JPWO2011083575A1 - 光伝送システム - Google Patents

Abstract

光多値送信器２１０では極座標多値信号生成回路２１２で極座標表現の光多値信号ｒ、φを生成し、これを光振幅変調器２１１と極座標型の光位相変調器２０１に入力し、光多値変調信号２１３を出力する。極座標型光位相変調器２０１は入力電圧に比例する光位相回転を生じるため、電気信号の変調歪は光多値変調信号２１３の光位相に線形に転写される。光多値受信器２１９では、受信信号を２台の光遅延検波器１３３とバランス型受信器１３４に入力して直接検波し、出力信号から逆タンジェント演算で受信信号の差動位相Δφを算出する。位相適応等化回路２０５では、差動位相Δφを適応等化することで位相の変調歪を除去する。振幅成分も別途受信して合成することで、変調歪を取り除き高感度の光多値伝送を実現する。

Description

本発明は、光伝送システムに係り、特に光情報伝送技術において光波形歪を低減した光伝送システムに関し、更に詳しくは、光ファイバで伝送される多値光情報の送受信に適した光送受信器、光伝送システムに関する。

一本の光ファイバで伝送可能な情報量（伝送容量）は、波長数の増加や光信号の変調速度の高速化によって、光ファイバアンプの波長帯域をほぼ使用しつくし、限界に達っしている。さらに光ファイバの伝送容量を大きくするためには、信号変調方式を工夫し、限られた周波数帯域に多数の光信号を詰め込み、周波数帯域の利用効率を高くする必要がある。

無線通信の世界では、１９６０年代から多値変調技術によって、周波数利用効率が１０を越えるような高効率の伝送が可能となっている。多値変調は、光ファイバ伝送においても有望視され、従来から多くの検討がされてきた。例えば、Ｒ． Ａ． Ｇｒｉｆｆｉｎ、 ｅｔ． ａｌ．、 “１０Ｇｂ／ｓ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙ （ＤＱＰＳＫ） Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｕｓｉｎｇ ＧａＡｓ／ＡｌＧａＡｓ Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ、” ＯＦＣ２００２、 ｐａｐｅｒ ＰＤ−ＦＤ６、 ２００２（非特許文献１）では、４値位相変調を行うＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）が報告され、Ｎ． Ｋｉｋｕｃｈｉ、 Ｋ． Ｍａｎｄａｉ、 Ｋ． Ｓｅｋｉｎｅ ａｎｄ Ｓ． Ｓａｓａｋｉ、 “Ｆｉｒｓｔ ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ ｄｅｍｏｎｓｔｒａｔｉｏｎ ｏｆ ｓｉｎｇｌｅ−ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ ５０−Ｇｂｉｔ／ｓ ３２−ｌｅｖｅｌ （ＱＡＳＫ ａｎｄ ８−ＤＰＳＫ） ｉｎｃｏｈｅｒｅｎｔ ｏｐｔｉｃａｌ ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ、” ｉｎ Ｐｒｏｃ． Ｏｐｔｉｃａｌ Ｆｉｂｅｒ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｃｏｎｆ． （ＯＦＣ／ＮＦＯＥＣ）、 Ａｎａｈｅｉｍ、 ＣＡ、 Ｍａｒ． ２００７、 ＰＤＰ２１．（非特許文献２）では、４値の振幅変調と８値の位相変調とを組み合わせた３２値の振幅・位相変調が報告されている。

図１の（Ａ）〜（Ｄ）は、光伝送に用いられる複素位相平面の説明と、公知の各種変調方式の信号点配置を示した図である。複素位相平面（もしくは複素平面、位相面、ＩＱ平面）に各種光多値信号の信号点（識別時刻における光電界の複素表示）がプロットされている。

図１の（Ａ）は、ＩＱ平面上の信号点の説明図であり、各信号点は複素直交座標（ＩＱ座標）もしくは、図に示す振幅ｒ（ｎ）と位相φ（ｎ）で示す極座標で表示することができる。

（Ｂ）は、位相角φ（ｎ）として４つの値（π／４、３π／４、−３π／４、−π／４）を用いて１シンボルで２ビットの情報（００、０１、１１、１０）を伝送する４値位相変調（ＱＰＳＫ）を示している。

