JP4791536B2 - 光電界受信器、光多値信号受信器および光伝送システム - Google Patents

光電界受信器、光多値信号受信器および光伝送システム Download PDF

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Description

本発明は、光情報伝送技術に関し、更に詳しくは、光ファイバで伝送される多値光情報の受信に適した光電界受信器、光多値信号受信器および光伝送システムに関する。
近年、一本の光ファイバで伝送可能な情報量（伝送容量）は、多重化される波長数の増加や光信号の変調速度の高速化によって拡大し続けてきたが、略１０Ｔ（テラ）ｂｉｔ／ｓで限界に達した感がある。伝送容量の拡大が困難になった大きな理由は、光伝送に使用可能な波長帯域が、光ファイバアンプの波長帯域（Ｃ、Ｌ、Ｓバンドを合わせて約８０ｎｍ＝１０ＴＨｚ相当）で制限される限界域に到達したからである。このような状況において、光ファイバの伝送容量を更に大きくするためには、信号変調方式を工夫し、限られた周波数帯域に多数の光信号を詰め込むことによって、周波数帯域の利用効率を高くする必要がある。
無線通信の世界では、１９６０年代から普及した多値変調技術によって、周波数利用効率が１０を越えるような高効率の伝送が可能となっている。多値変調は、光ファイバ伝送においても有望視され、従来から多くの検討がされてきた。例えば、R. A. Griffin, et. al., "10Gb/s Optical Differential Quadrature Phase Shift Key (DQPSK) Transmission using GaAs/AlGaAs Integration," OFC2002, paper PD-FD6, 2003（非特許文献１）では、４値位相変調を行うＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）が報告され、Kenro Sekine, Nobuhiko Kikuchi, Shinya Sasaki, Shigenori Hayase and Chie Hasegawa, "Proposal and Demonstration of 10-Gsymbol/sec 16-ary (40 Gbit/s) Optical Modulation / Demodulation Scheme," paper We3.4.5, ECOC 2004, 2004（非特許文献２）では、４値の振幅変調と４値の位相変調とを組み合わせた１６値の振幅・位相変調が報告されている。
図１の（Ａ）〜（Ｄ）は、光伝送に適用可能な公知の各種変調方式の特徴を示した図であり、位相面（ＩＱ平面上）に光変調の位相点（識別時刻における光電界の複素表示）がプロットされている。
（Ａ）は、広く用いられている２値振幅変調（ＢＡＳＫ）を示す。ＢＡＳＫでは、位相は利用せず、振幅の強弱のみで１ビットの情報が伝送される。
（Ｂ）は、４値の位相角（０、π／２、π、−π／２）を用いることによって、１シンボルで２ビットの情報（11、10、01、00）を伝送する４値位相変調（ＱＰＳＫ）を示している。
（Ｃ）は、無線で広く用いられている１６値直交振幅変調（１６ＱＡＭ）を示す。１６ＱＡＭでは、位相点が格子状に配置され、１シンボルで４ビットの情報伝送が可能となる。図示した例では、Ｑ軸座標で上位２ビット（11xx、10xx、01xx、00xx）の値、Ｉ軸座標で下位２ビット（xx11、xx10、xx01、xx00）の値が表現されている。この位相点配置は、位相点間の距離を大きくできるため、受信感度が高いことが知られているが、光通信分野での実現例は、未だに報告されていない。
（Ｄ）は、２値振幅変調の位相点と８値位相変調の位相点が同心円状に配置された１６値振幅位相変調（１６ＡＰＳＫ）を示し、（Ｅ）は、振幅と位相の関係を示している。
このように、従来から多値信号の様々な位相点配置が検討されているが、多値数の増加に伴って受信器が複雑化する。また、多値数が増加すると、位相成分を検出するための光遅延検波における符号間干渉が増えるため、受信感度などの特性が急速に悪化するという問題がある。
一方、光伝送容量を拡大するために、各波長（チャネル）の変調速度を１０Ｇｂｉｔ／秒〜４０Ｇｂｉｔ／秒程度に高速化する検討もなされている。しかしながら、変調速度をこのように高速化すると、光ファイバの持つ波長分散や、自己位相変調効果などの非線形効果によって、伝送品質が大きく劣化する。光伝送の場合、波長分散の影響で、光伝送距離が信号ビットレートの２乗分の１で急減する。そのため、１０Ｇｂｉｔ／秒以上の光伝送においては、光信号受信端や光中継器に、伝送路で発生する波長分散を補償するための分散補償器が必要となる。例えば、４０Ｇｂｉｔ／秒の光伝送では、波長分散に対する耐力が、通常分散ファイバで僅か５ｋｍ分程度しかないため、光信号受信端に配置された可変波長分散補償器によって、信号品質の劣化が最小となるように自動的に制御する適応補償技術が検討されている。
しかしながら、可変波長分散補償器は、装置のサイズ、複雑さ、コスト、制御速度などの点で多くの解決課題を残している。近年では、光信号受信機の電気回路部に、フィードフォワード等化回路（ＦＦＥ）または判定帰還等化回路（ＤＦＥ）などの電気的な適応等化回路を配置した構成や、最尤推定回路（ＭＬＳＥ）で受信シンボルを推定する電気段補償技術が検討されている。但し、従来技術による電気段での波長分散補償は、受信光波形のアイ開口を整形するだけの不完全なものなっている。そのため、補償効果も、受信器の波長分散耐力を実効的に１．５〜２倍に拡大し、例えば、４０Ｇｂｉｔ／秒の通常の光ファイバ伝送で伝送距離を１０ｋｍまで延ばす程度の不十分なものであった。
上述した問題を解決し得る従来技術の一つとして、例えば、M. G. Taylor, "Coherent detection method using DSP to demodulate signal and for subsequent equalization of propagation impairments," paper We4.P.111, ECOC 2003, 2003（非特許文献３）で報告されたコヒーレント光電界受信システムがある。コヒーレント光電界受信システムでは、図２の（Ａ）に示すように、光ファイバ伝送路で伝送された光多値信号１２３が、偏波分離回路１３１によって、水平（Ｐ）偏波成分１３３と垂直（Ｓ）偏波成分１３４とに分離され、それぞれコヒーレント光電界受信器１３５−１、１３５−２に入力される。
コヒーレント光電界受信システムには、送信光源と略同一の波長をもつ局部発振レーザ光源１３０を必要とする。上記レーザ光源１３０からの出力光（局発光）１３２は、光スプリッタ１０２で２つの局発光１３２−１と１３２−２に分離され、コヒーレント光電界受信器１３５−１と１３５−２に入力される。
コヒーレント光電界受信器１３５−１は、光位相ダイバーシティ回路１３６とデジタル演算回路１４１とを備えている。光位相ダイバーシティ回路１３６は、入力された光多値信号のＰ偏波成分１３３と局発光１３２−１から、局発光と光多値信号との同相成分よりなるＩ（同相）成分出力光１３７と、局発光と光多値信号との直交成分よりなるＱ（直交）成分出力光１３８を生成し、Ｉ成分出力光１３７はバランス型光受信器１０５−１に、Ｑ成分出力光１３８はバランス型光受信器１０５−２に供給する。バランス型光受信器１０５−１、１０５−２から出力されたアナログ電気信号は、それぞれＡ／Ｄ変換器１０６−１、１０６−２で時間サンプリングされ、デジタル信号に変換される。
以下の説明では、図１の（Ｅ）に示すように、受信信号の光電界をr(n)exp(φ(n))と定義し、局発光１３２−１、１３２−２の光電界をexp(-θ(n))と表記する。ここで、rは光電界の振幅、φは光電界の位相、nはサンプリング時刻を示しており、局発光１３２の振幅は一定値「１」と仮定している。また、θ(n)は、レーザ光源が本質的に持っているランダムな位相雑音や、局発光と信号光の差周波成分によって生じる位相変動を示している。尚、送信機側の送信光源も位相雑音を持っているが、ここでは、説明を簡単化するため無視されている。
各バランス型光受信器１０５−１、１０５−２は、入力された光多値信号を局発光でホモダイン検波し、それぞれ局発光を基準にした光多値信号の光電界の同相成分と直交成分を出力する。従って、Ａ／Ｄ変換器１０６−１の出力信号１４０−１は、I'(n)＝r(n)cos(φ'(n))、Ａ／Ｄ変換器１０６−２の出力電気信号１４０−２は、Q'(n)＝r(n)sin(φ'(n))となる。但し、ここでは、簡単化のためにφ'(n)＝φ(n)＋θ(n)とし、変換効率などの定数は全て「１」としてある。
ここで、位相変動θ(n)を無視すると、φ'(n)＝φ(n)となる。従って、コヒーレント光電界受信器を用いた場合、受信した光多値信号１２３から、光電界r(n)exp(φ(n))を示す全ての情報（ここではＩ、Ｑ両成分）が直接的、且つ簡単に得られ、多値光信号受信が可能となるはずであるが、実際には、局発光１３２の位相変動θ(n)の影響を無視できない。例えば、受信した光多値信号が、図１の（Ｃ）に示した１６値直交変調（１６ＱＡＭ）で多値変調されていたと仮定すると、位相変動θ(n)があった場合、受信信号の位相点配置は、等化的に図２の（Ｂ）に示すように、理想的な位置からθ(n)だけ回転する。その結果、上述したI'(n)とQ'(n)からは、どのシンボル（位相点）が送信されたかを識別できなくなる。
デジタル演算回路１４１は、Ａ／Ｄ変換器１０６−１、１０６−２の出力信号から、位相点のゆっくりとした回転成分（〜数１００ＭＨｚ）を検出し、この回転成分を位相変動θ(n)と見做してＡ／Ｄ変換器の出力信号から演算処理で除去し、正しい同相成分I(n)＝r(n)cos(φ(n))、直交成分Q(n)＝r(n)sin(φ(n))を示す出力信号１４２−１、１４２−２をシンボル判定回路１４３に出力する。
バランス型光受信器１０５−２も、バランス型光受信器１０５−１と同様の動作で、出力信号１４２−３、１４２−４として、正しい同相成分I(n)＝r(n)cos(φ(n))、直交成分Q(n)＝r(n)sin(φ(n))を出力する。シンボル判定回路１４３は、上記各デジタル演算回路１４１から出力されたＩ、Ｑ成分を図１（Ｃ）に示した位相点配置と比較することによって、どのシンボルが伝送されたかを高精度に判別し、再生多値デジタル信号１４４を出力する。
上述したコヒーレント光電界受信器を利用すれば、波長分散などに起因した信号劣化を演算処理で補償して、多値信号の識別に必要な全ての電界情報を生成できるため、原理的には、どのように複雑な多値信号でも受信可能となる。また、上記コヒーレント光電界受信器には、デジタル演算回路１４１で、入力信号に光ファイバ伝送路の伝搬関数の逆関数による補正処理を行うことにより、波長分散などによる線形劣化を理論的には完全に補償でき、補償量にも制限が無いと言う大きな利点がある。但し、現時点では、１０Ｇｂｉｔ／秒以上の信号処理性能をもつような小型の高速デジタル演算回路１４１が市場に提供されていないため、上述したデジタル処理型のコヒーレント光電界受信器は、高速のＡ／Ｄ変換器を用いて取り込んだ電気信号１４０−１、１４０−２をコンピュータでオフライン演算して、その効果を検証中の段階にある。
