WO2011083575A1 - 光伝送システム - Google Patents

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WO2011083575A1
WO2011083575A1 PCT/JP2010/050096 JP2010050096W WO2011083575A1 WO 2011083575 A1 WO2011083575 A1 WO 2011083575A1 JP 2010050096 W JP2010050096 W JP 2010050096W WO 2011083575 A1 WO2011083575 A1 WO 2011083575A1
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signal
modulation
modulator
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PCT/JP2010/050096
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信彦 菊池
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株式会社日立製作所
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    • H04B10/66—Non-coherent receivers, e.g. using direct detection
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    • H04B10/6971—Arrangements for reducing noise and distortion using equalisation
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    • H04B10/67—Optical arrangements in the receiver
    • H04B10/676—Optical arrangements in the receiver for all-optical demodulation of the input optical signal
    • H04B10/677—Optical arrangements in the receiver for all-optical demodulation of the input optical signal for differentially modulated signal, e.g. DPSK signals

Definitions

  • the present invention relates to an optical transmission system, and more particularly to an optical transmission system in which optical waveform distortion is reduced in optical information transmission technology, and more particularly, to an optical transceiver suitable for transmitting and receiving multilevel optical information transmitted by an optical fiber
  • the present invention relates to an optical transmission system.
  • the amount of information that can be transmitted by a single optical fiber almost reaches the limit by using the wavelength band of the optical fiber amplifier by increasing the number of wavelengths and increasing the modulation speed of the optical signal. There is. Furthermore, in order to increase the transmission capacity of the optical fiber, it is necessary to devise a signal modulation method, pack many optical signals in a limited frequency band, and increase the utilization efficiency of the frequency band.
  • Multi-level modulation technology has enabled high-efficiency transmission with a frequency utilization efficiency exceeding 10 since the 1960s.
  • Multilevel modulation is considered promising in optical fiber transmission, and has been studied in the past.
  • R. A. Griffin, et. Al. In “10 Gb / s Optical Differential Quadrature Phase Shift Key (DQPSK) Transmission using GaAs / AlGaAs Integration,” OFC 2002, paper PD-FD6, 2002 (Non-Patent Document 1), QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) performing four-valued phase modulation Is reported, N. Kikuchi, K. Mandai, K. Sekine and S.
  • FIG. 1 are diagrams showing a description of a complex phase plane used for light transmission, and signal point arrangements of various known modulation schemes.
  • Signal points complex representation of the optical electric field at the identification time
  • the complex phase plane or complex plane, phase plane, IQ plane.
  • FIG. 1A is an explanatory view of signal points on the IQ plane, and each signal point is a complex orthogonal coordinate (IQ coordinate) or a polar coordinate shown by an amplitude r (n) and a phase ⁇ (n) shown in the figure. Can be displayed.
  • IQ coordinate complex orthogonal coordinate
  • ⁇ phase ⁇
  • phase angle ⁇ (n). , 10) are shown as quaternary phase modulation (QPSK).
  • (C) shows 16-ary quadrature amplitude modulation (16 QAM) widely used in radio.
  • 16 QAM signal points are arranged in a grid, and four bits of information can be transmitted by one symbol.
  • the value of the upper 2 bits (10xx, 11xx, 01xx, 00xx) in the Q axis coordinate and the value of the lower 2 bits (xx10, xx11, xx01, xx00) in the I axis coordinate are represented. It is known that this signal constellation can increase the distance between signal points, so that it is known that the reception sensitivity is high, and in optical communication this kind of quadrature amplitude modulation can be realized using a coherent optical receiver.
  • the coherent receiver is a scheme using a local light source disposed inside the receiver for detecting the phase angle of the optical signal.
  • a coherent reception method which is one of the prior art of an optical multilevel receiver, for example, M. G. Taylor, “Coherent detection method using DSP to demodulate signal and for subsequencing equalization of propagation impairments,” paper We4.
  • P. No. 111, ECOC 2003, 2003 (non-patent document 4) describes a coherent optical field receiver.
  • FIG. 2 is a block diagram of a conventional digital coherent optical multilevel transmission system using a polarization diversity coherent optical field receiver.
  • the unmodulated laser beam output from the laser light source 106 is input to the orthogonal optical field modulator 107, and the output optical signal 109 subjected to predetermined electric field modulation is output from the output optical fiber 108 Ru.
  • An information signal to be transmitted is input to the digital information input terminal 101 as a parallel (for example, m bit width) binary high-speed digital electrical signal sequence. This signal is converted into a complex multilevel information signal 103 by the complex multilevel signal generation circuit 102 in units of several bits.
  • the real part i and the imaginary part q are output.
  • These signals are converted into high-speed analog signals by DA converters 104-1 and 104-2, respectively, and then amplified by driver circuits 105-1 and 105-2 to modulate I and Q of orthogonal optical field modulator 107. Input to the terminal.
  • the output optical signal 109 becomes an optical electric field signal having the complex multilevel signal (i, q) as the in-phase component I and the orthogonal component Q of the optical electric field.
  • the optical electric field of the light amplitude / phase modulation signal is (i (n) + jq (n)) exp (j ⁇ (n)), where ⁇ (n) is an optical angular frequency of the laser light source 106.
  • ⁇ (n) is an optical angular frequency of the laser light source 106.
  • the configuration using the DA converter 104 in multi-level modulation is shown. However, when the number of multi-levels is small, for example, in the case of realizing 4-level phase modulation, the DA converter is not used. In some cases, two sets of binary signals are applied to the orthogonal optical field modulator.
  • the output optical signal 109 is transmitted through the optical fiber transmission line 122, and after being subjected to transmission deterioration due to wavelength dispersion of the optical fiber or the like, the output optical signal 109 is input to the digital coherent optical receiver 120.
  • the input optical signal 121 is divided into four sets of in-phase components of horizontal (S) polarization and orthogonal components of horizontal polarization, and in-phase components and orthogonal components of vertical (P) polarization by the polarization separation / light 90 degree hybrid circuit 113. They are separated and input to balanced optical receivers 110-1, 110-2, 110-3, and 110-4, respectively.
  • the local laser light source 112 disposed in the receiver is used as a reference of the light phase of the received light, and has substantially the same wavelength as the input light signal 121.
  • the output light of the local laser light source 112 is connected to the other input port of the polarization separation / light 90 degree hybrid circuit 113, and like the signal light, the balance type optical receivers 110-1, 110-2, 110-3. , 110-4.
  • the input signal light interferes with local light to be converted into an electric signal, and time-sampled by the AD converters 111-1, 111-2, 111-3, and 111-4, respectively. It is converted to a digital signal.
  • These digital signals are first input to the chromatic dispersion compensation circuits 114-1 and 114-2 for each polarization component, and then input to the adaptive equalization circuit 115, and waveform distortion due to modulation distortion or residual wavelength dispersion, polarization After compensation for changes in wave state, polarization dispersion, and the like, the signal is input to the phase estimation circuit 116 in the subsequent stage.
  • the two sets of multi-level signals from which the phase fluctuation has been removed are input to the multi-level signal determination circuit 117, subjected to symbol determination processing, and decoded into the original bit string.
  • FIG. 3 is an explanatory view of the problem of the present invention, and shows a state of modulation distortion and its equalization in a conventional digital coherent optical multilevel transmission system.
  • the multi-level signal output from the complex multi-level signal generation circuit 102 is an ideal one described by digital information.
  • the complex signal point arrangement is as shown in FIG.
  • the position of the signal point contains no error or distortion at all.
  • the multi-level signal suffers from significant waveform deterioration.
  • the optical electric field of the output signal 101 causes an error in the signal point position as shown in FIG. 3B, which causes the code error rate of the received signal to be greatly deteriorated.
  • FIG. 3C shows the signal point arrangement input to the adaptive equalization circuit 115, which is almost the same as the output optical signal 109 (here, for the sake of simplicity, the influence of chromatic dispersion, polarization fluctuation, and phase fluctuation) Ignore).
  • the digital adaptive equalization filter such as multistage transversal filter as the adaptive equalization circuit 115 Can be As a result, as shown in FIG. 3D, it is possible to almost completely remove modulation distortion from the output signal point and prevent deterioration of transmission characteristics such as a code error rate.
  • FIG. 4 is a block diagram of a phase pre-integration type optical multilevel signal transmission system using the optical direct detection proposed by us previously. This method realizes optical multilevel transmission simply by using optical delay detection without using coherent detection and local light source, and the details thereof are described in Patent Document 1: WO2009 / 060920 .
  • phase pre-accumulation type optical electric field transmitter 123 (laser light source 106, orthogonal optical electric field light modulator 107, complex multilevel signal generation circuit 102, D / A converter 104, driver circuit 105, etc.) Similar to the second optical multilevel transmitter 100, a part of internal signal processing is different because optical direct detection is used.
  • the multilevel signal output from the complex multilevel signal generation circuit 102 is input to the phase preintegration circuit 126, and the phase preintegration complex in which only the phase component is digitally integrated at the time interval T internally It is converted into a multilevel information signal.
  • ⁇ (n) is the phase angle of the output signal
  • ⁇ (n) is the past phase angle ⁇ (1). . . . It is a value obtained by cumulatively adding ⁇ (n).
  • the output signal is converted to the orthogonal coordinate system again, and then input to the complex up-sampling circuit 124, which complements the sampling points so that the sampling rate is 2 samples / symbol or more. This satisfies the Nyquist theorem and enables perfect electric field equalization processing.
  • the inverse function of the degradation occurring in the optical fiber transmission line 122 or the like is applied by the pre-equalization circuit 125 and converted into a complex signal i '', q ''.
  • the output optical signal 109 is transmitted through the optical fiber transmission line 122, and is subjected to transmission deterioration due to wavelength dispersion of the optical fiber or the like, and then input to the noncoherent optical multilevel receiver 130 as the input optical signal 121.
  • the influence of the chromatic dispersion of the optical fiber transmission line mutually cancels out with the inverse function applied in advance by the pre-equalization circuit 125, so the input optical signal 121 is equivalent to the output signal of the phase pre-integration circuit 126.
  • the input optical signal 121 is branched into three optical signal paths by the optical branching device 132, and is input to the first optical delayed detector 133-1, the second optical delayed detector 133-2, and the optical intensity receiver 135. Be done.
  • the first optical delay detector 133-1 is such that the delay time difference Td between the two internal optical paths is approximately equal to the symbol time T of the received optical multilevel information signal, and the optical phase difference between the two paths is zero. It is set to.
  • the second optical delay line detector 133-2 is set such that the delay time difference Td between the two internal optical paths is approximately equal to T, and the optical phase difference between the two paths is ⁇ / 2.
  • the output lights of the first and second optical delay detectors 133-1 and 133-2 are converted into electric signals by the balanced optical receivers 134-1 and 134-2, respectively, and then AD converters 136-1, At 136-2, they are converted into digital signals dI (n) and dQ (n). Further, the output electric signal of the light intensity receiver 135 is also converted into a digital signal P (n) by the AD converter 136-3.
  • the digital signals dI (n) and dQ (n) are input to the adaptive equalization circuit 115-1 to remove a part of waveform distortion, and then input to the inverse tangent calculation circuit 137.
  • a two-argument inverse tangent operation is performed using dI (n) as the X component and dQ (n) as the Y component, and the phase angle is calculated.
  • ⁇ (n) is the phase difference ( ⁇ (n) ⁇ (n ⁇ 1)) from the immediately preceding symbol of the received n-th light electric field symbol. Since dI and dQ are sine and cosine components of ⁇ (n), respectively, the arctangent operation circuit 137 can calculate ⁇ (n) by performing an inverse tangent (inverse Tan) operation of four quadrants.
  • One of the problems to be solved by the present invention is that, in the conventional optical multilevel transmission system using direct detection, completeness etc. of modulation distortion caused by imperfection of optical modulation on the transmission side in the optical multilevel receiver. In that it can not be That is, in the optical multilevel transmission system using the direct detection shown in FIG. 4 described above, since the optical multilevel signal restoration process inside the optical multilevel receiver is non-linear, the electric field orthogonality is made inside the transmitter. Linear distortion that occurs in modulation can not be linearly equalized.
  • the adaptive equalization circuits 115-1 and 115-2 are disposed inside the noncoherent optical receiver of FIG. 4, they can be corrected by a linear transversal filter generally used as these adaptive equalization circuits. Is only a part of the distortion of the received waveform. For example, in the adaptive equalization circuits 115-1 and 115-2, equalization of imperfections in the frequency characteristics of the receiver, reflection of high frequency signals inside the receiver, deviation of the origin of signal point arrangement, amplitude error, etc. However, in principle, it is not possible to equalize modulation distortion, which is waveform distortion generated due to linear deterioration inside the optical transmitter.
  • FIG. 5 shows the results of numerical calculation of modulation / demodulation of a four-level phase modulation signal using an optical transmission simulation, and shows an example of modulation distortion in a conventional optical transmission system using direct detection, adaptation on the receiving side, etc.
  • Show the effects of 5A shows the signal point arrangement of the original multilevel signal generated by the complex multilevel signal generation circuit
  • FIG. 5B shows the modulation distortion which is deteriorated due to the lack of the frequency characteristic inside the transmitter and the deviation of the modulation timing. It is a signal point arrangement of the output optical signal 109.
  • this calculation example is a simple four-level phase modulation example, and the phase preintegration circuit 126, the preequalization circuit 125, the DA converter 104, etc. shown in FIG. 4 are not used.
  • FIGS. 5C and 5D show signal point constellations of complex signals obtained by receiving and reproducing the 4-level phase modulation signal with modulation distortion by the noncoherent optical multilevel receiver 130 of FIG. Due to the influence, modulation distortion increases more than the output light signal (B).
  • (C) is the case where there is no adaptive equalization circuit 115
  • (D) is the case where the adaptive equalization circuit 115 is used, but the effect of the adaptive equalization is only slightly obtained, and most of the modulation distortion remains. I understand.