（Ｃ）は、無線で広く用いられている１６値直交振幅変調（１６ＱＡＭ）を示す。１６ＱＡＭでは、信号点が格子状に配置され、１シンボルで４ビットの情報伝送が可能となる。図示した例では、Ｑ軸座標で上位２ビット（１０ｘｘ、１１ｘｘ、０１ｘｘ、００ｘｘ）の値、Ｉ軸座標で下位２ビット（ｘｘ１０、ｘｘ１１、ｘｘ０１、ｘｘ００）の値が表現されている。この信号点配置は、信号点間の距離を大きくできるため、受信感度が高いことが知られており、光通信においてはコヒーレント光受信器を用いてこの種の直交振幅変調が実現可能であることが報告されている。例えば、Ｊ． Ｈｏｎｇｏｕ、 Ｋ． Ｋａｓａｉ、 Ｍ． Ｙｏｓｈｉｄａ ａｎｄ Ｍ． Ｎａｋａｚａｗａ、 “１ Ｇｓｙｍｂｏｌ／ｓ、 ６４ ＱＡＭ Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｏｖｅｒ １５０ ｋｍ ｗｉｔｈ ａ Ｓｐｅｃｔｒａｌ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ ｏｆ ３ Ｂｉｔ／ｓ／Ｈｚ、” ｉｎ Ｐｒｏｃ． Ｏｐｔｉｃａｌ Ｆｉｂｅｒ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｃｏｎｆ． （ＯＦＣ／ＮＦＯＦＥＣ）、 Ａｎａｈｅｉｍ、 ＣＡ、 Ｍａｒ． ２００７、 ｐａｐｅｒ ＯＭＰ３．（非特許文献３）には６４ＱＡＭ信号の送受信の実験例が報告されている。コヒーレント受信器とは、光信号の位相角の検出のため、受信器内部に配置された局発光源を用いる方式である。

ここで光多値受信器の従来技術の一つであるコヒーレント受信方式、例えば、Ｍ． Ｇ． Ｔａｙｌｏｒ、 “Ｃｏｈｅｒｅｎｔ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ｍｅｔｈｏｄ ｕｓｉｎｇ ＤＳＰ ｔｏ ｄｅｍｏｄｕｌａｔｅ ｓｉｇｎａｌ ａｎｄ ｆｏｒ ｓｕｂｓｅｑｕｅｎｔ ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ ｏｆ ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ ｉｍｐａｉｒｍｅｎｔｓ、” ｐａｐｅｒ Ｗｅ４．Ｐ．１１１、 ＥＣＯＣ ２００３、 ２００３（非特許文献４）で報告されたコヒーレント光電界受信器について説明する。

図２は偏波ダイバーシティ型コヒーレント光電界受信器を用いた従来のデジタルコヒーレント光多値伝送方式の構成図である。
光多値送信器１００では、レーザ光源１０６から出力される無変調のレーザ光が直交光電界変調器１０７に入力され、所定の電界変調を施した出力光信号１０９が出力光ファイバ１０８から出力される。伝送すべき情報信号は、並列（例えばｍビット幅）の２値高速デジタル電気信号列としてデジタル情報入力端子１０１に入力される。本信号は複素多値信号生成回路１０２で、数ビットごとにまとめて複素多値情報信号１０３に変換される。本信号は、２次元のＩＱ平面上で（ｉ（ｎ）、ｑ（ｎ））（ｎはサンプル番号）と表現されるデジタル電気多値信号であり、時間間隔Ｔ（＝シンボル時間）毎にその実部ｉと虚部ｑが出力される。これらの信号はそれぞれＤＡ変換器１０４−１、１０４−２で高速アナログ信号に変換された後、ドライバ回路１０５−１、１０５−２によって増幅され、直交光電界変調器１０７のＩ、Ｑ２つの変調端子に入力される。これによって、出力光信号１０９は複素多値信号（ｉ、ｑ）を光電界の同相成分Ｉと直交成分Ｑに持つ光電界信号となる。なお、光振幅・位相変調信号の光電界は（ｉ（ｎ）＋ｊｑ（ｎ））ｅｘｐ（ｊω（ｎ））であり、ω（ｎ）はレーザ光源１０６の光角周波数である。なお、本例では多値変調の際に、ＤＡ変換器１０４を用いる構成を示したが、多値数の少ない場合、例えば４値位相変調などを実現する場合には、ＤＡ変換器を用いず直交光電界変調器に２組の２値信号を印加する場合もある。

