ylitysvaiheen funktio <p(t,a) saadaan kaavasta nTb< t < (n+l)Tb (2) jossa ” {a, } ovat M:nnen asteen datasymboleja, M parillinen, 20 merkistöstä ±1, ±3,...., ±(M-1), ht on modulointi-indeksi, joka voi vaihdella jaksosta toiseen, q{t) on vaihevastefunktio, • -·- -------- w « g(t) on taajuusvaste,
Eb on bittienergia, 25 Tb on bittiväli, 2 105751 fQ on kantoaallon taajuus, ja φ0 on mielivaltainen aloitusvaihe.
TFM:n osalta M on 2, jonka vuoksi datasymbolit af = ±1, ja ht = 0.5. TFM:n osalta bittijakso on yhtä pitkä kuin symbolijakso.
5 TFM-moduloinnille on tunnusomaista, että moduloidun kantoaallon vaihesiirto yhden bittijakson yli määräytyy, ei ainoastaan sen hetkisen bitin perusteella, vaan kolmen peräkkäin syötetyn binäärisignaalin perusteella koodaussäännön ^«rt) = j(/^+2/„+/„,) O) mukaan, jossa In edustaa binääridataa hetkellä t = nTb, ja I„ =±1, eli esimerkiksi -1 10 vastaa bittiä 0, ja +1 vastaa bittiä 1. Tästä koodaussäännöstä voidaan nähdä, että saadaan vaiheen muutokseksi π/2, jos kolmella peräkkäisellä bitillä on sama napaisuus, ja vaihe pysyy vakiona, jos kolmen peräkkäisen bitin napaisuudet vuorottele-vat. Vaihesiirrot π/4 liittyvät bittikonfiguraatioihin ++ + —, —h- ja--h Kuvas sa 1 esitetään TFM:n signaalitilakaavio. Kun mukaan otetaan lähetettyjen bittien 15 korrelaatio, niin TFM-signaali aikaansaa kapeamman tehospektrin kuin esimerkiksi MSK-signaali, koska vaihemuutokset ovat tasaisemmat TFM:ssä. TFM-modulaa-tiota selitetään enemmän artikkelissa “Tamed Frequency Modulation, A Novel Method to Achieve Spectrum Economy in digital Transmission”, Fank de Jager and Cornells B. Dekker, 16 Trans.on Comm. Vol. COM-26, N0.5, May 1978, s. 534 -20 542. CPM-moduIaatiota selitetään enemmän kirjassa “Digital Phase Modulation”,
John B. Anderson, Tor Aulin and Carl-Erik Sundberg, Plenum Publishing Corpora-’ tion, 233, Spring Street New York, N.Y. 10013, s. 15 - 53.
Suoramuunnosvastaanottimet ovat vastaanottimia, joissa ei käytetä välitaajuuksia vastaanotettujen signaalien suodattamista ja ilmaisua varten. Suoramuunnosvastaan-25 ottimessa vastaanotettu radiotaajuinen (RF) signaali sekoitetaan paikallisoskillaatto-rin signaaliin, jonka taajuus vastaa RF-signaalin kantoaallon taajuutta. Suoramuun-*' nosvastaanottimilla on monia etuja. Esimerkiksi kaistanleveyssuodatus voidaan teh dä pienillä taajuuksilla eli audiotaajuuksilla, joka mahdollistaa hyvin kapeiden kaistanleveyksien toteuttamisen terävin nurkin. Myöskään välitaajuussuodattimia ei 30 tarvita. Suoramuunnosvastaanottimia ei kuitenkaan ole käytetty TFM-signaalien vastaanottamiseksi johtuen niiden suoramuunnosvastaanottimien rakenteiden ominaisesta ongelmasta, nimittäin tasajännitepoikkeaman (DC) esiintymisestä sekoitti-men ulostulossa, joka johtuu sekoitinrakenteen epätäydellisyyksistä. DC-poikkeama 3 105751 johtuu tyypillisesti paikallisoskillaattorin vuotamisesta sekoittunen RF-porttiin, ja vuotaneen signaalin sekoittumisesta sen jälkeen itse paikallisoskillaattorisignaaliin.
* ......... .
vuotosignaalin satunnaiset vaihtelut johtavat suhteellisen hitaasti ja satunnaisesti muuttuvaan DC-poikkeamasignaaliin.
5 Suoraan alasmuuntavien sovellutuksien ominaisten DC-poikkeamaongelmien lisäksi kantataajuisessa signaalissa esiintyy usein myös muun tyyppistä pienitaajuista kohinaa. Esimerkkinä voidaan mainita pienitaajuinen vaihekohina, joka johtuu lähettimen vaihekohinasta tai paikallisoskillaattorin vaihekohinasta. DC-poikkeaman ongelmaa voidaan ajatella hyvin pienitaajuisena vaihekohinana.
