JP2015518315A - 超高密度ｗｄｍシステムのためのクロックリカバリ法 - Google Patents

Abstract

本文書は、光伝送システムに関する。詳細には、本文書は、高効率波長分割多重（ＷＤＭ）光通信システムに関する。光波長分割多重（ＷＤＭ）伝送チャネル上で光信号を対応する光受信器（２３０）に伝送するように構成される光送信器（２１０）が記載される。光送信器（２１０）は、入力データを、シンボルレートＢでデータシンボルのシーケンスに変換するように構成されるシンボル生成ユニット（２１１）であって、Ｂがゼロよりも大きい実数であるシンボル生成ユニット（２１１）と、データシンボルのシーケンスから導出されたシーケンス内のＮ個おきのデータシンボルの振幅を変調するように構成され、それによりデータシンボルの変調されたシーケンス（２６０）を生成する振幅変調ユニット（２２０）であって、Ｎが整数であり、Ｎ＞２である、振幅変調ユニット（２２０）と、データシンボルの変調されたシーケンス（２６０）から導出されたシーケンスを、光受信器（２３０）に伝送される光信号に変換するように構成されるデジタル−光変換器（２１４、２１５、２１６）とを備える。

Description

本文書は、光伝送システムに関する。詳細には、本文書は、高効率波長分割多重（ＷＤＭ）光通信システムに関する。

ＷＤＭシステムのチャネル間隔を減らすことは、（現在の増幅器システムでは、約４ＴＨｚである）光増幅器帯域幅の十分な恩恵を受けるための効果的なやり方である。１００Ｇシステムは、典型的には、２８Ｇボーのシンボルレート（ＰＤＭ−ＱＰＳＫ、偏波分割多重−４位相シフトキーイング）および５０ＧＨｚのチャネル間隔を使用する。チャネル間隔をシンボルレート近くに減らすこと（すなわち、チャネル間隔を２８ＧＨｚ近くに減らすこと）は、（単に約１０から２０％だけの）制限された伝送距離の減少で、システム容量を（約５０％だけ）増やすため有効である。これらの密なチャネル間隔構成における１つのキーとなる課題は、受信器で送信器クロックを回復することである。（商用運転の場合のように）データシンボルの伝送されたシーケンスが比較的長い場合に、これは特に重要である。なぜならば、送信器および受信器におけるクロック間の不一致が時間とともに増加するからである。

Ｍ．ＯｅｒｄｅｒおよびＨ．Ｍｅｙｒ著、「Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ ａｎｄ Ｓｑｕａｒｅ Ｔｉｍｉｎｇ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、Ｖｏｌ．３６、Ｎｏ．５、１９８８年５月、６０５頁−６１２頁

本文書は、狭いＷＤＭチャネル、例えば、ＷＤＭチャネルを介して伝送されるデータのシンボルレートに近いチャネル幅または帯域幅Ｄを有するＷＤＭチャネルを使用するときの、（タイミングリカバリとも呼ばれる）クロックリカバリの技術的問題を対象とする。

一態様によれば、光送信器が記載される。光送信器は、光波長分割多重（ＷＤＭ）伝送チャネル上で光信号を対応する光受信器に伝送するように構成される。ＷＤＭ伝送チャネルは、予め定められた帯域幅を有してよい。帯域幅は、例えば、予め定められた粒度（例えば、１２．５ＧＨｚ）を有する予め定められたグリッド上で変更されうる。光送信器は、入力データを、シンボルレートＢでデータシンボルのシーケンスに変換するように構成されるシンボル生成ユニットを備え、Ｂは、ゼロよりも大きい実数である。シンボルレートＢは、ＷＤＭ伝送チャネルの帯域幅の範囲内であってよい。特に、ＷＤＭ伝送チャネルの帯域幅は、シンボルレートＢ以下であってよい。

データシンボルは、それぞれの位相および振幅を備えることができる。データシンボルの位相は、Ｍ値位相シフトキーイング（Ｍ−ＰＳＫ）変調方式のコンサタレーション点の位相に対応してよく、Ｍは、Ｍ＞１の整数である。例として、データシンボルの位相は、Ｍ＝４で、４位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）変調方式のコンサタレーション点の位相に対応してよい。データシンボルの振幅は、第１の振幅で一定であってよい。

さらに、光送信器は、データシンボルのシーケンスから導出されたシーケンスを、光受信器に伝送される光信号に変換するように構成されるデジタル−光変換器を備えることができる。データシンボルのシーケンスから導出されたシーケンスは、例えば、データシンボルのシーケンスと実質的に同一であってよい。あるいは、データシンボルのシーケンスから導出されたシーケンスは、データシンボルのシーケンスの、フィルタ処理された（例えば、パルス形状フィルタ処理された）バージョンに対応してよい。

光送信器は、光信号内のトーン周波数でクロックトーンを提供するように構成され、トーン周波数はＢ／Ｎであり、Ｎは、Ｎ＞２の実数である。クロックトーンは、データシンボルのシーケンスと同期してよい。換言すれば、トーン周波数は、シンボルレートと一定の関係を有してよい。例として、Ｎが定数である。クロックトーンは、データシンボルのシーケンスから導出されたシーケンスを光信号に変調する前に、データシンボルのシーケンス内に挿入されうる。上に示されるように、ＷＤＭ伝送チャネルは、帯域幅Ｄを有してよい。トーン周波数（すなわち、整数Ｎ）は、チャネル幅Ｄの半分よりも小さい、すなわち、Ｂ／Ｎ＜Ｄ／２であるように選択されうる。

データシンボルのシーケンスへのクロックトーンの挿入は、振幅変調ユニットを備え、データシンボルのシーケンスを生成するように構成される、シンボル生成ユニットを提供することにより達成され、データシンボルの振幅は、第１の振幅で一定であり、第１の振幅とは異なる第２の振幅を有するデータシンボルのシーケンス内のＮ個おきのデータシンボルとは別であり、Ｎは整数であってよい。あるいは、シンボル生成ユニットは、データシンボルのシーケンスを生成するように構成されてよく、データシンボルの振幅は、第１の振幅で一定である。さらに、光送信器は、データシンボルのシーケンスから導出されたシーケンス内のＮ個おきのデータシンボルの振幅を変調する（例えば、変更する）ように構成される振幅変調ユニットを備え、それによりデータシンボルの変調されたシーケンスを生成することができる。そのような場合、デジタル−光変換器は、データシンボルの変調されたシーケンスから導出されたシーケンスを光信号に変換するように構成されうる。

データシンボルのシーケンス内の、またはデータシンボルのシーケンスから導出されたシーケンス内のＮ個おきのデータシンボルの振幅は、第１の振幅に関して増加されてよい。第１の振幅と変調された（例えば増加された）振幅間の比は、調整可能であってよく、それにより変調深度およびクロックトーンの振幅を調整し、それにより光受信器におけるクロックリカバリを改善する。

デジタル−光変換器は、典型的には、デジタル−アナログ変換器を備える。デジタル−アナログ変換器は、データシンボルの変調されたシーケンスから導出されたシーケンスを、アナログ電気信号に変換するように構成されうる。さらに、デジタル−光変換器は、光搬送波信号をアナログ電気信号で変調するように構成された光変調器を備え、それにより光信号を生じることができる。

光送信器は、第１の偏波成分および第２の偏波成分を含む偏波分割多重（ＰＤＭ）光信号を生成するように構成されうる。そのような場合に、ＰＤＭ光信号の偏波成分のうちの１つまたは両方に、クロックトーンが挿入されうる。例として、第１の偏波成分は、データシンボルの第１の変調されたシーケンスから導出されたシーケンスで変調されてよく、かつ／または、第２の偏波成分は、データシンボルの第２の変調されたシーケンスから導出されたシーケンスで変調されてよい。

光送信器は、パルス整形フィルタを備えてよい。パルス整形フィルタは、振幅変調ユニットの上流に位置されうる（すなわち、パルス整形は、振幅変調の前に実施されうる）。そのような場合に、パルス整形フィルタは、データシンボルのシーケンスをフィルタ処理するように構成されうる。データシンボルのフィルタ処理されたシーケンスは、振幅変調ユニットにより処理される、データシンボルのシーケンスから導出されたシーケンスであってよい。この構成は、クロックトーンに、制御されたクロックトーン振幅を提供するのに有益となりうる。あるいは、パルス整形フィルタは、振幅変調ユニットの下流に位置されうる（すなわち、パルス整形は、振幅変調の後に実施されうる）。そのような場合に、パルス整形フィルタは、データシンボルの変調されたシーケンスをフィルタ処理するように構成されうる。この構成は、対応する光受信器における信号対雑音比を増加させるのに有益となりうる。

さらなる態様によれば、光受信器が記載される。光受信器は、対応する光送信器からの光波長分割多重（ＷＤＭ）伝送チャネル上の光信号を受信するように構成される。光受信器は、光送信器から受信した光信号をアナログまたはデジタル信号に変換するように構成される受信ユニットを備える。典型的には、（光受信器がコヒーレント検出器である場合）受信ユニットがコヒーレント検出ユニットを備え、それによりアナログ信号を生じる。さらに、受信ユニットは、典型的には、アナログ信号をデジタル信号に変換するように構成された１つまたは複数のアナログ−デジタル変換器を備える。

アナログまたはデジタル信号は、シンボルレートＢでデータシンボルのシーケンスを表し（または含み）、Ｂは、ゼロよりも大きい実数である。さらに、アナログまたはデジタル信号は、Ｂ／Ｎのトーン周波数でクロックトーンを表す。特に、データシンボルのシーケンス内のＮ個おきのデータシンボルの振幅が増加されてよく、Ｎは、Ｎ＞２の実数（例えば整数）である。光受信器は、実質的に−Ｂ／Ｎおよび／または＋Ｂ／Ｎの周波数でのアナログまたはデジタル信号のスペクトルに基づいて、光受信器のクロックを送信器のクロックに調整するように構成されたクロックリカバリユニットを備える。特に、クロックリカバリユニットは、実質的に−Ｂ／Ｎおよび＋Ｂ／Ｎの周波数のアナログまたはデジタル信号のスペクトル成分に、フィルタ二乗法を適用するように構成されうる。