  • the second problem to be solved by the present invention is performance in an optical multilevel modulation circuit using a plurality of optical modulators using the conventional direct detection, the performance being caused by the timing difference of the electric signal to be applied and the difference of the frequency characteristics. It is deterioration. Since these may have variations at the time of mounting, and their amounts also change due to aging deterioration or temperature characteristic deviation, it is difficult to make them completely zero on the transmission side, and causes the deterioration of transmission characteristics and become.
  • An object of the present invention is to equalize modulation distortion in an optical transmission system using direct detection. Another object is to prevent deterioration of transmission characteristics and enhance the practicability of the optical transmission system.
  • the object of the present invention is to provide an optical transmitter comprising a polar coordinate type optical phase modulator that modulates the phase of an optical signal in the phase rotation direction, a combination type two-dimensional optical differential detection receiver, and two or more AD converters
  • an optical receiver provided with a differential phase calculation circuit and a digital adaptive equalizer
  • the optical receiver receives the binary or more optical phase multilevel modulation signal sent from the optical transmitter, and converts the output signal of the two-dimensional optical delay detector into a high-speed digital signal by the AD converter. This is realized by inputting to the differential phase calculation circuit and performing adaptive processing of the multilevel signal after adaptively equalizing the calculated differential phase component by the digital adaptive equalizer.
  • an optical amplitude modulator that does not cause phase inversion of the optical signal
  • an optical intensity detector is provided inside the optical receiver
  • An optical multi-level modulated signal in which both the phase and the amplitude of the optical signal are modulated is transmitted from the optical transmitter, and a differential phase component obtained from the optical receiver is an optical intensity modulation component obtained from the optical intensity modulator
  • the object of the present invention can be realized by performing the determination process of the multilevel signal after combining the light amplitude modulation component which is the square root thereof.
  • a Mach-Zehnder type optical modulator is used as the optical amplitude modulator, and the modulation signal applied to the modulation electrode of the Mach-Zehnder modulator is biased such that it does not extend over the extinction point which is the minimum point of the light transmission characteristic. If modulation is performed, since phase jump does not occur at the time of amplitude modulation, correction of modulation distortion according to the present invention can be effectively implemented.
  • the phase modulator and the amplitude modulator are realized by a two-electrode Mach-Zehnder type modulator, the sum of the voltages applied to the two electrodes is a phase modulation component, and the difference between the voltages applied to the two electrodes is an amplitude modulation component It can be realized by modulating so that the difference between the applied voltages does not cross the extinction point of the Mach-Zehnder type optical amplitude modulator.
  • the number of optical phase modulators does not have to be one, and a plurality of polar phase modulators that modulate the phase of the optical signal in the rotational direction may be cascaded.
  • any one of a plurality of optical amplitude modulators that do not cause phase inversion or polar coordinate phase modulators that modulate the phase of the optical signal in the rotational direction may be cascaded.
  • phase modulation signal of the optical phase modulator is a high-speed analog signal generated by a DA converter whose sampling rate is greater than 1 sample / symbol, and the phase of the generated signal becomes continuous when the phase modulation range exceeds ⁇ . This can be realized by interpolating and modulating the phase and amplitude of the signal point.
  • the range of the calculated differential phase modulation exceeds ⁇ ⁇ (or 0 to 2 ⁇ ). This can be realized by performing phase unwrapping processing so as to be continuous.
  • An optical transmitter comprising a polar coordinate type optical phase modulator that modulates the phase of an optical signal in the direction of phase rotation
  • An optical receiver comprising a coupled two-dimensional optical delay detection receiver, two or more AD converters, a differential phase calculation circuit, and a digital adaptive equalizer; Equipped with The optical receiver receives the binary or more optical phase multilevel modulation signal sent out from the optical transmitter, The two output signals of the combined two-dimensional optical delay detection receiver are respectively converted into high-speed digital signals by the AD converter and input to the differential phase calculation circuit, and the difference calculated by the differential phase calculation circuit.
  • modulation distortion can be equalized in an optical transmission system using direct detection. Further, according to the present invention, deterioration of transmission characteristics can be prevented, and the practicability of the optical transmission system can be enhanced.
  • FIG. 14 is an explanatory diagram of the problem of the present embodiment, and is an explanatory diagram showing a state of equalization of modulation distortion in a conventional digital coherent optical multilevel transmission method; It is a block diagram of the phase pre-integration type
  • FIG. 14 is an explanatory diagram of the problem of the present embodiment, and is an explanatory diagram showing a state of equalization of modulation distortion in a conventional digital coherent optical multilevel transmission method; It is a block diagram of the phase pre-integration type
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a direct detection light multilevel transmission system using light multilevel phase modulation in a first embodiment of the present embodiment. It is an explanatory view showing phase transition of a phase modulation signal of this embodiment in a direct detection light multilevel transmission system using multilevel phase modulation of this embodiment. It is an explanatory view showing a situation of equalization of modulation distortion in a direct detection light multilevel transmission system using multilevel phase modulation of this embodiment.
  • FIG. 7 is a configuration diagram of a direct detection light multilevel transmission system using light multilevel amplitude / phase modulation according to a second embodiment of the present embodiment. It is explanatory drawing of the principle of the light amplitude modulation part in 2nd Embodiment of this Embodiment.
  • FIG. 14 is a configuration diagram of a direct detection light multilevel transmission system using light multilevel amplitude / phase modulation according to a third embodiment of the present embodiment. It is explanatory drawing which shows the modulation
  • FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of a direct detection light multilevel transmission system using light multilevel phase modulation according to the first embodiment of the present invention.
  • the feature of this configuration is, for example, the point that a pure multilevel phase modulation light is generated using a polar coordinate optical phase modulator on the transmission side, and differential phase components are extracted from the received signal, Modulation equalization by equalizing modulation distortion.
  • the path of the optical signal is indicated by a thick line
  • the path of the high frequency signal of electricity is indicated by a thin line
  • the path of the parallel electric digital signal using a plurality of signal lines is indicated by an open arrow.
  • the present optical transmission system includes, for example, an optical phase multilevel transmitter (optical transmitter) 200 and an optical phase multilevel receiver (optical receiver) 204.
  • the optical phase multilevel transmitter 200 includes a phase multilevel signal generation circuit 202, a DA converter 104, a driver circuit 105, a laser light source 106, and a polar coordinate type optical phase modulator 201.
  • the optical phase multilevel receiver 204 includes an optical splitter 132, an optical delay detection circuit (combined two-dimensional optical delay detection receiver) 133, a balanced optical receiver 134, an AD converter 136, and an arctangent operation.
  • a circuit (differential phase calculation circuit) 137, a phase adaptive equalization circuit (digital adaptive equalizer) 205, an orthogonal coordinate conversion circuit 139, and a phase multilevel signal determination circuit 215 are included.
  • phase multilevel signal generation circuit 202 receives m bits (m is an integer of 2 or more) parallel information signals from digital information input terminal 101. This is assigned to a signal point of an M-value (M is an integer of 2 or more) multi-level electric signal, and is output as a digital parallel signal. This signal is converted to an electric high-speed analog signal by the DA converter 104, then amplified by the driver circuit 105, and then input to the polar coordinate type optical phase modulator 201 of this embodiment, and the output light of the laser light source 106 is pure. Convert to phase modulated light.
  • the polar coordinate type optical phase modulator 201 used in the present embodiment is a device having a characteristic of linearly changing the input high-speed electric signal to the phase of the optical signal.
  • it can be realized by a waveguide type element utilizing the electro-optical effect of a semiconductor such as a lithium niobate substrate or the like, and is widely marketed as a phase modulator.
  • FIG. 7 shows the phase modulation signal generated in this manner.
  • FIG. 7A shows an example of the phase transition waveform of the phase modulation signal 203 according to the present embodiment.
  • This waveform is proportional to the high-speed electrical signal applied to the polar coordinate phase modulator 201 of this embodiment, and has a feature that the waveform changes continuously when transitioning between signal points.
  • This example is four-level phase modulation, and the phase modulation signal is a central time t, t + T, t + 2T. . . .
  • the discrete value of one of the phases 3 ⁇ / 4, ⁇ / 4, - ⁇ / 4 and -3 ⁇ / 4 is taken.
  • the true signal point positions are indicated by white circles a to f.
  • FIG. 7B shows signal point changes on the complex plane, and in the polar coordinate phase modulator used in the present embodiment, the electric field of the optical signal when transiting between the signal points a to f. Has the feature of moving along the rotational direction (phase rotational direction). For example, in the case of transition from the signal point d to e, the transition does not proceed linearly, but along the phase rotation direction as shown in FIG. 7 (B). That is, modulation distortion generated by phase modulation of an optical multilevel signal is linearly converted to modulation distortion of a phase component by using a polar coordinate type phase modulator having such features.
  • a binary phase modulator can be realized by a Mach-Zehnder (MZ) type optical phase modulator
  • a simple Mach-Zehnder (MZ) type optical phase modulator is a polar coordinate type phase modulator intended in the present embodiment. is not. That is, in the MZ type optical modulator, when an input electrical signal is applied, a phase change of 0 or ⁇ can be produced before and after the extinction point, but the amplitude passes through the origin (amplitude zero) along the way This is because the phase component instantaneously and discontinuously inverts as the voltage greatly changes, and the above-mentioned condition “the phase modulation is approximately proportional to the applied voltage” is not satisfied.
  • the phase multilevel signal generated in this manner is transmitted through the optical fiber transmission line 122 and then received by the optical phase multilevel receiver 204 of the present embodiment.
  • the present receiver is an optical multilevel receiver using optical direct detection as in FIG. In this example, only the reception of the phase multilevel signal is premised, so the light intensity receiver 135 is not used.
  • the largest difference between this configuration and the conventional optical multilevel receiver using the conventional direct detection of FIG. 4 is that the phase adaptive equalization circuit 205 is disposed immediately after the inverse tangent arithmetic circuit 137 to adaptively correct the differential phase ⁇ . The point is that
  • FIG. 8 shows the correction effect of modulation distortion in the present embodiment.
  • the signal point (A) of the original multi-level signal generated by the complex multi-level signal generation circuit 202 is greatly degraded by the imperfection of the frequency characteristic of the high frequency signal in the transmitter 200, and the signal point of the optical phase modulation signal 203
  • the arrangement is greatly disturbed as shown in FIG. 8 (B).
  • 8C and 8D show complex values obtained by receiving this four-level phase modulation signal with modulation distortion by the optical phase multilevel receiver 204 of FIG. 6 and reproducing the detected differential phase component by the orthogonal transformation circuit 139. It is a signal point arrangement of a signal.
  • the amplitude of each multilevel signal is set to a constant value (1).
  • FIG. 8C shows the case where the phase adaptive equalization circuit 205 is not provided
  • FIG. 8D shows the case where the phase adaptive equalization circuit 205 is used. It can be seen that the modulation distortion is almost completely equalized by this configuration. .
  • FIG. 9 is a block diagram of a direct detection light multilevel transmission system using light multilevel amplitude / phase modulation according to the second embodiment of the present invention.
  • the feature of this configuration is that, for example, in addition to the phase modulation of the configuration of FIG. 6, an optical amplitude modulator 211 is introduced so that the amplitude of light can also be modulated, and light intensity reception is enabled so that detection of amplitude component becomes possible It is a point in which the unit 135 is introduced and expanded so that both amplitude and phase can be used for information transmission.
  • multi-value amplitude / phase modulation that can be used in such a configuration, for example, 16-value amplitude / phase modulation shown in FIG.
  • This modulation can be generated by independently modulating the amplitude of the optical signal with two values and the phase with eight values on the transmission side, and receiving the amplitude component and the phase component (differential phase component) independently on the reception side.
  • the polar coordinate multilevel signal generation circuit 212 outputs a complex multilevel signal in which two-dimensional polar coordinates of the amplitude information r and the phase information ⁇ are expressed. Both are converted to high frequency electric signals by the DA converters 104-1 and 104-2, respectively, amplified by the driver circuit 105, and then input to the optical amplitude modulator 211 and the polar coordinate optical phase modulator 201, respectively.
  • These two light modulators are cascade-connected to the laser light source 106, and when the laser light passes through the inside, they apply optical multilevel amplitude modulation and optical multilevel phase modulation, respectively, It is configured to be converted into a phase modulation signal 213.
  • the optical amplitude modulation component and the optical phase modulation component are applied independently, so that no waveform interference occurs between them, and modulation of the phase component is performed.
  • distortion and modulation distortion of the amplitude component are independently transferred to the light amplitude and phase modulation signal 213.
  • FIG. 10 is an explanatory example of the principle of light amplitude modulation used in this configuration, and shows an example of using a non-chirp MZ type light modulator as the light amplitude modulator 211.
  • FIG. 10A shows a signal point arrangement of an optical signal generated by binary intensity modulation.
  • the amplitude value is a binary value of a and b (0 ⁇ a ⁇ b), and the amplitude modulation is performed because it is not chirped. It is assumed that no phase change occurs with it.
  • Such modulation applies, for example, a small amplitude binary electric digital signal modulated with an information signal to an X-cut MZ type optical modulator as shown in FIG. 10B.
  • the electric signal level L0 of symbol 0 and the electric signal level L1 of symbol 1 are applied to the shoulder portion of the sinusoidal light transmission characteristic of the MZ modulator as shown in the drawing (there is no extinction point). do it. If L0 and L1 are sufficiently small and sufficiently close to the extinction point (point of zero transmittance) of the light transmission characteristics, the conversion characteristics of the electric signal and the optical electric field become almost linear. It is possible to convert linearly.
  • FIG. 10B shows the light phase of the MZ modulator, as described above, the light phase rapidly changes from 0 to ⁇ at the extinction point.
  • the MZ modulator for amplitude modulation, it is possible to maintain the linearity of the optical phase modulation so that the optical phase inversion does not occur. desirable.