一方、図３の（Ｂ）は、非特許文献２に代表される従来の振幅位相変調光受信用の光多値信号受信器の構成図を示し、図３の（Ａ）は、位相４値、振幅２値の８個の位相点が同心円上に配置された８値の振幅位相変調光（８ＡＰＳＫ）の１例を示している。８ＡＰＳＫ信号のように、位相成分が等間隔に分割される光変調では、通常、位相成分の変調に差動符号化が用いられる。本例では、振幅２値と、直前シンボルとの位相差が、０、π／２、π、−π／２の何れかになる位相４値に対応付けて、各シンボルで３ビットの情報を伝送する。
８ＡＰＳＫ信号を受信する光多値信号受信器は、光電界を検出しない非コヒーレント方式であり、図３の（Ｂ）に示すように、入力された光ＡＰＳＫ信号１２４は、光分岐回路１５０で３つの光信号に分岐される。そのうち、２つの光信号が光遅延検波器１０４−１と１０４−２に、残る１つの光信号が光強度受信器１５１に入力される。光遅延検波器１０４−１と１０４−２は、それぞれ入力信号にシンボル時間Ｔの遅延を与える第１の光パスと、−π/4位相シフタまたは＋π/4位相シフタをもつ第２の光パスとからなり、受信した光多値信号の状態（シンボル）を時刻Ｔだけ前に受信したシンボルと干渉させて、位相変調成分を光強度信号に変換する。
＋π/4位相シフタをもつ光遅延検波器１０４−１の出力光は、受信シンボルと直前のシンボルとの位相差が０または＋π／２となった時に出力強度が大となり、位相差が−π／２またはπとなった時に出力強度が小となる。光遅延検波器１０４−１の出力光をバランス型受信器１０５−１で受信し、その出力を２値判定回路１５２−１で２値判定することによって、１ビット分の２値再生デジタル信号１５３−１が得られる。
−π/4位相シフタをもつ光遅延検波器１０４−２の出力光は、受信シンボルと直前のシンボルとの位相差が０または−π／２となった時に出力強度が大となり、位相差がπ／２またはπとなった時に出力強度が小となる。光遅延検波器１０４−２の出力光をバランス型受信器１０５−２を介して２値判定回路１５２−２に入力することによって、位相成分に含まれる他の１ビット分の２値再生デジタル信号１５３−２が再生される。
光強度受信器１５１は、受信信号の光強度（光電界振幅の二乗）を電気信号に変換する。光強度受信器１５１の出力は、２値判定回路１５２−３で判定され、光振幅成分に含まれる１ビット分の２値再生デジタル信号１５３−３が再生される。この光多値信号受信器は、光遅延検波を用いているため、位相変動θ(n)の影響と偏波依存性が殆どなく、局部発振光源が不要となる等の利点があり、１６値までのＡＰＳＫ信号の受信に適用されている。
図４は、S Calabro, "Improved Detection of Differential Phase Shift Keying Through Multi-symbol Phase Estimation," proc. ECOC '05, We4P 118, 25-29 September 2005, Glasgow, Scotland, 2005（非特許文献４）に示された２値位相変調光の受信器を示す。
この受信器は、２値差動位相変調（ＤＰＳＫ）の入力光信号１５９を高感度受信するために、無線通信で用いられる判定帰還方式を適用している。本例では、入力信号を２つの光信号に分岐して、光遅延検波器１０４−１と１０４−２に入力する。光遅延検波器１０４−１と１０４−２は、図５と同様、入力信号にシンボル時間Ｔの遅延を与える第１の光パスと、位相角0の位相シフタまたはπ/2位相シフタをもつ第２の光パスとからなっている。
ここでは、位相変調成分をφ(n)とし、２値位相変調信号の光電界をexp(φ(n))で表す。光遅延検波器１０４−１、１０４−２の出力をそれぞれバランス型受信器１０５−１、１０５−２に入力すると、２つのバランス型受信器の出力信号は、cos(Δφ(n))、sin(Δφ(n))と表される。但し、Δφ(n)＝φ(n)−φ(n-1)であり、振幅成分は一定となるため、「１」に規格化されている。
バランス型受信器１０５−１の出力cos(Δφ(n))の値は、もし雑音がなければ、差動位相変調Δφに対応して、Δφ＝0の場合は「１」、Δφ＝πの場合は「−１」となり、ＤＰＳＫ信号の情報値と対応した値となる。そのため、通常のＤＰＳＫ受信器では、原理的に、バランス型光受信器１０５−１の出力を２値判定回路１５２に直接入力して、２値再生デジタル信号１５３（Δφ＝０の時は「1」、Δφ＝πの時は「−1」）が得られる。
しかしながら、このような遅延検波において、光信号に雑音や符号間干渉があると、直前のシンボルで位相φ(n-1)がばらつき、Δφ(n)の判定に誤差が発生する。このようなΔφ(n)の判定誤差を低減するために、図４に示した受信器では、判定帰還方式を採用している。
具体的には、遅延回路１５７−１、１５７−２と乗算器１５８−１、１５８−２を用いて、直前のシンボルの位相差情報cosΔφ(n-1)、sinΔφ(n-1)に、２値判定回路１５２から出力された２値デジタル情報を乗算することによって、差動位相変調成分（「０」または「π」）を消去し、誤差成分のみを抽出している。抽出された誤差成分と新たな位相差情報φ(n)から、４象限乗算器１５６で補償信号を生成し、補償信号を重み付け回路１５５−１、１５５−２に入力する。重み付けされた補償信号を加算回路１５４−１、１５４−２で受信信号に加えることによって、前ビット（シンボル）の影響を部分的に除去する。これによって、加算回路１５４−１、１５４−２から正確度を増した２値差動位相変調成分cos(Δφi(n))、sin(Δφi(n))が得られるため、２値判定結果の誤差成分を低減し、受信感度を向上できる。
上述した２値位相変調光受信器は、構造の対称性から、比較的容易に４値の差動位相変調信号受信に拡張できる。しかしながら、位相変調と振幅変調との組合せによる４値以上の光多値信号受信への拡張は困難である。
R. A. Griffin, et. al., "10Gb/s Optical Differential Quadrature Phase Shift Key (DQPSK) Transmission using GaAs/AlGaAs Integration," OFC2002, paper PD-FD6, 2003 Kenro Sekine, Nobuhiko Kikuchi, Shinya Sasaki, Shigenori Hayase and Chie Hasegawa, "Proposal and Demonstration of 10-Gsymbol/sec 16-ary (40 Gbit/s) Optical Modulation / Demodulation Scheme," paper We3.4.5, ECOC 2004, 2004 M. G. Taylor, "Coherent detection method using DSP to demodulate signal and for subsequent equalization of propagation impairments," paper We4.P.111, ECOC 2003, 2003 S Calabro, "Improved Detection of Differential Phase Shift Keying Through Multi-symbol Phase Estimation," proc. ECOC '05, We4P 118, 25-29 September 2005, Glasgow, Scotland, 2005
本発明の第1の目的は、偏波依存性がなく、局部発振光源を必要としない実用的な光電界受信器および光多値信号受信器を提供することにある。
本発明の第２の目的は、シンボル判定に必要な光多値変調信号の全ての電界情報（受信シンボルの振幅値、位相角、またはシンボル間位相差）を検出可能な光電界受信器および光多値信号受信器を提供することにある。
光ファイバ伝送では、伝送光信号の偏波の状態が、時間的に大きく変動することが知られている。図２で説明したコヒーレント光電界受信器は、原理的に偏波依存性があり、偏波の変動によって前述したＰ偏波成分が失われると、コヒーレント光電界受信器１３５−１は、動作不能となってしまう。そこで、図２に示したコヒーレント光電界受信システムでは、光多値信号のＰ偏波成分１３３を受信するコヒーレント光電界受信器１３５−１と、Ｓ偏波成分を受信するコヒーレント光電界受信器１３５−２とを用意し、シンボル判定回路１４３が、これら２つの受信器の一方を選択してシンボル判定する偏波ダイバーシティ構成としている。
更に、コヒーレント光電界受信システムには、波長が受信光と略合致した局部発振光源１３０を必要とするため、波長管理が複雑になるという問題がある。また、偏波ダイバーシティ構成を採用することにより、偏波状態が変動しても入力光信号の受信が可能となるが、この場合、偏波分離回路１３１や光スプリッタ１０２等の余分な光部品が必要となり、受信器のハードウェア規模が大きくなるという実用上の大きな問題がある。
一方、図３で説明した多値光受信器や、図４で説明した判定帰還型の多値位相変調受信器では、受信信号の強度と相対位相差をそれぞれ２値判定しているだけであり、光電界の全情報の検出、例えば、図１（Ｃ）の１６ＱＡＭ信号の判定に必要となる振幅値と絶対位相値の組み合わせを行うことはできない。何故なら、これらの方式で使用されている光遅延検波器は、時間軸上で連続した２つのシンボルの相対位相差に応じて変化する強度信号を検出するためのものであり、各シンボルの絶対位相を検出することはできないためである。また判定が２値に限られるため、図１（Ｄ）の１６ＡＰＳＫ信号の判定に必要となる相対位相差の８値検出などを行うこともできない。
本発明の第３の目的は、多値数の異なる複数種類の光変調方式に応用可能な汎用性の高い光電界受信器、光多値信号受信器および光伝送システムを提供することにある。
コヒーレント光電界受信器は、この課題に対しても利点がある。しかしながら、図３で説明した光多値信号受信器や、図４で説明した判定帰還型多値位相変調受信器のように、非コヒーレント型の受信器では、受信信号強度の２値判定と相対位相差の２値判定とを組み合わせる構造となっているために、シンボルの多値数が２のＮ乗で増加した場合、原則として、Ｎ組の受信回路を必要とし、受信器の構成が複雑化する。この構成複雑化は、将来的に更に多値数の増加が望まれる光多値信号受信器において、実用上の大きな問題となる。また、これらの非コヒーレント型の受信器は、受信する光信号の変調方式や位相点配置に依存して受信器の構造が変わるため、汎用性に欠けるという問題もある。非特許文献２では、４値の強度多値変調信号を１つの光強度受信器で受信しているが、多値アナログ信号は、電気回路段での劣化が大きくなるため、光信号の４値以上の多値化は容易でない。
本発明の第４の目的は、非コヒーレント方式で光電界の全情報を検出し、伝送中に生じた線形劣化を補償する光電界受信器を実現することにある。一般に遅延検波では、光信号が振幅変調成分を持つと、出力信号強度が振幅変調成分によって変動するため、局部発振光源を用いたコヒーレント光受信方式でなければ、光電界情報を得ることはできないと考えられている。もし、従来の２値振幅変調を含む多値変調された光信号を受信し、全ての電界情報を得ることができれば、受信器の電気回路段において、伝送中に生じた線形劣化を演算処理で補償し、例えば、高度の分散補償を実現できる。
上記目的を達成するため、本発明の光電界受信器および光多値信号受信器では、受信光信号を位相が互いに９０度ずれた１対の光遅延検波器に入力し、それぞれの遅延検波出力を電気信号に変換し、電界演算部を用いて光電界情報を算出する。上記構成によれば、ホモダイン検波を行っていないため、局部発振光源が不要であり、また、光遅延検波器には偏波依存性がないため、偏波依存性のない光電界受信器を実現できる。