さらなる態様によれば、ＷＤＭ伝送用に構成された光伝送システムが記載される。光伝送システムは、本文書で概説される態様のいずれかによる光送信器および本文書で概説される態様のいずれかによる光受信器を備える。

別の態様によれば、データシンボルのシーケンスを表す光信号が記載される。データシンボルは、それぞれの位相および振幅を備える。データシンボルの位相は、Ｍ値位相シフトキーイング（Ｍ−ＰＳＫ）変調方式のコンサタレーション点の位相に対応し、Ｍは、Ｍ＞１の整数である。データシンボルの振幅は、第１の振幅で実質的に一定であり、第１の振幅よりも大きい第２の振幅を有するデータシンボルのシーケンス内のＮ個おきのデータシンボルとは別である。第２の振幅は、実質的に一定であってよい。

さらなる態様によれば、光ＷＤＭ伝送システムの光受信器で、クロックリカバリを可能にする方法が記載される。方法は、シンボルレートＢでデータシンボルのシーケンスを生成するステップを含み、Ｂは、ゼロよりも大きい実数である。データシンボルのシーケンスは、入力データを表してよい。さらに、方法は、データシンボルのシーケンスから導出されたシーケンス内のＮ個おきのデータシンボルの振幅を変調（例えば、変更）して、それによってデータシンボルの変調されたシーケンスを生成するステップを含み、Ｎは、Ｎ＞２の整数である。加えて、方法は、データシンボルの変調されたシーケンスから導出されたシーケンスを、光受信器に伝送される光信号に変換するステップを含む。

さらなる態様によれば、ソフトウェアプログラムが記載される。ソフトウェアプログラムは、プロセッサ上で実行するため、およびコンピューティングデバイス上で実行されたときに本文書に概説される方法ステップを実施するために構成されうる。

別の態様によれば、記憶媒体が記載される。記憶媒体は、プロセッサ上で実行するため、およびコンピューティングデバイス上で実行されたときに本文書に概説される方法ステップを実施するために構成されるソフトウェアプログラムを含みうる。

さらなる態様によれば、コンピュータプログラム製品が記載される。コンピュータプログラムは、コンピュータ上で実行されたとき、本文書に概説される方法ステップを実施するため実行可能な命令を含みうる。

本特許出願に概説されるような方法およびシステムの好ましい実施形態を含む方法およびシステムは、単独で、または本文書に開示される他の方法およびシステムと組み合わせて使用されうることに留意されたい。さらに、本特許出願に概説される方法およびシステムの全ての態様は、任意に組み合わされうる。特に、請求項の特徴は、任意のやり方で互いに組み合わされうる。

本発明は、添付の図面を参照し、例示的なやり方で下に説明される。

例示的なクロックリカバリ法の原理を示す図である。 クロックリカバリに使用される例示的な１１２Ｇｂ／ｓ ＰＤＭ−ＱＰＳＫ信号のスペクトルを示す図である。 クロックリカバリに使用される例示的な１１２Ｇｂ／ｓ ＰＤＭ−ＱＰＳＫ信号のスペクトルを示す図である。 クロックリカバリに使用される例示的な１１２Ｇｂ／ｓ ＰＤＭ−ＱＰＳＫ信号のスペクトルを示す図である。 クロックリカバリに使用される例示的な１１２Ｇｂ／ｓ ＰＤＭ−ＱＰＳＫ信号のスペクトルを示す図である。 例示的な光伝送システムを示すブロック図である。 改善されたクロックリカバリのための例示的な変調方式を示す図である。 改善されたクロックリカバリのための別の例示的な変調方式を示す図である。 改善されたクロックリカバリのための例示的な１１２Ｇｂ／ｓ ＰＤＭ−ＱＰＳＫ信号の光スペクトルを示す図である。

光通信システムは、典型的には、光通信システムの送信器と受信器で、別個のクロック（例えば、ＶＣＯ、電圧制御発振器）を備える。送信器および受信器におけるクロックは、典型的には、互いからずれている。このことは、送信器および受信器により提供される通信リンクの性能に影響を有する場合がある。送信器のクロックが受信器のクロックより高い速度で動作し（データシンボルを伝送する）場合、受信器は、データシンボルを取り損なう場合がある。一方、送信器のクロックが受信器のクロックより低い速度で動作する場合、受信器は、データシンボルのいくつかの複製を生成する場合がある。いずれの場合でも、クロックの不一致は、典型的には、ビットエラーレートの増加、および通信リンクの故障確率の増加をもたらす。

したがって、受信器におけるクロックを送信器におけるクロックに（または、逆に）調整することが望ましい。特に、明示的なクロック同期方式の必要なしに、受信したデータシンボル自体からクロック（またはタイミング）情報を回復することが望ましい。

光伝送システムでは、データシンボルは、送信器から受信器に連続的に（いわゆる回線モードまたはいわゆる同期モードで）伝送される。そのため、受信器は、シンボルレートで、データシンボルの連続ストリームを受信する。シンボルレートは、送信器におけるクロックに対応する。これは、データシンボルのストリームが送信器におけるクロックに関する情報を含み、したがって、このクロック情報は、データシンボルの連続ストリームからシンボルレートを決定することにより受信器で回復されうることを意味する。

クロック情報は、シンボルレートの半分の所に位置するスペクトル成分の位相を分析することにより（すなわち、２８Ｇボーのシンボルレートの場合、−１４ＧＨｚおよび＋１４ＧＨｚでスペクトル成分の位相を分析することにより）、データシンボルの連続ストリームから抽出されうる。これは、図１ａの周波数図１００に図示されており、データシンボルのストリームのスペクトル１０１が図示される。図示された例では、データシンボルのストリームは、Ｂのシンボルレートを有する。周波数−Ｂ／２および＋Ｂ／２それぞれのスペクトル１０１のスペクトル成分１０３、１０２は、送信器におけるクロック周波数と受信器におけるクロック周波数の差に関する情報を決定するために使用されうる。換言すれば、受信器におけるクロックと送信器におけるクロックの間の差は、−Ｂ／２の周波数（参照番号１０３）および＋Ｂ／２の周波数（参照番号１０２）におけるデータシンボルの受信したストリームのスペクトルを分析することにより決定されうる。シンボルの受信したストリームのスペクトルに基づいてクロックを回復するための例示的な方法は、Ｍ．ＯｅｒｄｅｒおよびＨ．Ｍｅｙｒ著、「Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ ａｎｄ Ｓｑｕａｒｅ Ｔｉｍｉｎｇ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、Ｖｏｌ．３６、Ｎｏ．５、１９８８年５月、６０５頁−６１２頁に記載される。この方法は、典型的には、クロックリカバリのための「フィルタ二乗」法と呼ばれる。この方法の説明（特に、上記の文書のセクションＩＩ）は、引用により組み込まれている。

上に示されたように、（例えば、上記のフィルタ二乗法のような）クロックリカバリ法は、典型的には、＋／− Ｂ／２の周波数でデータシンボルの受信したストリームのスペクトルを分析し、ここで、Ｂは、データシンボルのストリームのシンボルレートである。スペクトルのこの部分における情報は、送信器および／または受信器の光フィルタの不完全な位相応答によって、また、隣接するＷＤＭチャネルからの特定のＷＤＭチャネル上で生じるクロストークによって、破損されうることが観察されている。これは、特に、狭いチャネル間隔（例えば、Ｂの範囲のチャネル間隔）が使用される場合である。したがって、ＷＤＭチャネルのスペクトル効率を増加するために（すなわち、全体的な通信経路の容量を増加させるために）ＷＤＭチャネルの幅を減少するとき、データシンボルの受信したストリームのスペクトルの縁部で（すなわち、＋／− Ｂ／２の周波数で）増加した破損に起因して、クロックリカバリの性能が減少する。

これは、図１ｂから図１ｅに図示される。図１ｂは、５０ＧＨｚスーパーガウシアン光フィルタ処理にかけられ（すなわち、５０ＧＨｚ帯域幅でＷＤＭチャネルを介した伝送にかけられ）、および光受信器でＡＤＣの１６ＧＨｚベースバンド電気フィルタ処理にかけられる１１２Ｇｂ／ｓ ＰＤＭ−ＱＰＳＫ信号のスペクトル１０５を示す。図１ｃは、２５ＧＨｚスーパーガウシアン光フィルタ処理にかけられ（すなわち、２５ＧＨｚ帯域幅でＷＤＭチャネルを介した伝送にかけられ）、および光受信器でＡＤＣの１６ＧＨｚベースバンド電気フィルタ処理にかけられる１１２Ｇｂ／ｓ ＰＤＭ−ＱＰＳＫ信号のスペクトル１０６を示す。光フィルタ処理に起因して、スペクトル１０６の周波数が＋／− １２．５ＧＨｚ（すなわち、ＷＤＭチャネルの帯域幅Ｄの＋／−半分）に制限されることが理解されうる。図１ｂから図１ｅでは、周波数＋／− Ｂは、＋／− シンボルレートＢに対応する。図１ｄおよび図１ｅはそれぞれ、５０ＧＨｚおよび２５ＧＨｚの光フィルタ処理にかけられる二乗された１１２Ｇｂ／ｓ ＰＤＭ−ＱＰＳＫ信号スペクトル１１０、１２０を示す。スペクトル１１０は、周波数＋／− Ｂにおいて、ピーク１１１を備える。これらのピーク１１１は、クロックを回復するために使用されうる。一方、２５ＧＨｚスーパーガウシアン光フィルタ処理の場合、（５０ＧＨｚの代わりの）２５ＧＨｚの減少されたチャネル間隔に起因して、二乗された１１２Ｇｂ／ｓ ＰＤＭ−ＱＰＳＫ信号の結果スペクトル１２０は、＋／− ２８ＧＨｚで（すなわち、Ｂ＝２８Ｇボーのシンボルレートの場合に、＋／− Ｂで）破損されることが理解されうる。特に、スペクトル１２０は、＋／− Ｂにピーク１１１を備えず、そのためクロックリカバリが可能でないことが理解されうる。