出力光信号１０９は、光ファイバ伝送路１２２を伝送され、光ファイバの波長分散などで伝送劣化を受けたのちに、デジタルコヒーレント光受信器１２０に入力される。入力光信号１２１は偏波分離・光９０度ハイブリッド回路１１３によって、水平（Ｓ）偏波の同相成分と水平偏波の直交成分、垂直（Ｐ）偏波の同相成分と直交成分の４組に分離され、それぞれバランス型光受信器１１０−１、１１０−２、１１０−３、１１０−４に入力される。受信器内に配置された局発レーザ光源１１２は受信光の光位相の基準として用いられ、入力光信号１２１と略同一波長を持つ。局発レーザ光源１１２の出力光は、偏波分離・光９０度ハイブリッド回路１１３のもうひとつの入力ポートに接続され、信号光同様にバランス型光受信器１１０−１、１１０−２、１１０−３、１１０−４に分配される。各バランス型光受信器では、入力された信号光と局発光が干渉して電気信号に変換され、それぞれＡＤ変換器１１１−１、１１１−２、１１１−３、１１１−４で時間サンプリングされてデジタル信号に変換される。これらのデジタル信号は、まず偏波成分ごとに波長分散補償回路１１４−１、１１４−２に入力され、ついで適応等化回路１１５に入力され、変調歪や残留した波長分散による波形歪、また偏波状態の変化・偏波分散などを補償された後に後段の位相推定回路１１６に入力される。位相揺らぎを取り除かれた２組の多値信号は多値信号判定回路１１７に入力されて、シンボル判定処理を行われ、もとのビット列に復号される。

このような多値伝送において大きな課題となるのが、生成される光多値信号の持つ変調歪である。図３は本発明の課題の説明図であり、従来のデジタルコヒーレント光多値伝送方式における変調歪みとその等化の様子を示している。複素多値信号生成回路１０２から出力される多値信号はデジタル情報で記述された理想的なものであり、例えば４値位相変調の例では、複素信号点配置は図３（Ａ）のようになり、信号点の位置にはまったく誤差や歪を含んでいない。しかしながら、多値信号を高速ＤＡ変換器１０４−１、１０４−２で高速アナログ信号に変換して光信号に変換する過程で、多値信号は大きな波形劣化を受ける。その要因としては例えば、ＤＡ変換器１０４やドライバ回路や直交光電界変調器１０７の変調帯域の不足、途中の経路に配置されたコネクタや各部品における高周波信号の反射、変調時の複数の変調信号のタイミングの差などが上げられる。これらの劣化要因があると、出力信号１０１の光電界は、図３（Ｂ）のように信号点位置に誤差を生じてしまい、受信信号の符号誤り率を大きく劣化させる要因となる。

しかしながら、本例のデジタルコヒーレント光受信器１２０は光信号の光電界をそのまま受信器内に取り込むことができるため、内部の適応等化回路１１５を用いて変調歪の一部を補正することが可能となる。図３（Ｃ）は適応等化回路１１５に入力される信号点配置であり、これは出力光信号１０９とほぼ同一となる（ここでは簡単のため波長分散や偏波の変動、位相揺らぎの影響は無視する）。送信側で生じる変調歪が線形でチャネル応答時間が有限である場合、このような波形歪は、適応等化回路１１５として多段のトランスバーサルフィルタなどのデジタル適応等化フィルタを用いてほぼ完全に等化することができる。その結果、図３（Ｄ）のように出力信号点から変調歪をほぼ完全に取り除き、符号誤り率などの伝送特性の劣化を防ぐことが可能となる。