10 Kuva 2 havainnollistaa ongelmaa, jonka DC-poikkeama aiheuttaa TFM-moduloidun datan ilmaisussa. Ilman DC-poikkeamaa vastaanotetulla signaalilla on valkoisin ympyröin esitetty tähtikuvio. Vektorit S] ja s2, jotka on piirretty paksuilla katkoviivoilla, edustavat signaaleja, jotka on ilmaistu kahdella peräkkäisellä näytteenottohetkellä. Ilman DC-poikkeamaa vektorien. Si ja s2 ilmaisu on suoraviivaista. DC-poikkeama 15 muuttaa tilannetta merkittävästi. DC-poikkeama vaikuttaa siten, että se siirtää signaalin tähtikuviota IQ-kaaviossa, kuten on esitetty mustin ympyröin. Vektorit s\ ja s'2 esittävät vastaavat näytteitetyt signaalivektorit DC-poikkeaman esiintyessä. Selvästikin millä tahansa ilmaisimella, joka on optimoitu vektoreiden S) ja s2 ilmaisemiseksi, on vaikeuksia vektoreiden s\ ja s'2 tunnistamisessa. Tämän vuoksi DC-poik-20 keaman esiintyminen johtaa helposti ilmaisun suuriin virhesuhteisiin.
Ainoa tunnettu ratkaisu tähän ongelmaan on tähän saakka ollut olla käyttämättä suoraan alasmuuntavaa vastaanotinta, koska tätä DC-poikkeaman ongelmaa ei esiinny heterodynevastaanottimissa.
TFM-moduloituja signaaleja varten on tutkittu erilaisia koherentteja ilmaisimia tai 25 differentiaali-ilmaisimia. Nämä ilmaisimet, jotka perustuvat signaalin vaiheeseen tai vaihe-eroon yhden bittijakson yli, eivät kuitenkaan toimi hyvin DC-poikkeaman esiintyessä, koska tähtikuvion annetun pisteen vaihe muuttuu DC-poikkeaman joh-- V dosta, ja samaten kahden peräkkäisen signaalivektorin vaihe-ero muuttuu DC-poik keaman johdosta.
30 Tämä ongelma on ratkaistu MSK-tyyppisen moduloinnin osalta. Patenttihakemuksessa W094/28662 kuvataan kaksoisdifferentiaalisen ilmaisimen rakennetta, jota selitetään alla. Jos rn määritellään signaalivektoriksi hetkellä nTb, niin kahden vastaanotetun vektorin välinen erotusvektori yhden bittijakson yli määritellään 4 105751 Δ„ =r„ (4) ja vaihe-ero δφ„ vektoreiden Δ„ ja Δ„_, välillä määritellään <5<ρ„=Ζ(Δ„)-Ζ(Δ^) (5) jolloin päätös voitaisiin tehdä seuraavasti 5 jos O < δφη < 135°, niin lähetetty bitti bn= 1; jos 135° < δφη < -135°, niin lähetetty bitti bn != b»-i; jos -135° < δφη < 0, niin lähetetty bitti bn-0.
Tämä menetelmä toimii MSKrlla, koska MSK:ssa vaihe muuttuu jokaisen bittijak-son aikana.
10 Tilanne on hieman erilainen harkittaessa ajatusta kaksoisdifferentiaalisen ilmaisimen käyttämiseksi TFM-modulaatiota varten. TFM:n osalta suure δφη ei ole riittävä mitta päätöksen suorittamiseksi, koska erotusvektori Δ„ voi olla nolla. Kuten edellä selitettiin, TFM-modulaatiossa vaihe ei muutu määrättyjen informaatiobittikuvioi-den mukaan. Tämän vuoksi suure δφη voi myös olla nolla joillakin bittikuvioilla, 15 jonka takia päätöksen tekeminen biteistä on mahdotonta suureen δφη arvoon perustuen.
KEKSINNÖN YHTEENVETO
Keksinnön tavoitteena on toteuttaa demodulointimenetelmä TFM-signaalien demo- « dulointia varten. Keksinnön toisena tavoitteena on toteuttaa demodulointimenetel-20 mä, joka pystyy demoduloimaan TFM-signaalin, johon liittyy DC-poikkeama tai muun tyyppistä pientaajuista kohinaa. Keksinnön tavoitteena on myös toteuttaa de-modulaattorirakenne, joka pystyy demoduloimaan TFM-signaalin DC-poikkeaman esiintyessä.
Tavoitteet saavutetaan käyttämällä kahden vastaanotetun näytevektorin erotusvek-25 torin pituutta päätöksenteon muuttujana lähetettyjen datasymbolien ilmaisemiseksi.