図２ａは、光送信器２１０、光伝送路２５０、および光受信器２３０を備える例示的な光伝送システム２００を図示する。送信器２１０は、例えば、ＡＳＩＣ（特定用途向け集積回路）として実装されうる、第１のデジタル信号プロセッサ２１８を備える。図示された例では、偏波多重光信号のための送信器２１０が描かれる。第１のデジタル信号プロセッサ２１８は、光信号の２つの偏波用に、それぞれデータシンボル（例えば、ＱＰＳＫシンボル）の２つのシーケンスを（２つのシンボル生成ユニット２１１内で）提供する。データシンボルの２つのシーケンスは、それぞれ、光信号の２つの偏波用に、（パルス整形フィルタとも呼ばれる）２つの送信器フィルタ２１２のバンクによりフィルタ処理される。実施形態では、２つの送信器フィルタ２１２は同一であるが、他の実施形態では、２つの送信器フィルタ２１２は、光信号のそれぞれの偏波専用である。加えて、送信器２１０は、ルックアップテーブル（ＬＵＴ）ユニット２１３を備えうる。ＬＵＴユニット２１３は、以降の変調器２１６の非線形的な性質を補償するために、データシンボルの（変調された）シーケンスをプリエンファシスするように構成されうる。データシンボル２１１のフィルタ処理されたシーケンスを１対の電気信号に変換するために、１対のデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）２１４が使用される。電気信号の対は、伝送経路２５０を介して伝送される光信号の２つの偏波を変調するために（ドライバ２１５および例えばマッハ−ツェンダー変調器、ＭＺＭといった変調器２１６を使用して）使用される。

図２ａに図示される光受信器２３０は、受信した光信号を１対の複素デジタル信号に変換するように構成されるコヒーレント光受信器であり、各デジタル信号は、同相成分および直交成分を備える。この目的で、コヒーレント受信器は、コヒーレント検出器およびアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）２３１のバンクを備えうる。さらに、光受信器２３０は、決定ユニット２３６内でシンボルの２つのシーケンスを回復するために、デジタル信号の対を処理する、第２のデジタル信号プロセッサ２３８（例えば、ＡＳＩＣ）を備える。デジタル信号の対の処理は、典型的には、ＣＤ補償２３２、デジタルクロックリカバリ（ＤＣＲ）２３３、偏波多重分離２３４、および搬送波周波数／搬送波位相推定２３５を含む。クロックリカバリユニット２３３は、本文書に概説されるようなクロックリカバリ法を実施しうる。

本文書では、光受信器２３０への伝送のために、（データシンボルのシーケンスを表す、またはデータシンボルのシーケンスを含む）光信号を生成する送信器２１０が記載され、光信号は、光受信器２３０において、改善されたクロックリカバリ／タイミング回復を可能にする。特に、送信器側でデータシンボルのシーケンスに低速トーンを追加することが提案され、低速トーンは、好ましくは、シンボルレートと同期する。例示的な場合では、７ＧＨｚ＜１２．５ＧＨｚの条件を考慮し、２５ＧＨｚグリッドでフィルタ処理されるとき、２８Ｇボー信号に、７ＧＨｚトーンが追加されうる。

換言すれば、データシンボルのストリーム中に繰り返しイベントを追加することが提案され、繰り返しイベントは、シンボルレートよりも低い周波数を有する。例として、繰り返しイベントは、Ｂ／Ｎの周波数を有してよく、Ｂはシンボルレート、Ｎは、Ｎ＞２の整数、例えばＮ＝４である。繰り返しイベントの周波数Ｂ／Ｎは、伝送チャネルの帯域幅Ｄの半分よりも小さい、すなわち、Ｂ／Ｎ＜Ｄ／２であってよい。データシンボルのストリームに減少した周波数で繰り返しイベントを追加することにより、光受信器２３０におけるクロックリカバリユニット２３３は、Ｂ／２よりも低い周波数で、すなわち光伝送路２５０上で生じる歪みにより受ける影響が少ない周波数で、受信した光信号のスペクトルを分析することにより、クロックを回復することが可能になる。特に、クロックリカバリユニット２３３は、周波数−Ｂ／Ｎおよび／または＋Ｂ／Ｎで、すなわち（トーンまたはクロックトーンとも呼ばれる）繰り返しイベントの周波数で、受信した光信号のスペクトルを分析することによりクロックを回復することが可能になる。

図２ｂは、データシンボルのストリーム中に減少した周波数で繰り返しイベントを挿入するために使用されうる、例示的な送信器２１０を図示する。さらに、図２ｂは、減少した周波数で繰り返しイベントを含むデータシンボルのストリーム２６０を図示する。減少した周波数の（例えばＢ／４の）トーン（または繰り返しイベント）は、データシンボルのいくつかの振幅を増加することを繰り返すやり方により、データシンボルのストリーム２６０の中に挿入されうる。図示された例では、４個おきのデータシンボル２６２の振幅が他のデータシンボル２６１の振幅と比較して増やされる。換言すれば、データシンボル２６１、２６２の振幅は、４個おきのデータシンボル２６２が増加された振幅を有するように変調される。（通常型シンボル２６１の）デフォルトの振幅と（強調されたシンボル２６２の）増加された振幅の間の差の程度は、変調深度と呼ばれうる。図２ｂのシンボル２６１、２６２内の値π／４、３π／４、５π／４、および７π／４は、例示のＱＰＳＫシンボル２６１、２６２の可能な値を指す。

図２ｂの送信器２１０は、トーン挿入ユニット２２０を備える。図示された例では、トーン挿入ユニット２２０は、Ｎ個おきのデータシンボル２６２の振幅を増加するように構成される。トーン挿入ユニット２２０は、パルス整形フィルタユニット２１２の下流に位置されうる。データシンボルのストリーム２６０内に含まれるトーン情報は、例えば上に示されたフィルタ二乗技法を使用して、送信器クロックに受信器クロックをロックするように、受信器２３０で使用されうる。この目的で、受信器２３０のクロックリカバリユニット２３３は、周波数−Ｂ／Ｎおよび＋Ｂ／Ｎで、受信した光信号のスペクトルのスペクトル成分を分析することができる。Ｎ＞２の場合に、これらの周波数は、典型的には、ＷＤＭチャネルの狭いチャネル間隔により生じる歪みによって影響を受けない。換言すれば、減少した周波数におけるトーン情報は、高密度のＷＤＭチャネルの場合でさえ、クロックリカバリを可能にする。

図２ｃは、例示的な送信器２１０を示しており、ここでは、トーン挿入ユニット２２０がパルス整形フィルタユニット２１２の上流に位置される（すなわち、トーン挿入／振幅変調は、パルス整形の前に実施される）。これは、伝送路２５０を介して伝送される信号がパルス整形されるので、対応する光受信器２３０における信号対雑音比を改善するのに有益となりうる。一方、挿入されたクロックトーンの振幅は、パルス整形フィルタユニット２１２内のフィルタ処理に起因して減少されうる。

１１２Ｇｂ／ｓ ＰＤＭ−ＱＰＳＫ伝送システム２００の例、および４個おき（Ｎ＝４）のＱＰＳＫシンボル２６２の振幅を増加する例では、７ＧＨｚのトーンが、図２ｂの送信器２１０により生成される。（狭い）２５ＧＨｚの間隔グリッドの使用に対応する、すなわち、２５ＧＨｚの幅を有するＷＤＭチャネルを介した伝送に対応する、強いフィルタ処理が存在する場合であっても、７ＧＨｚにおけるトーン（参照番号３０１、３０２、３１１、３１２）が検出可能であることが、図３の略図３００および３１０から理解されうる。そのような場合、チャネル間隔（２５ＧＨｚ）とボーレート（２８ＧＨｚ）の比は０．８９、すなわち１よりも小さい。略図３００および３１０は、２５ＧＨｚ ＷＤＭチャネルグリッド内の１１２Ｇｂ／ｓ ＰＤＭ−ＱＰＳＫ光信号のシンボルの、受信したシーケンスの強度のスペクトルを示す。図示された例では、二乗された信号のスペクトルが示される。略図３００の場合に、７ＧＨｚクロックトーンの変調深度は、略図３１０の場合よりも深かった。換言すれば、略図３００内の変調深度は、略図３１０内の変調深度よりも深い。７ＧＨｚのトーン周波数におけるピーク３０１、３０２は、増加した変調深度内で増加することが理解されうる。したがって、受信器２３０におけるクロックリカバリの性能は、変調深度が増加するとともに増加する。さらに、二乗された信号のスペクトルを決定するときでさえ、ピーク３０１、３０２は、Ｂ／Ｎのトーン周波数で検出可能であることが理解されうる。

クロックリカバリの性能は、シンボルの、後続のブロックまたはフレームにわたって平均化することにより増加されうることに留意されたい。例として、シンボルのストリームのスペクトルは、後続のシンボルのブロック（例えば、１０２４個のシンボルのブロック）に基づいて決定されうる。この目的で、シンボルのブロックは、例えば高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を使用して、周波数ドメインに変換されうる。シンボルの複数のブロック（例えば、シンボルの１０個のブロック）のスペクトルが平均化され、それによって、比較的浅い変調深度であってさえ、クロックトーンの抽出およびクロックリカバリの性能を増加させることができる。

一方、データシンボルのストリーム２６０内へのクロックトーンの挿入は、伝送システム２００の、光信号対雑音比（ＯＳＮＲ）に影響を及ぼしうる。１１２Ｇｂ／ｓ ＰＤＭ−ＱＰＳＫデータ用の光伝送システム２００の性能が分析されうる。クロックトーンの挿入は、特に比較的浅い変調深度を使用するとき、比較的小さい損失のみをもたらすことが示されうる。さらに、損失は、変調深度が減少するにつれて減少することが示されうる。

そのため、過変調により（すなわち、シンボルの振幅２６２の変調により）加えられる損失は、比較的小さい。この損失は、シンボル間干渉またはＷＤＭクロストークから生じる損失と比較して低い。さらに、過変調に起因する損失は、ビットレート一定でシンボルレートを減らすために、ＱＰＳＫから例えばＱＡＭ１６に変調形式を変えるときにもたらされる、ＯＳＮＲ損失と比較して比較的低い。変調形式を変えるときの損失は、典型的には、７ｄＢ以上の範囲である。これは、ＷＤＭ伝送チャネルの幅の範囲であるシンボルレートでのＰＤＭ−ＱＰＳＫ信号の伝送は、ＰＤＭ−ＱＰＳＫ信号内にクロックトーンを挿入するときでさえ、より多数のコンサタレーション点（例えば、ＱＡＭ１６）を有するコンスタレーションを使用する信号の伝送よりも高い性能を提供することを意味する。