一方、図４は、以前に我々が提案した光直接検波を用いた位相予積分型光多値信号伝送システムの構成図である。本方式は、コヒーレント検波ならびに局発光源を用いず、光遅延検波を用いて光多値伝送を簡易に実現するものであり、その詳細は特許文献１：ＷＯ２００９／０６０９２０号公報に記載されている。

位相予積算型光電界送信器１２３の基本構成（レーザ光源１０６、直交光電界光変調器１０７、複素多値信号生成回路１０２、Ｄ／Ａ変換器１０４、ドライバ回路１０５など）は概略前述の図２の光多値送信器１００と同様であるが、光直接検波を用いるため内部の信号処理の一部が異なっている。本例では複素多値信号生成回路１０２から出力された多値信号は、位相予積算回路１２６に入力され、内部でその位相成分のみを時間間隔Ｔでデジタル的に積算された、位相予積算複素多値情報信号に変換される。入力される複素多値情報信号（ｉ、ｑ）を複素平面上で極座標に変換すると、例えばＥｉ（ｎ）＝ｉ（ｎ）＋ｊｑ（ｎ）＝ｒ（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ（ｎ））と記述できる（ｊは虚数単位）。ここでｎはデジタル信号のシンボル番号、ｒ（ｎ）はデジタル信号のシンボル振幅、φ（ｎ）は位相角である。このとき出力すべき位相予積算信号は、同じく極座標ではＥｏ（ｎ）＝ｉ’（ｎ）＋ｊｑ’（ｎ）＝ｒ（ｎ）ｅｘｐ（ｊθ（ｎ））＝ｒ（ｎ）ｅｘｐ（ｊΣφ（ｎ））と記述できる。このときθ（ｎ）は出力信号の位相角、Σφ（ｎ）は過去の位相角φ（１）．．．．φ（ｎ）を累積加算した値である。その出力信号は再び直交座標系に変換された後に、複素アップサンプル回路１２４に入力され、サンプリング速度が２サンプル／シンボル以上となるようにサンプリング点を補完している。これによってナイキスト定理を満たし、完全な電界等化処理が可能になる。その後、予等化回路１２５によって光ファイバ伝送路１２２などで生じる劣化の逆関数が印加され複素信号ｉ’’、ｑ’’に変換される。これらの信号は前述の図２の光多値送信器と同様にＤＡ変換器１０４−１、１０４−２で高速アナログ信号に変換された後に、直交光電界変調器１０７によって光電界信号（ｉ’’（ｎ）＋ｊｑ’’（ｎ））ｅｘｐ（ｊω（ｎ））に変換されて出力される。

出力光信号１０９は、光ファイバ伝送路１２２を伝送され、光ファイバの波長分散などで伝送劣化を受けたのちに、入力光信号１２１として非コヒーレント光多値受信器１３０に入力される。光ファイバ伝送路の波長分散の影響は、予等化回路１２５であらかじめ印加した逆関数と相互に打ち消すため、入力光信号１２１は位相予積算回路１２６の出力信号と等価である。

入力光信号１２１は、光分岐器１３２によって３つの光信号経路に分岐され、第一の光遅延検波器１３３−１、第二の光遅延検波器１３３−２、および光強度受信器１３５に入力される。第一の光遅延検波器１３３−１は、内部の２つの光経路の遅延時間差Ｔｄが受信する光多値情報信号のシンボル時間Ｔに略等しく、また両経路の光位相差が０となるように設定されている。また第二の光遅延検波器１３３−２は、内部の２つの光経路の遅延時間差ＴｄがＴに略等しく、また両経路の光位相差がπ／２となるように設定されている。第一、第二の光遅延検波器１３３−１、１３３−２の出力光はそれぞれバランス型光受信器１３４−１、１３４−２で電気信号に変換され、その後それぞれＡＤ変換器１３６−１、１３６−２でデジタル信号ｄＩ（ｎ）、ｄＱ（ｎ）に変換される。また光強度受信器１３５の出力電気信号もＡＤ変換器１３６−３でデジタル信号Ｐ（ｎ）に変換される。