具体的に説明すると、本発明では、１対の光遅延検波器から、複素信号の直交成分ｘ成分とｙ成分（またはＩ成分とＱ成分）を示す２つの遅延検波信号を発生し、電界演算部で上記複素信号の位相成分（シンボル間位相差）を算出し、算出された位相成分から、過去に算出した直前シンボルの位相角を減算することによって、受信シンボルの位相角を算出する。また、上記２つの遅延検波信号から、複素信号の振幅値を算出し、この値を過去に算出した直前のシンボルの振幅値で除算することで、受信シンボルの振幅値を算出する。
尚、受信シンボルの振幅値は、光遅延検波器とは別に設けた光強度検出器の出力に基いて演算してもよい。これらの演算は、光遅延検波器の出力信号を電気的なアナログ信号に変換し、これをＡ／Ｄ変換器でデジタル変換することによって、電気的なデジタル演算処理回路で実現することができる。
受信光信号が多値位相変調信号の場合、本発明の光電界受信器および光多値信号受信器は、電界演算部で算出したシンボル間位相差から受信シンボルを判定する多値シンボル判定回路を備える。また、受信光信号が、例えば、ＱＡＭ信号やＡＰＳＫ信号のように、振幅変調と位相変調を組み合わせた光多値変調信号の場合、本発明の光電界受信器および光多値信号受信器は、電界演算部で算出された光電界の振幅値と位相成分（シンボル間位相差またはシンボル位相角）、または同相成分と直交成分から、受信シンボルを判定する多値シンボル判定回路を備える。このような光多値信号の受信においては、位相や振幅の低速度の変動が問題となるが、この変動成分は、多値シンボル判定に、例えば、判定帰還演算などの手法を採用することによって除去できる。
本発明の１実施例では、ナイキストの定理を満たすように、光遅延検波器の遅延時間Ｔと、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング時間をそれぞれ１／２ｆ（ｆは入力光信号の持つ最高周波数成分）以下にする。これによって、デジタル光電界信号として、時間領域も含めて入力光波形の完全な複製を再生でき、波長分散などに起因した波形劣化による光伝送距離の制限を緩和することが可能になる。
また、再生された光電界信号に対して、例えば、光電界補償回路で光伝送路伝搬特性の逆演算を行えば、波長分散をより完全に補償することが可能となる。この場合、補償すべき波長分散量を光電界補償回路に指定する必要があるが、波長分散値が既知の場合は固定の補償値を予め指定すればよく、波長分散値が不明の場合は、受信状態に応じて補償値が自動的に変更される適応補償型の光電界補償回路を採用すればよい。また、波長分散量の補償値や適切な補償アルゴリズムを外部装置で判定できる場合は、光電界補償回路に対し外部装置からて補償値を設定できる。
例えば、本発明の光電界受信器および光多値信号受信器が、光ネットワークを構成する光伝送装置に付随して配置される場合、光ネットワークに接続された制御端末によって、光信号経路に沿った光ファイバの総波長分散量を算出し、この値を光信号受信側の光伝送装置に送信し、光電界受信器および光多値信号受信器の光電界補償回路に補償量の初期値として与えることによって、最適な補償量の設定が可能となる。この方式によれば、光ネットワーク内での光信号経路が変更された場合、再計算された補償量を光電界補償回路に迅速に設定できるため、適応補償型の光電界補償回路を不要にしたり、適応補償制御における最適状態への引き込み時間を短縮することが可能となる。
本発明は、光遅延検波器を用いているため、入力光の偏波状態に無依存であり、従来のコヒーレント検波方式と異なり、局部発振光源を必要としていないため、受信器の構成が簡単になる。また、従来の非コヒーレント型の多値光受信器では、受信信号の多値数の増加と共に回路規模が大形化したが、本発明の光電界受信器および多値光受信器は、受信光電界の位相面上の２次元座標情報を直接的に再生できるため、伝送効率を向上させるために光変調信号の多値数を大きくした場合でも、実用的なハードウェア規模で受信信号のシンボルを判定きるという利点がある。また、本発明によれば、受信光信号の電界演算や多値判定を電気的なデジタル回路で実行できるため、同一の受信器構成で、多値数や変調方式の異なる光信号に適合することが可能となる。
以下、本発明の幾つかの実施例を図面を参照して説明する。
図５は、本発明による光電界受信器１００の第１実施例を示す。図５において、光信号の経路は太線で、電気信号の経路は細線で示してある。
式r(n)exp(φ(n))で表される入力光信号１０１は、図４で説明した従来の判定帰還型の多値位相変調受信器と同様、光分岐回路１０２によって２つの光信号に分岐され、光遅延検波器１０４−１と１０４−２に入力される。光遅延検波器１０４−１と１０４−２は、入力信号にシンボル時間Ｔの遅延を与える第１の光パスと、２つの検波器で位相が互いにπ／２ずれるように、位相角0の位相シフタまたはπ/2位相シフタをもつ第２の光パスとからなり、位相シフトした光多値信号の状態（シンボル）を時刻Ｔだけ前に受信したシンボルと干渉させている。
光遅延検波器１０４−１、１０４−２から出力された光信号は、それぞれ光バランス型受信器（光検出器）１０５−１、１０５−２で電気信号に変換した後、Ａ／Ｄ変換器１０６−１、１０６−２でデジタル信号に変換される。Ａ／Ｄ変換器１０６−１、１０６−２から出力されたデジタル信号は、それぞれ遅延調整回路１０８−１、１０８−２で、２つの信号経路のタイミングのずれをシンボル時間Ｔ以下に調整した後、電気的受信信号１１０−１、１１０−２として電界演算部１１１に供給される。
電気的受信信号１１０−１、１１０−２は複素信号であり、光遅延検波の原理から、それぞれx＝r(n)r(n-1)cos(Δφ(n))、y＝r(n)r(n-1)sin(Δφ(n))と書ける。ここで、Δφ(n)＝φ(n)−φ(n-1)である。上記直交成分ｘ、ｙから明らかなように、電気的受信信号１１０−１、１１０−２には、ｎ番目の受信シンボル情報と、その直前のｎ−１番目の受信シンボル情報とが混在している。そこで、本実施例では、これらの信号を電界演算部１１１に入力し、直前のｎ−１番目のシンボル情報を除去し、ｎ番目の受信シンボル情報のみを抽出して、再生光電界信号１１７−１、１１７−２として出力する。本例では、再生光電界信号１１７−１は電界振幅r(n)、再生光電界信号１１７−２は位相角φ(n)を示す。
電界演算部１１１は、具体的には、電気的受信信号１１０−１、１１０−２から遅延検波信号の振幅r(n)r(n-1)を算出するための平方演算回路１１２と、電気的受信信号１１０−１、１１０−２から遅延検波信号の位相差Δφ(n)を算出するための逆正接演算回路１１３と、平方演算回路１１２に接続された遅延除算回路１１５と、逆正接演算回路１１３に接続された遅延加算回路１１６とからなる。
遅延除算回路１１５は、振幅r(n)r(n-1)から直前受信シンボルの振幅r(n-1)成分を除去することによって、受信シンボルの電界振幅r(n)を示す再生光電界信号１１７−１を出力する。一方、遅延加算回路１１６は、位相差Δφ(n)から直前受信シンボルの位相成分φ(n-1)を除去することによって、受信シンボルの位相角φ(n)を示す再生光電界信号１１７−２を出力する。
ここに示した光電界受信器は、電界演算部１１１の後段に、再生光電界信号r(n)とφ(n)と対応するビット値を判定するための多値シンボル判定回路を接続することによって、光多値信号受信器を構成できる。また、光遅延検波器１０４−１、１０４−２の遅延時間とサンプリング時間をシンボル時間Ｔの１／２以下としておき、再生光電界信号を伝送路の伝播関数の逆特性で補正する補償演算回路を設けることによって、波長分散などに起因する信号の劣化を完全に補償する光電界受信器および光多値信号受信器を構成することができる。
図６は、上記第１実施例の光電界受信器の動作タイミングの説明図である。
Ａ／Ｄ変換回路１０６−１、１０６−２は、それぞれサンプリングクロック１０７−１、１０７−２で決まる所望の周期とタイミングで、光バランス型受信器１０５−１、１０５−２の出力信号をＡ／Ｄ変換する。
図６（Ａ）は、電界演算部１１１に入力される電気的受信信号１１０−１（ｘ成分）と電気的受信信号１１０−２（ｙ成分）の変化を示し、図６（Ｂ）は、電界演算部１１１から出力される再生電界信号１１７−１（振幅成分ｒ）と再生電界信号１１７−２（位相成分φ）の変化を示している。ここでは、サンプリングクロックの周波数を受信光多値信号のシンボルレートに一致させ、各シンボル期間の中央のタイミングで受信信号をサンプリングしている。
平方演算回路１１２は、シンボル周期で入力信号ｘ、ｙの二乗和の平方根を計算することによって、余弦項と正弦項を消去し、振幅の積r(n)r(n-1)を示す信号１１４−１を出力する。また、逆正接演算回路１１３は、入力信号ｘ、ｙの逆正接tan-1(y/x)を計算することによって、入力信号ｘ、ｙを直交成分とする複素信号（以下、「遅延検波信号」と呼ぶ）の位相差Δφ（例えば、−π＜Δφ≦π）を示す信号１１４−２を出力する。
これらの信号は、それぞれ遅延除算回路１１５と遅延加算回路１１６に入力される。電界演算部１１１が正常に動作していれば、前のシンボル周期で、直前シンボルの電界情報r(n-1)とφ(n-1)の値が判明しているはずである。従って、遅延除算回路１１５において、平方演算回路１１２から出力された振幅積r(n)r(n-1)を直前シンボルの振幅r(n-1)で除算することによって、受信シンボルの振幅r(n)を算出できる。また、遅延加算回路において、逆正接演算回路１１３から出力されたΔφ(n)に直前シンボルの位相φ(n-1)を加算することによって、受信シンボルの位相角φ(n)を算出できる。このように、本実施例では、非コヒーレント受信器である光遅延検波型の光受信器を用いて、入力光信号１０１から振幅値と位相角を示す光電界情報を抽出できる。
尚、図５において、光信号経路１０３上の光部品間の結合には、光部品間の光ファイバによる結合、バルク光学素子空間ビームによる結合、集積化された光部品間の導波路による結合など、各種の接続形態を採用できる。また、図示したように、光遅延検波器１０４とバランス型受信器１０５とを組み合わせると、検波器出力信号の振幅を倍加し、不要な直流信号を除去できる利点がある。但し、バランス型受信器１０５の代わりに、通常の光強度検出器を適用することもできる。
遅延調整回路１０８−１と１０８−２は、光分岐回路１０２と電界演算部１１１との間の２つの信号経路における信号伝搬時間を一致させ、ｘ成分とｙ成分の演算タイミングを合わせるためのものであり、例えば、バッファ回路で実現できる。但し、２つの信号経路長を製造段階で完全に一致可能な回路構成を採用した場合、遅延調整回路１０８−１、１０８−２は省略できる。また、遅延調整回路１０８−１、１０８−２を使用する代わりに、ｘ成分とｙ成分の相対的位相を別の方法、例えば、Ａ／Ｄ変換器１０６−１、１０６−２に供給されるサンプリングクロック１０７−１と１０７−２の印加タイミングによって制御するようにしてもよい。
図５では、Ａ／Ｄ変換器１０６−１（１０６−２）の後に、デジタル遅延調整回路１０８−１（１０８−２）を配置しているが、遅延調整回路としてアナログ遅延線を使用し、その後にＡ／Ｄ変換器１０６を配置した回路構成としてもよい。また、Ａ／Ｄ変換器１０６を省略して、電界演算部１１１の一部または全ての演算機能をアナログ回路で実現してもよい。
ここに示した実施例では、極座標（r(n)、φ(n)）演算型の電界演算部１１１が使用されているが、電界演算部１１１としては、直交座標（I(n)、Q(n)）演算型のものを適用することもできる。この場合、必要に応じて、座標変換回路が使用される。