  • the differential phase component ⁇ (n) and the amplitude are the same as in the noncoherent optical multilevel receiver 130 using the direct detection of FIG.
  • the modulation component r (n) is detected.
  • These are respectively input to the phase adaptive equalization circuit 205 of this embodiment and the amplitude adaptive equalization circuit 214 of this embodiment, are adaptively equalized, and modulation distortion is removed for each component. Since this example is multilevel transmission that independently modulates the amplitude and phase of the multilevel signal, the adaptively equalized differential phase component and amplitude component are independently the phase multilevel signal determination circuit 215, and the amplitude multilevel signal.
  • the signal is input to the determination circuit 216 to demodulate the multilevel signal.
  • the amplitude adaptive equalization circuit 214 is provided immediately after the square root circuit 138, this is an example in which light modulation is performed so that the light amplitude becomes linear on the transmission side (for example, the configuration of FIG. 9). It is effective in removing modulation distortion. If the amplitude of the high frequency signal is proportional to the intensity of the output light, as in the case of intensity modulation of a semiconductor laser, it is more effective to insert an adaptive equalization circuit immediately before the square root circuit 138. Also, the number of adaptive equalization circuits need not be one, and even in the configuration of FIG. 9, the frequency characteristics etc. of the light intensity receiver 135 can be corrected by separately arranging the adaptive equalization circuit immediately before the square root circuit 138. There is an advantage that a correction effect can be obtained.
  • the configuration of the optical amplitude modulator of the present embodiment is not limited to this example.
  • phase modulation associated with the intensity modulation be zero, but when using an optical amplitude modulator that produces linear phase rotation with respect to the modulation voltage of the amplitude component (or intensity component),
  • the accompanying phase modulation component can also be equalized by providing an adaptive equalization filter that corrects the phase component from the light amplitude component r (n) (or the light amplitude component P (n)) in the unit.
  • An equalization effect of high modulation distortion is obtained in the form of
  • the modulation distortion of the phase modulation component can be used without any problem since the equalization effect can be obtained independently.
  • FIG. 11 is a block diagram of a direct detection light multilevel transmission system using light multilevel amplitude / phase modulation in the third embodiment of the present embodiment.
  • the point using the interlock modulation of the amplitude and the phase and the point using the multistage dependent modulation of the phase are major features.
  • alteration by the combination of a high-speed binary signal is employ
  • the feature is that the modulation of the amplitude and the phase is not completely independent, but a part thereof is in an interlocking relationship.
  • a modulation signal can be generated, for example, by first generating binary amplitude / phase modulation in which both the amplitude and phase change as shown in FIG. 12A, and further superposing four-level phase modulation on this. It is.
  • the polar coordinate multilevel signal generation circuit 212 In the optical amplitude / phase multilevel transmitter 210 of FIG. 11, the polar coordinate multilevel signal generation circuit 212 generates 1-bit amplitude information r and 2-bit phase information ⁇ 1 and ⁇ 2. These binary high frequency electric signals are amplified to desired amplitudes by the driver circuits 105-1, 105-2, 105-3, and then the optical amplitude phase modulator 226 and polar coordinate type optical phase modulator 201-1, respectively. , And is applied to the polar coordinate type optical phase modulator 201-2.
  • the optical amplitude phase modulator 226 subjects the input light to the binary amplitude / phase modulation shown in FIG.
  • the polar coordinate type optical phase modulator 201-1 performs binary phase modulation of phase amplitude ⁇
  • the polar coordinate type optical phase modulator 201-2 performs binary phase modulation of phase amplitude ⁇ / 2.
  • four-value phase modulation in which two different amplitude phase modulations are added is superimposed on the two-value amplitude / phase modulation of FIG. 12A, and the eight-value amplitude / phase modulation of FIG. Can be generated.
  • phase modulators or amplitude-phase modulators
  • all of the phase modulation components and phase modulation distortion applied by each modulator are linearly added in the phase domain. Therefore, it is possible to adaptively equalize the modulation distortion of the phase component by the phase adaptive equalization circuit 205 in the optical amplitude / phase multilevel receiver 219 of this embodiment. Note that since it is necessary to receive an 8-level amplitude and phase modulation signal inside the receiver 219, the differential phase component ⁇ (n) and the amplitude component r (n) separately received and adaptively equalized are orthogonal coordinates.
  • This signal is different from the original optical multilevel signal r (n) exp (j ⁇ (n)), and is affected by the phase ⁇ (n-1) of the previous symbol, so that the multilevel signal judgment is simply performed.
  • symbol determination can be performed by a method such as using MLSE (maximum likelihood sequence estimation) method in the phase multilevel signal determination circuit 117, for example.
  • FIG. 12C is a first configuration example of the optical amplitude phase modulator 226 used in this configuration.
  • the MZ type optical modulator 223 and the polar coordinate type optical phase modulator 201 are connected in cascade.
  • the input binary electric signal is divided into two, amplified by the driver circuits 105-4 and 105-5, and applied to the MZ optical modulator 223 and the polar coordinate optical phase modulator 201, respectively.
  • the locus of the signal point becomes as shown in the right figure of FIG. 12C, and desired binary amplitude / phase modulation is realizable.
  • FIG. 12D shows a second configuration example of the light amplitude phase modulator 226 used in this configuration.
  • This is an example using an integrated light modulator including the MZ light modulator 223, and the principle of such a waveform generation method is disclosed in detail in Patent Document 2: WO2008 / 026326.
  • the input light 221 is branched into two, one of which is input to the MZ optical modulator 223 and the other to the waveguide unit 228.
  • the binary electric signal 220 is amplified by the driver circuit 105-4 and then input to the MZ type optical modulator 223.
  • the binary electric signal is applied so that the extinction point of the MZ modulator is at the amplitude center, and the output optical signal is binary phase modulation.
  • the binary phase-modulated light has its phase angle ⁇ rotated by the light phase adjustment area 224 and its amplitude is attenuated by the light attenuator 225.
  • the output light 227 of this MZ section is binary phase modulation light rotated by ⁇ as in the signal point arrangement of FIG.
  • an electrical signal applied to the MZ modulator is applied across the extinction point, and the MZ modulator is used as a nonpolar coordinate phase modulator.
  • the phase transition between the two signal points AB is linear, and can be regarded as a substantially linear phase rotation which does not cause a phase discontinuity.
  • the MZ type phase modulator that causes phase discontinuities when using as a modulator that does not generate phase discontinuities as a whole by using optical interference as in this example, It can be regarded as a polar coordinate phase modulator according to the embodiment.
  • this example shows an example of generation of an optical multilevel signal not using an optical DA converter, even if a DA converter is used to drive a part or all of the optical modulators, it is possible to apply this embodiment. There is no problem at all.
  • a multi-level signal may be generated by a DA converter, and a part of the light modulators may be driven by the multi-level signal.
  • a method may be considered in which a digital signal processing circuit is also used on the transmission side to pre-equalize part of modulation distortion.
  • application of the present embodiment is effective because signal constellations with higher accuracy can be obtained by applying and equalizing modulation distortion remaining on the receiving side.
  • the DA converter is not used, the equivalent modulation distortion can be reduced by the pre-enhancement of the drive signal and the correction circuit of the transmitter band. Even in this case, the present embodiment can be further applied. It is.
  • FIG. 13 is a block diagram of a direct detection light multilevel transmission system using light QAM modulation in the fourth embodiment of the present invention.
  • the arrangement of the phase pre-integration circuit 126 enables arbitrary multi-level modulation to be performed, the phase up sampling circuit 218 is added to improve the continuity of phase rotation, dispersion pre
  • the feature of the configuration is that the signal processing circuit 230 is added and that the phase unwrap / speed conversion circuit 231 is disposed on the receiving side. It is not necessary to use all of these functions at the same time, and some functions may be arbitrarily selected and implemented as needed.
  • the polar coordinate multi-level signal generation circuit 212 assigns a complex QAM signal (for example, the 16 QAM signal of FIG. 1C) to the input information signal, and its phase component ⁇ and amplitude component r Output Among them, the phase component is input to the phase preaccumulation circuit 126, and the phase component is integrated for each symbol. This phase pre-integration cancels the detection effect of the differential phase on the receiving side as described in the prior art of FIG. 4, and enables transmission of an arbitrary QAM signal.
  • a complex QAM signal for example, the 16 QAM signal of FIG. 1C
  • the amplitude information and the integrated phase information are respectively input to the amplitude up sampling circuit 217 of the present embodiment and the phase up sampling circuit 218 of the present embodiment, are upsampled to about twice the sampling rate, and further polar coordinates.
  • Signal point interpolation is performed above.
  • the polar coordinate interpolation has an effect of preventing a detection error of phase rotation on the reception side.
  • FIG. 14A is an explanatory view of the time waveform. Assuming that signal points a to f are central phase angles of multi-level symbol times t to t + 5T, the upsampled waveform is added with signal points A to F obtained by interpolating phases on polar coordinates at symbol boundary times. Although not shown in this example, interpolation is performed on the polar component plane as in the case of the amplitude component.
  • FIG. 14B is an example illustrating transition to signal points d to e on a two-dimensional complex plane, and clearly showing the effect of interpolation.
  • phase angle of the signal points d to e exceeds ⁇ , it is difficult to determine whether the signal transition path left the option on the transition plane or leftward on the complex plane if interpolation is not performed. Become. In particular, when interpolation of signal points is performed on the same orthogonal coordinates as that for generating a multi-level QAM signal, the interpolation point is located between points d and e as shown by D 'in FIG. 14 (B). An incorrect signal point transition 234 results, and the adaptive equalization on the receiving side will not operate normally. Therefore, by designating the point D interpolated on the polar coordinates as an intermediate sample, the correct signal point transition 233 is ensured, whereby the adaptive equalization on the receiving side can be correctly performed.
  • the up-sampling rate is exactly doubled, but this is a figure in consideration of the performance of the subsequent chromatic dispersion pre-equalization.
  • the value does not necessarily have to be doubled, and may be any value in principle if it is a value exceeding one time.
  • the upsampled phase / amplitude information is input to the dispersion pre-equalization circuit 230, and dispersion pre-equalization processing is performed to cancel the influence of the chromatic dispersion of the optical fiber transmission line 122 in advance.
  • This can use the technique described in the prior art of FIG.
  • the digital signal after chromatic dispersion pre-equalization is output in polar coordinates of amplitude and phase, is converted to a high frequency electric signal by DA converters 104-1 and 104-2, and is desired by driver circuits 105-1 and 105-2.
  • the present invention can be realized by utilizing a polar coordinate type arbitrary optical field modulator in which an optical amplitude modulator and a polar coordinate type optical phase modulator are connected in cascade The embodiment can be applied.
  • the optical amplitude modulator 211 does not cause phase inversion. That is, when an MZ modulator is used for the optical amplitude modulator 211, it should be used so that the high frequency electric signal to be applied does not extend over the extinction point of the extinction characteristic causing phase inversion as described in FIG. This point is a major difference from the conventional MZ type optical amplitude modulator and the configuration of an arbitrary electric field modulator using the same.
  • one Mach-Zehnder modulator may be used as a polar coordinate phase modulator. Such an arrangement is disclosed in detail in US Pat.
  • FIG. 15 shows the configuration of the two-electrode MZ modulator 300.
  • This modulator is widely used as an intensity modulator of light, and the input light 221 is branched into two optical waveguides 228-1 and 228-2 by the optical coupler 301-1 and then re-connected by the optical coupler 301-2. The light is synthesized and output as an output light 222.
  • the modulation electrodes 302-1 and 302-2 are disposed in each of the optical waveguides, and the ends thereof are connected to the termination resistors 302-1 and 303-2. At this time, voltages applied to the modulation electrodes 302-1 and 302-2 are denoted by VL and VR, respectively.
  • the average value of the voltages VL (t) and VR (t) applied to the two electrodes is the phase modulation amount, and the difference is the amplitude modulation amount.
  • the present modulator also satisfies the above amplitude condition and is applied to the present embodiment. It becomes possible.
  • modulation distortion due to interference may occur between the two voltages because the phase modulation component and the amplitude modulation component are added and subtracted after being added and subtracted. . Even in such a case, in this embodiment, modulation distortion can be reduced and received by using a butterfly-type adaptive equalization filter that cancels out intersymbol interference between amplitude components and phase components inside the receiver. It becomes.
  • the optical QAM signal receiver 236 of the present embodiment shown in FIG. 13 detects an optical signal as in the above-described embodiment, but the difference from the above-described embodiment is the AD converter 136- 1, 136-2 after setting the sampling rate to approximately twice the symbol rate and detecting the differential phase component .phi. (N) by the arctangent operation circuit 137, the phase unwrapping process by the phase unwrapping / velocity conversion circuit 231. And the sampling rate downsampled to 1 sample / symbol.
  • phase unwrapping it is determined whether the phase shift amount has exceeded the output range (normally + ⁇ to - ⁇ ) of the inverse tangent calculation circuit 137, and if it exceeds this range, the output signal range is expanded to output the output signal.
  • a to F are signal points at symbol boundaries observed by sampling at a double speed with a DA converter.
  • the phase at point D is + 0.5 ⁇ and the phase at point E is + 0.45 ⁇
  • the amount of phase rotation decreases to ⁇ or less during the transition from point d to point D and a phase jump to + ⁇ occurs.
  • a path passing through three points D, e and E and a phase jump from + ⁇ to ⁇ occurs again becomes a correct phase transition. If such phase discontinuities occur and adaptive equalization processing is performed, the equalization processing becomes incomplete and it becomes impossible to completely remove modulation distortion.
  • phase unwrapping process the phases of the signal points are shifted by 2 ⁇ and connected so that the phase change between the signal points is, for example, less than or equal to ⁇ , thereby preventing occurrence of phase discontinuity.