図３の略図３００、３１０から理解されうるように、データシンボルのストリーム１６０の強度スペクトルは、周波数−Ｂ／Ｎおよび＋Ｂ／Ｎで、ピーク３０１、３０２、３１１、３１２を備える。ピーク３０１、３０２、３１１、３１２の存在に起因して、周波数−Ｂ／Ｎおよび＋Ｂ／Ｎにおけるスペクトル成分は、信頼できるやり方で抽出されうる。さらに、周波数−Ｂ／Ｎおよび＋Ｂ／Ｎにおけるスペクトル成分の位相情報は、Ｎ＞２の場合、周波数−Ｂ／２および＋Ｂ／２におけるスペクトル成分の位相情報よりも破損されない。したがって、クロックリカバリ法（例えば、上に示されたフィルタ二乗法）は、狭いフィルタ処理の場合（例えば、シンボルレートよりも小さいチャネル帯域幅を使用するとき）でさえ、依然として適用されうる。そのようなクロックリカバリ法の目的は、７ＧＨｚトーン（すなわち、Ｂ／Ｎトーン）の位相を測定し、受信器２３０においてクロック周波数を調整することにより、位相を実質的に一定に保つことでありうる。これは、アナログ信号ドメインまたはデジタル信号ドメインで行われうる（後者の場合は、図２ａのクロックリカバリユニット２３３により図示される）。クロックトーンの位相は、７ＧＨｚ（すなわち、周波数Ｂ／Ｎ）におけるスペクトル成分の離散フーリエ変換（ＤＦＴ）の角度値を計算することにより獲得されうる。

クロックトーンを挿入した結果として、クロックリカバリ法の計算の複雑さが減少されうることに留意されたい。挿入されるＢ／Ｎクロックトーンは、受信した二乗された信号のスペクトルを決定する必要なしに、受信した信号のスペクトルから直接回復されうることが見出された。したがって、クロックリカバリは、受信した信号をオーバサンプリングおよび二乗する必要なしに実施され、それによりクロックリカバリのための計算の複雑さを減少することができる。

第１の振幅でのシンボル２６１および第２の増加した振幅でのシンボル２６２を有するシンボルのストリーム２６０の生成は、従来型のＱＰＳＫ変調（すなわち、位相変調）と振幅変調の重ね合わせと見なされうる。振幅変調の使用は、デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）２１４に影響を及ぼし得、Ｎ個おきのシンボルに増加した振幅でアナログ信号を生成する必要が生じる。換言すれば、ＤＡＣ２１４は、異なる振幅でシンボル２６１、２６２を取り扱う、十分なダイナミックレンジおよび解像度を提供する必要がありうる。

本文書では、密なＷＤＭ伝送チャネル内のクロックリカバリを可能にするための方式が記載される。本方式は、ＷＤＭ伝送チャネルの幅が、ＷＤＭ伝送チャネルを介して伝送されるデータのシンボルレートの範囲にある状況でさえ、信頼できるクロックリカバリを可能にする。本方式は、データシンボルのストリーム内へのクロックトーンの挿入を使用し、ここで、クロックトーンは、データシンボルのストリームのシンボルレートの半分よりも小さい周波数を有する。

信頼できるクロックリカバリの結果として、光増幅器内を通過することができるＷＤＭチャネルの数を増加するために、狭いＷＤＭチャネル間隔が使用されうる。これは、提案されるクロックリカバリ方式が、光伝送システムのスループットの増加を可能にすることを意味する。提案される方式は、特に、海中光伝送システムに対して興味深いものだが、例えばグリッドレスまたは可変帯域幅ＲＯＡＤＭ（再構成可能光アドドロップマルチプレクサ）を使用する、地上光伝送システムにも興味深いものである。

説明および図面は、単に、提案される方法およびシステムの原理を示していることに留意されたい。したがって、本明細書に明示的に記載または示されていないが、本発明の原理を具現化し、本発明の精神および範囲に含まれる様々な構成を、当業者が考案することが可能となることが理解されよう。さらに、本明細書に記述される全ての例は、原理的に、提案される方法およびシステムの原理ならびに技術を進めるために本発明者により寄与される概念を理解することに、読者を助ける教育上の目的でのみ、明確に意図され、そのような特に記述された例および状況に制限することがないものとして解釈されるべきである。さらに、本発明の原理、態様、および実施形態ならびにそれらの具体例を本明細書で記述する全ての文は、それらの均等物を含有することが意図される。

さらに、様々な上記の方法のステップおよび記載されたシステムの構成要素は、プログラムされたコンピュータにより実施されうることに留意されたい。本明細書では、いくつかの実施形態は、機械またはコンピュータ可読であり、機械実行可能またはコンピュータ実行可能な命令のプログラムをエンコードする、例えばデジタルデータ記憶媒体といった、プログラム記憶デバイスをカバーすることも意図されており、前記命令は、前記上記の方法のいくつかまたは全てのステップを実施する。プログラム記憶デバイスは、例えば、デジタルメモリ、磁気ディスクおよび磁気テープなどの磁気記憶媒体、ハードドライブ、または光可読デジタルデータ記憶媒体であってよい。実施形態は、上記方法の前記ステップを実施するようにプログラムされたコンピュータをカバーすることも意図される。

加えて、本特許文書に記載される様々な要素の機能は、専用ハードウェアならびに適切なソフトウェアに関連するソフトウェアを実行することが可能なハードウェアの使用を介して提供されうることに留意されたい。プロセッサにより提供されるとき、機能は、単一の専用プロセッサ、単一の共有プロセッサ、またはそのいくつかが共有されうる複数の別個のプロセッサにより提供されうる。さらに、用語「プロセッサ」または「コントローラ」の明示的な使用は、ソフトウェアを実行することが可能なハードウェアのことを排他的に言っていると解釈するべきでなく、制限するものではないが、デジタル信号処理（ＤＳＰ）ハードウェア、ネットワークプロセッサ、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、ソフトウェアを記憶するためのリードオンリメモリ（ＲＯＭ）、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、および不揮発性記憶装置を暗黙のうちに含みうる。従来型および／またはあつらえた他のハードウェアも含まれうる。

最後に、本明細書の任意のブロック図は、本発明の原理を具現化する例示的な回路の概念図を表すことに留意されたい。同様に、任意のフローチャート、流れ図、状態遷移図、疑似コードなどは、コンピュータ可読媒体に実質的に表されて、そのようなコンピュータまたはプロセッサが明示的に示されるか否かにかかわらず、そのようにコンピュータまたはプロセッサにより実行されうる様々なプロセスを表すことを理解されたい。

本文書は、光伝送システムに関する。詳細には、本文書は、高効率波長分割多重（ＷＤＭ）光通信システムに関する。

ＷＤＭシステムのチャネル間隔を減らすことは、（現在の増幅器システムでは、約４ＴＨｚである）光増幅器帯域幅の十分な恩恵を受けるための効果的なやり方である。１００Ｇシステムは、典型的には、２８Ｇボーのシンボルレート（ＰＤＭ−ＱＰＳＫ、偏波分割多重−４位相シフトキーイング）および５０ＧＨｚのチャネル間隔を使用する。チャネル間隔をシンボルレート近くに減らすこと（すなわち、チャネル間隔を２８ＧＨｚ近くに減らすこと）は、（単に約１０から２０％だけの）制限された伝送距離の減少で、システム容量を（約５０％だけ）増やすため有効である。これらの密なチャネル間隔構成における１つのキーとなる課題は、受信器で送信器クロックをリカバリすることである。（商用運転の場合のように）データシンボルの伝送されたシーケンスが比較的長い場合に、これは特に重要である。なぜならば、送信器および受信器におけるクロック間の不一致が時間とともに増加するからである。

ＷＯ０２／３１９８４Ａ２は、複数の順序の振幅変調を実施する方法を記載する。米国特許出願公開第２００４／１０１３１１（Ａ１）号は、本質的に非同期である、光通信システム内の同期化信号の配信についての方法を記載する。米国特許第４９７２４０８号は、伝送リンクの、低いデータレートのデジタルチャネルと高いデータレートのデジタルチャネルを組み合わせ、あるいは、低いデータレートのデジタルチャネルを高いデータレートのデジタルチャネルから分離する方法を記載する。

ＷＯ２０１０／１１９５７６Ａ１は、シリアルデータストリームから生成された平行な光信号間のスキューを検出する方法を記載する。

国際公開第０２／３１９８４Ａ２号 米国特許出願公開第２００４／１０１３１１（Ａ１）号明細書 米国特許第４９７２４０８号明細書 国際公開第２０１０／１１９５７６Ａ１号

Ｍ．ＯｅｒｄｅｒおよびＨ．Ｍｅｙｒ著、「Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ ａｎｄ Ｓｑｕａｒｅ Ｔｉｍｉｎｇ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、Ｖｏｌ．３６、Ｎｏ．５、１９８８年５月、６０５頁−６１２頁

本文書は、狭いＷＤＭチャネル、例えば、ＷＤＭチャネルを介して伝送されるデータのシンボルレートに近いチャネル幅または帯域幅Ｄを有するＷＤＭチャネルを使用するときの、（タイミングリカバリとも呼ばれる）クロックリカバリの技術的問題を対象とする。

一態様によれば、光送信器が記載される。光送信器は、光波長分割多重（ＷＤＭ）伝送チャネル上で光信号を対応する光受信器に伝送するように構成される。ＷＤＭ伝送チャネルは、予め定められた帯域幅を有してよい。帯域幅は、例えば、予め定められた粒度（例えば、１２．５ＧＨｚ）を有する予め定められたグリッド上で変更されうる。光送信器は、入力データを、シンボルレートＢでデータシンボルのシーケンスに変換するように構成されるシンボル生成ユニットを備え、Ｂは、ゼロよりも大きい実数である。シンボルレートＢは、ＷＤＭ伝送チャネルの帯域幅の範囲内であってよい。特に、ＷＤＭ伝送チャネルの帯域幅は、シンボルレートＢ以下であってよい。