電界演算部１１１の機能は、例えば、ＦＰＧＡ、ＡＳＩＣ、ＤＳＰ、または機能を再構成可能なプロセッサで実現できる。この場合、電界演算部１１１で行うべき演算の手順や演算方法には、その目的に応じて、実施例とは異なった各種のバリエーションや近似計算法がある。また、異なる入力信号値と対応して、予め演算しておいた出力値をメモリに記憶しておき、入力信号値に応じてテーブルルックアップ形式で演算結果を求める構成としてもよい。電界演算部１１１の内部には、必要に応じて他の機能回路、例えば、信号の振幅や強度を正規化する自動利得制御（ＡＧＣ）回路が備えられていてもよい。
１つの電界演算部１１１では、充分な計算速度が得られない場合には、例えば、図７に示すように、電界データ列をパケット分割回路１２０に入力し、時系列の順に、１〜Ｎ、Ｎ＋１〜２Ｎ、２Ｎ＋１〜３Ｎのように、Ｎデータずつ３系列のデータパケット（データブロック）に分割し、各データパケットを並列配置された３つの電界演算部１１１−１〜１１１−３で処理し、各電界演算部から出力された再生電界信号をパケット合成回路１２１で合成するようにしてもよい。尚、このように電界データ列を分割して処理した場合、各データパケットの連結部分で、光電界位相が連続するように調整する必要があるが、これは、例えば、前後のデータパケットに数ビットの重複部分を持たせ、重複ビットの位相が一致するように補正することによって解決できる。
図８は、本発明の第２実施例として、図５に示した光電界受信器１００を利用した光多値信号受信器を示す。
送信光源や光増幅器で雑音が発生すると、これらの雑音（例えば、位相変動）は、光電界受信器で再生された光電界位相の変動要因となる。第２実施例は、位相変動θ(n)を含む光多値信号１２３を受信した場合に、再生多値デジタル信号から位相変動θ(n)の影響を除去できるようにしたことを特徴とする。
受信した光多値信号１２３は、光分岐回路１０２と、光遅延検波器１０４（１０４−１、１０４−２）と、光バランス型受信器１０５（１０５−１、１０５−２）と、Ａ／Ｄ変換器１０６（１０６−１、１０６−２）と、遅延調整回路１０８（１０８−１、１０８−２）と、電界演算部１１１とからなる図１と同様の光電界受信器によって処理される。本実施例では、電界演算部１１１からは、振幅成分r(n)を示す再生電界信号１１７−１と、位相変動θ(n)の影響を受けた位相成分φ'(n)を示す再生電界信号１１７−２とが出力される。これらの再生電界信号１１７−１、１１７−２は、位相変動無依存のシンボル判定部１７６に入力される。
シンボル判定部１７６は、シンボル判定回路１４３と、位相変動推定回路１７４と、遅延回路１５７−１、１５７−２と、減算回路１７１とからなっている。シンボル判定回路１４３には、再生電界信号１１７−１（振幅成分r(n)）と、後述する判定帰還によって再生電界信号１１７−２から位相変動成分θ(n)を除去した再生電界信号１７２（位相成分φ(n)）が入力され、シンボル判定結果が再生多値デジタル信号１４４として出力される。
受信光多値信号１２３が１６ＱＡＭ信号の場合のシンボル判定部１７６の動作を図９を参照して説明する。
１６ＱＡＭ信号の正しい位相点は、図９(Ａ)で白丸で示した位置にある。ここでは、電界演算部１１１から出力された時刻ｎの光電界情報が、図９(Ａ)に黒丸で示した位相点を示していると仮定する。送信装置における光源の位相揺らぎや、雑音、波形歪などに起因した光信号の位相変動θ(n)によって、位相面に回転ずれが発生し、受信装置側で観測される位相点は、正しい位相点からずれたものとなる。このままでは、観測された位相点が１６ＱＡＭ信号のどのシンボルに相当するかを判定できないため、本実施例では、位相変動推定回路１７４で、過去（時刻n-1）の位相点情報から時刻ｎの位相変動の推定値１７５（θ(n)）を算出し、減算回路１７１で、時刻ｎの位相成分φ'(n)から上記位相変動の推定値θ(n)を除去することによって、正しい位相角φ(n)１７２を算出している。
上記推定値θ(n)の除去によって、位相点の配置は、図９(Ｃ)のように修正される。シンボル判定回路１４３は、受信信号の振幅情報ｒ(n)と位相情報φ(n)から、最も確からしい受信シンボルを選択する。簡単に言えば、１６ＱＡＭ信号における各シンボル位置（白丸）と受信信号が示す位相点（黒丸）との距離を算出し、距離が最も近いシンボルを受信シンボルと判定すればよい。シンボル判定回路１４３は、１６ＱＡＭ信号において受信シンボルに割り当てられている４ビットのデジタル値を再生多値デジタル信号１４４として出力する。本例では、二重丸で示したシンボルが受信シンボルと判定され、位相角はφD(n)、出力デジタル値は「1011」となる。
位相変動推定回路１７４には、遅延回路１５７−１と１５７−２を介して、１シンボル周期前の受信信号位相φ'(n-1)と、１シンボル周期前に判定された位相角φD(n-1)とが入力されている。この場合、雑音による受信電界のランダムばらつき（図９（Ａ）における黒丸と二重丸の距離）を無視すれば、１シンボル周期前の位相変動成分θ(n-1)は、図９（Ｂ）に示すように、θ(n-1)＝φ'(n-1)−φD(n-1)と算出できる。実際には、位相変動成分θの変化速度は、シンボル速度（ギガヘルツ以上）に比べて非常に遅いため（メガヘルツ程度）、過去Ｎシンボル（Ｎ＝２〜数千程度）に亘ってθ(n-1)の時間平均値を算出することによって、ランダム雑音の影響を平均的に除去できる。すなわち、位相変動の推定値θ(n)をθ(n)＝Σ{φ'(n-k)−φD(n-k)}／N（但し、k＝1、2...N）とすればよい。
本実施例によれば、光源の位相雑音や光アンプ雑音などの影響下でも、受信光電界の位相を高精度に算出できる。図８では、位相変動無依存のシンボル判定部１７６が、位相変動を判定帰還によって除去しているが、判定帰還技術は、振幅演算誤差、その他の誤差の補正にも適用できる。例えば、過去Ｎビット期間に亘って、入力された位相点とシンボル判定部１７６が判定したシンボル位置との距離を算出し、その平均値が最小になるように、位相角やシンボル振幅を動的に調整することによって、最適な受信状態を維持することができる。逆に、入力位相点の分布に応じて、判定基準となるシンボル位置を動かすことにより、例えば、波形劣化に動的に適合して、最良の受信感度を維持することもできる。
再生光電界信号１１７−２からの位相変動の除去方法には、実施例で示した方法以外に、様々なバリエーションが存在する。例えば、Ｎ値の位相変調信号を受信する場合、再生光電界信号１１７−２が示す位相角φ'(n)をＮ倍回路（または、光電界の位相項expφ'(n)を入力とするＮ乗回路）に入力することによって、位相変調成分（位相点の間隔はπ／Ｎ）を消去し、位相変動成分を簡単に推定することが可能となる。この推定値を過去Ｍビット期間に亘って平均化しておき、検出された位相角φ'(n)から差し引くと、変動成分を除去できる。
また、１６ＱＡＭ信号のように位相変調間隔が不等間隔の場合でも、振幅が最大となる４隅の位相点、例えば、図１（Ｃ）に示した点「1111」、「0000」、「1100」、「0011」の位相角のみを抽出し、それらの位相角を４倍回路に入力して平均化することによって、上記と同様に、位相変動成分を推定することが可能である。特定位相点の平均位置を時間的に追跡しておき、そのずれ量を位相変動と推定しても構わない。位相変動成分の推定には、無線通信分野で公知のその他の手法を適用してもよい。
尚、上記実施例のように、光電界情報を逐次算出する方式では、雑音や演算誤差の影響が累積し、最悪の場合は、長時間にわたって誤り伝播を引き起こす可能性がある。このような誤り伝播を防止する方法としては、例えば、振幅や位相への差動符号化などの符号化の適用、送信側での定期的な既知参照符号の挿入などがある。また、振幅の正規化演算による振幅値の発散や減衰の防止、あるいは、受信位相点の統計分布や、特定の位相点位置からの逐次判定帰還などの手法を適用してもよい。
ここに示した実施例では、受信シンボルの判定に最小距離ルールを適用したが、無線通信分野において多値信号用として使用されている公知の他のシンボル判定法を適用してもよい。例えば、位相と振幅半径の何れかを優先的に判定したり、連続する複数シンボルの電界状態を利用するＭＬＳＥ、最尤判定（ビタビ復号）、軟判定ＦＥＣ（前置誤り訂正）、トレリス符号化／復号化処理などの手法も適用可能である。また、単純な二乗距離の判定に代えて、例えば、雑音発生要因（光アンプの雑音や熱雑音、クロストークなど）に応じた非ユークリッド的な距離を予め定義しておき、これを判定基準に適用してもよい。尚、シンボル判定回路は、例えば、各シンボルに対応した複数のマッチドフィルタを並列配置しておき、出力が最大となるフィルタを選択して、入力シンボルを特定するアナログ型の構造でもよい。
図１０は、上記第２実施例で採用される初期位相判定方法の１例を示す。
逐次再生された光電界は、最初のシンボルの振幅情報と位相情報が不定となっているため、再生値が入力光信号の真の光電界と合致しない。この問題は、送信光信号（ここに示した例では、１６ＱＡＭ信号）の先頭に、受信器側で既知となっている特殊なデータパターンを挿入しておくことにより解決できる。
図１０（Ａ）は、送信光電界を示し、図１０（Ｂ）は１６ＱＡＭ信号のシンボル（位相点）配置を示す。ここでは、図１０（Ｂ）のシンボル配置において、互いに対称位置にある２つのコーナー「1111」、「0000」のシンボルを既知データとして使用し、ユーザ情報に先立って、５個のシンボル「1111」、「0000」、「1111」、「0000」、「0000」からなる既知データパターンを送信している。これらのシンボルは振幅変調されていないため、再生光電界の振幅は、図１０（Ｃ）に示すように、第１シンボルの振幅値は不明となるが、第２シンボル以降は一定値となる。従って、受信側で、第２シンボル以降の振幅値が、１６ＱＡＭ信号におけるシンボル「1111」、「0000」の半径となるように、再生電界強度を補正すればよい。
上記既知データパターンの受信期間中は、位相角として、理想的にはシンボル「0000」の位相角π／４、またはシンボル「1111」の位相角−３π／４が検出されるはずである。しかしながら、実際には、第１シンボルの位相角が不定であるため、第２シンボル以降は、第１シンボルの位相角φ0（不定値）を初期位相として、−π／４変調または−３π／４変調された位相角が現れる。ここに示した例では、既知データパターンの受信期間中に、同一位相角が２ビット連続して現れるのは、第４、第５シンボルの受信時だけである。また、このとき検出される位相角は、シンボル「0000」の位相角と対応する。従って、第４、第５シンボルで検出された位相角の値と、シンボル「0000」が本来持つべき位相角π／４とから、位相のずれ量（初期位相角φ0）を特定できる。
すなわち、図１０（Ｄ）に示した位相点配置において、第３象限に黒丸で示した第５シンボルの検出位相角と、シンボル「0000」が持つべき正規の位相角π／４との差φ0を算出し、その後に検出された再生光電界の位相角からφ0を差し引くことによって、検出位相角の補正が可能となる。
既知データパターンとして、例えば、図１０（Ｂ）に示した「0000」と「0011」のように、非対称な位置関係にある２つのシンボルを使用すれば、図１０（Ｃ）の第４、第５シンボルにように同一符号を連続させなくても、初期位相を判別することが可能となる。
初期位相や初期振幅の判定は、光通信分野、無線通信分野で共通の課題となる。従って、本発明の光電界受信器には、上述した解決法以外に、これらの通信分野で公知となっている他の手法を適用可能である。例えば、送信信号内に、既知の位相角または振幅値をもつ参照信号を周期的または間歇的に挿入したり、初期位相や初期振幅の判定が不要となる差動変調などの技術を用いてもよい。また、正常な受信が可能となるように、再生された位相点の統計分布から適応学習的に初期位相や振幅を調整してもよい。