  • signal points D, e, E are shifted to 2 ⁇ on the negative side and signal points D ′, e ′, E ′ are connected to D ′, e ′, E ′, f in order from point d. If a dotted path (path after unwrapping) is taken, the amount of phase change between signal points can be made less than or equal to ⁇ .
  • This unwrapping process is performed by the phase unwrapping / speed conversion circuit 231.
  • the output signal P of the light intensity receiver 135 is also sampled by the AD converter 136-3 at approximately twice the symbol rate, and then input to the square root circuit 138 and the speed converter circuit 232. It is converted to one sample / symbol again. It is not necessary to use this configuration for the amplitude component because it does not require unwrapping processing as in the case of phase, but this configuration matches the phase component with the processing timing, and improves the accuracy of the amplitude calculation. It has the effect of
  • the polar coordinate phase modulation on the transmission side and the detection of the differential phase on the reception side have a linear relationship even in an optical multilevel transmission system using direct detection (or noncoherent detection), and the phase region
  • modulation distortion can be removed.
  • phase jump does not occur at the time of amplitude modulation. Distortion correction can be implemented effectively.
  • an optical multilevel signal can be generated even by connecting an optical amplitude modulator and a phase modulator in cascade, and an effect that a complex multilevel signal can be generated without using a DA converter is obtained.
  • the sampling rate of the AD converter greater than 1 sampling / symbol and performing phase unwrapping, it becomes possible to correct the phase rotation discontinuity, so that the scope and effect of the present invention can be further enhanced. Can be significantly enhanced.
  • the present embodiment can be applied to non-coherent optical fiber transmission of, for example, optical multilevel signals in the field of optical communication, in particular, optical phases, or optical multilevel signals with good transmission efficiency in which amplitude and phase are modulated.
  • the present invention is also applicable to an optical multilevel transmitter, an optical multilevel receiver, and an optical multilevel transmission system used for such optical fiber transmission.
  • Optical multi-value transmitter 101 Digital information input terminal (m bits) 102: complex multilevel signal generation circuit 103: complex multilevel information signal 104: DA converter 105: driver circuit 106: laser light source 107: orthogonal optical electric field modulator 108: output optical fiber 109: output optical signal 110: balance type optical Detector 111: AD converter 112: local laser light source 113: polarization separation / light 90 degree hybrid circuit 114: wavelength dispersion compensation circuit 115: adaptive equalization circuit 116: phase estimation circuit 117: multilevel signal determination circuit 120: Digital coherent optical receiver 121: Input optical signal 122: Optical fiber transmission line 123: Phase pre-accumulation type optical multi-level transmitter 124: Complex up-sampling circuit 125: Pre-equalization circuit 126: Phase pre-accumulation circuit 130: Non-coherent light Receiver 132: Optical splitter 133: Optical delay detection circuit 134: Balanced optical receiver 135: Optical intensity receiver 13 : AD converter 137:

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Abstract

　光多値送信器２１０では極座標多値信号生成回路２１２で極座標表現の光多値信号ｒ、φを生成し、これを光振幅変調器２１１と極座標型の光位相変調器２０１に入力し、光多値変調信号２１３を出力する。極座標型光位相変調器２０１は入力電圧に比例する光位相回転を生じるため、電気信号の変調歪は光多値変調信号２１３の光位相に線形に転写される。光多値受信器２１９では、受信信号を２台の光遅延検波器１３３とバランス型受信器１３４に入力して直接検波し、出力信号から逆タンジェント演算で受信信号の差動位相Δφを算出する。位相適応等化回路２０５では、差動位相Δφを適応等化することで位相の変調歪を除去する。振幅成分も別途受信して合成することで、変調歪を取り除き高感度の光多値伝送を実現する。

Description

光伝送システム
　本発明は、光伝送システムに係り、特に光情報伝送技術において光波形歪を低減した光伝送システムに関し、更に詳しくは、光ファイバで伝送される多値光情報の送受信に適した光送受信器、光伝送システムに関する。
　一本の光ファイバで伝送可能な情報量（伝送容量）は、波長数の増加や光信号の変調速度の高速化によって、光ファイバアンプの波長帯域をほぼ使用しつくし、限界に達っしている。さらに光ファイバの伝送容量を大きくするためには、信号変調方式を工夫し、限られた周波数帯域に多数の光信号を詰め込み、周波数帯域の利用効率を高くする必要がある。
　無線通信の世界では、１９６０年代から多値変調技術によって、周波数利用効率が１０を越えるような高効率の伝送が可能となっている。多値変調は、光ファイバ伝送においても有望視され、従来から多くの検討がされてきた。例えば、Ｒ．　Ａ．　Ｇｒｉｆｆｉｎ、　ｅｔ．　ａｌ．、　“１０Ｇｂ／ｓ　Ｏｐｔｉｃａｌ　Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ　Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙ　（ＤＱＰＳＫ）　Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ　ｕｓｉｎｇ　ＧａＡｓ／ＡｌＧａＡｓ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ、”　ＯＦＣ２００２、　ｐａｐｅｒ　ＰＤ－ＦＤ６、　２００２（非特許文献１）では、４値位相変調を行うＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）が報告され、Ｎ．　Ｋｉｋｕｃｈｉ、　Ｋ．　Ｍａｎｄａｉ、　Ｋ．　Ｓｅｋｉｎｅ　ａｎｄ　Ｓ．　Ｓａｓａｋｉ、　“Ｆｉｒｓｔ　ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ　ｄｅｍｏｎｓｔｒａｔｉｏｎ　ｏｆ　ｓｉｎｇｌｅ－ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ　５０－Ｇｂｉｔ／ｓ　３２－ｌｅｖｅｌ　（ＱＡＳＫ　ａｎｄ　８－ＤＰＳＫ）　ｉｎｃｏｈｅｒｅｎｔ　ｏｐｔｉｃａｌ　ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ　ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ、”　ｉｎ　Ｐｒｏｃ．　Ｏｐｔｉｃａｌ　Ｆｉｂｅｒ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ　Ｃｏｎｆ．　（ＯＦＣ／ＮＦＯＥＣ）、　Ａｎａｈｅｉｍ、　ＣＡ、　Ｍａｒ．　２００７、　ＰＤＰ２１．（非特許文献２）では、４値の振幅変調と８値の位相変調とを組み合わせた３２値の振幅・位相変調が報告されている。
　図１の（Ａ）～（Ｄ）は、光伝送に用いられる複素位相平面の説明と、公知の各種変調方式の信号点配置を示した図である。複素位相平面（もしくは複素平面、位相面、ＩＱ平面）に各種光多値信号の信号点（識別時刻における光電界の複素表示）がプロットされている。
　図１の（Ａ）は、ＩＱ平面上の信号点の説明図であり、各信号点は複素直交座標（ＩＱ座標）もしくは、図に示す振幅ｒ（ｎ）と位相φ（ｎ）で示す極座標で表示することができる。
　（Ｂ）は、位相角φ（ｎ）として４つの値（π／４、３π／４、－３π／４、－π／４）を用いて１シンボルで２ビットの情報（００、０１、１１、１０）を伝送する４値位相変調（ＱＰＳＫ）を示している。
　（Ｃ）は、無線で広く用いられている１６値直交振幅変調（１６ＱＡＭ）を示す。１６ＱＡＭでは、信号点が格子状に配置され、１シンボルで４ビットの情報伝送が可能となる。図示した例では、Ｑ軸座標で上位２ビット（１０ｘｘ、１１ｘｘ、０１ｘｘ、００ｘｘ）の値、Ｉ軸座標で下位２ビット（ｘｘ１０、ｘｘ１１、ｘｘ０１、ｘｘ００）の値が表現されている。この信号点配置は、信号点間の距離を大きくできるため、受信感度が高いことが知られており、光通信においてはコヒーレント光受信器を用いてこの種の直交振幅変調が実現可能であることが報告されている。例えば、Ｊ．　Ｈｏｎｇｏｕ、　Ｋ．　Ｋａｓａｉ、　Ｍ．　Ｙｏｓｈｉｄａ　ａｎｄ　Ｍ．　Ｎａｋａｚａｗａ、　“１　Ｇｓｙｍｂｏｌ／ｓ、　６４　ＱＡＭ　Ｃｏｈｅｒｅｎｔ　Ｏｐｔｉｃａｌ　Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ　ｏｖｅｒ　１５０　ｋｍ　ｗｉｔｈ　ａ　Ｓｐｅｃｔｒａｌ　Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ　ｏｆ　３　Ｂｉｔ／ｓ／Ｈｚ、”　ｉｎ　Ｐｒｏｃ．　Ｏｐｔｉｃａｌ　Ｆｉｂｅｒ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ　Ｃｏｎｆ．　（ＯＦＣ／ＮＦＯＦＥＣ）、　Ａｎａｈｅｉｍ、　ＣＡ、　Ｍａｒ．　２００７、　ｐａｐｅｒ　ＯＭＰ３．（非特許文献３）には６４ＱＡＭ信号の送受信の実験例が報告されている。コヒーレント受信器とは、光信号の位相角の検出のため、受信器内部に配置された局発光源を用いる方式である。