Keksinnön mukaiselle demodulointimenetelmälle on tunnusomaista se, mikä on määritelty demodulointimenetelmää koskevan itsenäisen menetelmävaatimuksen tunnusmerkkiosassa. Keksinnön mukaiselle datasiirtomenetelmälle on tunnusomaista se, mikä on määritelty datasiirtomenetelmää itsenäisen menetelmävaatimuksen 5 105751 tunnusmerkkiosassa. Keksinnön mukaiselle demodulaattorijäijestelmälle on tunnusomaista se, mikä on määritelty demodulaattorijäijestelmää koskevan itsenäisen patenttivaatimuksen tunnusmerkkiosassa. Keksinnön mukaiselle matkaviestinvälineelle on tunnusomaista se, mikä on määritelty matkaviestinvälinettä koskevassa itsenäisen 5 patenttivaatimuksen tunnusmerkkiosassa. Keksinnön mukaiselle tukiasemalle on tunnusomaista se, mikä on määritelty tukiasemaa koskevassa itsenäisen patenttivaatimuksen tunnusmerkkiosassa. Keksinnön mukaiselle radiolinkkijärjestelmälle on tunnusomaista se, mikä on määritelty radiolinkkijärjestelmää itsenäisen patenttivaatimuksen tunnusmerkkiosassa patenttivaatimuksessa. Epäitsenäiset patenttivaati-10 mukset kuvaavat keksinnön muita edullisia suoritusmuotoj a.
Keksinnöllisen menetelmän selittämiseksi määritellään ensin seuraavat suureet: = i (6) jossa A\ on kahden vastaanotetun vektorin välinen erotusvektori yhden bittijakson yli; 15 (7) jossa Δ2 on vastaanotettujen vektoreiden välinen erotusvektori kahden bittijakson yli; ja δφ„=Ζ( Αι„)-Α^Γ~ (8) jossa δφη on kahden erotusvektorin Δ1* ja Δ'„-ι välinen vaihe-ero. TFM:n osalta .. 20 määritetään vaiheen muutos yhden bittijakson yli kolmen peräkkäin lähetetyn bitin avulla. Lisäksi suureet Δ2 ja δφη määritetään neljän peräkkäisen informaatiobitin avulla.
Kuva 3 havainnollistaa mahdollisia tilan muutoksia, jotka johtuvat kahdesta peräkkäisestä symbolista. Koska yhtälön (3) mukaan yhden symbolin vaihemuutos voi , : 25 olla 0, ±π/4, tai ±π/2, niin kahden symbolin peräkkäin asettaminen johtaa vaihemuu- tokseen, joka on jokin seuraavista {0, π/4, π/2, 3π/4, π) tai jokin seuraavista {0, -π/4, -π/2, -3π/4, -π}. Tämän vuoksi kahden peräkkäisen signaalivektorin erotus voi olla jokin kuvassa 3 esitetyistä vektoreista. Kuva 3 havainnollistaa tapausta {0, π/4, π/2, 3π/4, π}. Erotusvektorin pituus voi olla z, s, llt l2, tai I3. Pituus z tar-30 koittaa erotus vektoria nolla, pituus s tarkoittaa erotusvektoria tähtikuvion pisteestä viereiseen pisteeseen, pituus lj tarkoittaa sellaisen erotusvektorin pituutta, joka kulkee tähtikuvion yhden pisteen ohi matkallaan tähtikuvion pistekehälle, pituus l2 tar- . 6 105751 koittaa erotusvektorin pituutta, joka kulkee tähtikuvion kahden pisteen ohi matkallaan tähtikuvion pistekehälle, ja pituus l3 tarkoittaa erotusvektorin pituutta, joka kulkee tähtikuvion kahden pisteen ohi matkallaan tähtikuvion pistekehälle.
Seuraavassa taulukossa luetellaan kaikki mahdolliset datakuviot neljän peräkkäisen 5 databitin osalta sekä suureiden vastaavat [A^J, |Δ2„|, ja δφη arvot. Esimerk kinä siitä, miten taulukon arvot on johdettu, tarkastellaan bittikuviota 0110. Yhtälön (3) mukaan bittijono 011 johtaa vaihemuutokseen π/4. Tämä vaihemuutos vastaa erotusvektoria, jonka pituus kuvassa 3 on s, jonka tuloksena suureen arvoksi tulee s. Samalla tavalla bittijono 110 johtaa jälleen vaihemuutokseen π/4, jonka tulo loksena suureen arvoksi tulee s. Kahden erotusvektorin A!„_j ja Δ!Π välisen erotusvektorin summa on tällöin vektori Δ2, jonka pituus on lly kuten yhtälö (7) osoittaa. Kahden peräkkäisen erotusvektorin Δ1^, ja Δ1η kulmien erotus on tällöin π/4.