データシンボルは、それぞれの位相および振幅を備えることができる。データシンボルの位相は、Ｍ値位相シフトキーイング（Ｍ−ＰＳＫ）変調方式のコンサタレーション点の位相に対応してよく、Ｍは、Ｍ＞１の整数である。例として、データシンボルの位相は、Ｍ＝４で、４位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）変調方式のコンサタレーション点の位相に対応してよい。データシンボルの振幅は、第１の振幅で一定であってよい。

さらに、光送信器は、データシンボルのシーケンスから導出されたシーケンスを、光受信器に伝送される光信号に変換するように構成されるデジタル−光変換器を備えることができる。データシンボルのシーケンスから導出されたシーケンスは、例えば、データシンボルのシーケンスと実質的に同一であってよい。あるいは、データシンボルのシーケンスから導出されたシーケンスは、データシンボルのシーケンスの、フィルタ処理された（例えば、パルス形状フィルタ処理された）バージョンに対応してよい。

光送信器は、光信号内のトーン周波数でクロックトーンを提供するように構成され、トーン周波数はＢ／Ｎであり、Ｎは、Ｎ＞２の実数である。クロックトーンは、データシンボルのシーケンスと同期してよい。換言すれば、トーン周波数は、シンボルレートと一定の関係を有してよい。例として、Ｎが定数である。クロックトーンは、データシンボルのシーケンスから導出されたシーケンスを光信号に変調する前に、データシンボルのシーケンス内に挿入されうる。上に示されるように、ＷＤＭ伝送チャネルは、帯域幅Ｄを有してよい。トーン周波数（すなわち、整数Ｎ）は、チャネル幅Ｄの半分よりも小さい、すなわち、Ｂ／Ｎ＜Ｄ／２であるように選択されうる。

データシンボルのシーケンスへのクロックトーンの挿入は、振幅変調ユニットを備え、データシンボルのシーケンスを生成するように構成される、シンボル生成ユニットを提供することにより達成され、データシンボルの振幅は、第１の振幅で一定であり、第１の振幅とは異なる第２の振幅を有するデータシンボルのシーケンス内のＮ個おきのデータシンボルとは別であり、Ｎは整数であってよい。あるいは、シンボル生成ユニットは、データシンボルのシーケンスを生成するように構成されてよく、データシンボルの振幅は、第１の振幅で一定である。さらに、光送信器は、データシンボルのシーケンスから導出されたシーケンス内のＮ個おきのデータシンボルの振幅を変調する（例えば、変更する）ように構成される振幅変調ユニットを備え、それによりデータシンボルの変調されたシーケンスを生成することができる。そのような場合、デジタル−光変換器は、データシンボルの変調されたシーケンスから導出されたシーケンスを光信号に変換するように構成されうる。

データシンボルのシーケンス内の、またはデータシンボルのシーケンスから導出されたシーケンス内のＮ個おきのデータシンボルの振幅は、第１の振幅に関して増加されてよい。第１の振幅と変調された（例えば増加された）振幅間の比は、調整可能であってよく、それにより変調深度およびクロックトーンの振幅を調整し、それにより光受信器におけるクロックリカバリを改善する。

デジタル−光変換器は、典型的には、デジタル−アナログ変換器を備える。デジタル−アナログ変換器は、データシンボルの変調されたシーケンスから導出されたシーケンスを、アナログ電気信号に変換するように構成されうる。さらに、デジタル−光変換器は、光搬送波信号をアナログ電気信号で変調するように構成された光変調器を備え、それにより光信号を生じることができる。

光送信器は、第１の偏波成分および第２の偏波成分を含む偏波分割多重（ＰＤＭ）光信号を生成するように構成されうる。そのような場合に、ＰＤＭ光信号の偏波成分のうちの１つまたは両方に、クロックトーンが挿入されうる。例として、第１の偏波成分は、データシンボルの第１の変調されたシーケンスから導出されたシーケンスで変調されてよく、かつ／または、第２の偏波成分は、データシンボルの第２の変調されたシーケンスから導出されたシーケンスで変調されてよい。

光送信器は、パルス整形フィルタを備えてよい。パルス整形フィルタは、振幅変調ユニットの上流に位置されうる（すなわち、パルス整形は、振幅変調の前に実施されうる）。そのような場合に、パルス整形フィルタは、データシンボルのシーケンスをフィルタ処理するように構成されうる。データシンボルのフィルタ処理されたシーケンスは、振幅変調ユニットにより処理される、データシンボルのシーケンスから導出されたシーケンスであってよい。この構成は、クロックトーンに、制御されたクロックトーン振幅を提供するのに有益となりうる。あるいは、パルス整形フィルタは、振幅変調ユニットの下流に位置されうる（すなわち、パルス整形は、振幅変調の後に実施されうる）。そのような場合に、パルス整形フィルタは、データシンボルの変調されたシーケンスをフィルタ処理するように構成されうる。この構成は、対応する光受信器における信号対雑音比を増加させるのに有益となりうる。

さらなる態様によれば、光受信器が記載される。光受信器は、対応する光送信器からの光波長分割多重（ＷＤＭ）伝送チャネル上の光信号を受信するように構成される。光受信器は、光送信器から受信した光信号をアナログまたはデジタル信号に変換するように構成される受信ユニットを備える。典型的には、（光受信器がコヒーレント検出器である場合）受信ユニットがコヒーレント検出ユニットを備え、それによりアナログ信号を生じる。さらに、受信ユニットは、典型的には、アナログ信号をデジタル信号に変換するように構成された１つまたは複数のアナログ−デジタル変換器を備える。

アナログまたはデジタル信号は、シンボルレートＢでデータシンボルのシーケンスを表し（または含み）、Ｂは、ゼロよりも大きい実数である。さらに、アナログまたはデジタル信号は、Ｂ／Ｎのトーン周波数でクロックトーンを表す。特に、データシンボルのシーケンス内のＮ個おきのデータシンボルの振幅が増加されてよく、Ｎは、Ｎ＞２の実数（例えば整数）である。光受信器は、実質的に−Ｂ／Ｎおよび／または＋Ｂ／Ｎの周波数でのアナログまたはデジタル信号のスペクトルに基づいて、光受信器のクロックを送信器のクロックに調整するように構成されたクロックリカバリユニットを備える。特に、クロックリカバリユニットは、実質的に−Ｂ／Ｎおよび＋Ｂ／Ｎの周波数のアナログまたはデジタル信号のスペクトル成分に、フィルタ二乗法を適用するように構成されうる。

さらなる態様によれば、ＷＤＭ伝送用に構成された光伝送システムが記載される。光伝送システムは、本文書で概説される態様のいずれかによる光送信器および本文書で概説される態様のいずれかによる光受信器を備える。

別の態様によれば、データシンボルのシーケンスを表す光信号が記載される。データシンボルは、それぞれの位相および振幅を備える。データシンボルの位相は、Ｍ値位相シフトキーイング（Ｍ−ＰＳＫ）変調方式のコンサタレーション点の位相に対応し、Ｍは、Ｍ＞１の整数である。データシンボルの振幅は、第１の振幅で実質的に一定であり、第１の振幅よりも大きい第２の振幅を有するデータシンボルのシーケンス内のＮ個おきのデータシンボルとは別である。第２の振幅は、実質的に一定であってよい。

さらなる態様によれば、光ＷＤＭ伝送システムの光受信器で、クロックリカバリを可能にする方法が記載される。方法は、シンボルレートＢでデータシンボルのシーケンスを生成するステップを含み、Ｂは、ゼロよりも大きい実数である。データシンボルのシーケンスは、入力データを表してよい。さらに、方法は、データシンボルのシーケンスから導出されたシーケンス内のＮ個おきのデータシンボルの振幅を変調（例えば、変更）して、それによってデータシンボルの変調されたシーケンスを生成するステップを含み、Ｎは、Ｎ＞２の整数である。加えて、方法は、データシンボルの変調されたシーケンスから導出されたシーケンスを、光受信器に伝送される光信号に変換するステップを含む。

さらなる態様によれば、ソフトウェアプログラムが記載される。ソフトウェアプログラムは、プロセッサ上で実行するため、およびコンピューティングデバイス上で実行されたときに本文書に概説される方法ステップを実施するために構成されうる。

別の態様によれば、記憶媒体が記載される。記憶媒体は、プロセッサ上で実行するため、およびコンピューティングデバイス上で実行されたときに本文書に概説される方法ステップを実施するために構成されるソフトウェアプログラムを含みうる。

さらなる態様によれば、コンピュータプログラム製品が記載される。コンピュータプログラムは、コンピュータ上で実行されたとき、本文書に概説される方法ステップを実施するため実行可能な命令を含みうる。

本特許出願に概説されるような方法およびシステムの好ましい実施形態を含む方法およびシステムは、単独で、または本文書に開示される他の方法およびシステムと組み合わせて使用されうることに留意されたい。さらに、本特許出願に概説される方法およびシステムの全ての態様は、任意に組み合わされうる。特に、請求項の特徴は、任意のやり方で互いに組み合わされうる。

本発明は、添付の図面を参照し、例示的なやり方で下に説明される。

例示的なクロックリカバリ法の原理を示す図である。 クロックリカバリに使用される例示的な１１２Ｇｂ／ｓ ＰＤＭ−ＱＰＳＫ信号のスペクトルを示す図である。 クロックリカバリに使用される例示的な１１２Ｇｂ／ｓ ＰＤＭ−ＱＰＳＫ信号のスペクトルを示す図である。 クロックリカバリに使用される例示的な１１２Ｇｂ／ｓ ＰＤＭ−ＱＰＳＫ信号のスペクトルを示す図である。 クロックリカバリに使用される例示的な１１２Ｇｂ／ｓ ＰＤＭ−ＱＰＳＫ信号のスペクトルを示す図である。 例示的な光伝送システムを示すブロック図である。 改善されたクロックリカバリのための例示的な変調方式を示す図である。 改善されたクロックリカバリのための別の例示的な変調方式を示す図である。 改善されたクロックリカバリのための例示的な１１２Ｇｂ／ｓ ＰＤＭ−ＱＰＳＫ信号の光スペクトルを示す図である。