図１１は、本発明の光電界受信器の第３実施例として、光強度受信機能とクロック抽出機能を追加した構成の光多値信号受信器を示す。
本実施例では、入力光多値信号１２３が、光分岐回路１５０で３つの光信号に分岐される。第１、第２の光信号は、それぞれ光遅延検波器１０４−１、１０４−２に入力され、第３の光信号は、光強度受信器１５１に入力されている。光遅延検波器１０４−１、１０４−２の出力は、図８と同様、光バランス型受信器１０５（１０５−１、１０５−２）で電気信号に変換され、Ａ／Ｄ変換器１０６（１０６−１、１０６−２）、遅延調整回路１０８（１０８−１、１０８−２）を介して、電界演算部１１１に供給されている。光強度受信器１５１の出力信号は、Ａ／Ｄ変換器１０６−３でデジタル信号に変換し、遅延調整回路１０８−３でタイミング調整した後、電界演算部１１１に入力されている。
遅延調整回路１０８−１、１０８−２から、第ｎシンボルの直交成分ｘ、ｙを示す出力信号１１０−１、１１０−２が出力された時、遅延調整回路１０８−３の出力信号１１０−３は、第ｎシンボルの強度r(n)の二乗値ｒ2(n)を示している。本実施例では、電界演算部１１１に設けた平方根回路１６０で、遅延調整回路１０８−３からの出力信号１１０−３の平方根を演算することによって、第ｎシンボルの振幅値r(n)を得る。上記構成によれば、図５に示した第１実施例の光電界受信器よりも簡単、且つ高精度に、光電界振幅r(n)を得ることができ、振幅の初期値推定や、誤り伝播対策が不要になる。
図１１に示した実施例では、光強度受信器１５１の出力信号の一部をクロック抽出回路１６１に入力し、シンボルレートの逆数（１／Ｔ）に相当する周波数ｆのクロック信号を抽出し、これをＡ／Ｄ変換器１０６−１、１０６−２、１０６−３に供給している。クロック信号の発生タイミングは、各シンボル期間の中央でＡ／Ｄ変換器が入力信号をサンプリングするように調整される。これによって、光多値信号１２３にタイミングジッタやクロック速度の変動があっても、常に最適な信号受信が行える。尚、クロック抽出回路１６１には、光強度受信器１５１の出力に代えて、バランス型受信器１０５−１または１０５−２の出力を供給してもよい。また、クロック抽出回路１６１は、各光検出器に個別に設けてもよく、クロック抽出に専用の光検出器を用意してもよい。
図１２は、本発明の第４実施例として、判定帰還等化回路を備えた光多値信号受信器を示す。
本実施例では、クロック源１９１から、入力光多値信号１２３のシンボルレート（１／Ｔ）の２倍（またはそれ以上）の周波数ｆをもつクロックを発生し、これをＡ／Ｄ変換器１０６−１、１０６−２にサンプリングクロック１０７−１、１０７−２として供給している。Ａ／Ｄ変換器１０６−１、１０６−２は、上記サンプリングクロックに応答して、入力シンボルとのタイミング同期に関係なく、サンプリングを行う。
Ａ／Ｄ変換器１０６−１、１０６−２の出力は、それぞれ遅延調整回路１０８−１、１０８−２を介して、再サンプリング回路１９２−１、１９２−２に入力されている。各再サンプリング回路は、ナイキストの定理よって入力データ列の補間を行い、任意のタイミングでサンプリング点を再生できる。ここでは、サンプリング点が各シンボル期間の中央に位置するように、再サンプリングする。サンプリングのタイミングは、例えば、データ遷移点の判別回路や、アイ開口の最大点の検出回路を用いて調整できる。
このように、入力光多値信号１２３のシンボルレートの倍速度でサンプリングを行った場合、電界波形の詳細な情報が得られるため、演算処理の過程にフィードフォワード等化（ＦＦＥ）や判定帰還（ＤＦＥ）等化などを用いた等化回路１９３を設けることによって、波形劣化を効率的に補償することが可能となる。これは、高速の無線信号や光受信器で利用されている適応波形等化と同じ技術であり、符号間干渉や、偏波モード分散（ＰＭＤ）、波長分散、自己位相変調効果などによる波形劣化の部分的な改善を可能にする。尚、サンプリングレートがシンボルレートと同じ場合に、このような等化回路を適用すると、倍周波数サンプリングの場合に比較して、改善量が限定される。
第４実施例では、電界演算部１１１に接続された直交座標変換回路１９８によって、電界演算部１１１から出力された光電界の座標を極座標から直交座標に変換した後、光電界値を判定帰還等化回路１９３を介して位相変動無依存のシンボル判定部１７６に供給している。シンボル判定部１７６から得られた判定帰還信号１９４をフィードバックすることによって、等化回路１９３で判定帰還を用いた波形等化が行われる。
尚、通常の波形等化と同様、本実施例でも、公知の高速光信号で用いられる前置誤り訂正符号（ＦＥＣ）を実装して、再生多値デジタル信号１４４の誤り訂正を行うことによって、性能を更に改善することが可能である。
図１３は、本発明の第５実施例として、光ＡＰＳＫ信号用の光多値信号受信器を示す。
第５実施例の光多値信号受信器は、光ＡＰＳＫ信号１２４を光遅延検波器１０４−１、１０４−２で差動受信し、遅延調整回路１０８−１、１０８−２の出力信号を自動利得制御回路（ＡＧＣ）１９５−１、１９５−２に入力して、平均強度が一定となるように正規化している。ＡＧＣ１９５−１、１９５−２を設けることによって、入力光信号１２４の受信強度が変動しても、受信特性を安定化できる
ＡＧＣ１９５−１、１９５−２の出力信号ｘ、ｙは、光電界演算部１１１の平方演算回路１１２と逆正接演算回路１１３にそれぞれ並列的に供給されている。光電界演算部１１１は、平方演算回路１１２と遅延除算回路１１５によって算出した受信光電界の振幅r(n)を第１信号１１７−１、逆正接演算回路１１３によって算出したシンボル間位相差Δφ(n)を第２信号１１７−２と、シンボル判定回路１４３に出力する。
図１４（Ａ）は、振幅が２値（「1」と「a」）、位相が８値の１６値ＡＰＳＫ信号の位相点配置を示している。ＡＰＳＫ信号は、破線で示すように、同心円状の位相点配置を持っている。従って、ＡＰＳＫ信号は、位相成分に差動受信を適用することによって、位相変動耐力を増大できるため、位相変動の除去が不要になる。
図１４（Ｂ）は、位相差Δφ(n)の値と、Ｄ３、Ｄ２、Ｄ１の３情報ビットとの対応関係を示す差動位相変調用の符号化テーブルである。シンボル判定回路１４３は、第１信号１１７−１として入力された振幅r(n)の強弱を判定すると共に、第２信号として入力された位相差Δφの値を図１４（Ｂ）の符号化テーブルを逆に用いて複号化する。
送信側では、図１４（Ｃ）に示す作動振幅変調用の符号化テーブルに従って、情報ビットＤ４を振幅変調するものとする。すなわち、情報ビットＤ４が「０」の場合は、第ｎシンボルの振幅を直前の第（ｎ−１）シンボルと同一にし、情報ビットＤ４が「１」の場合は、直前の第（ｎ−１）シンボルの振幅ｒ(ｎ−１)を反転した振幅値（直前シンボルの振幅ｒ(ｎ−１)が「１」であれば「a」、ｒ(ｎ−１)が「a」の場合には「１」）とする。
受信側で得られるｒ(ｎ)ｒ(ｎ−１)の大きさは、図１４（Ｄ）の差動振幅変調用の復号化テーブルに示すように、「１」、「ａ」、［a２］の３通りがあり得る。このうち、振幅が「a」になるのは、第ｎシンボルと直前の第（ｎ−１）シンボルとが異なる場合のみである。従って、振幅が「a」の場合には、情報ビットＤ４は「１」、それ以外の場合、情報ビットＤ４は「０」と判定できる。このように位相、振幅の差動受信は、誤り伝播を防ぐ効果があり、本発明におけるＡＰＳＫ信号受信に適用できる。尚、ＱＡＭ信号においても、その４回回転対称性を利用して、２ビット分だけを差動位相変調する手法が知られており、これも本発明に適用可能である。
本実施例によれば、逆正接演算で算出したΔφをシンボル判定に用いることによって、非特許文献４に示された受信器に比較して、多値数の大きい多値信号を容易に受信可能となる。すなわち、本実施例によれば、受信信号の多値数が増えても、ハードウェア規模が増大しない。尚、ＡＰＳＫ信号の場合、送信側で振幅にも差動符号化を施すことによって、光電界演算部１１１から遅延除算回路１１５を省き、平方演算回路１１２の出力信号１１４−１：ｒ(ｎ)ｒ(ｎ−１)を直接シンボル判定回路１４３に入力する構成とすることも可能である。
図１５は、本発明の第６実施例として、Ｎ値光位相変調信号用の光多値信号受信器を示す。
第６実施例では、Ｎ値光位相変調信号１９７を差動受信することによって、受信光の振幅判定を不要とし、図１３に示した電界演算部１１１から平方演算回路１１２と遅延除算回路１１５を省略し、逆正接演算回路１１３のみを残している。図１５では示されていないが、本実施例でも、図８、図９で説明した判定帰還回路を用いて位相変動の影響を低減することにより、受信感度を改善できる。
尚、第６実施例は、一見すると、図４に示した従来の２値位相変調光用の受信器に似ているが、図４の受信器は、受信信号が２値位相変調信号に限定されており、シンボル判定回路となる２値判定回路１５２には、バランス型受信器１０５−１から出力されたcos（Δφ(n)）が入力されている。従って、上記従来技術による受信器は、本実施例のように、バランス型受信器から出力された複素信号のｘ、ｙ成分に基いてシンボル間位相差Δφ(n)を生成し、このΔφ(n)の値によって受信シンボルのディジタル値を判定するものではない。本実施例によれば、２値以上の多値位相変調信号を受信した場合でも、電界演算部１１１で生成したΔφ(n)の値を利用して、受信シンボルのディジタル値を容易に判定することが可能となる。
図１６は、本発明の第７実施例として、光電界の持つ情報を全て取り込む完全型の光電界受信器２００を示す。
ここに示した完全型の光電界受信器２００は、第６実施例とは異なり、入力光信号１０１の光電界をシンボルレートの倍の速度で直接サンプリングすることによって、光電界の持つ情報を全て取り込む。
図５に示した第１実施例と比較すると、光遅延検波器２０１−１、２０２−２の遅延量がシンボル周期Ｔの１／２となっており、Ａ／Ｄ変換器１０６に入力されるサンプリングクロック１０７が、入力光信号に同期したシンボルレートの２倍（周波数＝２／Ｔ）のクロックとなっている。光遅延検波器２０４−１、２０４−２から電界演算部１１１までの動作は、第１実施例と類似している。本実施例では、電界演算部１１１から出力される電界信号１１７−１、１１７−２に、電界補償回路２０２で補償演算を施し、補償後の電界信号２０３−１、２０３−２を光多値信号受信器の出力としている。
図１７の（Ａ）、（Ｂ）は、それぞれ電気的受信信号ｘ、ｙと、再生電界信号r(n)、φ(n)のサンプリングタイミングを示している。これらの図において、ｎ、ｎ−１はシンボル番号ではなく、Ｔ／２間隔の時系列サンプルの順番を示している。本実施例では、光遅延検波器２０１−１、２０２−２の遅延量がＴ／２となっているため、光遅延検波は、時間軸上で半シンボルずれた受信シンボル間で行われている。この結果、図（Ｂ）に示すように、再生電界信号として、半シンボル毎に逐次、電界情報を得ることができる。このように、Ｔ／２間隔で全電界情報を得ることができれば、コヒーレント光受信器と同様に、光電界の劣化を完全に補償することが可能となる。尚、従来技術における光遅延検波は、専らシンボル間の相対位相情報を得ることを目的としているため、本実施例のように、シンボル長以下の遅延時間差で光遅延検波を行う必要性は全くない。
図１８は、伝送路における波長分散による光多値信号劣化の補償に、第７実施例の完全型光電界受信器２００を適用した場合の説明図である。