　ここで光多値受信器の従来技術の一つであるコヒーレント受信方式、例えば、Ｍ．　Ｇ．　Ｔａｙｌｏｒ、　“Ｃｏｈｅｒｅｎｔ　ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ　ｍｅｔｈｏｄ　ｕｓｉｎｇ　ＤＳＰ　ｔｏ　ｄｅｍｏｄｕｌａｔｅ　ｓｉｇｎａｌ　ａｎｄ　ｆｏｒ　ｓｕｂｓｅｑｕｅｎｔ　ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ　ｏｆ　ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ　ｉｍｐａｉｒｍｅｎｔｓ、”　ｐａｐｅｒ　Ｗｅ４．Ｐ．１１１、　　ＥＣＯＣ　２００３、　２００３（非特許文献４）で報告されたコヒーレント光電界受信器について説明する。
　図２は偏波ダイバーシティ型コヒーレント光電界受信器を用いた従来のデジタルコヒーレント光多値伝送方式の構成図である。
　光多値送信器１００では、レーザ光源１０６から出力される無変調のレーザ光が直交光電界変調器１０７に入力され、所定の電界変調を施した出力光信号１０９が出力光ファイバ１０８から出力される。伝送すべき情報信号は、並列（例えばｍビット幅）の２値高速デジタル電気信号列としてデジタル情報入力端子１０１に入力される。本信号は複素多値信号生成回路１０２で、数ビットごとにまとめて複素多値情報信号１０３に変換される。本信号は、２次元のＩＱ平面上で（ｉ（ｎ）、ｑ（ｎ））（ｎはサンプル番号）と表現されるデジタル電気多値信号であり、時間間隔Ｔ（＝シンボル時間）毎にその実部ｉと虚部ｑが出力される。これらの信号はそれぞれＤＡ変換器１０４－１、１０４－２で高速アナログ信号に変換された後、ドライバ回路１０５－１、１０５－２によって増幅され、直交光電界変調器１０７のＩ、Ｑ２つの変調端子に入力される。これによって、出力光信号１０９は複素多値信号（ｉ、ｑ）を光電界の同相成分Ｉと直交成分Ｑに持つ光電界信号となる。なお、光振幅・位相変調信号の光電界は（ｉ（ｎ）＋ｊｑ（ｎ））ｅｘｐ（ｊω（ｎ））であり、ω（ｎ）はレーザ光源１０６の光角周波数である。なお、本例では多値変調の際に、ＤＡ変換器１０４を用いる構成を示したが、多値数の少ない場合、例えば４値位相変調などを実現する場合には、ＤＡ変換器を用いず直交光電界変調器に２組の２値信号を印加する場合もある。
　出力光信号１０９は、光ファイバ伝送路１２２を伝送され、光ファイバの波長分散などで伝送劣化を受けたのちに、デジタルコヒーレント光受信器１２０に入力される。入力光信号１２１は偏波分離・光９０度ハイブリッド回路１１３によって、水平（Ｓ）偏波の同相成分と水平偏波の直交成分、垂直（Ｐ）偏波の同相成分と直交成分の４組に分離され、それぞれバランス型光受信器１１０－１、１１０－２、１１０－３、１１０－４に入力される。受信器内に配置された局発レーザ光源１１２は受信光の光位相の基準として用いられ、入力光信号１２１と略同一波長を持つ。局発レーザ光源１１２の出力光は、偏波分離・光９０度ハイブリッド回路１１３のもうひとつの入力ポートに接続され、信号光同様にバランス型光受信器１１０－１、１１０－２、１１０－３、１１０－４に分配される。各バランス型光受信器では、入力された信号光と局発光が干渉して電気信号に変換され、それぞれＡＤ変換器１１１－１、１１１－２、１１１－３、１１１－４で時間サンプリングされてデジタル信号に変換される。これらのデジタル信号は、まず偏波成分ごとに波長分散補償回路１１４－１、１１４－２に入力され、ついで適応等化回路１１５に入力され、変調歪や残留した波長分散による波形歪、また偏波状態の変化・偏波分散などを補償された後に後段の位相推定回路１１６に入力される。位相揺らぎを取り除かれた２組の多値信号は多値信号判定回路１１７に入力されて、シンボル判定処理を行われ、もとのビット列に復号される。
　このような多値伝送において大きな課題となるのが、生成される光多値信号の持つ変調歪である。図３は本発明の課題の説明図であり、従来のデジタルコヒーレント光多値伝送方式における変調歪みとその等化の様子を示している。複素多値信号生成回路１０２から出力される多値信号はデジタル情報で記述された理想的なものであり、例えば４値位相変調の例では、複素信号点配置は図３（Ａ）のようになり、信号点の位置にはまったく誤差や歪を含んでいない。しかしながら、多値信号を高速ＤＡ変換器１０４－１、１０４－２で高速アナログ信号に変換して光信号に変換する過程で、多値信号は大きな波形劣化を受ける。その要因としては例えば、ＤＡ変換器１０４やドライバ回路や直交光電界変調器１０７の変調帯域の不足、途中の経路に配置されたコネクタや各部品における高周波信号の反射、変調時の複数の変調信号のタイミングの差などが上げられる。これらの劣化要因があると、出力信号１０１の光電界は、図３（Ｂ）のように信号点位置に誤差を生じてしまい、受信信号の符号誤り率を大きく劣化させる要因となる。
　しかしながら、本例のデジタルコヒーレント光受信器１２０は光信号の光電界をそのまま受信器内に取り込むことができるため、内部の適応等化回路１１５を用いて変調歪の一部を補正することが可能となる。図３（Ｃ）は適応等化回路１１５に入力される信号点配置であり、これは出力光信号１０９とほぼ同一となる（ここでは簡単のため波長分散や偏波の変動、位相揺らぎの影響は無視する）。送信側で生じる変調歪が線形でチャネル応答時間が有限である場合、このような波形歪は、適応等化回路１１５として多段のトランスバーサルフィルタなどのデジタル適応等化フィルタを用いてほぼ完全に等化することができる。その結果、図３（Ｄ）のように出力信号点から変調歪をほぼ完全に取り除き、符号誤り率などの伝送特性の劣化を防ぐことが可能となる。
　一方、図４は、以前に我々が提案した光直接検波を用いた位相予積分型光多値信号伝送システムの構成図である。本方式は、コヒーレント検波ならびに局発光源を用いず、光遅延検波を用いて光多値伝送を簡易に実現するものであり、その詳細は特許文献１：ＷＯ２００９／０６０９２０号公報に記載されている。
　位相予積算型光電界送信器１２３の基本構成（レーザ光源１０６、直交光電界光変調器１０７、複素多値信号生成回路１０２、Ｄ／Ａ変換器１０４、ドライバ回路１０５など）は概略前述の図２の光多値送信器１００と同様であるが、光直接検波を用いるため内部の信号処理の一部が異なっている。本例では複素多値信号生成回路１０２から出力された多値信号は、位相予積算回路１２６に入力され、内部でその位相成分のみを時間間隔Ｔでデジタル的に積算された、位相予積算複素多値情報信号に変換される。入力される複素多値情報信号（ｉ、ｑ）を複素平面上で極座標に変換すると、例えばＥｉ（ｎ）＝ｉ（ｎ）＋ｊｑ（ｎ）＝ｒ（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ（ｎ））と記述できる（ｊは虚数単位）。ここでｎはデジタル信号のシンボル番号、ｒ（ｎ）はデジタル信号のシンボル振幅、φ（ｎ）は位相角である。このとき出力すべき位相予積算信号は、同じく極座標ではＥｏ（ｎ）＝ｉ’（ｎ）＋ｊｑ’（ｎ）＝ｒ（ｎ）ｅｘｐ（ｊθ（ｎ））＝ｒ（ｎ）ｅｘｐ（ｊΣφ（ｎ））と記述できる。このときθ（ｎ）は出力信号の位相角、Σφ（ｎ）は過去の位相角φ（１）．．．．φ（ｎ）を累積加算した値である。その出力信号は再び直交座標系に変換された後に、複素アップサンプル回路１２４に入力され、サンプリング速度が２サンプル／シンボル以上となるようにサンプリング点を補完している。これによってナイキスト定理を満たし、完全な電界等化処理が可能になる。その後、予等化回路１２５によって光ファイバ伝送路１２２などで生じる劣化の逆関数が印加され複素信号ｉ’’、ｑ’’に変換される。これらの信号は前述の図２の光多値送信器と同様にＤＡ変換器１０４－１、１０４－２で高速アナログ信号に変換された後に、直交光電界変調器１０７によって光電界信号（ｉ’’（ｎ）＋ｊｑ’’（ｎ））ｅｘｐ（ｊω（ｎ））に変換されて出力される。
　出力光信号１０９は、光ファイバ伝送路１２２を伝送され、光ファイバの波長分散などで伝送劣化を受けたのちに、入力光信号１２１として非コヒーレント光多値受信器１３０に入力される。光ファイバ伝送路の波長分散の影響は、予等化回路１２５であらかじめ印加した逆関数と相互に打ち消すため、入力光信号１２１は位相予積算回路１２６の出力信号と等価である。
　入力光信号１２１は、光分岐器１３２によって３つの光信号経路に分岐され、第一の光遅延検波器１３３－１、第二の光遅延検波器１３３－２、および光強度受信器１３５に入力される。第一の光遅延検波器１３３－１は、内部の２つの光経路の遅延時間差Ｔｄが受信する光多値情報信号のシンボル時間Ｔに略等しく、また両経路の光位相差が０となるように設定されている。また第二の光遅延検波器１３３－２は、内部の２つの光経路の遅延時間差ＴｄがＴに略等しく、また両経路の光位相差がπ／２となるように設定されている。第一、第二の光遅延検波器１３３－１、１３３－２の出力光はそれぞれバランス型光受信器１３４－１、１３４－２で電気信号に変換され、その後それぞれＡＤ変換器１３６－１、１３６－２でデジタル信号ｄＩ（ｎ）、ｄＱ（ｎ）に変換される。また光強度受信器１３５の出力電気信号もＡＤ変換器１３６－３でデジタル信号Ｐ（ｎ）に変換される。
　その後、デジタル信号ｄＩ（ｎ）、ｄＱ（ｎ）は、適応等化回路１１５－１に入力されて波形歪の一部を取り除かれた後に、逆正接演算回路１３７に入力される。ここではｄＩ（ｎ）をＸ成分、ｄＱ（ｎ）をＹ成分とする二引数の逆タンジェント演算を行い、その位相角を算出する。入力光信号１２１の光電界をｒ（ｎ）ｅｘｐ（ｊθ（ｎ））と記述すると、光遅延検波の原理からｄＩ＝ｒ（ｎ）ｒ（ｎ－１）ｃｏｓ（Δθ（ｎ））、ｄＱ＝ｒ（ｎ）ｓｉｎ（Δθ（ｎ））と書ける。ここで、Δθ（ｎ）は受信したｎ番目の光電界シンボルの、直前のシンボルからの位相差（θ（ｎ）－θ（ｎ－１））である。ｄＩ、ｄＱはそれぞれΔθ（ｎ）の正弦および余弦成分であるため、逆正接演算回路１３７では４象限の逆正接（逆Ｔａｎ）演算を行ってΔθ（ｎ）を算出することができる。
　なお、本構成では前述のように送信側で位相予積算を行っているため、受信光電界信号の位相角θ（ｎ）＝Σφ（ｎ）である。よって逆正接演算回路１３７の出力信号は、Δθ（ｎ）＝Σφ（ｎ）－Σφ（ｎ－１）＝φ（ｎ）となり、元の複素多値情報信号１０３の位相成分φ（ｔ）が抽出できる。
　一方、光強度検出器の出力信号Ｐは適応等化回路１１５－２によって波形歪の一部を取り除いた後に、平方根回路１３８に入力され、元の電界振幅ｒ（ｎ）＝ｓｑｒｔ（Ｐ（ｎ））を出力として得ることができる。よって、得られた振幅成分ｒ（ｎ）と位相成分φ（ｎ）を直交座標変換回路１３９に入力することで、元のデジタル電気多値信号（Ｉ、Ｑ）＝ｒ（ｎ）ｅｘｐ（Δθ（ｎ））を再生することができ、これを多値信号判定回路１１７に入力し、情報信号を再生する。
ＷＯ２００９／０６０９２０号公報 ＷＯ２００８／０２６３２６号公報 Ｕｎｉｔｅｄ　Ｓｔａｔｅｓ　Ｐａｔｅｎｔ　７０２３６０１
Ｒ．　Ａ．　Ｇｒｉｆｆｉｎ、　ｅｔ．　ａｌ．、　"１０Ｇｂ／ｓ　Ｏｐｔｉｃａｌ　Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ　Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙ　（ＤＱＰＳＫ）　Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ　ｕｓｉｎｇ　ＧａＡｓ／ＡｌＧａＡｓ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ、"　ＯＦＣ２００２、　ｐａｐｅｒ　ＰＤ－ＦＤ６、　２００２ Ｎ．　Ｋｉｋｕｃｈｉ、　Ｋ．　Ｍａｎｄａｉ、　Ｋ．　Ｓｅｋｉｎｅ　ａｎｄ　Ｓ．　Ｓａｓａｋｉ、　"Ｆｉｒｓｔ　ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ　ｄｅｍｏｎｓｔｒａｔｉｏｎ　ｏｆ　ｓｉｎｇｌｅ－ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ　５０－Ｇｂｉｔ／ｓ　３２－ｌｅｖｅｌ　（ＱＡＳＫ　ａｎｄ　８－ＤＰＳＫ）　ｉｎｃｏｈｅｒｅｎｔ　ｏｐｔｉｃａｌ　ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ　ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ、"　ｉｎ　Ｐｒｏｃ．　Ｏｐｔｉｃａｌ　Ｆｉｂｅｒ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ　Ｃｏｎｆ．　（ＯＦＣ／ＮＦＯＥＣ）、　Ａｎａｈｅｉｍ、　ＣＡ、　Ｍａｒ．　２００７、　ＰＤＰ２１． Ｊ．　Ｈｏｎｇｏｕ、　Ｋ．　Ｋａｓａｉ、　Ｍ．　Ｙｏｓｈｉｄａ　ａｎｄ　Ｍ．　Ｎａｋａｚａｗａ、　"１　Ｇｓｙｍｂｏｌ／ｓ、　６４　ＱＡＭ　Ｃｏｈｅｒｅｎｔ　Ｏｐｔｉｃａｌ　Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ　ｏｖｅｒ　１５０　ｋｍ　ｗｉｔｈ　ａ　Ｓｐｅｃｔｒａｌ　Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ　ｏｆ　３　Ｂｉｔ／ｓ／Ｈｚ、"　ｉｎ　Ｐｒｏｃ．　Ｏｐｔｉｃａｌ　Ｆｉｂｅｒ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ　Ｃｏｎｆ．　（ＯＦＣ／ＮＦＯＦＥＣ）、　Ａｎａｈｅｉｍ、　ＣＡ、　Ｍａｒ．　２００７、　ｐａｐｅｒ　ＯＭＰ３． Ｍ．　Ｇ．　Ｔａｙｌｏｒ、　"Ｃｏｈｅｒｅｎｔ　ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ　ｍｅｔｈｏｄ　ｕｓｉｎｇ　ＤＳＰ　ｔｏ　ｄｅｍｏｄｕｌａｔｅ　ｓｉｇｎａｌ　ａｎｄ　ｆｏｒ　ｓｕｂｓｅｑｕｅｎｔ　ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ　ｏｆ　ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ　ｉｍｐａｉｒｍｅｎｔｓ、"　ｐａｐｅｒ　Ｗｅ４．Ｐ．１１１、　　ＥＣＯＣ　２００３、　２００３