光通信システムは、典型的には、光通信システムの送信器と受信器で、別個のクロック（例えば、ＶＣＯ、電圧制御発振器）を備える。送信器および受信器におけるクロックは、典型的には、互いからずれている。このことは、送信器および受信器により提供される通信リンクの性能に影響を有する場合がある。送信器のクロックが受信器のクロックより高い速度で動作し（データシンボルを伝送する）場合、受信器は、データシンボルを取り損なう場合がある。一方、送信器のクロックが受信器のクロックより低い速度で動作する場合、受信器は、データシンボルのいくつかの複製を生成する場合がある。いずれの場合でも、クロックの不一致は、典型的には、ビットエラーレートの増加、および通信リンクの故障確率の増加をもたらす。

したがって、受信器におけるクロックを送信器におけるクロックに（または、逆に）調整することが望ましい。特に、明示的なクロック同期方式の必要なしに、受信したデータシンボル自体からクロック（またはタイミング）情報を回復することが望ましい。

光伝送システムでは、データシンボルは、送信器から受信器に連続的に（いわゆる回線モードまたはいわゆる同期モードで）伝送される。そのため、受信器は、シンボルレートで、データシンボルの連続ストリームを受信する。シンボルレートは、送信器におけるクロックに対応する。これは、データシンボルのストリームが送信器におけるクロックに関する情報を含み、したがって、このクロック情報は、データシンボルの連続ストリームからシンボルレートを決定することにより受信器で回復されうることを意味する。

クロック情報は、シンボルレートの半分の所に位置するスペクトル成分の位相を分析することにより（すなわち、２８Ｇボーのシンボルレートの場合、−１４ＧＨｚおよび＋１４ＧＨｚでスペクトル成分の位相を分析することにより）、データシンボルの連続ストリームから抽出されうる。これは、図１ａの周波数図１００に図示されており、データシンボルのストリームのスペクトル１０１が図示される。図示された例では、データシンボルのストリームは、Ｂのシンボルレートを有する。周波数−Ｂ／２および＋Ｂ／２それぞれのスペクトル１０１のスペクトル成分１０３、１０２は、送信器におけるクロック周波数と受信器におけるクロック周波数の差に関する情報を決定するために使用されうる。換言すれば、受信器におけるクロックと送信器におけるクロックの間の差は、−Ｂ／２の周波数（参照番号１０３）および＋Ｂ／２の周波数（参照番号１０２）におけるデータシンボルの受信したストリームのスペクトルを分析することにより決定されうる。シンボルの受信したストリームのスペクトルに基づいてクロックを回復するための例示的な方法は、Ｍ．ＯｅｒｄｅｒおよびＨ．Ｍｅｙｒ著、「Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ ａｎｄ Ｓｑｕａｒｅ Ｔｉｍｉｎｇ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、Ｖｏｌ．３６、Ｎｏ．５、１９８８年５月、６０５頁−６１２頁に記載される。この方法は、典型的には、クロックリカバリのための「フィルタ二乗」法と呼ばれる。この方法の説明（特に、上記の文書のセクションＩＩ）は、引用により組み込まれている。

上に示されたように、（例えば、上記のフィルタ二乗法のような）クロックリカバリ法は、典型的には、＋／− Ｂ／２の周波数でデータシンボルの受信したストリームのスペクトルを分析し、ここで、Ｂは、データシンボルのストリームのシンボルレートである。スペクトルのこの部分における情報は、送信器および／または受信器の光フィルタの不完全な位相応答によって、また、隣接するＷＤＭチャネルからの特定のＷＤＭチャネル上で生じるクロストークによって、破損されうることが観察されている。これは、特に、狭いチャネル間隔（例えば、Ｂの範囲のチャネル間隔）が使用される場合である。したがって、ＷＤＭチャネルのスペクトル効率を増加するために（すなわち、全体的な通信経路の容量を増加させるために）ＷＤＭチャネルの幅を減少するとき、データシンボルの受信したストリームのスペクトルの縁部で（すなわち、＋／− Ｂ／２の周波数で）増加した破損に起因して、クロックリカバリの性能が減少する。

これは、図１ｂから図１ｅに図示される。図１ｂは、５０ＧＨｚスーパーガウシアン光フィルタ処理にかけられ（すなわち、５０ＧＨｚ帯域幅でＷＤＭチャネルを介した伝送にかけられ）、および光受信器でＡＤＣの１６ＧＨｚベースバンド電気フィルタ処理にかけられる１１２Ｇｂ／ｓ ＰＤＭ−ＱＰＳＫ信号のスペクトル１０５を示す。図１ｃは、２５ＧＨｚスーパーガウシアン光フィルタ処理にかけられ（すなわち、２５ＧＨｚ帯域幅でＷＤＭチャネルを介した伝送にかけられ）、および光受信器でＡＤＣの１６ＧＨｚベースバンド電気フィルタ処理にかけられる１１２Ｇｂ／ｓ ＰＤＭ−ＱＰＳＫ信号のスペクトル１０６を示す。光フィルタ処理に起因して、スペクトル１０６の周波数が＋／− １２．５ＧＨｚ（すなわち、ＷＤＭチャネルの帯域幅Ｄの＋／−半分）に制限されることが理解されうる。図１ｂから図１ｅでは、周波数＋／− Ｂは、＋／− シンボルレートＢに対応する。図１ｄおよび図１ｅはそれぞれ、５０ＧＨｚおよび２５ＧＨｚの光フィルタ処理にかけられる二乗された１１２Ｇｂ／ｓ ＰＤＭ−ＱＰＳＫ信号スペクトル１１０、１２０を示す。スペクトル１１０は、周波数＋／− Ｂにおいて、ピーク１１１を備える。これらのピーク１１１は、クロックを回復するために使用されうる。一方、２５ＧＨｚスーパーガウシアン光フィルタ処理の場合、（５０ＧＨｚの代わりの）２５ＧＨｚの減少されたチャネル間隔に起因して、二乗された１１２Ｇｂ／ｓ ＰＤＭ−ＱＰＳＫ信号の結果スペクトル１２０は、＋／− ２８ＧＨｚで（すなわち、Ｂ＝２８Ｇボーのシンボルレートの場合に、＋／− Ｂで）破損されることが理解されうる。特に、スペクトル１２０は、＋／− Ｂにピーク１１１を備えず、そのためクロックリカバリが可能でないことが理解されうる。

図２ａは、光送信器２１０、光伝送路２５０、および光受信器２３０を備える例示的な光伝送システム２００を図示する。送信器２１０は、例えば、ＡＳＩＣ（特定用途向け集積回路）として実装されうる、第１のデジタル信号プロセッサ２１８を備える。図示された例では、偏波多重光信号のための送信器２１０が描かれる。第１のデジタル信号プロセッサ２１８は、光信号の２つの偏波用に、それぞれデータシンボル（例えば、ＱＰＳＫシンボル）の２つのシーケンスを（２つのシンボル生成ユニット２１１内で）提供する。データシンボルの２つのシーケンスは、それぞれ、光信号の２つの偏波用に、（パルス整形フィルタとも呼ばれる）２つの送信器フィルタ２１２のバンクによりフィルタ処理される。実施形態では、２つの送信器フィルタ２１２は同一であるが、他の実施形態では、２つの送信器フィルタ２１２は、光信号のそれぞれの偏波専用である。加えて、送信器２１０は、ルックアップテーブル（ＬＵＴ）ユニット２１３を備えうる。ＬＵＴユニット２１３は、以降の変調器２１６の非線形的な性質を補償するために、データシンボルの（変調された）シーケンスをプリエンファシスするように構成されうる。データシンボル２１１のフィルタ処理されたシーケンスを１対の電気信号に変換するために、１対のデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）２１４が使用される。電気信号の対は、伝送経路２５０を介して伝送される光信号の２つの偏波を変調するために（ドライバ２１５および例えばマッハ−ツェンダー変調器、ＭＺＭといった変調器２１６を使用して）使用される。

図２ａに図示される光受信器２３０は、受信した光信号を１対の複素デジタル信号に変換するように構成されるコヒーレント光受信器であり、各デジタル信号は、同相成分および直交成分を備える。この目的で、コヒーレント受信器は、コヒーレント検出器およびアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）２３１のバンクを備えうる。さらに、光受信器２３０は、決定ユニット２３６内でシンボルの２つのシーケンスを回復するために、デジタル信号の対を処理する、第２のデジタル信号プロセッサ２３８（例えば、ＡＳＩＣ）を備える。デジタル信号の対の処理は、典型的には、ＣＤ補償２３２、デジタルクロックリカバリ（ＤＣＲ）２３３、偏波多重分離２３４、および搬送波周波数／搬送波位相推定２３５を含む。クロックリカバリユニット２３３は、本文書に概説されるようなクロックリカバリ法を実施しうる。

本文書では、光受信器２３０への伝送のために、（データシンボルのシーケンスを表す、またはデータシンボルのシーケンスを含む）光信号を生成する送信器２１０が記載され、光信号は、光受信器２３０において、改善されたクロックリカバリ／タイミング回復を可能にする。特に、送信器側でデータシンボルのシーケンスに低速トーンを追加することが提案され、低速トーンは、好ましくは、シンボルレートと同期する。例示的な場合では、７ＧＨｚ＜１２．５ＧＨｚの条件を考慮し、２５ＧＨｚグリッドでフィルタ処理されるとき、２８Ｇボー信号に、７ＧＨｚトーンが追加されうる。

換言すれば、データシンボルのストリーム中に繰り返しイベントを追加することが提案され、繰り返しイベントは、シンボルレートよりも低い周波数を有する。例として、繰り返しイベントは、Ｂ／Ｎの周波数を有してよく、Ｂはシンボルレート、Ｎは、Ｎ＞２の整数、例えばＮ＝４である。繰り返しイベントの周波数Ｂ／Ｎは、伝送チャネルの帯域幅Ｄの半分よりも小さい、すなわち、Ｂ／Ｎ＜Ｄ／２であってよい。データシンボルのストリームに減少した周波数で繰り返しイベントを追加することにより、光受信器２３０におけるクロックリカバリユニット２３３は、Ｂ／２よりも低い周波数で、すなわち光伝送路２５０上で生じる歪みにより受ける影響が少ない周波数で、受信した光信号のスペクトルを分析することにより、クロックを回復することが可能になる。特に、クロックリカバリユニット２３３は、周波数−Ｂ／Ｎおよび／または＋Ｂ／Ｎで、すなわち（トーンまたはクロックトーンとも呼ばれる）繰り返しイベントの周波数で、受信した光信号のスペクトルを分析することによりクロックを回復することが可能になる。