光多値信号送信器２１０からの送信光電界２０４は、枠５０１の振幅アイパターンが示すように、３値の振幅レベルを持っている。しかしながら、光ファイバ伝送路２０６を通過すると、光電界２０４に波長分散量βに応じた波形劣化が生じ、多値信号受信器２００が受信する光電界の振幅アイパターンは、枠５０２に示すように大きく劣化する。伝送路２０６の波長分散は、伝達関数ｅｘｐ（-ｊβω２）で示される線形劣化として、送信光電界２０４に影響を及ぼす。
本実施例による完全型光電界受信器２００は、波形が劣化した送信光電界２０４を受信し、電界算出部２０８で再生光電界信号１１７を算出する。ここで、電界算出部２０８は、図１６に示した光遅延検波器２０４−１、２０４−２から電界演算部１１１までの回路部分に相当している。Ａ／Ｄ変換器１０６−１、１０６−２のサンプリング点は、各シンボルの中央に位置するように調整される。
電界算出部２０８の出力１１７（ｒ(ｎ)とφ（ｎ））は、電界補償回路２０２に供給され、伝送路２０５の伝達関数とは逆特性の伝達関数ｅｘｐ（ｊβω２）で補償される。この補償は、周波数領域の演算であり、ＦＦＴもしくは畳み込み演算によって実現できる。電界補償回路２０２は、補償量入力端子２０７を通して外部から補償量βを設定することにより、伝達関数を動的に変更できる。上記演算の結果、電界補償回路２０２から波形劣化を補償した電界信号２０３が出力されるため、各シンボルの中央に合わせたサンプリングタイミングで、多値信号の判定処理が可能となる。
上述した完全補償は、受信信号に発生する波形劣化が線形である限り、原理的にどのような波形劣化に対しても適用できる。従って、電界補償回路２０２によって、例えば、光送信器や受信器の帯域劣化、狭帯域光フィルタリングによる帯域削減、フィルタのリップルの影響なども補償できる。
尚、上述した受信信号の劣化を補償するためには、電界補償器２０２をデジタル演算器で構成することが望ましいが、他の演算回路と同様に、電界補償器２０２をＦＰＧＡやＤＳＰで構成してもよい。また、電界補償器２０２では、受信信号の劣化程度に応じて、消費電力や演算能力を節約するために補償処理の一部を省略したり、信号劣化要因が複数ある場合に、影響度が最も高い劣化要因に対応した補償モードを選択的に実行したり、複数の補償モードを重複して実行できるようにしてもよい。
第７実施例では、Ａ／Ｄ変換器１０６のサンプル間隔と、光遅延検波器１０４の遅延量をシンボル長の１／２としたが、ナイキストの定理から、サンプリング周波数は、信号の最大周波数成分の２倍以上であることが求められる。従って、送信信号が、シンボルレートより更に高速の変調成分を含む場合、更に高速のサンプリングが必要になり、逆に、デュオバイナリ信号のように、光電界の実効帯域が低い場合、サンプリングレートを下げることができる。但し、ＲＺ変調された光信号は、シンボルレートと同一周波数の強度変調成分を含むため、サンプリング速度をＴ／２に合わせると、折り返しによって、出力信号の強度が常に一定値になる可能性がある。このため、ＲＺ変調された光信号を受信する場合は、サンプリング速度をＴ／２よりも多少高くする必要がある。
図１２で説明した第４実施例でも、Ａ／Ｄ変換器１０６のサンプリング速度をシンボルレートの倍にしているが、第４実施例では、光遅延検波器１０４の出力信号は、１シンボル前の電界との合成信号となっているため、単にサンプリングを高速化しただけでは、完全な電界情報が得られない。この問題は、後述するインタリーブサンプリングによって解決できる。
図１９は、上述した完全型の光電界受信器２００の変形例として、光ファイバで発生する非線形効果の一種である自己位相変調効果の補償に適した適応補償型の光電界受信器の構成を示す。但し、自己位相変調効果の補償には、必ずしも完全な電界情報を必要としないため、適応補償型には、第１実施例〜第６実施例で説明した他の型式の光電界受信器を適用してもよい。
本実施例において、光多値信号送信器２１０は、光ファイバに８値のＡＰＳＫ信号を送出する。この場合、送信光電界２０４の位相点配置は、枠５１１に示すように、振幅２値の同心円上に、４値の位相点を放射状に配置したものとなっている。光ファイバ伝送路２０６で発生する自己位相変調効果は、光信号にその強度に比例した位相回転（Δφ(r)＝ａr２）を引き起こす。そのため、光ファイバを通過した光電界の位相点配置は、枠５１２に黒丸で示すように、外側同心円上の位相点が、内側同心円上の位相点よりも大きく回転し、内周と外周で位相点配置にずれが生ずる。自己位相変調効果は、非線形効果である。しかしながら、その影響は、受信信号に逆演算子ｅｘｐ（−ｊａｒ(n)２）を乗算することによって打ち消すことができる。
完全型光電界受信器２００の電界算出部２０８から出力される電界信号１１７には、枠５１３に示すように、自己位相変調効果による位相回転（Δφ(r)＝ａr２）が発生している。そこで、本実施例では、電界補償器２０２から出力される電界信号２０３のうち、位相信号φj(ｎ)を４倍回路２１１に入力して偏差成分を抽出し、この偏差成分を偏差最小化制御回路２１２に入力している。偏差最小化制御回路２１２は、電界補償器２０２から出力される補償後の電界信号の誤差が最小となるように、電界補償回路２０２の補償量入力端子２０７に与える補償量ａの値を自動的に制御することによって、適応補償を実現する。
ＡＰＳＫ信号は、４値の位相変調と２値の振幅変調とからなっているため、位相点配置が正常の場合、４倍回路２１１で各位相点の位相を４倍にすれば、常に一定値となるはずである。しかしながら、自己位相変調効果によって位相点がずれると、４倍回路の出力がシンボル毎に偏差が発生する。本実施例によれば、偏差成分が最小になるように適応補償を行うことによって、電界補償回路２０２から出力される電界信号２０３の位相点配置を常に最適配置に修正することが可能となる。自己位相変調効果による信号劣化は、ＡＰＳＫ信号以外の光信号でも同様であり、本発明による適応補償型の光電界受信器は、他の変調方式にも適用可能である。
図２０は、本発明による完全型の光電界受信器２００を２値強度変調信号の波長分散補償に適用した実施例を示す。
通常の２値変調は、消光比が１０ｄＢ程度のスペースレベル光強度が低い状態で用いられる。この程度の消光比であれば、電界振幅比は３程度となるため、本発明の光電界受信器２００にとって動作上問題のない信号レベルとなる。但し、消光比が非常に高い場合（例えば、２０ｄＢ程度）や、光ファイバ伝送路で生じる波形劣化によって、サンプリング点の光強度がゼロ付近に低下した場合は、光電界受信器２００が正常に動作しなくなる可能性がある。本実施例は、消光比が非常に高い場合に光電界受信器２００を正常動作させるために、意図的にスペースレベルを高く設定し、消光比を劣化させることを特徴としている。
送信器２１３から、枠５２１に示す２値光信号を送信した場合、光ファイバの波長分散の影響で、光電界受信器２００が受信する光電界２０５は、枠５２２に示すように、大きく劣化する。本実施例では、光電界受信器２００の電界算出部２０８で、枠５２３に示した再生光電界信号１１７の白丸が示すように、サンプリング点をシンボルの中央からずらし、シンボル幅の２５％と７５％の時点に設定することによって、サンプリングされた光電界強度がゼロになりにくいようにしている。電界算出部２０８からの出力信号１１７に対して、電界補償回路２０２で、波長分散とは逆特性の伝達関数を演算することによって、枠５２４に示すように、波長分散の影響が補償された電界信号が得られる。
尚、電界補償回路２０２から出力される電界信号２０３から再生された信号波形は、サンプリング点がずれているため、本実施例では、振幅信号ｒｊ(ｎ)を再サンプリング回路１９２に入力し、シンボル波形の中央のサンプル値を２値判定回路１５２で判定することによって、再生された２値デジタル信号１５３を得ている。また、本実施例では、再サンプリング回路１９２の出力をアイ開口検出回路２１４に分岐し、電界補償後の信号のアイ開口の大きさをアイ開口検出回路２１４で検出している。アイ開口検出結果を制御回路２１５に入力し、制御回路２１５が、アイ開口の値が最大となるように電界補償回路２０２の補償量βを制御することによって、適応分散補償が実現されている。
本発明による完全型の光電界受信器は、コヒーレント受信器として機能し、電気回路による演算処理によって、波長分散を動的、且つ無制限に補償できる。本発明による完全型の光電界受信器は、上述したように、多値信号以外の２値の強度変調光や、デュオバイナリ信号、２値位相変調信号など、様々な光信号の受信に適用できる。この場合、波長分散補償器が不要となり、光伝送距離を大幅に拡大できるという利点がある。尚、ＲＺ変調の場合、ビット間で光信号強度が必ず「０」となるが、本実施例と同様に、ＲＺ変調の消光比を下げたり、サンプリングタイミングをずらすことによって、元の信号波形を再生することが可能となる。
図２１は、本発明の光電界受信器を適用した波長多重光伝送系の１実施例を示す。
波長多重伝送装置２２０Ａは、波長合波器２２３Ａに結合された光送信器２２６−１Ａ〜２２６−３Ａと、波長分波器２２４Ａに結合された本発明の光電界受信器２００−１Ａ〜２００−３Ａとを含む。また、波長多重伝送装置２２０Ｂは、波長合波器２２３Ｂに結合された光送信器２２６−１Ｂ〜２２６−３Ｂと、波長分波器２２４Ｂに結合された本発明の光電界受信器２００−１Ｂ〜２００−３Ｂとを含む。
波長多重伝送装置２２０Ａ、２２０Ｂは、上り光伝送路と下り光伝送路によって接続されている。上り光伝送路は、光ファイバ２０６−１〜２０６−３と、光増幅器２２５−１、２２５−２からなり、下り光伝送路は、光ファイバ２０６−４〜２０６−６と、光増幅器２２５−３、２２５−４とからなっている。
波長多重伝送装置２２０Ａの光送信器２２６−１Ａ〜２２６−３Ａは、それぞれ異なる波長λ１〜λ３で光信号を送信する。これらの光信号は、波長合波器２２３Ａで合波した後、上り光伝送路に出力され、対向する光伝送装置２２０Ｂの波長分波器２２４Ｂで波長毎に分離して、光電界受信器２００−１Ｂ〜２００−３Ｂに入力される。一方、波長多重伝送装置２２０Ｂの光送信器２２６−１Ｂ〜２２６−３Ｂも、それぞれ異なる波長λ１〜λ３で光信号を送信する。これらの光信号は、波長合波器２２３Ｂで合波した後、下り光伝送路に出力され、光伝送装置２２０Ａの波長分波器２２４Ａで波長毎に分離して、光電界受信器２００−１Ａ〜２００−３Ａに入力される。尚、上り光伝送路と下り光伝送路では、多重化される光波長が異なっていてもよい。
波長多重伝送装置２２０Ａ（２２０Ｂ）は、端局制御部２２１Ａ（２２１Ｂ）と、データベース２２２Ａ（２２２Ｂ）を備えている。光送信器２２６−１Ａ〜２２６−３Ａ（２２６−１Ｂ〜２２６−３Ｂ）および光電界受信器２００−１Ａ〜２００−３Ａ（２００−１Ｂ〜２００−３Ｂ）には、外部から送信データが入力され、受信データが外部に出力されるが、図面では省略してある。データベース２２２Ａ（２２２Ｂ）には、受信波長λ１〜λ３と対応して、光伝送路を形成する各光ファイバの波長分散量を示すデータテーブルが記憶されている。
図２２は、局制御部２２１Ａ（２２１Ｂ）で実行される補償量設定ルーチンのフローチャートを示す。このルーチンは、波長多重伝送装置の起動／リセット時、または送受信器２２６（２２６−１Ａ〜２２６−３Ａ）、２００（２００−１Ａ〜２００−３Ａ）がリセットされた時に実行される。
端局制御部２２１Ａは、データベース２２２Ａから波長分散量データテーブルを読み出し、波長チャネルを特定するためのパラメータｉを初期値「１」に設定する（ステップ６０１）。端局制御部２２１Ａは、パラメータｉの値をチェックし（ステップ６０２）、パラメータｉが、光ファイバ伝送路に多重化されるチャネル数Ｎ（図２１ではＮ＝３）を超えた場合、このルーチンを終了する。