　本発明が解決しようとする課題のひとつは、従来の直接検波を用いた光多値伝送システムにおいては、光多値受信器において送信側の光変調の不完全性によって生じた変調歪みの完全等化ができないという点である。すなわち、前述の図４に示す直接検波を用いた光多値伝送システムにおいては、光多値受信器の内部における光多値信号の復元過程が非線形であるため、送信器の内部において電界の直交変調において生じる線形歪を線形等化することができない。このような非線形性の要因としては、例えば、光遅延検波器１３３とバランス型光受信器１３４による光遅延検波受信と位相差成分の抽出、また逆正接演算回路１３７、平方根回路１３８などの利用などが挙げられる。図４の非コヒーレント光受信器の内部には、適応等化回路１１５－１、１１５－２を配置しているが、これらの適応等化回路として一般的に用いられる線形トランスバーサルフィルタで補正できるのは受信波形の持つ歪の一部分に過ぎない。例えば、適応等化回路１１５－１、１１５－２では受信器の周波数特性の不完全性や受信器内部での高周波信号の反射、信号点配置の原点のずれや振幅誤差などを等化することができるが、原理上、光送信器内部の線形劣化で発生した波形歪である変調歪を等化することはできない。
　図５は、光伝送シミュレーションを用いて、４値位相変調信号の変復調の様子を数値計算した結果であり、従来の直接検波を用いた光伝送システムにおける変調歪の例と受信側での適応等化の効果を示している。図５（Ａ）は複素多値信号生成回路で生成した元の多値信号の信号点配置、（Ｂ）は送信器内部の周波数特性の不足や変調タイミングのずれによって劣化した、変調歪のある出力光信号１０９の信号点配置である。なお、本計算例は単純な４値位相変調の例であり、図４に示す位相予積算回路１２６や予等化回路１２５、ＤＡ変換器１０４などは用いていない。図５（Ｃ）（Ｄ）は、この変調歪のある４値位相変調信号を図４の非コヒーレント光多値受信器１３０で受信・再生した複素信号の信号点配置であり、光遅延検波の影響により出力光信号（Ｂ）より変調歪が増大している。（Ｃ）は適応等化回路１１５の無い場合、（Ｄ）は適応等化回路１１５を用いた場合であるが適応等化の効果はごくわずかしか得られず、変調歪のほとんどが残留することがわかる。
　このように変調歪が残留すると、受信多値信号のシンボル間距離が減少し、雑音や非線形効果への耐力が失われるため、受信感度や伝送距離などの伝送特性の大きな劣化を招く。さらに、信号点間の最小距離が制限されるため、信号点数の増加が困難となり、多値数の増加による大容量化や信号帯域の低減なども困難となる。
　本発明で解決を図る第二の課題は、従来の直接検波を用いた複数の光変調器を用いる光多値変調回路において、印加する電気信号のタイミングのずれや周波数特性の差に起因する性能劣化である。これらは実装時にばらつきを持つ可能性があり、また経年劣化や温度特性のずれなどによってもその量が変化するため、送信側で完全にゼロにすることは難しく、伝送特性の劣化を引き起こす要因となる。
　本発明は、以上の点に鑑み、直接検波を用いた光伝送システムにおいて変調歪みを等化することを目的とする。また、伝送特性の劣化を防止し、光伝送システムの実用性を高めることを目的のひとつとする。
　上記本発明の目的は、光信号の位相を位相回転方向に変調する極座標型光位相変調器を備えた光送信器と、結合型二次元光遅延検波受信器と２個以上のＡＤ変換器と差動位相算出回路とデジタル適応等化器を備えた光受信器において、
前記光送信器から送出された２値以上の光位相多値変調信号を前記の光受信器で受信し、前記二次元光遅延検波器の出力信号を該ＡＤ変換器で高速デジタル信号に変換して差動位相算出回路に入力し、算出された差動位相成分を前記デジタル適応等化器で適応等化したのちに多値信号の判定処理を行うことによって実現できる。
　光信号に振幅変調を加える場合には、上記の構成に加えて光送信器内部に光信号の位相反転を引き起こさない光振幅変調器を備え、かつ光受信器内部に光強度検出器を備え、
前記光送信器から光信号の位相と振幅がともに変調された光多値変調信号を送信し、前記の光受信器から得られる差動位相成分に、光強度変調器から得られる光強度変調成分ないしはその平方根である光振幅変調成分を合成したのちに多値信号の判定処理を行うことで、本発明の目的が実現できる。
　この際、前記の光振幅変調成分の一部が光位相変調成分の一部と連動し、同一の情報信号で変調するようにすれば、ＱＡＭ変調などのより複雑な多値変調を生成し、かつ本発明が適用できるようになる。
　また、光振幅変調器にマッハツェンダ型の光変調器を利用し、前記マッハツェンダ変調器の変調電極に印加する変調信号が光透過特性の最小点である消光点をまたがないようにバイアスした状態で変調すれば、振幅変調時に位相ジャンプが起こらなくなるので本発明による変調歪の補正が効果的に実施できるようになる。
　また前記位相変調器および前記振幅変調器を、２電極マッハツェンダ型の変調器で実現し、２つの電極に印加する電圧の和が位相変調成分、２つの電極に印加する電圧の差が振幅変調成分となるようにし、前記印加電圧の差が前記マッハツェンダ型光振幅変調器の消光点をまたがないようにして変調することで実現できる。
　なお本発明においては前記の光位相変調器は一個である必要はなく、光信号の位相を回転方向に変調する複数の極座標位相変調器を縦続接続した構成としても構わない。また位相反転を引き起こさない光振幅変調器ないしは光信号の位相を回転方向に変調する極座標型位相変調器のいずれか複数個を縦続接続した構成としてもよい。
　さらに前記光位相変調器の位相変調信号をサンプリング速度が１サンプル／シンボルより大なるＤＡ変換器で生成した高速アナログ信号とし、位相変調範囲がπを超える場合には生成信号の位相が連続となるように信号点の位相と振幅を補間して変調することによって実現できる。
　さらに、前記受信器内に配置されるＡＤ変換器のサンプリング速度が１サンプリング／シンボルより大となるようにし、算出された差動位相変調の範囲が±π（ないしは０から２π）を越えても連続となるように位相のアンラップ処理を行うことによって実現できる。
　本発明の解決手段によると、
　光信号の位相を位相回転方向に変調する極座標型光位相変調器を備えた光送信器と、
　結合型二次元光遅延検波受信器と２個以上のＡＤ変換器と差動位相算出回路とデジタル適応等化器を備えた光受信器と、
を備え、
　前記光送信器から送出された２値以上の光位相多値変調信号を前記光受信器で受信し、
　前記結合型二次元光遅延検波受信器の２つの出力信号を前記ＡＤ変換器でそれぞれ高速デジタル信号に変換して前記差動位相算出回路に入力し、該差動位相算出回路で算出された差動位相成分を前記デジタル適応等化器で適応等化したのちに多値信号の判定処理を行うことを特徴とした光伝送システムが提供される。
　本発明によると、直接検波を用いた光伝送システムにおいて変調歪みを等化することができる。また、本発明によると、伝送特性の劣化を防止し、光伝送システムの実用性を高めることができる。
光電界信号の表示方法と、従来の光多値変調方式の信号点の説明図である。 従来のデジタルコヒーレント光多値伝送システムの構成図である。 本実施の形態の課題の説明図であり、従来のデジタルコヒーレント光多値伝送方式における変調歪みの等化の様子を示す説明図である。 従来の直接検波を用いた位相予積分型光多値伝送システムの構成図である。 本実施の形態の課題の説明図であり、従来の直接検波光多値伝送方式における変調歪みの等化の様子を示す説明図である。 本実施の形態の第１の実施の形態における光多値位相変調を用いた直接検波光多値伝送システムの構成図である。 本実施の形態の多値位相変調を用いた直接検波光多値伝送方式における、本実施の形態の位相変調信号の位相遷移を示す説明図である。 本実施の形態の多値位相変調を用いた直接検波光多値伝送方式における変調歪みの等化の様子を示す説明図である。 本実施の形態の第２の実施の形態における光多値振幅・位相変調を用いた直接検波光多値伝送システムの構成図である。 本実施の形態の第２の実施の形態における光振幅変調部の原理の説明図である。 本実施の形態の第３の実施の形態における光多値振幅・位相変調を用いた直接検波光多値伝送システムの構成図である。 本実施の形態の第３の実施の形態における光信号の変調原理を示す説明図である。 本実施の形態の第４の実施の形態における光ＱＡＭ変調を用いた直接検波光多値伝送システムの構成図である。 本実施の形態の第４の実施の形態における光信号の遷移状態を示す説明図である。 ２電極ＭＺ型光変調器の構成図である。
　以下、本発明の幾つかの実施の形態を図面を参照して説明する。
（第１の実施の形態）
　図６は、本発明の第１の実施の形態における、光多値位相変調を用いた直接検波光多値伝送方式の構成を示す構成図を示している。
　本構成の特徴は、例えば、送信側で極座標光位相変調器を用いて純粋な多値位相変調光を生成する点、および受信信号から差動位相成分を抽出し、これに位相領域で適応等化を施すことによって変調歪を等化する点にある。以下、本実施の形態においては光信号の経路は太線で、電気の高周波信号の経路は細線で、また複数の信号線を利用した並列電気デジタル信号の経路を白抜きの矢印で示してある。
　本光伝送システムは、例えば、光位相多値送信器（光送信器）２００と、光位相多値受信器（光受信器）２０４とを備える。光位相多値送信器２００は、位相多値信号生成回路２０２と、ＤＡ変換器１０４と、ドライバ回路１０５と、レーザ光源１０６と、極座標型光位相変調器２０１とを有する。光位相多値受信器２０４は、光分岐器１３２と、光遅延検波回路（結合型二次元光遅延検波受信器）１３３と、バランス型光受信器１３４と、ＡＤ変換器１３６と、逆正接演算回路（差動位相算出回路）１３７と、位相適応等化回路（デジタル適応等化器）２０５と、直交座標変換回路１３９と、位相多値信号判定回路２１５とを有する。
　本実施の形態の光位相多値送信器（光送信器）２００においては、位相多値信号生成回路２０２はデジタル情報入力端子１０１からｍビット（ｍは２以上の整数）の並列情報信号を受け取り、これをＭ値（Ｍは２以上の整数）の多値電気信号の信号点に割り当て、デジタル並列信号として出力する。本信号はＤＡ変換器１０４によって電気高速アナログ信号に変換された後に、ドライバ回路１０５によって増幅され、ついで本実施の形態の極座標型光位相変調器２０１に入力され、レーザ光源１０６の出力光を純位相変調光に変換する。
　本実施の形態で用いる極座標型光位相変調器２０１は、入力される高速電気信号を光信号の位相に線形に変化させる特性を持ったデバイスである。例えばリチウムニオベイト基板などや半導体の電気光学効果を利用した導波路型素子で実現可能であり、位相変調器として広く市販されている。
　図７は、このようにして生成された位相変調信号の様子を示している。図７（Ａ）は本実施の形態の位相変調信号２０３の位相遷移波形の例を示している。本波形は、本実施の形態の極座標型位相変調器２０１に印加される高速電気信号に比例しており、信号点間の遷移を行う際に波形が連続的に変化する特徴を持つ。本例は４値位相変調であり、位相変調信号は多値シンボルの中央時刻ｔ、ｔ＋Ｔ、ｔ＋２Ｔ．．．．において位相３π／４、π／４、－π／４、－３π／４のいずれかの離散値を取る。本例ではこの真の信号点位置をａ～ｆの白丸で示しているが、実際には高速信号の変調歪があるため、実際の信号点位置は黒丸のように真の信号点位置からわずかにずれたものとなる。図７（Ｂ）は、複素平面上で信号点変化を表現したものであり、本実施の形態で用いる極座標位相変調器においてはａ～ｆの各信号点間を推移する際に光信号の電界は必ず回転方向（位相回転方向）に沿って移動するという特徴を持つ。例えば、信号点ｄからｅへ推移する場合、直線的に推移せず、図７（Ｂ）に示すように位相回転方向に沿って推移する。
　すなわち、このような特徴を持つ極座標型位相変調器を利用することで光多値信号の位相変調によって発生する変調歪は、位相成分の変調歪に線形に変換される。
　なお、２値の位相変調器はマッハツェンダ（ＭＺ）型の光位相変調器によっても実現できるが、単なるマッハツェンダ（ＭＺ）型の光位相変調器は本実施の形態の企図する極座標型の位相変調器ではない。すなわちＭＺ型の光変調器では、入力電気信号を印加させた場合に、消光点の前後で０もしくはπの位相変化を生じさせることができるが、その途中で振幅が原点（振幅ゼロ）を通って大きく変化するとともにに位相成分が瞬間的に不連続に反転するため、上記の「位相変調が印加電圧に略比例する」という条件を満たさないためである。これは、ＭＺ型の光位相変調器２個を複数入れ子にしたＩＱ光変調器やこれを用いた４値位相変調や、光電界変調も同様に本実施の形態の範囲から除外される。例外として、ＭＺ変調器を極座標変調として利用した場合などがあるが、これらの詳細については後述する。
　このようにして生成された位相多値信号は光ファイバ伝送路１２２を伝送された後に、本実施の形態の光位相多値受信器２０４で受信される。本受信器は図４と同様の光直接検波を用いた光多値受信器である。本例では位相多値信号の受信のみを前提としているため、光強度受信器１３５を用いない構成とした。本構成と図４の従来の直接検波を用いた光多値受信器との最大の差異は、位相適応等化回路２０５が逆正接演算回路１３７の直後に配置され、差動位相Δφを適応補正する構成となっている点である。
　図７（Ｃ）は図７（Ａ）から算出した差動位相の例であり、差動位相Δφ＝φ（ｎ＋１）－φ（ｎ）は入力信号の位相成分φ（ｎ）の線形関数となっている。したがって、本実施の形態の位相適応等化回路として、位相成分を入力としてこれを線形バタフライフィルタなどの線形関数で適応等化して位相成分のまま出力する演算回路を利用すれば、位相成分の持つ歪みを完全に補正することができる。すなわち、前記のように送信器に極座標位相変調を利用することで、光多値信号の位相変調歪を完全に補正することができる。これが本実施の形態における、変調歪の補正原理である。