図２ｂは、データシンボルのストリーム中に減少した周波数で繰り返しイベントを挿入するために使用されうる、例示的な送信器２１０を図示する。さらに、図２ｂは、減少した周波数で繰り返しイベントを含むデータシンボルのストリーム２６０を図示する。減少した周波数の（例えばＢ／４の）トーン（または繰り返しイベント）は、データシンボルのいくつかの振幅を増加することを繰り返すやり方により、データシンボルのストリーム２６０の中に挿入されうる。図示された例では、４個おきのデータシンボル２６２の振幅が他のデータシンボル２６１の振幅と比較して増やされる。換言すれば、データシンボル２６１、２６２の振幅は、４個おきのデータシンボル２６２が増加された振幅を有するように変調される。（通常型シンボル２６１の）デフォルトの振幅と（強調されたシンボル２６２の）増加された振幅の間の差の程度は、変調深度と呼ばれうる。図２ｂのシンボル２６１、２６２内の値π／４、３π／４、５π／４、および７π／４は、例示のＱＰＳＫシンボル２６１、２６２の可能な値を指す。

図２ｂの送信器２１０は、トーン挿入ユニット２２０を備える。図示された例では、トーン挿入ユニット２２０は、Ｎ個おきのデータシンボル２６２の振幅を増加するように構成される。トーン挿入ユニット２２０は、パルス整形フィルタユニット２１２の下流に位置されうる。データシンボルのストリーム２６０内に含まれるトーン情報は、例えば上に示されたフィルタ二乗技法を使用して、送信器クロックに受信器クロックをロックするように、受信器２３０で使用されうる。この目的で、受信器２３０のクロックリカバリユニット２３３は、周波数−Ｂ／Ｎおよび＋Ｂ／Ｎで、受信した光信号のスペクトルのスペクトル成分を分析することができる。Ｎ＞２の場合に、これらの周波数は、典型的には、ＷＤＭチャネルの狭いチャネル間隔により生じる歪みによって影響を受けない。換言すれば、減少した周波数におけるトーン情報は、高密度のＷＤＭチャネルの場合でさえ、クロックリカバリを可能にする。

図２ｃは、例示的な送信器２１０を示しており、ここでは、トーン挿入ユニット２２０がパルス整形フィルタユニット２１２の上流に位置される（すなわち、トーン挿入／振幅変調は、パルス整形の前に実施される）。これは、伝送路２５０を介して伝送される信号がパルス整形されるので、対応する光受信器２３０における信号対雑音比を改善するのに有益となりうる。一方、挿入されたクロックトーンの振幅は、パルス整形フィルタユニット２１２内のフィルタ処理に起因して減少されうる。

１１２Ｇｂ／ｓ ＰＤＭ−ＱＰＳＫ伝送システム２００の例、および４個おき（Ｎ＝４）のＱＰＳＫシンボル２６２の振幅を増加する例では、７ＧＨｚのトーンが、図２ｂの送信器２１０により生成される。（狭い）２５ＧＨｚの間隔グリッドの使用に対応する、すなわち、２５ＧＨｚの幅を有するＷＤＭチャネルを介した伝送に対応する、強いフィルタ処理が存在する場合であっても、７ＧＨｚにおけるトーン（参照番号３０１、３０２、３１１、３１２）が検出可能であることが、図３の略図３００および３１０から理解されうる。そのような場合、チャネル間隔（２５ＧＨｚ）とボーレート（２８ＧＨｚ）の比は０．８９、すなわち１よりも小さい。略図３００および３１０は、２５ＧＨｚ ＷＤＭチャネルグリッド内の１１２Ｇｂ／ｓ ＰＤＭ−ＱＰＳＫ光信号のシンボルの、受信したシーケンスの強度のスペクトルを示す。図示された例では、二乗された信号のスペクトルが示される。略図３００の場合に、７ＧＨｚクロックトーンの変調深度は、略図３１０の場合よりも深かった。換言すれば、略図３００内の変調深度は、略図３１０内の変調深度よりも深い。７ＧＨｚのトーン周波数におけるピーク３０１、３０２は、増加した変調深度内で増加することが理解されうる。したがって、受信器２３０におけるクロックリカバリの性能は、変調深度が増加するとともに増加する。さらに、二乗された信号のスペクトルを決定するときでさえ、ピーク３０１、３０２は、Ｂ／Ｎのトーン周波数で検出可能であることが理解されうる。

クロックリカバリの性能は、シンボルの、後続のブロックまたはフレームにわたって平均化することにより増加されうることに留意されたい。例として、シンボルのストリームのスペクトルは、後続のシンボルのブロック（例えば、１０２４個のシンボルのブロック）に基づいて決定されうる。この目的で、シンボルのブロックは、例えば高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を使用して、周波数ドメインに変換されうる。シンボルの複数のブロック（例えば、シンボルの１０個のブロック）のスペクトルが平均化され、それによって、比較的浅い変調深度であってさえ、クロックトーンの抽出およびクロックリカバリの性能を増加させることができる。

一方、データシンボルのストリーム２６０内へのクロックトーンの挿入は、伝送システム２００の、光信号対雑音比（ＯＳＮＲ）に影響を及ぼしうる。１１２Ｇｂ／ｓ ＰＤＭ−ＱＰＳＫデータ用の光伝送システム２００の性能が分析されうる。クロックトーンの挿入は、特に比較的浅い変調深度を使用するとき、比較的小さい損失のみをもたらすことが示されうる。さらに、損失は、変調深度が減少するにつれて減少することが示されうる。

そのため、過変調により（すなわち、シンボルの振幅２６２の変調により）加えられる損失は、比較的小さい。この損失は、シンボル間干渉またはＷＤＭクロストークから生じる損失と比較して低い。さらに、過変調に起因する損失は、ビットレート一定でシンボルレートを減らすために、ＱＰＳＫから例えばＱＡＭ１６に変調形式を変えるときにもたらされる、ＯＳＮＲ損失と比較して比較的低い。変調形式を変えるときの損失は、典型的には、７ｄＢ以上の範囲である。これは、ＷＤＭ伝送チャネルの幅の範囲であるシンボルレートでのＰＤＭ−ＱＰＳＫ信号の伝送は、ＰＤＭ−ＱＰＳＫ信号内にクロックトーンを挿入するときでさえ、より多数のコンサタレーション点（例えば、ＱＡＭ１６）を有するコンスタレーションを使用する信号の伝送よりも高い性能を提供することを意味する。

図３の略図３００、３１０から理解されうるように、データシンボルのストリーム１６０の強度スペクトルは、周波数−Ｂ／Ｎおよび＋Ｂ／Ｎで、ピーク３０１、３０２、３１１、３１２を備える。ピーク３０１、３０２、３１１、３１２の存在に起因して、周波数−Ｂ／Ｎおよび＋Ｂ／Ｎにおけるスペクトル成分は、信頼できるやり方で抽出されうる。さらに、周波数−Ｂ／Ｎおよび＋Ｂ／Ｎにおけるスペクトル成分の位相情報は、Ｎ＞２の場合、周波数−Ｂ／２および＋Ｂ／２におけるスペクトル成分の位相情報よりも破損されない。したがって、クロックリカバリ法（例えば、上に示されたフィルタ二乗法）は、狭いフィルタ処理の場合（例えば、シンボルレートよりも小さいチャネル帯域幅を使用するとき）でさえ、依然として適用されうる。そのようなクロックリカバリ法の目的は、７ＧＨｚトーン（すなわち、Ｂ／Ｎトーン）の位相を測定し、受信器２３０においてクロック周波数を調整することにより、位相を実質的に一定に保つことでありうる。これは、アナログ信号ドメインまたはデジタル信号ドメインで行われうる（後者の場合は、図２ａのクロックリカバリユニット２３３により図示される）。クロックトーンの位相は、７ＧＨｚ（すなわち、周波数Ｂ／Ｎ）におけるスペクトル成分の離散フーリエ変換（ＤＦＴ）の角度値を計算することにより獲得されうる。

クロックトーンを挿入した結果として、クロックリカバリ法の計算の複雑さが減少されうることに留意されたい。挿入されるＢ／Ｎクロックトーンは、受信した二乗された信号のスペクトルを決定する必要なしに、受信した信号のスペクトルから直接回復されうることが見出された。したがって、クロックリカバリは、受信した信号をオーバサンプリングおよび二乗する必要なしに実施され、それによりクロックリカバリのための計算の複雑さを減少することができる。

第１の振幅でのシンボル２６１および第２の増加した振幅でのシンボル２６２を有するシンボルのストリーム２６０の生成は、従来型のＱＰＳＫ変調（すなわち、位相変調）と振幅変調の重ね合わせと見なされうる。振幅変調の使用は、デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）２１４に影響を及ぼし得、Ｎ個おきのシンボルに増加した振幅でアナログ信号を生成する必要が生じる。換言すれば、ＤＡＣ２１４は、異なる振幅でシンボル２６１、２６２を取り扱う、十分なダイナミックレンジおよび解像度を提供する必要がありうる。

本文書では、密なＷＤＭ伝送チャネル内のクロックリカバリを可能にするための方式が記載される。本方式は、ＷＤＭ伝送チャネルの幅が、ＷＤＭ伝送チャネルを介して伝送されるデータのシンボルレートの範囲にある状況でさえ、信頼できるクロックリカバリを可能にする。本方式は、データシンボルのストリーム内へのクロックトーンの挿入を使用し、ここで、クロックトーンは、データシンボルのストリームのシンボルレートの半分よりも小さい周波数を有する。