パラメータｉがＮ以下の場合、端局制御部２２１Ａは、波長分散量データテーブルが示す第ｉチャネルの波長λｉと対応する各光ファイバの波長分散量から、受信光伝送路（端局制御部２２１−１の場合は下り光伝送路）に沿った全光ファイバの総波長分散量Ｄｉを算出する（ステップ６０３）。この後、第ｉチャネル（波長λｉ）の光電界受信器２００−ｉＡの端子２０７に補償量「−Ｄｉ」を設定し、光電界受信器２００−ｉＡを起動する。端局制御部２２１Ａは、パラメータｉの値をインクリメント（ｉ＝ｉ＋１）して、パラメータｉが、多重化チャネル数Ｎを超えるまで、ステップ６０２〜６０４を繰り返す。
本実施例によれば、光電界受信器２００−１Ａ〜２００−３Ａは、起動時から波長分散補償量を高精度で推定できるため、適応制御が不要となる。仮に、適応制御を使用した場合であっても、短時間で最適な制御状態に遷移でき、誤動作を防止することが可能となる。
図２３は、本発明の光電界受信器を適用した複数の光アッドドロップ装置（ＡＤＭ）２３０−１〜２３０−４からなる光ネットワーク構成の1実施例を示す。光アッドドロップ装置２３０−１〜２３０−４は、光ファイバ伝送路２０６−１〜２０６−４でリング状に接続されている。
光アッドドロップ装置や光クロスコネクトを用いた光ネットワークでは、光信号経路が動的に変更される可能性がある。本実施例では、光信号経路の変更時に、光アッドドロップ装置２３０−１に接続された制御コンソール２３１によって、経路変更の影響を受ける光受信器２００における分散補償量を適正化する。２２２は、ネットワークを構成している全光ファイバについて、波長毎の波長分散値を記録したデータベース２２２である。光信号経路が変更された時、制御コンソール２３１は、データベース２２２をアクセスし、新たな光信号経路と使用波長に応じた総波長分散値を算出し、これをネットワーク経由で、新経路の終端となる光アッドドロップ装置（２３０−２〜２３０−４）に接続された光受信器２００（２００−１〜２００−３）に分散補償量として配信する。
例えば、図２３において、光送信器２００−３から出力される波長λ３の光信号は、光アッドドロップ装置２３０−４に入力され、光経路２３２−３に沿った３つの光ファイバ伝送路２０６−１、２０６−２、２０６−３を経由して、光アッドドロップ装置２３０−３に接続された光電界受信器２００−３に到達している。光経路２３２−３が新たな経路の場合、制御コンソール２３１は、データベース２２２から、波長λ３と対応する光ファイバ伝送路２０６−１、２０６−２、２０６−３の波長分散量を読み出し、その合計値から決まる補償量の設定信号を破線で示す通信経路２３３−３で光電界受信器２００−３に通知する。補償量設定信号は、補償量設定端子２０７−３に入力され、これによって、て光電界受信器２００−３の電界補償回路２０２に最適な分散補償値が設定される。
本実施例によれば、光ネットワーク上での光経路が切り替わった場合でも、制御コンソールから、光経路の終端となる光電界受信器２００−３に適切な補償量を即座に設定できるため、通信の中断時間を大幅に削減することが可能となる。尚、制御コンソールから設定した分散補償値の精度が不十分な場合、実施例１０で説明したように、この値を初期値として、適応制御によって最適化すればよい。
図２４は、本発明による光電界受信器を適用した光多値信号受信器の他の実施例を示す。
本実施例では、図１６で説明した完全型の光電界受信器の光遅延検波器２０１−１、２０１−２で光多値信号１２３を受信し、電界演算部１１１の出力を電界補償回路２０２に入力し、電界補償後の電界信号２０３−１、２０３−２を位相変動無依存のシンボル判定部１７６に入力することによって、位相変動成分の除去と、多値信号のシンボル判定を行っている。このように、光電界受信器の後段に、シンボル判定回路や、ＦＦＥ、ＤＦＥなどの等化回路、誤り訂正回路などを接続することによって、高機能の光多値変調信号受信器を構成することが可能となる。
図２５は、本発明の光電界受信器を適用した光多値信号受信器の更に他の実施例を示す。
本実施例では、図１６で説明した完全型の光電界受信器の電界補償回路２０２からの出力信号のうち、振幅成分ｒｉ(ｎ)を示す信号２０３−１は、位相変動無依存のシンボル判定部１７６に直接入力し、位相成分φｉ(ｎ)を示す信号２０３−２は、電気領域の遅延検波回路２３４に入力し、遅延検波回路２３４から出力された差動位相信号Δφ(n)を位相変動無依存シンボル判定部１７６に供給することによって、位相変動成分の除去と多値信号のシンボル判定を行っている。
電界補償回路２０２で完全な分散補償を行うためには、前段の電界演算部１１１で、予め全光電界情報ｒ(ｎ)、φ(ｎ)を再生しておく必要がある。しかしながら、ＡＰＳＫ信号のように遅延検波が適用可能な信号を受信信号とした場合、電界補償回路２０２で補償済みの電界信号のうち、位相成分φｉ(ｎ)を電気領域の遅延検波回路２３４に入力して、差動位相信号Δφ(ｎ)を算出し、これをシンボル判定に適用することによって、位相変動の影響を除去することが可能となる。
図２６は、本発明の第１４実施例として、インタリーブサンプリングを適用した光多値信号受信器を示す。
本実施例では、図８で説明した第２実施例の光多値信号受信器において、光遅延検波器１０４−１、１０４−２の代わりに、遅延量３Ｔの光遅延検波器２４４−１、２４４−２を使用し、バランス型光受信器１０５−１、１０５−２に、それぞれ３個のＡ／Ｄ変換器１０６−１Ａ〜１０６−３Ａ、１０６−１Ｂ〜１０６−３Ｂを接続して、互いに対をなす３組のＡ／Ｄ変換出力「ｘ１、ｙ１」、「ｘ２、ｙ２」、「ｘ３、ｙ３」をそれぞれ電界演算部１１１−１〜１１１−３に入力している。電界演算部１１１−１〜１１１−３の出力信号１１７−１〜１１７−３は、それぞれ位相変動無依存のシンボル判定部１７６−１〜１７６−３に入力される。これら３個のシンボル判定部をインタリーブ動作させることによって、シンボル判定に必要な回路速度を１／３に低減することが可能になる。
２４０は、受信シンボルタイミングに同期して周波数が１／３Ｔのクロックを発生する分周クロック源であり、遅延時間Ｔと２Ｔの遅延回路１５７を使用することによって、シンボル時間Ｔの位相差をもつ３相のクロック信号列が生成されている。３組のＡ／Ｄ変換器１０６−ｉＡ、１０６−ｉＢ（ｉ＝１〜３）は、これらの３相のクロック信号をサンプリングクロックとして、バランス型光受信器１０５−１、１０５−２の出力信号をディジタル化する。
この結果、バランス型光受信器１０５−１、１０５−２から出力された遅延検波信号は、これら３組のＡ／Ｄ変換器で、図２７に黒丸、二重丸、白丸で示すように、時間軸上で３系列にインタリーブしてサンプリングされる。この場合、光遅延検波器２４４−１、２４４−２の遅延量が３Ｔとなっているため、電界演算部１１１−１〜１１１−３では、互いに独立して光電界の再生演算を実行することができる。再生された光電界信号１１７−１〜１１７−３は、それぞれ個別のシンボル判定部１７６−１〜１７６−３によって、位相変動の除去とシンボル判定が行われる。シンボル判定部１７６−１〜１７６−３から出力された３系統のデジタル信号は、多重化回路２４３で合成され、再生多値デジタル信号１４４として出力される。
上記構成において、時間軸上でインターリーブされた３系列の位相点（図２６の黒丸、二重丸、白丸）を電界演算部１１１−１〜１１１−３で個別に処理し、互いに相関させることなくシンボル判定回路１７６−１〜１７６−３に供給すると、位相や振幅に誤差を持つ可能性がある。
そこで、本実施例では、再生光電界信号１１７−１〜１１７−３を電界同期回路２４１に分岐し、同一位相点の平均振幅、平均位相を相互に比較し、その差分を補正信号２４２としてシンボル判定部１７６−１〜１７６−３に供給する。各シンボル判定部１７６は、上記補正信号に従って、３系統の出力信号の振幅、位相基準が常に一致するように、入力信号振幅の正規化と基準位相の補正を行う。尚、補正信号２４２は、シンボル判定部１７６に与える代わりに、電界演算部１１１−１〜１１１−３に供給し、各電界演算部１１１−１〜１１１−３が、それぞれの出力信号（再生光電界信号）１１７−１〜１１７−３を補正するようにしてもよい。
本実施例において、インタリーブ数やサンプリング速度は任意に選ぶことができる。例えば、図１６に示した完全型の光電界受信器２００でインタリーブ数２のインタリーブサンプリングを行う場合、光遅延検波器２０１−１、２０１−２の遅延時間をＴとし、サンプリング速度を１／Ｔにすればよい。
以上の実施例から明らかなように、本発明の光電界受信器は、光遅延検波器を用いているため、入力光の偏波状態に無依存であり、局部発振光源を必要としない。実施例で示した光多値信号受信器は、光遅延検波器の出力信号を処理する電界演算回路において、光信号位相点の２次元座標情報を直接的に再生することができるため、電界演算回路に接続したシンボル判定回路で多値シンボルの一括判定が可能となり、伝送効率の高い３２値、６４値等の多値数の大きい光多値信号受信器を比較的小型のハードウェア規模で実現できる。
また、本発明では、電界演算や多値判定を電気的なデジタル回路で実行できるため、伝送路の損失や信号のＳＮ比、劣化要因などに応じた適応型受信器を容易に実現できる。光電界受信器に電界補償回路を接続した場合、波長分散や帯域劣化などの線形な伝送劣化を理論的に完全に補償でき、補償内容を動的に変更する適応分散補償を実現することも可能となる。また、本発明は、光ファイバ通信用の受信器以外に、例えば、光電界波形測定装置や光空間伝送装置などにも適用可能である。
尚、無線通信分野における多値信号伝送と、本発明が適用される光通信分野では、技術的に以下のような相違がある。
（１）無線通信分野の受信器は、一般的に局部発振器を使用し、入力電界の直交成分をコヒーレント受信する構成となっている。これは、本明細書で図２に示したコヒーレント光伝送方式に対応している。無線通信の分野では、光通信と異なり、受信信号の偏波依存性や局発発信器のコストが問題とならないため、このようなコヒーレント電界受信器を比較的簡単に構成できる。本発明は、局部発振器を使用することなく、光遅延検波器を使用してコヒーレント検波と同様の効果を得たものであり、無線通信分野の受信器とは解決課題を異にしている。
（２）無線通信分野でも、遅延検波器が使用されている。しかしながら、無線通信分野では、局部発振器を用いたコヒーレント直交検波によってベースバンド信号を生成し、このベースバンド信号に対して、遅延検波を適用するのが一般的である。本発明の光遅延検波は、直交分離が不可能な複素光信号に対して適用してあり、無線通信における遅延検波とは作用効果が異なっている。
本発明は、光通信分野における高伝送効率の多値変調信号受信に適用できる。