　図８は、本実施の形態における変調歪の補正効果を示している。複素多値信号生成回路２０２で生成した元の多値信号の信号点（Ａ）は、送信器２００内の高周波信号の周波数特性の不完全性によって大きく劣化し、光位相変調信号２０３の信号点配置は図８（Ｂ）のように大きく乱れる。図８（Ｃ）（Ｄ）は、この変調歪のある４値位相変調信号を図６の光位相多値受信器２０４で受信し、検出した差動位相成分を直交変換回路１３９で再生した複素信号の信号点配置である。本例では、振幅検出受信器を用いないため、各多値信号の振幅は一定値（１）としている。図８（Ｃ）は位相適応等化回路２０５の無い場合、（Ｄ）は位相適応等化回路２０５を用いた場合であり、本構成によって変調歪がほぼ完全に等化されていることがわかる。
（第２の実施の形態）
　また、図９は本発明の第２の実施の形態における、光多値振幅・位相変調を用いた直接検波光多値伝送方式の構成図である。
　本構成の特徴は、例えば、図６の構成の位相変調に加えて、光の振幅も変調できるように光振幅変調器２１１を導入し、また振幅成分の検出が可能となるように光強度受信器１３５を導入し、振幅と位相の両方を情報伝送に用いることができるように拡張した点である。このような構成で利用できる多値振幅・位相変調の例としては、例えば図１（Ｄ）の１６値振幅位相変調が挙げられる。本変調は送信側では光信号の振幅を２値、位相を８値で独立に変調することで生成でき、また受信側では振幅成分と位相成分（差動位相成分）をそれぞれ独立に受信することで復調できる。
　本実施の形態の光振幅・位相多値送信器２１０では、極座標多値信号生成回路２１２によって振幅情報ｒおよび位相情報φの二次元極座標表現された複素多値信号を出力する。両者はそれぞれＤＡ変換器１０４－１、１０４－２で高周波電気信号に変換され、またドライバ回路１０５で増幅された後に、それぞれ光振幅変調器２１１と極座標型光位相変調器２０１に入力される。これら２つの光変調器は、レーザ光源１０６に縦続接続されており、レーザ光がその内部を通過する際に、それぞれ光多値振幅変調、および光多値位相変調を印加して、光振幅・位相変調信号２１３に変換される構成となっている。このような光振幅変調器と光位相変調器の縦続接続を用いた場合、光振幅変調成分と光位相変調成分がそれぞれ独立に印加されるため、両者の波形干渉が生じず、位相成分の変調歪と振幅成分の変調歪がそれぞれ独立に、光振幅・位相変調信号２１３に転写されるという特徴がある。
　図１０は本構成で用いる光振幅変調の原理の説明例であり、光振幅変調器２１１に無チャープＭＺ型光変調器を用いる例を示している。
　図１０（Ａ）は２値強度変調によって生じる光信号の信号点配置であり、本例では振幅値はａとｂ（０＜ａ＜ｂ）の２値であり、無チャープであるため振幅変調に伴う位相の変化は生じないものとする。このような変調は例えば、ＸカットのＭＺ型光変調器に図１０（Ｂ）のように情報信号で変調された小振幅の２値の電気デジタル信号を加える。この際、シンボル０の電気信号レベルＬ０とシンボル１の電気信号レベルＬ１が、図示のようにＭＺ変調器の正弦波状の光透過特性の肩の部分にかかる（消光点をまたがない）ようにすればよい。Ｌ０、Ｌ１が十分小で光透過特性の消光点（透過率ゼロの点）に十分近ければ、電気信号と光電界の変換特性はほぼ線形となるため、駆動信号の変調歪を光振幅変化に線形に変換することが可能となる。
　なお、図１０（Ｂ）にはＭＺ変調器の光位相の様子を示したが、前述のように消光点を境に光位相は０～πに急激に変化する。本実施の形態において、ＭＺ変調器を振幅変調に利用する際にもこの点を避けることによって、光位相の反転が生じないようにして光位相変調の線形性が保たれるようにするのが望ましい。
　図９の本実施の形態の光振幅・位相多値受信器２１９では、前述の図４の直接検波を用いた非コヒーレント光多値受信器１３０と同様に差動位相成分Δφ（ｎ）と振幅変調成分ｒ（ｎ）を検出する。これらはそれぞれ、本実施の形態の位相適応等化回路２０５と本実施の形態の振幅適応等化回路２１４に入力されて適応等化されて各成分ごとに、変調歪が除去される。本例は多値信号の振幅と位相を独立に変調する多値伝送であるため、適応等化された差動位相成分や振幅成分はそれぞれ独立に位相多値信号判定回路２１５、振幅多値信号判定回路２１６に入力されて多値信号が復調される。
　なお、本例では振幅適応等化回路２１４を平方根回路１３８の直後に設けたが、これは送信側で光振幅が線形となるように光変調を行っている例（例えば図９の構成）において変調歪の除去に効果的である。もし半導体レーザの強度変調のように、高周波信号の振幅が出力光の強度に比例する構成においては、平方根回路１３８の直前に適応等化回路を挿入する方が効果的となる。また適応等化回路はひとつである必要はなく、図９の構成においても平方根回路１３８の直前に別個に適応等化回路を配置すれば、光強度受信器１３５の周波数特性などを補正できるなどの、補正効果が得られる利点がある。
　なお本実施の形態の光振幅変調器の構成は本例に限らない。印加電圧と光振幅（ないしは印加電圧と光強度）の間に線形の関係を持つ光変調器であり、かつ付随する位相変調がゼロないしは十分小であれば、図９の構成によって受信した振幅変調成分についても変調歪を高精度で等化することが可能である。上記のように強度変調に付随する位相変調はゼロとなるのが好ましいが、振幅成分（ないしは強度成分）の変調電圧に対して線形な位相回転を生じるような光振幅変調器を用いる場合、受信器内の光振幅成分ｒ（ｎ）（ないしは光振幅成分Ｐ（ｎ））から位相成分を補正する適応等化フィルタを設けることによっても付随する位相変調成分が等化が可能であり、本実施の形態で高い変調歪の等化効果が得られる。
　また本実施の形態においては、光振幅変調器が必ずしも印加電圧に対して線形特性で無い場合でも、位相変調成分の変調歪については独立に等化効果が得られるため問題なく利用可能である。
（第３の実施の形態）
　図１１は本実施の形態の第３の実施の形態における、光多値振幅・位相変調を用いた直接検波光多値伝送方式の構成図である。
　例えば、振幅と位相の連動変調を用いた点、および位相の多段従属変調を用いた点が大きな特徴である。またＤＡ変換器を利用せずに、高速２値信号の組み合わせによって多値変調を生成する構成を採用している。本構成で利用できる多値振幅・位相変調の例としては、例えば図１２（Ｂ）の８値振幅位相変調（ないしは８値ＱＡＭ変調）が挙げられる。その特徴は振幅と位相の変調が完全には独立になっておらず、その一部が連動関係にある点である。このような変調信号は、例えば最初に図１２（Ａ）のような振幅と位相がともに変化する２値振幅・位相変調を生成し、これにさらに４値の位相変調を重畳することで生成可能である。
　図１１の光振幅・位相多値送信器２１０では、極座標多値信号生成回路２１２によって１ビットの振幅情報ｒおよび２ビットの位相情報φ１、φ２を生成する。これらの２値の高周波電気信号は、ドライバ回路１０５－１、１０５－２、１０５－３で所望の振幅に増幅された後に、それぞれ光振幅位相変調器２２６、極座標型光位相変調器２０１－１、極座標型光位相変調器２０１－２に印加される。
　光振幅位相変調器２２６では、入力光に図１２（Ａ）に示す２値振幅・位相変調を施すす。また極座標型光位相変調器２０１－１では位相振幅πの２値位相変調を、極座標型光位相変調器２０１－２では位相振幅π／２の２値位相変調を施す。この結果、図１２（Ａ）の２値振幅・位相変調に、２つの振幅の異なる位相変調が加算された４値位相変調が重畳されて、図１２（Ｂ）の８値振幅・位相変調が生成できる。
　このような位相変調器（ないしは振幅・位相変調器）を縦続構成した構成においては、各変調器によって加えられる位相変調成分と位相変調歪はすべて位相領域で線形加算される。このため、本実施の形態の光振幅・位相多値受信器２１９内の位相適応等化回路２０５によって、位相成分の変調歪を適応等化することが可能である。なお、本受信器２１９の内部では８値振幅・位相変調信号を受信する必要があるため、別個に受信し適応等化した差動位相成分Δφ（ｎ）と振幅成分ｒ（ｎ）を直交座標変換回路１３９に入力して直交変換し、複素多値信号（Ｉ（ｎ）、Ｑ（ｎ））＝ｒ（ｎ）ｅｘｐ（ｊΔφ（ｎ））を合成する。本信号は、元の光多値信号ｒ（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ（ｎ））と異なり、直前のシンボルの位相φ（ｎ－１）の影響を受けているため単純に多値信号判定を行うことができないが、例えば位相多値信号判定回路１１７内部にＭＬＳＥ（最尤系列推定）法を用いるなどの手法でシンボル判定が可能である。
　図１２（Ｃ）は本構成で用いる光振幅位相変調器２２６の第一の構成例である。
　ＭＺ型光変調器２２３と極座標型光位相変調器２０１を縦続接続した構成である。本例では、入力された２値電気信号を２つに分割し、それぞれドライバ回路１０５－４、１０５－５で増幅して、ＭＺ型光変調器２２３と極座標型光位相変調器２０１に印加する。この際、ドライバ回路の出力信号の振幅を、初段のＭＺ光変調器２２３で無チャープの振幅ｒ＝ｂ－ａ（振幅値ａからｂ）の２値振幅変調を生成するように、また同時に後段の極座標型光位相変調器２０１で振幅φ０の位相変調が生じるように設定しておけば、信号点の軌跡は図１２（Ｃ）右図のようになり、所望の２値振幅・位相変調が実現できる。
　一方、図１２（Ｄ）は本構成で用いる光振幅位相変調器２２６の第二の構成例である。
　ＭＺ型光変調器２２３を含む集積型光変調器を利用した例であり、このような波形生成法の原理は特許文献２：ＷＯ２００８／０２６３２６号公報に詳細に開示されている。
　本例では、入力光２２１を２分岐し、一方をＭＺ型光変調器２２３に、他方を導波路部２２８に入力する。２値電気信号２２０はドライバ回路１０５－４で増幅された後にＭＺ型光変調器２２３に入力される。他の構成例と異なり、本例では２値電気信号は本ＭＺ変調器の消光点が振幅中心となるように印加されており、出力光信号は２値位相変調となる。この２値位相変調光は、光位相調整領域２２４によって位相角φを回転され光アッテネータ部２２５によって振幅を減衰される。このＭＺ部の出力光２２７は、図１２（Ｅ）の信号点配置のようにφだけ回転された２値位相変調光であり、光振幅位相変調器２２６の出口で導波路部の出力光２２９と干渉合成されて出力光２２２に変換される。導波路部の出力光２２９が図１２（Ｆ）の２２９（水平矢印）に表示されるものとすれば、これを図１２（Ｅ）のＭＺ部の出力光２２７と干渉合成すると、両者のベクトル合成となる出力光２２２は図１２（Ｅ）のＡＢ２点に変換される。この２点の信号点配置は、位相方向の回転を除いては図１２（Ａ）と等化であり、本第二の構成によっても２値振幅・位相変調光が生成できる。
　なお本構成においては、ＭＺ変調器に印加される電気信号が消光点をまたがって印加されＭＺ変調器が非極座標位相変調器として用いられている。しかしながら、合成された出力信号２２７では図１２（Ｆ）のように、２つの信号点ＡＢ間の位相遷移は直線的であり、位相不連続を生じない略線形の位相回転とみなすことができる。このように、位相不連続を引き起こすＭＺ型の位相変調器を利用した場合でも、本例のように光干渉を利用することによって全体として位相不連続の生じない変調器として用いる場合には、本実施の形態の極座標位相変調器とみなすことが可能である。
　なお本構成では光ＤＡ変換器を利用しない光多値信号の生成例を示したが、その一部ないしは全部の光変調器の駆動においてＤＡ変換器を用いても本実施の形態の適用にはなんら問題はない。このような例としては、ＤＡ変換器によって多値信号を生成し、一部の光変調器を多値信号で駆動する場合などが考えられる。
　なお特に送信側で多値信号の生成においてＤＡ変換器を用いる場合には、送信側にもデジタル信号処理回路を併用し、変調歪の一部を予等化する方法も考えられる。このような構成においても、受信側で残留する変調歪を適用等化することでさらに高精度な信号点配置が得られるようになるため、本実施の形態の適用が有効である。また、ＤＡ変換器を用いない場合においても、駆動信号のプリエンハンスや送信器帯域の補正回路によって同等の変調歪の低減を図ることが可能であり、その場合でも本実施の形態がさらに適用可能である。
（第４の実施の形態）
　図１３は本発明の第４の実施の形態における、光ＱＡＭ変調を用いた直接検波光多値伝送方式の構成図である。
　本例では、例えば、位相予積算回路１２６を配置することにより任意の多値変調を行えるようにした点、位相アップサンプル回路２１８を追加して位相回転の連続性を高めた点、分散予等化回路２３０を追加した点、また受信側に位相アンラップ／速度変換回路２３１を配置した点が構成の特徴である。なお、これらの各機能はすべて同時に利用する必要はなく、必要に応じていくつかの機能を任意に選択して実装すればよい。
　図１３の光ＱＡＭ信号送信器２３５では、入力された情報信号に極座標多値信号生成回路２１２において複素ＱＡＭ信号（例えば図１（Ｃ）の１６ＱＡＭ信号）を割り当て、その位相成分φと振幅成分ｒを出力する。そのうち、位相成分は位相予積算回路１２６に入力され、シンボル毎に位相成分を積算される。この位相予積算は、図４の従来技術で述べたとおり、受信側での差動位相の検出効果を打ち消し、任意のＱＡＭ信号を伝送可能とするものである。
　ついで振幅情報と積算された位相情報は、それぞれ本実施の形態の振幅アップサンプル回路２１７ならびに本実施の形態の位相アップサンプル回路２１８に入力され、２倍程度のサンプリング速度にアップサンプルされ、さらに極座標上で信号点補間される。この極座標補間は、受信側で位相回転の検出ミスを防ぐ効果を持つものである。
　図１４（Ａ）はその時間波形での説明図である。信号点ａ～ｆを各多値シンボル時刻ｔ～ｔ＋５Ｔの中心位相角とすると、アップサンプルされた波形はシンボル境界時刻に位相を極座標上で補間した信号点Ａ～Ｆを追加される。本例では示していないが、振幅成分についても補間同様の極座標平面での補間を行う。図１４（Ｂ）は信号点ｄ～ｅへの遷移を二次元複素平面上で図示し、補間の効果を明示した例である。信号点ｄ～ｅの位相角がπを越えると、補間を行わない場合、信号の遷移経路に随意性が残り複素平面上を左回りに移動したのか、右回りに移動したのか判定が困難になる。特に、信号点の補間を多値ＱＡＭ信号を生成したのと同一の直交座標上で行ってしまうと、補間点は図１４（Ｂ）のＤ’のようにｄ点とｅ点の中間になり、間違った信号点遷移２３４となり、受信側での適応等化が正常に動作しなくなってしまう。そこで極座標上で補間した点Ｄを中間サンプルとして指定することによって、正しい信号点遷移２３３を保証し、これによって受信側での適応等化が正しく行えるようになる。