b„-3 b„.2 b„.j b„ A’n_j Δ1, Δ21 &Φη 0 0 0 0 l} h h -π/2 0 0 0 1 h s l2 -3π/8 ΟΟΙΟί 05 0011 5 50 π 01000 5 5 0 10 10 0 0 0 110 5 s Ij π/4 0 111 5 U h 3π/8 ... 1 0 0 0 5 h l2 -3π/8 1 0 0 1 5 5 lj -π/4 1 0 1 0 0 0 0 1 0 1 1 0 5 5 1 1 0 0 5 5 0 π 1 1 0 1 5 0 5 1110 h s l2 3π/8 1111 h h h π/2
V
15 Edellisestä taulukosta voidaan nähdä, ettei suuretta δφ„ voida laskea kuudelle bitti-kuviolle {0010, 1101, 0100, 1011, 0101, 1010}, koska toinen vektoreista A‘n_j ja Δ1 tai ne molemmat ovat nolla-vektoreita.
n 7 105751
Edellä olevasta taulukosta voidaan havaita, että komplementaarisilla bittikuvioilla on yhtä suuret erotusvektoreiden pituudet, eli suureilla |Δ^,|, |Δ'Π|, ja |Δ21 on sama arvo. Esimerkiksi bittikuviota 0010 vastaavilla erotusvektoreilla on sama arvo kuin bittikuviota 1101 vastaavilla erotusvektoreilla, kuten edellisestä taulukosta voidaan 5 nähdä. Tämän vuoksi pelkästään komplementaaristen erotusvektoreiden perusteella ei vastaanottimessa pystytä erottamaan toisistaan komplementaarisia bittikuvioita. Tämä ongelma voidaan voittaa käyttämällä differentiaalista koodausta. Differentiaalisessa koodauksessa kaksi peräkkäistä bittiä, joilla on sama arvo, vastaavat bittiä “0”, ja kaksi peräkkäistä bittiä, joilla on eri arvo, vastaavat bittiä “1”. Esimerkiksi 10 differentiaalisesti koodatut bittikuviot 0010 ja 1101 vastaavat samaa dekoodattua bittikuviota 011. Yleisesti ottaen mitkä tahansa komplementaariset bittikuviot tuottavat samat differentiaalisesti koodatut bittikuviot. Edellä olevasta taulukosta voidaan havaita, että dekoodattua bittikuviota 011 vastaavilla bittikuvioilla 0010 ja 1101 erotusvektoreiden pituuksilla on yhtä suuret arvot. Vastaavasti, kun lähetetty 15 data koodataan differentiaalisella koodauksella, erotusvektoreiden pituus tarjoaa riittävästi dataa vastaanotettujen symbolien ilmaisemiseksi. Tämän vuoksi keksinnön edullisissa eri suoritusmuodoissa suureita |A!„| ja |Δ2η| voidaan käyttää päätök-sentekomuuttujana vastaanotettujen symbolien ilmaisemiseksi. Samaten mitä tahansa suureista |Δ!„| tai |Δ21 tai kummastakin oleellisesti riippumatonta suuretta voi-20 daan käyttää päätöksenteon muuttujana.
Keksinnön eräässä edullisessa suoritusmuodossa |Δ21 käytetään päätöksen muuttujana yhdessä 4-tilaisen trelliksen kanssa kuvassa 4. Vastaavan erotusvektorin pituus kahden bittijakson yli, eli |Δ2|:η arvo merkitään trelliksen jokaiselle reitille. Kek-.. sinnön sellaisessa suoritusmuodossa eri reittien painot Viterbi-algoritmissa voidaan 25 määritellä seuraavasti: 1 _ _________ 105751 W(dn-2’dn-ΐΛ) = MO,0,0) = ||Δ*|“/3|* Μ0,0,1) = ||δ2|-/2|* »(0,1,0) = |δ*|* MO, ι,ΐ)= |δ2„|-$ 5 Μ1Α0) = ||δ2„|-/2|" (9) mmu)=Ja*|-/i|* MU,ο)= |δ2„|-5 Μι,ι,ι) = ||δ2|Ρ Käyttämällä näitä kaavoja kuvan 4 trelliksen eri reittien painoina tulisi oikean reitin 10 painon olla lähellä nollaa, ja ideaalitapauksessa se on nolla. Tämän vuoksi oikea reitti voidaan löytää Viterbi-algoritmissa etsimällä se reitti, jolla on pienin kertynyt paino. Kuten alan ammattilainen tietää, nämä painot voidaan formuloida myös monella muulla tavalla. Voidaan esimerkiksi formuloida painot siten, että määrätyn reitin painolla on maksimi, kun reitti on oikea reitti. Tässä tapauksessa Viterbi-algo-15 riimissä etsittäisiin reittien painojen kumulatiivista summaa.