その後、デジタル信号ｄＩ（ｎ）、ｄＱ（ｎ）は、適応等化回路１１５−１に入力されて波形歪の一部を取り除かれた後に、逆正接演算回路１３７に入力される。ここではｄＩ（ｎ）をＸ成分、ｄＱ（ｎ）をＹ成分とする二引数の逆タンジェント演算を行い、その位相角を算出する。入力光信号１２１の光電界をｒ（ｎ）ｅｘｐ（ｊθ（ｎ））と記述すると、光遅延検波の原理からｄＩ＝ｒ（ｎ）ｒ（ｎ−１）ｃｏｓ（Δθ（ｎ））、ｄＱ＝ｒ（ｎ）ｓｉｎ（Δθ（ｎ））と書ける。ここで、Δθ（ｎ）は受信したｎ番目の光電界シンボルの、直前のシンボルからの位相差（θ（ｎ）−θ（ｎ−１））である。ｄＩ、ｄＱはそれぞれΔθ（ｎ）の正弦および余弦成分であるため、逆正接演算回路１３７では４象限の逆正接（逆Ｔａｎ）演算を行ってΔθ（ｎ）を算出することができる。

なお、本構成では前述のように送信側で位相予積算を行っているため、受信光電界信号の位相角θ（ｎ）＝Σφ（ｎ）である。よって逆正接演算回路１３７の出力信号は、Δθ（ｎ）＝Σφ（ｎ）−Σφ（ｎ−１）＝φ（ｎ）となり、元の複素多値情報信号１０３の位相成分φ（ｔ）が抽出できる。

一方、光強度検出器の出力信号Ｐは適応等化回路１１５−２によって波形歪の一部を取り除いた後に、平方根回路１３８に入力され、元の電界振幅ｒ（ｎ）＝ｓｑｒｔ（Ｐ（ｎ））を出力として得ることができる。よって、得られた振幅成分ｒ（ｎ）と位相成分φ（ｎ）を直交座標変換回路１３９に入力することで、元のデジタル電気多値信号（Ｉ、Ｑ）＝ｒ（ｎ）ｅｘｐ（Δθ（ｎ））を再生することができ、これを多値信号判定回路１１７に入力し、情報信号を再生する。

ＷＯ２００９／０６０９２０号公報 ＷＯ２００８／０２６３２６号公報 Ｕｎｉｔｅｄ Ｓｔａｔｅｓ Ｐａｔｅｎｔ ７０２３６０１

Ｒ． Ａ． Ｇｒｉｆｆｉｎ、 ｅｔ． ａｌ．、 "１０Ｇｂ／ｓ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙ （ＤＱＰＳＫ） Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｕｓｉｎｇ ＧａＡｓ／ＡｌＧａＡｓ Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ、" ＯＦＣ２００２、 ｐａｐｅｒ ＰＤ−ＦＤ６、 ２００２ Ｎ． Ｋｉｋｕｃｈｉ、 Ｋ． Ｍａｎｄａｉ、 Ｋ． Ｓｅｋｉｎｅ ａｎｄ Ｓ． Ｓａｓａｋｉ、 "Ｆｉｒｓｔ ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ ｄｅｍｏｎｓｔｒａｔｉｏｎ ｏｆ ｓｉｎｇｌｅ−ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ ５０−Ｇｂｉｔ／ｓ ３２−ｌｅｖｅｌ （ＱＡＳＫ ａｎｄ ８−ＤＰＳＫ） ｉｎｃｏｈｅｒｅｎｔ ｏｐｔｉｃａｌ ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ、" ｉｎ Ｐｒｏｃ． Ｏｐｔｉｃａｌ Ｆｉｂｅｒ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｃｏｎｆ． （ＯＦＣ／ＮＦＯＥＣ）、 Ａｎａｈｅｉｍ、 ＣＡ、 Ｍａｒ． ２００７、 ＰＤＰ２１． Ｊ． Ｈｏｎｇｏｕ、 Ｋ． Ｋａｓａｉ、 Ｍ． Ｙｏｓｈｉｄａ ａｎｄ Ｍ． Ｎａｋａｚａｗａ、 "１ Ｇｓｙｍｂｏｌ／ｓ、 ６４ ＱＡＭ Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｏｖｅｒ １５０ ｋｍ ｗｉｔｈ ａ Ｓｐｅｃｔｒａｌ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ ｏｆ ３ Ｂｉｔ／ｓ／Ｈｚ、" ｉｎ Ｐｒｏｃ． Ｏｐｔｉｃａｌ Ｆｉｂｅｒ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｃｏｎｆ． （ＯＦＣ／ＮＦＯＦＥＣ）、 Ａｎａｈｅｉｍ、 ＣＡ、 Ｍａｒ． ２００７、 ｐａｐｅｒ ＯＭＰ３． Ｍ． Ｇ． Ｔａｙｌｏｒ、 "Ｃｏｈｅｒｅｎｔ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ｍｅｔｈｏｄ ｕｓｉｎｇ ＤＳＰ ｔｏ ｄｅｍｏｄｕｌａｔｅ ｓｉｇｎａｌ ａｎｄ ｆｏｒ ｓｕｂｓｅｑｕｅｎｔ ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ ｏｆ ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ ｉｍｐａｉｒｍｅｎｔｓ、" ｐａｐｅｒ Ｗｅ４．Ｐ．１１１、 ＥＣＯＣ ２００３、 ２００３