　なお上記はアップサンプル速度がちょうど２倍の場合であったが、これは直後の波長分散予等化の性能を考慮した場合の数字である。必ずしも２倍である必要はなく原理的に１倍を越える値であればどのような値であっても構わない。
　次に送信側では、アップサンプルした位相・振幅情報を分散予等化回路２３０に入力し、光ファイバ伝送路１２２の波長分散の影響をあらかじめ打ち消す分散予等化処理を行う。これは図４の従来技術で述べた技術を用いることができる。本実施の形態と併用可能な送信側の信号処理としては、他にも伝送路や光変調器の非線形効果の補償などがある。波長分散予等化後のデジタル信号は、振幅と位相の極座標表現で出力され、ＤＡ変換器１０４－１、１０４－２で高周波電気信号に変換されドライバ回路１０５－１、１０５－２で所望の振幅に増幅された後に、それぞれ光振幅変調器２１１、極座標型光位相変調器２０１に印加される。このように波長分散予等化などを行い任意の光電界を出力する場合でも、光振幅変調器と極座標型光位相変調器を縦続接続した極座標型の任意光電界変調器を利用することで本実施の形態が適用可能となる。
　なお本実施の形態で用いる極座標形の任意光電界変調器としては、光振幅変調器２１１が位相反転を引き起こさないことが必須条件となる。すなわち、光振幅変調器２１１にＭＺ変調器を用いる場合には、図１０で説明したように印加する高周波電気信号が位相の反転を起こす消光特性の消光点をまたがないように使用することが必要であり、この点が従来のＭＺ型光振幅変調器やこれを用いた任意電界変調器の構成との大きな違いである。
　なお特別な例として、一個のマッハツェンダ型変調器を極座標位相変調器として利用するケースが挙げられる。このような構成は特許文献３：Ｕｎｉｔｅｄ　Ｓｔａｔｅｓ　Ｐａｔｅｎｔ　７０２３６０１に詳細に開示されている。
　図１５は、２電極ＭＺ変調器３００の構成図を示す。本変調器は光の強度変調器として広く利用されており、入力光２２１は光カプラ３０１－１で２本の光導波路２２８－１と２２８－２に分岐されたのち再び光カプラ３０１－２で合成されて出力光２２２として出力される。各光導波路にはそれぞれ変調電極３０２－１、３０２－２が配置され、その末端は終端抵抗３０２－１、３０３－２に接続されている。このとき各変調電極３０２－１、３０２－２への印加電圧をそれぞれＶＬ、ＶＲとする。
　本変調器構成では、２つの電極に印加する電圧ＶＬ（ｔ）とＶＲ（ｔ）の平均値が位相変調量に、またその差が振幅変調量となる。この際、電圧差ＶＬ（ｔ）－ＶＲ（ｔ）が出力振幅が略ゼロとなる点をまたがないように利用すれば、本変調器も上記の振幅条件を満たし本実施の形態に適用することが可能となる。なお、ＭＺ型光変調器を利用した際には、位相変調成分と振幅変調成分を加算・減算した後に２つの電極に印加するため、両電圧間に干渉による変調歪が生じてしまう場合がある。このような場合でも本実施の形態では、受信器内部で振幅成分と位相成分の相互の符号間干渉を消すバタフライ型の適応等化フィルタを用いることで変調歪を低減して受信することが可能となる。
　図１３に示す本実施の形態の光ＱＡＭ信号受信器２３６においては、前述の実施の形態同様に光信号の検出を行っているが、前述の実施の形態との差異は、ＡＤ変換器１３６－１、１３６－２のサンプリング速度をシンボル速度の略２倍に設定し、逆正接演算回路１３７で差動位相成分φ（ｎ）を検出した後に、位相アンラップ／速度変換回路２３１で、位相アンラップ処理とサンプリング速度の１サンプル／シンボルへのダウンサンプリング処理をおこなう点である。
　図１４（Ｃ）では位相のアンラップ処理について説明する。
　位相のアンラップ処理とは位相の変移量が逆正接演算回路１３７の出力範囲（通常は＋π～－π）を越えたかどうかを判定し、越えた場合には出力信号の範囲を拡張して出力信号の位相の連続性を保つ手法である。例えば、図１４（Ｃ）の信号点ｄで観測された逆正接演算回路１３７の出力信号、すなわち差動位相Δφ＝－０．９π、また信号点ｅでは差動位相Δφ＝－０．６π、信号点ｆでは差動位相Δφ＝－πの点であったとする。もしサンプリング速度が１サンプル／シンボルであれば、破線のようにａ～ｆを滑らかに接続するような位相変化が生じたと解釈するしかない。これに対し、Ａ～ＦはＤＡ変換器で２倍速でサンプリングを行って観測したシンボル境界での信号点である。このときＤ点の位相が＋０．５π、Ｅ点の位相が＋０．４５πであれば、ｄ点からＤ点への遷移の途中で位相回転量が－π以下になり＋πへの位相ジャンプが発生し、図の実線のようにＤ、ｅ、Ｅの３点を通過して再び、＋πから－πへの位相ジャンプが発生したとする経路が、正しい位相遷移となる。このような位相不連続が生じたまた適応等化処理を行うと、等化処理が不完全となり、変調歪を完全に除去することができなくなる。
　位相アンラップ処理では、各信号点間の位相変化が例えばπ以下となるように信号点の位相を２πずらして接続することで、位相不連続の発生を防止する処置である。本例では、信号点Ｄ、ｅ、Ｅの位置をそれぞれ２π負側にずらした信号点Ｄ’、ｅ’、Ｅ’とし、ｄ点から順にＤ’、ｅ’、Ｅ’、ｆと接続する点線の経路（アンラップ後の経路）を取れば、信号点間の位相変化量がπ以下とできる。このようなアンラップ処理を行うことで、位相成分の適応等化を正しく実行できるようになり、本実施の形態の効果が発揮できるようなる。このアンラップ処理は、位相アンラップ／速度変換回路２３１で行われる。
　なお本例では、光強度受信器１３５の出力信号ＰについてもＡＤ変換器１３６－３でシンボル速度の略２倍の速度でサンプリングを行った後に、平方根回路１３８に入力し、速度変換回路２３２によって再び１サンプル／シンボルに変換している。振幅成分については位相の場合のようなアンラップ処理が不要なため、必ずしも本構成をとる必要はないが、このような構成を取ることで位相成分と処理タイミングを合わせたり、振幅の算出精度を向上させる効果がある。
（各実施の形態の効果）
　上述の各実施の形態によると、直接検波（ないしは非コヒーレント検波）を用いた光多値伝送方式においても送信側の極座標位相変調と受信側の差動位相の検出が線形関係になり、位相領域の適応等化フィルタを用いることで変調歪が除去できるようになるという効果がある。
　また光信号に振幅変調を加えた場合にも、送信側で位相と振幅を独立の変調器で変調し、また受信側でも差動位相と振幅成分を独立に検出し適応等化を行うことで、両者の変調歪を独立に等化できるという効果がある。
　また、この際、上記の光振幅変調成分の一部が光位相変調成分の一部と連動し、同一の情報信号で変調するようにすれば、ＱＡＭ変調などのより複雑な多値変調を簡単に生成し、かつ本発明が適用できるようになる。
　このように、光振幅変調器にマッハツェンダ型の光変調器を利用する場合には消光点をまたがないようにバイアスした状態で変調すれば、振幅変調時に位相ジャンプが起こらなくなるので本発明による変調歪の補正が効果的に実施できるようになる。
　また上記位相変調器および上記振幅変調器を、２電極マッハツェンダ型の変調器で代用することで、コストやサイズの低減が可能となる。
　また本発明における、光多値信号は光振幅変調器や位相変調器を縦続接続しても生成でき、ＤＡ変換器を用いなくても複雑な多値信号が生成できるという効果が得られる。
　さらにＤＡ変換器で生成信号の位相が連続となるように信号点を補間して変調することによって、変調信号の位相不確定性が減少し受信器内での適応等化の効果が向上するという効果がある。
　さらにＡＤ変換器のサンプリング速度が１サンプリング／シンボルより大となるようにし、位相のアンラップ処理を行うことによって、位相回転の不連続性を補正できるようになるため、さらに本発明の適用範囲や効果を大幅に高めることが可能になる。
　本実施の形態は、例えば光通信分野における光多値信号、特に光位相、ないしは振幅と位相を変調した伝送効率のよい光多値信号の非コヒーレント光ファイバ伝送に適用できる。またこのような光ファイバ伝送に利用する光多値送信器と光多値受信器、ならびに光多値伝送システムに適用可能である。
１００：光多値送信器
１０１：デジタル情報入力端子（ｍビット）
１０２：複素多値信号生成回路
１０３：複素多値情報信号
１０４：ＤＡ変換器
１０５：ドライバ回路
１０６：レーザ光源
１０７：直交光電界変調器
１０８：出力光ファイバ
１０９：出力光信号
１１０：バランス型光検出器
１１１：ＡＤ変換器
１１２：局発レーザ光源
１１３：偏波分離・光９０度ハイブリッド回路
１１４：波長分散補償回路
１１５：適応等化回路
１１６：位相推定回路
１１７：多値信号判定回路
１２０：デジタルコヒーレント光受信器
１２１：入力光信号
１２２：光ファイバ伝送路
１２３：位相予積算型光多値送信器
１２４：複素アップサンプル回路
１２５：予等化回路
１２６：位相予積算回路
１３０：非コヒーレント光受信器
１３２：光分岐器
１３３：光遅延検波回路
１３４：バランス型光受信器
１３５：光強度受信器
１３６：ＡＤ変換器
１３７：逆正接演算回路
１３８：平方根回路
１３９：直交座標変換回路
２００：本実施の形態の光位相多値送信器
２０１：極座標型光位相変調器
２０２：位相多値信号生成回路
２０３：本実施の形態の光位相変調信号
２０４：本実施の形態の光位相多値受信器
２０５：本実施の形態の位相適応等化回路
２１０：本実施の形態の光振幅・位相多値送信器
２１１：光振幅変調器
２１２：極座標多値信号生成回路
２１３：本実施の形態の光振幅・位相変調信号
２１４：本実施の形態の振幅適応等化回路
２１５：位相多値信号判定回路
２１６：振幅多値信号判定回路
２１７：本実施の形態の振幅アップサンプル回路
２１８：本実施の形態の位相アップサンプル回路
２１９：本実施の形態の光振幅・位相多値受信器
２２０：２値電気信号
２２１：入力光
２２２：出力光
２２３：ＭＺ型光変調器
２２４：光位相調整領域
２２５：光アッテネータ部
２２６：光振幅位相変調器
２２７：ＭＺ部の出力光
２２８：導波路部
２２９：導波路部の出力光
２３０：分散予等化回路
２３１：位相アンラップ／速度変換回路
２３２：速度変換回路
２３３：正しい信号点遷移
２３４：間違った信号点遷移
２３５：本実施の形態の光ＱＡＭ信号送信器
２３６：本実施の形態の光ＱＡＭ信号受信器
３００：２電極型ＭＺ変調器
３０１：光カプラ
３０２：変調電極
３０３：終端抵抗

Claims (10)

  1. 　光信号の位相を位相回転方向に変調する極座標型光位相変調器を備えた光送信器と、
    　結合型二次元光遅延検波受信器と２個以上のＡＤ変換器と差動位相算出回路とデジタル適応等化器を備えた光受信器と、
    を備え、
    　前記光送信器から送出された２値以上の光位相多値変調信号を前記光受信器で受信し、
    　前記結合型二次元光遅延検波受信器の２つの出力信号を前記ＡＤ変換器でそれぞれ高速デジタル信号に変換して前記差動位相算出回路に入力し、該差動位相算出回路で算出された差動位相成分を前記デジタル適応等化器で適応等化したのちに多値信号の判定処理を行うことを特徴とした光伝送システム。
  2. 　請求項１に記載の光伝送システムにおいて、
    　前記光送信器は光信号の位相反転を引き起こさない光振幅変調器を備え、
    　前記光受信器は光強度検出器を備え、
    　前記光送信器から光信号の位相と振幅がともに変調された光多値変調信号を送信し、
    　前記光受信器で得られる差動位相成分と、前記光強度検出器から得られる光強度変調成分又はその平方根である光振幅変調成分とについて多値信号の判定処理を行うことを特徴とする光伝送システム。
  3. 　請求項２に記載の光伝送システムにおいて、前記光送信器における光振幅変調が光位相変調と連動し、同一の情報信号で変調されることを特徴とした光伝送システム。
  4. 　請求項２に記載の光伝送システムにおいて、
    　前記光振幅変調器がマッハツェンダ型の光変調器であり、
    　前記マッハツェンダ型の光変調器の変調電極に印加する変調信号が光透過特性の最小点である消光点をまたがないように該変調信号をバイアスした状態で変調することを特徴とした光伝送システム。
  5. 　請求項２に記載の光伝送システムにおいて、
    　前記光位相変調器および前記光振幅変調器を、２電極マッハツェンダ型の変調器で実現し、
    　２つの電極に印加する電圧の和が位相変調成分、２つの電極に印加する電圧の差が振幅変調成分となるようにし、前記印加する電圧の差が前記マッハツェンダ型光振幅変調器の消光点をまたがないようにして変調することを特徴とした光伝送システム。
  6. 　請求項１に記載の光伝送システムにおいて、
    　前記光位相変調器が光信号の位相を位相回転方向に変調する複数の極座標型光位相変調器を縦続接続した構成であることを特徴とする光伝送システム。
  7. 　請求項２に記載の光伝送システムにおいて、
    　前記光振幅変調器は、位相反転を引き起こさない光振幅変調器と、光信号の位相を位相回転方向に変調する第２の極座標型光位相変調器とを縦続接続した光振幅位相変調器であることを特徴とする光伝送システム。
  8. 　請求項２に記載の光伝送システムにおいて、
    　前記光位相変調器と前記光振幅変調器は、位相反転を引き起こさない前記光振幅変調器と、光信号の位相を位相回転方向に変調する前記極座標型光位相変調器を複数個とを縦続接続した構成であることを特徴とする光伝送システム。
  9. 　請求項１に記載の光伝送システムにおいて、
    　前記光位相変調器の位相変調信号はサンプリング速度が１サンプル又はシンボルより大なるＤＡ変換器で生成された高速アナログ信号であり、位相変調範囲がπを超える場合でも生成信号の位相が連続となるように信号点の位相と振幅を補間して変調することを特徴とする光伝送システム。
  10. 　請求項１に記載の光伝送システムにおいて、
    　前記光受信器内に配置される前記ＡＤ変換器のサンプリング速度が１サンプル又はシンボルより大となるようにし、算出された差動位相成分の範囲が±π又は０から２πを越えても連続となるように位相のアンラップ処理を行うことを特徴とする光伝送システム。
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