Eksponenttia k voidaan säätää optimaalisen suorituskyvyn aikaansaamiseksi. Arvo k voi esimerkiksi olla 1, jolloin painot ovat toisaalta kahden bittijakson yli vastaanotettujen vektoreiden välisen erotusvektorin pituuden ja toisaalta kyseistä reittiä vastaavan vektorin ideaalipituuden välisen erotuksen itseisarvo. Arvo k voi lisäksi 20 olla esimerkiksi 2, jolloin painot ovat toisaalta kahden bittijakson yli vastaanotettujen vektoreiden välisen erotusvektorin pituuden ja toisaalta kyseistä reittiä vastaavan vektorin ideaalipituuden välisen erotuksen itseisarvon neliö. Myös muut A-arvot ovat mahdollisia, ja optimiarvo voidaan löytää esimerkiksi simuloimalla tai kokeilemalla.
V Keksintö ei rajoitu suureen |Δ2| käyttämiseen päätöksenteon muuttujana ja 4-tilai- 25 sen trelliksen käyttämiseen. Toisessa edullisessa suoritusmuodossa käytetään esimerkiksi päätöksenteon muuttujana suuretta yhdessä 2-tilaisen trelliksen kanssa.
9 105751
PIIRUSTUSTEN LYHYT KUVAUS
Keksintöä selitetään seuraavassa yksityiskohtaisemmin viittaamalla oheisiin piirustuksiin, joissa kuva 1 havainnollistaa TFM-modulaation symbolien tähtikuviota, 5 kuva 2 havainnollistaa DC-poikkeaman vaikutusta, kuva 3 esittää erotusvektoreita, jotka on laskettu kahden bittijakson yli, kuva 4 havainnollistaa 4-tilaista trellistä, jota käytetään keksinnön edullisessa suoritusmuodossa, kuva 5 esittää keksinnön edullisen suoritusmuodon mukaisen vastaanotinraken-10 teen, kuva 6 esittää keksinnön edullisen suoritusmuodon lohkokaavion, ja kuva 7 esittää keksinnön toisen edullisen suoritusmuodon lohkokaavion.
Kuvissa on käytetty samoja viitenumerolta samanlaisia kokonaisuuksia varten. Kuvia 1, 2, 3 ja 4 selitettiin aikaisemmin.
15 YKSITYISKOHTAINEN SELITYS
Kuva 5 esittää keksinnön edullisen suoritusmuodon mukaisen vastaanotinrakenteen lohkokaavion. Sellaista vastaanotinrakennetta voidaan käyttää esimerkiksi solukko-verkkojen matkaviestinvälineissä ja tukiasemissa. Vastaanotinrakenne käsittää näytteenotto-osan 200 ja demodulaattoriosan 300. Näytteenotto-osa vastaanottaa 20 RF-signaalin ja muuntaa vastaanotetun signaalin kantataajuisiksi I- ja Q-signaaleiksi sekoittimien 210a, 210b avulla. Paikallisoskillaattori 205 tuottaa signaalin, joka sekoitetaan vastaanotettuun RF-signaaliin, ja vaihesiirtäjä 206 tuottaa 90° vaihesiirron paikallisoskillaattorin signaalille, joka viedään sekoittimelle 210b. Sekoittimien 201a ja 210b lähtösignaalit viedään sovitetuille suodattimille 215a, 215b, joiden 25 suodatusominaisuudet on optimoitu TFM-signaalien suodattamista varten. Suodattimien 215a, 215b lähtösignaalit viedään kytkinelementeille 225, jotka ottavat näytteitä 90 asteen vaihesiirrossa olevista I- ja Q-signaaleista. Jokainen I- ja Q-näyttei-den vastaava pari määrittelee signaalin näytevektorin. Kytkinelementtejä 225 ohjataan näytteenotto-oskillaattorilla 220. Näytteenotto-osa 200 on esimerkki rakentees-30 ta, jota voidaan käyttää keksinnön mukaisessa vastaanotinrakenteessa. Alan ämmät- 10 105751 tilaisen tietämättä tavalla voidaan käyttää monia muitakin rakenteita alasmuunnetun, näytteitetyn signaalin tuottamiseksi. Keksintö ei rajoitu kuvan 5 esittämän näytteenotto-osan rakenteen 200 käyttämiseen. Näytteenoton suorittavat kytkinelementit 225 käsittävät tyypillisesti analogia/digitaali-muuntimia tai muun tyyppisiä näytteenotto-5 välineitä.