本発明が解決しようとする課題のひとつは、従来の直接検波を用いた光多値伝送システムにおいては、光多値受信器において送信側の光変調の不完全性によって生じた変調歪みの完全等化ができないという点である。すなわち、前述の図４に示す直接検波を用いた光多値伝送システムにおいては、光多値受信器の内部における光多値信号の復元過程が非線形であるため、送信器の内部において電界の直交変調において生じる線形歪を線形等化することができない。このような非線形性の要因としては、例えば、光遅延検波器１３３とバランス型光受信器１３４による光遅延検波受信と位相差成分の抽出、また逆正接演算回路１３７、平方根回路１３８などの利用などが挙げられる。図４の非コヒーレント光受信器の内部には、適応等化回路１１５−１、１１５−２を配置しているが、これらの適応等化回路として一般的に用いられる線形トランスバーサルフィルタで補正できるのは受信波形の持つ歪の一部分に過ぎない。例えば、適応等化回路１１５−１、１１５−２では受信器の周波数特性の不完全性や受信器内部での高周波信号の反射、信号点配置の原点のずれや振幅誤差などを等化することができるが、原理上、光送信器内部の線形劣化で発生した波形歪である変調歪を等化することはできない。

図５は、光伝送シミュレーションを用いて、４値位相変調信号の変復調の様子を数値計算した結果であり、従来の直接検波を用いた光伝送システムにおける変調歪の例と受信側での適応等化の効果を示している。図５（Ａ）は複素多値信号生成回路で生成した元の多値信号の信号点配置、（Ｂ）は送信器内部の周波数特性の不足や変調タイミングのずれによって劣化した、変調歪のある出力光信号１０９の信号点配置である。なお、本計算例は単純な４値位相変調の例であり、図４に示す位相予積算回路１２６や予等化回路１２５、ＤＡ変換器１０４などは用いていない。図５（Ｃ）（Ｄ）は、この変調歪のある４値位相変調信号を図４の非コヒーレント光多値受信器１３０で受信・再生した複素信号の信号点配置であり、光遅延検波の影響により出力光信号（Ｂ）より変調歪が増大している。（Ｃ）は適応等化回路１１５の無い場合、（Ｄ）は適応等化回路１１５を用いた場合であるが適応等化の効果はごくわずかしか得られず、変調歪のほとんどが残留することがわかる。

このように変調歪が残留すると、受信多値信号のシンボル間距離が減少し、雑音や非線形効果への耐力が失われるため、受信感度や伝送距離などの伝送特性の大きな劣化を招く。さらに、信号点間の最小距離が制限されるため、信号点数の増加が困難となり、多値数の増加による大容量化や信号帯域の低減なども困難となる。