信頼できるクロックリカバリの結果として、光増幅器内を通過することができるＷＤＭチャネルの数を増加するために、狭いＷＤＭチャネル間隔が使用されうる。これは、提案されるクロックリカバリ方式が、光伝送システムのスループットの増加を可能にすることを意味する。提案される方式は、特に、海中光伝送システムに対して興味深いものだが、例えばグリッドレスまたは可変帯域幅ＲＯＡＤＭ（再構成可能光アドドロップマルチプレクサ）を使用する、地上光伝送システムにも興味深いものである。

説明および図面は、単に、提案される方法およびシステムの原理を示していることに留意されたい。したがって、本明細書に明示的に記載または示されていないが、本発明の原理を具現化し、本発明の精神および範囲に含まれる様々な構成を、当業者が考案することが可能となることが理解されよう。さらに、本明細書に記述される全ての例は、原理的に、提案される方法およびシステムの原理ならびに技術を進めるために本発明者により寄与される概念を理解することに、読者を助ける教育上の目的でのみ、明確に意図され、そのような特に記述された例および状況に制限することがないものとして解釈されるべきである。さらに、本発明の原理、態様、および実施形態ならびにそれらの具体例を本明細書で記述する全ての文は、それらの均等物を含有することが意図される。

さらに、様々な上記の方法のステップおよび記載されたシステムの構成要素は、プログラムされたコンピュータにより実施されうることに留意されたい。本明細書では、いくつかの実施形態は、機械またはコンピュータ可読であり、機械実行可能またはコンピュータ実行可能な命令のプログラムをエンコードする、例えばデジタルデータ記憶媒体といった、プログラム記憶デバイスをカバーすることも意図されており、前記命令は、前記上記の方法のいくつかまたは全てのステップを実施する。プログラム記憶デバイスは、例えば、デジタルメモリ、磁気ディスクおよび磁気テープなどの磁気記憶媒体、ハードドライブ、または光可読デジタルデータ記憶媒体であってよい。実施形態は、上記方法の前記ステップを実施するようにプログラムされたコンピュータをカバーすることも意図される。

加えて、本特許文書に記載される様々な要素の機能は、専用ハードウェアならびに適切なソフトウェアに関連するソフトウェアを実行することが可能なハードウェアの使用を介して提供されうることに留意されたい。プロセッサにより提供されるとき、機能は、単一の専用プロセッサ、単一の共有プロセッサ、またはそのいくつかが共有されうる複数の別個のプロセッサにより提供されうる。さらに、用語「プロセッサ」または「コントローラ」の明示的な使用は、ソフトウェアを実行することが可能なハードウェアのことを排他的に言っていると解釈するべきでなく、制限するものではないが、デジタル信号処理（ＤＳＰ）ハードウェア、ネットワークプロセッサ、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、ソフトウェアを記憶するためのリードオンリメモリ（ＲＯＭ）、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、および不揮発性記憶装置を暗黙のうちに含みうる。従来型および／またはあつらえた他のハードウェアも含まれうる。

最後に、本明細書の任意のブロック図は、本発明の原理を具現化する例示的な回路の概念図を表すことに留意されたい。同様に、任意のフローチャート、流れ図、状態遷移図、疑似コードなどは、コンピュータ可読媒体に実質的に表されて、そのようなコンピュータまたはプロセッサが明示的に示されるか否かにかかわらず、そのようにコンピュータまたはプロセッサにより実行されうる様々なプロセスを表すことを理解されたい。

Claims (15)

1. ＷＤＭと呼ばれる、光波長分割多重の伝送チャネル上で、対応する光受信器（２３０）に光信号を伝送するように構成される光送信器（２１０）であって、
   入力データをシンボルレートＢでデータシンボルのシーケンスに変換するように構成されるシンボル生成ユニット（２１１）であって、Ｂがゼロよりも大きい実数であり、データシンボルのシーケンスの位相がＭ値位相シフトキーイング変調方式のコンサタレーション点の位相に対応し、Ｍが、Ｍ＞１の整数である、シンボル生成ユニット（２１１）と、
   データシンボルのシーケンスから導出されたシーケンス内のＮ個おきのデータシンボルの振幅を変調するように構成され、それによりデータシンボルの変調されたシーケンス（２６０）を生成する振幅変調ユニット（２２０）であって、Ｎが整数であり、Ｎ＞２であり、変調されたシーケンス（２６０）のデータシンボルの振幅が、第１の振幅で一定であり、第１の振幅とは異なる第２の振幅を有するデータシンボルの変調されたシーケンス（２６０）内のＮ個おきのデータシンボルとは別である、振幅変調ユニット（２２０）と、
   データシンボルの変調されたシーケンス（２６０）から導出されたシーケンスを、光受信器（２３０）に伝送される光信号に変換するように構成されるデジタル−光変換器（２１４、２１５、２１６）と
   を備える、光送信器（２１０）。
2. ４位相シフトキーイング用にＭ＝４である、請求項１に記載の光送信器（２１０）。
3. ＷＤＭ伝送チャネルが帯域幅Ｄを有し、
   Ｂ／ＮがＤ／２よりも小さいようなＮである、
   請求項１または２に記載の光送信器（２１０）。
4. 第２の振幅が第１の振幅よりも大きい、請求項１から３のいずれかに記載の光送信器（２１０）。
5. 第１の振幅と第２の振幅の間の比が調整可能である、
   請求項１から４のいずれかに記載の光送信器（２１０）。
6. デジタル−光変換器（２１４、２１５、２１６）が、データシンボルの変調されたシーケンス（２６０）から導出されたシーケンスをアナログ電気信号に変換するように構成されるデジタル−アナログ変換器（２１４）を備える、請求項１から５のいずれかに記載の光送信器（２１０）。
7. デジタル−光変換器（２１４、２１５、２１６）が、光搬送波信号をアナログ電気信号で変調するように構成された光変調器（４０２）を備え、それにより光信号を生じる、請求項６に記載の光送信器（２１０）。
8. パルス整形フィルタ（２１２）をさらに備え、パルス整形フィルタ（２１２）が、
   振幅変調ユニット（２２０）の上流に位置され、データシンボルのシーケンスをフィルタ処理するように構成される、または
   振幅変調ユニット（２２０）の下流に位置され、データシンボルの変調されたシーケンス（２６０）をフィルタ処理するように構成される、
   請求項１から７のいずれかに記載の光送信器（２１０）。
9. 光送信器（２１０）が、第１の偏波成分および第２の偏波成分を含む、ＰＤＭと呼ばれる、偏波分割多重光信号を生成するように構成される、請求項１から８のいずれかに記載の光送信器（２１０）。
10. ＷＤＭ伝送チャネルの帯域幅ＤがシンボルレートＢ以下である、請求項１から９のいずれかに記載の光送信器（２１０）。
11. ＷＤＭと呼ばれる、光波長分割多重の伝送チャネル上で、対応する光送信器（２１０）から光信号を受信するように構成される光受信器（２３０）であって、
    光送信器（２１０）から受信した光信号をアナログまたはデジタル信号に変換するように構成される受信ユニット（２３１）であって、アナログまたはデジタル信号がシンボルレートＢでデータシンボルのシーケンスを表し、Ｂがゼロよりも大きい実数であり、データシンボルのシーケンスの位相がＭ値位相シフトキーイング変調方式のコンサタレーション点の位相に対応し、Ｍが、Ｍ＞１の整数であり、データシンボルのシーケンス内のＮ個おきのデータシンボルの振幅がデータシンボルのシーケンス内の他のデータシンボルの振幅と異なり、Ｎが、Ｎ＞２の実数である、受信ユニット（２３１）と、
    実質的に−Ｂ／Ｎおよび／または＋Ｂ／Ｎの周波数でのアナログまたはデジタル信号のスペクトルに基づいて、光受信器（２３０）のクロックを送信器（２１０）のクロックに調整するように構成されたクロックリカバリユニット（２３３）と
    を備える、光受信器（２３０）。
12. クロックリカバリユニット（２３３）が、実質的に−Ｂ／Ｎおよび＋Ｂ／Ｎの周波数でのアナログまたはデジタル信号のスペクトル成分に、フィルタ二乗法を適用するように構成される、請求項１１に記載の光受信器（２３０）。
13. ＷＤＭと呼ばれる、波長分割多重伝送用に構成される光送信システム（２００）であって、
    請求項１から１０のいずれかに記載の光送信器（２１０）と、
    請求項１１または１２に記載の光受信器（２３０）と
    を備える、光送信システム（２００）。
14. ＷＤＭと呼ばれる、光波長分割多重の伝送システム（２００）の光受信器（２３０）におけるクロックリカバリを可能にする方法であって、
    シンボルレートＢでデータシンボルのシーケンスを生成するステップであって、Ｂがゼロよりも大きい実数であり、データシンボルのシーケンスが入力データを表し、データシンボルのシーケンスの位相がＭ値位相シフトキーイング変調方式のコンサタレーション点の位相に対応し、Ｍが、Ｍ＞１の整数である、生成するステップと、
    データシンボルのシーケンスから導出されたシーケンス内のＮ個おきのデータシンボルの振幅を変調し、それによりデータシンボルの変調されたシーケンス（２６０）を生成するステップであって、Ｎが整数であり、Ｎ＞２であり、変調されたシーケンス（２６０）のデータシンボルの振幅が、第１の振幅で一定であり、第１の振幅とは異なる第２の振幅を有するデータシンボルの変調されたシーケンス（２６０）内のＮ個おきのデータシンボルとは別である、変調するステップと、
    データシンボルの変調されたシーケンス（２６０）から導出されたシーケンスを、光受信器（２３０）に伝送される光信号に変換するステップと
    を含む、方法。
15. ＷＤＭと呼ばれる、光波長分割多重の伝送チャネル用の光信号であって、光信号がデータシンボルのシーケンス（２６０）を表し、
    データシンボルがそれぞれの位相および振幅を備え、
    データシンボルの位相が、Ｍ−ＰＳＫと呼ばれる、Ｍ値位相シフトキーイング変調方式のコンサタレーション点の位相に対応し、Ｍが、Ｍ＞１の整数であり、
    データシンボルの振幅が、第１の振幅で一定であり、第１の振幅と異なる第２の振幅を有するデータシンボルのシーケンス内のＮ個おきのデータシンボルとは別である、
    光信号。

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