Saadut I- ja Q-näytteet viedään demodulaattoriosaan 300. Sekä I- että Q-signaali-reitit käsittävät kaksi summausyksikköä 260a, 260b, 260c, 260d sekä kaksi viive-yksikköä 250a, 250b, 250c, 250d. Summaus- ja viiveyksiköiden ensimmäinen pari 250a, 260a; 250c, 260c tuottaa erotusvektorin peräkkäisten bittijaksojen välille, jon-10 ka jälkeen summaus- ja viiveyksiköiden toinen pari 250b, 260b; 250d, 260d sum-maavat kaksi peräkkäistä erotusvektoria tuottaakseen erotusvektorin Δ2 kahden bittijakson yli. Kuvassa 5 esitetty summaus- ja viiveyksiköiden rakenne toteuttaa yhtälöiden (4) ja (7) yhdistelmän: Δπ = Δ'„ + Δπ-ι =rn~ r„-i + rn_ 1 - v2 (10) 15 Yhtälö (10) voidaan sieventää, niin että saadaan: Δ» =rn~ Vl + Vl - rn-2 = ?„ ~ ^-2 (1 0 jonka takia erotusvektori Δ2 kahden bittijakson yli voidaan laskea yhtä hyvin käyttäen yhtä summauslohkoa ja yhtä viivelohkoa sekä I- että Q-signaalireitillä, jolloin viivelohko tuottaa viiveen 2 Tb, ja viivästetty näytevirta vähennetään viivästämättö-20 mästä näytevirrasta summauslohkossa yhtälön (11) mukaisesti.
I- ja Q-signaalien erotukset kahden bittijakson yli viedään vektorin pituuden määri-tyslohkolle 270, joka laskee arvon |Δ21. tuloksena oleva arvojen |Δ21 jono viedään Viterbi-ilmaisinlohkolle 280, joka määrittää varsinaiset lähetetyt databitit ja tuottaa lähetetyt databitit rakenteen lähtöön OUT. Kuvan 5 esimerkissä Viterbi-ilmaisin-25 lohko voi edullisesti käyttää kuvassa 4 olevaa 4-tilaista hellistä ja reittien painoja, jotka saadaan yhtälöstä (9).
Kuva 6 esittää keksinnön edullisen suoritusmuodon mukaisen digitaalisen matka-viestinvälineen lohkokaavion. Matkaviestinväline käsittää mikrofonin 301, näppäimistön 307, näytön 306, kuulokkeen 314, antenniduplekserin tai -kytkimen 308, 30 antennin 309 ja ohjausyksikön 305, jotka kaikki ovat tavanomaisten matkaviestinvä-lineiden tyypillisiä komponentteja. Matkaviestinväline käsittää lisäksi tyypillisesti lähetys-ja vastaanottolohkot 304, 311. Lähetyslohko 304 käsittää toiminnot, joita tarvitaan puhe- ja kanavakoodausta, salausta ja modulointia varten, sekä tarpeelliset 11 105751 RF-piirit signaalin vahvistamiseksi lähetystä varten. Vastaanotmlohko 311 käsittää tarvittavat vahvistinpiirit ja toiminnot, joita tarvitaan signaalin demoduloimiseksi ja salauksen purkamiseksi, samoinkuin kanava- ja puhedekoodausta varten. Mikrofonin 301 tuottama signaali vahvistetaan vahvistinportaassa 302 ja muunnetaan digi-5 taaliseen muotoon analogia/dlgitaali-muuntimella 303, jonka jälkeen signaali viedään lähetinlohkolle 304. Lähetinlohko koodaa digitaalisen signaalin ja tuottaa moduloidun ja vahvistetun RF-signaalin, jonka jälkeen RF-signaali viedään antennille 309 duplekserin tai kytkimen 308 kautta. Vastaanotinlohko 311 demoduloi vastaanotetun signaalin ja purkaa salauksen ja kanavakoodauksen. Tuloksena oleva puhe-10 signaali muunnetaan analogiseen muotoon digitaali/analogia-muuntimella 312, jonka lähtösignaali vahvistetaan vahvistinasteessa 313, jonka jälkeen vahvistettu signaali viedään kuulokkeelle 314. Ohjausyksikkö 305 ohjaa matkaviestinvälineen toimintoja, lukee käyttäjän näppäimistön 307 kautta antamat käskyt, ja näyttää viestejä käyttäjälle näytön 307 kautta. Keksinnön mukaisessa matkaviestinvälineessä 15 matkaviestinväline käsittää demodulointiosan 300, joka suorittaa keksinnön mukaisen demoduloinnin. Eräissä keksinnön suoritusmuodoissa demodulointiosalla 300 on edullisesti kuvassa 5 esitetty rakenne. TFM-signaalin demoduloimiseksi keksinnön mukaan voidaan kuitenkin käyttää muitakin rakenteita.
Kuva 7 esittää esimerkin keksinnön suoritusmuodosta. Kuvan 7 esimerkissä käyte-20 tään keksinnön mukaista demodulaattoria 300 ainakin matkaviestinverkon joissakin tukiasemissa 360 matkaviestinvälineiltä 350 vastaanotettujen TFM-signaalien demoduloimiseksi. Lisäksi kuva 7 esittää tukiaseman ohjaimen 370, joka ohjaa tukiasemia 360, sekä kaksi radiolinkkiyksikköä 371, joilla liitetään tukiaseman ohjain :· 370 muuhun matkaviestinverkkoon 380. Kuva 7 havainnollistaa myös keksinnön 25 toista edullista suoritusmuotoa, nimittäin keksinnön mukaisten demodulaattorien 300 käyttöä radiolinkeissä. Keksinnön mukaista demodulointimenetelmää käytetään hyvin edullisesti jatkuvassa suuren nopeuden tietoliikenteessä, jossa tarvitaan jatkuvaa demodulointia. Suuren nopeuden radiolinkit ovat eräs esimerkki keksinnön sellaisesta edullisesta sovellutuksesta.