本発明で解決を図る第二の課題は、従来の直接検波を用いた複数の光変調器を用いる光多値変調回路において、印加する電気信号のタイミングのずれや周波数特性の差に起因する性能劣化である。これらは実装時にばらつきを持つ可能性があり、また経年劣化や温度特性のずれなどによってもその量が変化するため、送信側で完全にゼロにすることは難しく、伝送特性の劣化を引き起こす要因となる。

本発明は、以上の点に鑑み、直接検波を用いた光伝送システムにおいて変調歪みを等化することを目的とする。また、伝送特性の劣化を防止し、光伝送システムの実用性を高めることを目的のひとつとする。

上記本発明の目的は、光信号の位相を位相回転方向に変調する極座標型光位相変調器を備えた光送信器と、結合型二次元光遅延検波受信器と２個以上のＡＤ変換器と差動位相算出回路とデジタル適応等化器を備えた光受信器において、
前記光送信器から送出された２値以上の光位相多値変調信号を前記の光受信器で受信し、前記二次元光遅延検波器の出力信号を該ＡＤ変換器で高速デジタル信号に変換して差動位相算出回路に入力し、算出された差動位相成分を前記デジタル適応等化器で適応等化したのちに多値信号の判定処理を行うことによって実現できる。

光信号に振幅変調を加える場合には、上記の構成に加えて光送信器内部に光信号の位相反転を引き起こさない光振幅変調器を備え、かつ光受信器内部に光強度検出器を備え、
前記光送信器から光信号の位相と振幅がともに変調された光多値変調信号を送信し、前記の光受信器から得られる差動位相成分に、光強度変調器から得られる光強度変調成分ないしはその平方根である光振幅変調成分を合成したのちに多値信号の判定処理を行うことで、本発明の目的が実現できる。
この際、前記の光振幅変調成分の一部が光位相変調成分の一部と連動し、同一の情報信号で変調するようにすれば、ＱＡＭ変調などのより複雑な多値変調を生成し、かつ本発明が適用できるようになる。

また、光振幅変調器にマッハツェンダ型の光変調器を利用し、前記マッハツェンダ変調器の変調電極に印加する変調信号が光透過特性の最小点である消光点をまたがないようにバイアスした状態で変調すれば、振幅変調時に位相ジャンプが起こらなくなるので本発明による変調歪の補正が効果的に実施できるようになる。

また前記位相変調器および前記振幅変調器を、２電極マッハツェンダ型の変調器で実現し、２つの電極に印加する電圧の和が位相変調成分、２つの電極に印加する電圧の差が振幅変調成分となるようにし、前記印加電圧の差が前記マッハツェンダ型光振幅変調器の消光点をまたがないようにして変調することで実現できる。

なお本発明においては前記の光位相変調器は一個である必要はなく、光信号の位相を回転方向に変調する複数の極座標位相変調器を縦続接続した構成としても構わない。また位相反転を引き起こさない光振幅変調器ないしは光信号の位相を回転方向に変調する極座標型位相変調器のいずれか複数個を縦続接続した構成としてもよい。

さらに前記光位相変調器の位相変調信号をサンプリング速度が１サンプル／シンボルより大なるＤＡ変換器で生成した高速アナログ信号とし、位相変調範囲がπを超える場合には生成信号の位相が連続となるように信号点の位相と振幅を補間して変調することによって実現できる。

さらに、前記受信器内に配置されるＡＤ変換器のサンプリング速度が１サンプリング／シンボルより大となるようにし、算出された差動位相変調の範囲が±π（ないしは０から２π）を越えても連続となるように位相のアンラップ処理を行うことによって実現できる。

本発明の解決手段によると、
光信号の位相を位相回転方向に変調する極座標型光位相変調器を備えた光送信器と、
結合型二次元光遅延検波受信器と２個以上のＡＤ変換器と差動位相算出回路とデジタル適応等化器を備えた光受信器と、
を備え、
前記光送信器から送出された２値以上の光位相多値変調信号を前記光受信器で受信し、
前記結合型二次元光遅延検波受信器の２つの出力信号を前記ＡＤ変換器でそれぞれ高速デジタル信号に変換して前記差動位相算出回路に入力し、該差動位相算出回路で算出された差動位相成分を前記デジタル適応等化器で適応等化したのちに多値信号の判定処理を行うことを特徴とした光伝送システムが提供される。