光伝送に適用可能な変調方式の説明図。 従来のコヒーレント光電界受信器の1例を示す構成図（Ａ）と、位相変動の影響を示す図（Ｂ）。 ８値振幅位相変調（ＡＰＳＫ）信号の位相点配置（Ａ）と、従来の８ＡＰＳＫ信号受信用の光多値信号受信器の構成図（Ｂ）。 判定帰還型の従来の２値位相変調光受信器の1例を示す構成図。 本発明による光電界受信器の第１実施例を示す構成図。 第１実施例における電気的受信信号（Ａ）と再生電界信号（Ｂ）の変化を示す図。 第１実施例における電界演算部１１１を並列化した場合の構成図。 本発明による光電界受信器の第２の実施例を示す光多値信号受信器の構成図。 第２実施例における判定帰還による位相雑音除去の原理説明図。 第２実施例で採用される初期位相判定方法を説明するための図。 本発明による光電界受信器の第３実施例を示す光多値信号受信器の構成図。 本発明による光電界受信器の第４実施例を示す光多値信号受信器の構成図。 本発明による光電界受信器の第５実施例を示す光ＡＰＳＫ信号受信器の構成図。 光ＡＰＳＫ信号の差動受信の原理説明図。 本発明による光電界受信器の第５実施例を示すＮ値光位相変調信号用の光信号受信器の構成図。 本発明による光電界受信器の第６実施例を示す完全型光電界受信器の構成図。 第７実施例における波長分散補償の原理説明図。 第７実施例の光電界受信器による波長分散補償の説明図。 本発明による光電界受信器の第８実施例を示す適応補償型の光電界受信器の構成図。 本発明による光電界受信器の第９実施例を示す２値強度変調信号用の光電界受信器の構成図。 本発明による光電界受信器の第１０実施例を示す波長多重光伝送系の構成図。 第１０実施例において局制御部が実行する補償量設定ルーチンのフローチャート。 本発明による光電界受信器の第１１実施例を示す複数ＡＤＭからなる光ネットワークの構成図。 本発明による光電界受信器の第１２実施例を示す光多値信号受信器の構成図。 本発明による光電界受信器の第１３実施例を示す光多値信号受信器の構成図。 本発明による光電界受信器の第１４の実施例を示すインターリーブサンプリング型の光多値信号受信器の構成図である。 第１４実施例におけるインターリーブ動作の説明図。
符号の説明
１００：光電界受信器、１０１：入力光信号、１０２：光分岐回路、１０３：光信号経路、１０４：光遅延検波器、１０５：バランス型光受信器、１０６：Ａ／Ｄ変換器、１０７：サンプリングクロック、１０８：遅延調整回路、１０９：電気信号の経路、１１１：電界演算部、１１２：平方演算回路、１１３：逆正接演算回路、１１５：遅延除算回路、
１１６：遅延加算回路、１１７：再生光電界信号、１２０：パケット分割回路、
１２１：パケット合成回路、１２３：光多値信号、１２４：光ＡＰＳＫ信号、１３０：局部発振レーザ光源、１３１：偏波分離回路、１３２：局発光、１３３：光多値信号のＰ偏波成分、１３４：光多値信号のＳ偏波成分、１３６：位相ダイバーシティ回路、１３７：Ｉ成分出力光、１３８：Ｑ成分出力光、１４１：デジタル演算回路、１４３：シンボル判定回路、１４４：再生多値デジタル信号、１５０：光分岐回路、１５１：光強度受信器、１５２：２値判定回路、１５３：２値再生デジタル信号、１５４：加算器、１５５：重み付け回路、１５６：４象限乗算器、１５７：遅延回路、１５８：乗算回路、１５９：２値差動位相変調光、１６０：平方根回路、１６１：クロック抽出回路、１７１：減算回路、１７４：位相変動推定回路、１７５：位相変動の推定値、１７６：位相変動無依存のシンボル判定回路、１９１：倍周波クロック源、１９２：再サンプリング回路、１９３：判定帰還等化回路、１９４：判定帰還信号、１９５：自動利得制御回路、１９７：Ｎ値光位相変調信号、１９８：直交座標変換回路、２００：完全型光電界受信器、２０１：遅延量Ｔ／２の光遅延検波器、２０２：電界補償回路、２０３：補償後の電界信号、２０６：光ファイバ伝送路、２０７：補償量入力端子、２０８：電界算出部、２１０：光多値信号送信器、２１１：４倍回路、２１２：偏差最小化制御回路、２１３：２値振幅変調光送信器、
２１４：アイ開口検出回路、２１５：最大化制御回路、２２０：光波長多重伝送装置、
２２１：端局制御部、２２２：データベース、２２３：波長合波器、２２４：波長分波器、２２５：光増幅器、２２６：光送信器、２３０：光アッドドロップ装置、２３１：制御コンソール、２３２：光信号の経路、２３３：補償量設定信号の通信経路、２３４：遅延検波回路、２４０：分周クロック源、２４１：電界同期回路、２４２：補正信号、２４３：多重化回路、２４４：遅延量３Ｔの光遅延検波器。

Claims (19)

  1. 光多値信号を受信する光電界受信器であって、
    受信した光多値信号を第１、第２の光信号に分岐する光分岐器と、
    上記第１の光信号を遅延時間Ｔ（Ｔ＝シンボル時間）で遅延検波する第１の光遅延検波器と、
    上記第１の光遅延検波器と９０度ずれた光位相差で、上記第２の光信号を遅延時間Ｔで遅延検波する第２の光遅延検波器と、
    上記第１、第２の遅延検波器から出力される複素信号のｘ成分、ｙ成分を示す遅延検波信号をそれぞれ第１、第２の電気的信号に変換する第１、第２の光受信器と、
    上記第１、第２の電気的信号から、シンボル時間Ｔ毎に、受信シンボルの位相角またはシンボル間位相差を示す第１の再生信号を生成する電界演算部とからなることを特徴とする光電界受信器。
  2. 前記電界演算部が、前記第１、第２の電気的信号から、シンボル時間Ｔ毎に、受信シンボルの振幅値を示す第２の再生信号を生成することを特徴とする請求項１に記載の光電界受信器。
  3. 前記電界演算部が、前記第１、第２の電気的信号の二乗和の平方根演算によって得られた遅延検波信号の振幅値を、１シンボル時間前に前記第２の再生信号として出力された受信シンボルの振幅値で除算することによって、前記第２の再生信号として新たに出力すべき振幅値を生成することを特徴とする請求項２に記載の光電界受信器。
  4. 位相変調と振幅変調の組み合わせによる多値の光信号を受信する光電界受信器であって、
    受信した光多値信号を第１、第２、第３の光信号に分岐する光分岐器と、
    上記第１の光信号を遅延時間Ｔ（Ｔ＝シンボル時間）で遅延検波する第１の光遅延検波器と、
    上記第１の光遅延検波器と９０度ずれた光位相差で、上記第２の光信号を遅延時間Ｔで遅延検波する第２の光遅延検波器と、
    上記第１、第２の遅延検波器から出力される複素信号のｘ成分、ｙ成分を示す遅延検波信号をそれぞれ第１、第２の電気的信号に変換する第１、第２の光受信器と、
    上記第３の光信号を電気的な光強度信号に変換する第３の光受信器と、
    シンボル時間Ｔ毎に、上記第１、第２の光受信器の出力信号から、受信シンボルの位相角またはシンボル間位相差を示す第１の再生信号を生成し、上記第３の光受信器の出力信号から、受信光信号の振幅値を示す第２の再生信号を生成する電界演算部とからなることを特徴とする光電界受信器。
  5. 前記電界演算部が、前記第１、第２の電気的信号の逆正接演算によって、前記第１の出力信号として出力すべきシンボル間位相差を生成することを特徴とする請求項１〜請求項４の何れかに記載の光電界受信器。
  6. 前記電界演算部が、前記第１、第２の電気的信号から算出されたシンボル間位相差と、少なくとも１シンボル時間前に前記第１の再生信号として出力された位相角とに基いて、前記第１の再生信号として出力すべき位相角を生成することを特徴とする請求項１〜請求項４の何れかに記載の光電界受信器。
  7. 前記光分岐器から前記第１、第２の光遅延検波器を経て前記電界演算部に至る２つの信号経路における伝播時間差を前記シンボル時間Ｔ以下に調整するための遅延調整手段を備えたことを特徴とする請求項１〜請求項６の何れかに記載の光電界受信器。
  8. 前記電界演算部で生成された振幅値と位相角を複素信号の同相成分（Ｉ成分）と直交成分（Ｑ成分）に変換して、前記第１、第２の再生信号として出力するための直交座標変換部を備えたことを特徴とする請求項２〜請求項４の何れかに記載の光電界受信器。
  9. 前記各光受信器から出力された電気的信号をディジタル信号に変換するための複数のＡ／Ｄ変換器を備え、前記電界演算部が、ディジタル演算によって前記第１、第２の再生信号を生成することを特徴とする請求項２〜請求項４の何れかに記載の光電界受信器。
  10. 請求項１〜請求項９の何れかに記載の光電界受信器と、
    上記光電界受信器からの出力信号に基いて、受信シンボルと対応した多値ディジタル信号を復号するシンボル判定回路とからなることを特徴とする光多値信号受信器。
  11. 請求項２に記載の光電界受信器と、
    上記光電界受信器から出力された前記第１、第２の再生信号に基いて、受信シンボルと対応した多値ディジタル信号を復号するシンボル判定回路とからなり、
    上記シンボル判定回路が、前記第１の再生信号が示す位相角から位相変動成分を除去するための手段を備え、該位相変動成分が除去された位相角と前記第２の再生信号が示す振幅値とに基いて、上記多値ディジタル信号を生成することを特徴とする光多値信号受信器。
  12. 請求項９に記載の光電界受信器と、
    上記光電界受信器から出力された前記第１、第２の再生信号に基いて、受信シンボルと対応した多値ディジタル信号を生成するシンボル判定回路とからなり、
    前記各Ａ／Ｄ変換器が、シンボルレート（１／Ｔ）の２倍以上のサンプリング速度で、前記各光受信器から出力される電気的信号をディジタル信号に変換することを特徴とする光多値信号受信器。
  13. 前記シンボル判定回路が、前記第１、第２の再生信号の波形劣化を補償するための波形等化手段を備えたことを特徴とする請求項１２に記載の光多値信号受信器。
  14. ２値以上の多値変調を施された光信号を受信する光電界受信器であって、
    受信した光多値信号を第１、第２の光信号に分岐する光分岐器と、
    上記第１の光信号をＴ／２以下（Ｔ＝シンボル時間）の遅延時間ｔで遅延検波する第１の光遅延検波器と、
    上記第１の光遅延検波器と９０度ずれた光位相差で、上記第２の光信号を遅延時間ｔで遅延検波する第２の光遅延検波器と、
    上記第１、第２の遅延検波器から出力される複素信号のｘ成分、ｙ成分を示す遅延検波信号をそれぞれ第１、第２の電気的信号に変換する第１、第２の光受信器と、
    上記各光受信器の出力信号をサンプリング周期ｔでディジタル信号に変換するための第１、第２のＡ／Ｄ変換器と、
    上記第１、第２の電気的信号から、周期ｔで、受信シンボルの位相角を示す第１の再生信号と、受信シンボルの振幅値示す第２の再生信号とを生成する電界演算部とからなることを特徴とする光電界受信器。
  15. 前記電界演算部が、前記第１、第２の再生信号に対して、前記光多値信号が通過した外部光伝送路で生じた波形劣化を補償するための光電界補償回路を備え、
    上記光電界補償回路が、上記外部光伝送路における波形劣化を示す伝達関数とは逆の伝達関数、または上記外部光伝送路で発生する自己位相変調とは逆の演算子を適用して、上記第１、第２の再生信号の波形劣化を補償することを特徴とする請求項１４に記載の光電界受信器。
  16. 前記電界補償回路から出力される波形劣化補償後の第１の再生信号から生成された位相偏差を示す信号、または波形劣化補償後の第２の再生信号から生成されたアイ口径を示す信号に基いて、上記電界補償回路における波形劣化の補償量を最適化するための自動制御手段を備えたことを特徴とする請求項１５に記載の光電界受信器。
  17. 前記光分岐器から前記第１、第２の光遅延検波器を経て前記電界演算部に至る２つの信号経路における伝播時間差を前記遅延時間ｔ以下に調整するための遅延調整手段を備えたことを特徴とする請求項１４〜請求項１６の何れかに記載の光電界受信器。
  18. 請求項１４〜１７の何れかに記載の光電界受信器と、
    前記第１、第２の再生信号に基いて、受信シンボルと対応した多値ディジタル信号を生成するシンボル判定回路とからなることを特徴とする光多値信号受信器。
  19. 請求項１５に記載された少なくとも１つ光電界受信器と、
    前記外部光伝送路を構成する各光ファイバ区間の波長分散情報を使用波長と対応付けて格納した記憶装置と、
    制御部とからなり、
    上記制御部が、上記記憶装置に格納された波長分散情報に基いて、上記光電界受信器に入力される特定波長の光多値信号の波長分散の総量を算出し、該波長分散総量に対応した補償量を前記光電界補償回路に設定することによって、前記波長劣化補償用の前記伝達関数を決定することを特徴とする光伝送装置。
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