'-i » 30 Keksinnön mukaista menetelmää voidaan edullisesti käyttää poistamaan DC-poik-keaman vaikutuksia. Lisäksi menetelmää voidaan myös käyttää TFM-signaalien demoduloimiseksi, kun läsnä on muunkin tyyppistä pientaajuista kohinaa, kuten pien-taajuista vaihekohinaa tai pientaajuista termistä kohinaa. Keksintöä voidaan edullisesti soveltaa suoraan alasmuuntavissa vastaanottimissa.
. 12 105751
Edellä olevan selityksen valossa alan ammattilaiselle on ilmeistä, että siihen voidaan tehdä erilaisia muunnelmia keksinnön suoja-alan puitteissa. Vaikka tässä on selitetty yksityiskohtaisesti keksinnön edullisena pidettyä suoritusmuotoa, tulisi olla ilmeistä, että monet muunnelmat ja muunnokset siihen ovat mahdollisia, jotka kaikki ovat 5 keksinnön todellisen hengen ja suoja-alan puitteissa.
» · m

Claims (12)

13 105751
1. Demodulointimenetelmä TFM-moduloitujen signaalien demoduloimiseksi, tunnettu siitä, että menetelmä käsittää vaiheet, joissa - vastaanotetusta signaalista muodostetaan signaalinäytevektorit, 5. mainittujen signaalinäytevektoreiden perusteella lasketaan erotusvektorit, ja - mainittujen erotusvektoreiden pituuksien perusteella ilmaistaan vastaanotetut data-symbolit.
2. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että jokainen mainittu erotusvektori lasketaan kahden peräkkäisen signaalinäytevektorin erotuksena.
3. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että jokainen mai nittu erotusvektori lasketaan kahden vastaanotetun signaalinäytevektorin erotuksena, kun mainitun kahden signaalinäytevektoreiden väli on kaksi bittijaksoa.
4. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että lähetetty data määritetään mainittujen erotusvektoreiden pituuksien perusteella Viterbi-algoritmia 15 käyttäen.
5. Datasiirtomenetelmä, tunnettu siitä, että menetelmä käsittää vaiheet, joissa - lähetettävä data koodataan differentiaalisesti, - differentiaalisesti koodattu data moduloidaan käyttäen TFM-modulointia, - moduloitu data lähetetään, 20. moduloitu data vastaanotetaan, - vastaanotetusta datasta muodostetaan signaalinäytevektoreita, - mainittujen signaalinäytevektoreiden perusteella lasketaan erotusvektoreita, ja - vastaanotetut datasymbolit ilmaistaan mainittujen erotusvektoreiden pituuksien perusteella.
6. Patenttivaatimuksen 5 mukainen datasiirtomenetelmä, tunnettu siitä, että jo kainen mainittu erotusvektori lasketaan kahden peräkkäisen signaalinäytevektorin erotuksena. , 7. Patenttivaatimuksen 5 mukainen datasiirtomenetelmä, tunnettu siitä, että jo kainen mainittu erotusvektori lasketaan kahden vastaanotetun signaalinäytevektorin 30 erotuksena, kun mainitun kahden signaalinäytevektoreiden väli on kaksi bittijaksoa. 105751
8. Patenttivaatimuksen 5 mukainen datasiirtomenetelmä, tunnettu siitä, että lähetetty data määritetään mainittujen erotusvektoreiden pituuksien perusteella Viterbi-algoritmia käyttäen.
9. Demodulaattorijäijestelmä TFM-moduloitujen signaalien demoduloimiseksi, 5 tunnettu siitä, että jäijestelmä käsittää - erotusvektoreiden laskentalohkoja, - erotusvektoreiden pituuden määrityslohkon, ja - Viterbi-ilmaisinlohkon.
10. Matkaviestinväline, tunnettu siitä, että matkaviestinväline käsittää demodu-10 laattorijärjestelmän, joka demodulaattorijäijestelmä käsittää - erotusvektoreiden laskentalohkoja, - erotusvektoreiden pituuden määrityslohkon, ja - Viterbi-ilmaisinlohkon.
11. Tukiasema matkaviestinverkkoa varten, tunnettu siitä, että tukiasema käsittää 15 demodulaattorijäijestelmän, joka demodulaattorijärjestelmä käsittää - erotusvektoreiden laskentalohkoja, - erotusvektoreiden pituuden määrityslohkon, ja - Viterbi-ilmaisinlohkon.
12. Radiolinkkijäijestelmä, tunnettu siitä, että radiolinkkijärjestelmä käsittää de-20 modulaattorijärjestelmän, joka demodulaattorijäijestelmä käsittää - erotusvektoreiden laskentalohkoja, - erotusvektoreiden pituuden määrityslohkon, ja • · - Viterbi-ilmaisinlohkon. • « , / » is 105751
FI981207A 1998-05-29 1998-05-29 Demodulointimenetelmä FI105751B (fi)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FI981207A FI105751B (fi) 1998-05-29 1998-05-29 Demodulointimenetelmä
AU45171/99A AU4517199A (en) 1998-05-29 1999-05-27 Demodulation method
PCT/FI1999/000457 WO1999063722A1 (en) 1998-05-29 1999-05-27 Demodulation method

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FI981207 1998-05-29
FI981207A FI105751B (fi) 1998-05-29 1998-05-29 Demodulointimenetelmä

Publications (3)

Publication Number Publication Date
FI981207A0 FI981207A0 (fi) 1998-05-29
FI981207A FI981207A (fi) 1999-11-30
FI105751B true FI105751B (fi) 2000-09-29

Family

ID=8551845

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
FI981207A FI105751B (fi) 1998-05-29 1998-05-29 Demodulointimenetelmä

Country Status (3)

Country Link
AU (1) AU4517199A (fi)
FI (1) FI105751B (fi)
WO (1) WO1999063722A1 (fi)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3882673B2 (ja) * 2002-05-01 2007-02-21 双葉電子工業株式会社 4値fsk変調方式

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5406218A (en) * 1993-02-19 1995-04-11 Hitachi, Ltd. Phase demodulator receiving inputs from phase detector and binary phase detector
FI94818C (fi) * 1993-06-02 1995-10-25 Nokia Telecommunications Oy Menetelmä digitaalisesti moduloidun signaalin demoduloimiseksi sekä demodulaattori
US5684832A (en) * 1993-06-04 1997-11-04 Ntt Mobile Communications Network Maximum likelihood differential detecting method and differential detector thereof
JP3390272B2 (ja) * 1994-11-10 2003-03-24 沖電気工業株式会社 同期検波回路
GB2306085B (en) * 1995-10-02 1999-11-03 Secr Defence Digital communication system
WO1997016001A2 (de) * 1995-10-25 1997-05-01 Siemens Aktiengesellschaft Detektionsverfahren für ein modulationssystem mit kontinuierlicher phase

Also Published As

Publication number Publication date
WO1999063722A1 (en) 1999-12-09
FI981207A (fi) 1999-11-30
AU4517199A (en) 1999-12-20
FI981207A0 (fi) 1998-05-29

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Chennakeshu et al. Differential detection of pi/4-shifted-DQPSK for digital cellular radio
FI80175C (fi) Digitalt telekommunikationssystem, daer anvaends kvadraturmodulerade baervaogssignaler.
US9425807B2 (en) Circuit for symbol timing synchronization
Masamura et al. Differential detection of MSK with nonredundant error correction
KR20010043092A (ko) Gmsk 및 oqam용 송신기/수신기
AU730309B2 (en) Spectrally efficient modulation using overlapped GMSK
US6148040A (en) Precoded gaussian minimum shift keying carrier tracking loop
KR100914102B1 (ko) 기저대역 반송파 유입을 사용한 셀룰라 통신시스템 및 그에관련된 방법
JPH11136095A (ja) 自動周波数制御通信システム
FI106327B (fi) Tiedonsiirtomenetelmä ja radiojärjestelmä
AU9708098A (en) Circuit for reproducing bit timing and method of reproducing bit timing
Horikawa et al. Design and performances of a 200 Mbit/s 16 QAM digital radio system
US6373903B1 (en) Apparatus and method for increasing the effective data rate in communication systems utilizing phase modulation
US9106485B1 (en) System and method for FSK demodulation
FI105751B (fi) Demodulointimenetelmä
FI106501B (fi) Menetelmä ja järjestelmä kantoaaltotaajuuden ilmaisemiseksi
GB2188517A (en) Spread-spectrum receivers
FI112306B (fi) Menetelmä ja laitteisto QAM- tai CAP-moduloidun modeemiyhteyden vastaanotinsynkronoinnin laadun parantamiseksi
FI106502B (fi) Symbolien synkronointimenetelmä
JPH0879320A (ja) 定包絡線形多相位相変調器
CA2292859A1 (en) Demodulator arrangement, method to demodulate, and telecommunication system comprising such a demodulator arrangement
WO2008024186A2 (en) Method and system for data transmission with decreased bit error rate
JPH06232939A (ja) フレーム同期回路
KR970000163B1 (ko) 시분할 다원접속 단말기의 변/복조장치
Stefanovic et al. Influence of imperfect carrier recovery on satellite QPSK communication system performance