本発明によると、直接検波を用いた光伝送システムにおいて変調歪みを等化することができる。また、本発明によると、伝送特性の劣化を防止し、光伝送システムの実用性を高めることができる。

光電界信号の表示方法と、従来の光多値変調方式の信号点の説明図である。 従来のデジタルコヒーレント光多値伝送システムの構成図である。 本実施の形態の課題の説明図であり、従来のデジタルコヒーレント光多値伝送方式における変調歪みの等化の様子を示す説明図である。 従来の直接検波を用いた位相予積分型光多値伝送システムの構成図である。 本実施の形態の課題の説明図であり、従来の直接検波光多値伝送方式における変調歪みの等化の様子を示す説明図である。 本実施の形態の第１の実施の形態における光多値位相変調を用いた直接検波光多値伝送システムの構成図である。 本実施の形態の多値位相変調を用いた直接検波光多値伝送方式における、本実施の形態の位相変調信号の位相遷移を示す説明図である。 本実施の形態の多値位相変調を用いた直接検波光多値伝送方式における変調歪みの等化の様子を示す説明図である。 本実施の形態の第２の実施の形態における光多値振幅・位相変調を用いた直接検波光多値伝送システムの構成図である。 本実施の形態の第２の実施の形態における光振幅変調部の原理の説明図である。 本実施の形態の第３の実施の形態における光多値振幅・位相変調を用いた直接検波光多値伝送システムの構成図である。 本実施の形態の第３の実施の形態における光信号の変調原理を示す説明図である。 本実施の形態の第４の実施の形態における光ＱＡＭ変調を用いた直接検波光多値伝送システムの構成図である。 本実施の形態の第４の実施の形態における光信号の遷移状態を示す説明図である。 ２電極ＭＺ型光変調器の構成図である。

以下、本発明の幾つかの実施の形態を図面を参照して説明する。
（第１の実施の形態）
図６は、本発明の第１の実施の形態における、光多値位相変調を用いた直接検波光多値伝送方式の構成を示す構成図を示している。

本構成の特徴は、例えば、送信側で極座標光位相変調器を用いて純粋な多値位相変調光を生成する点、および受信信号から差動位相成分を抽出し、これに位相領域で適応等化を施すことによって変調歪を等化する点にある。以下、本実施の形態においては光信号の経路は太線で、電気の高周波信号の経路は細線で、また複数の信号線を利用した並列電気デジタル信号の経路を白抜きの矢印で示してある。

本光伝送システムは、例えば、光位相多値送信器（光送信器）２００と、光位相多値受信器（光受信器）２０４とを備える。光位相多値送信器２００は、位相多値信号生成回路２０２と、ＤＡ変換器１０４と、ドライバ回路１０５と、レーザ光源１０６と、極座標型光位相変調器２０１とを有する。光位相多値受信器２０４は、光分岐器１３２と、光遅延検波回路（結合型二次元光遅延検波受信器）１３３と、バランス型光受信器１３４と、ＡＤ変換器１３６と、逆正接演算回路（差動位相算出回路）１３７と、位相適応等化回路（デジタル適応等化器）２０５と、直交座標変換回路１３９と、位相多値信号判定回路２１５とを有する。

本実施の形態の光位相多値送信器（光送信器）２００においては、位相多値信号生成回路２０２はデジタル情報入力端子１０１からｍビット（ｍは２以上の整数）の並列情報信号を受け取り、これをＭ値（Ｍは２以上の整数）の多値電気信号の信号点に割り当て、デジタル並列信号として出力する。本信号はＤＡ変換器１０４によって電気高速アナログ信号に変換された後に、ドライバ回路１０５によって増幅され、ついで本実施の形態の極座標型光位相変調器２０１に入力され、レーザ光源１０６の出力光を純位相変調光に変換する。

本実施の形態で用いる極座標型光位相変調器２０１は、入力される高速電気信号を光信号の位相に線形に変化させる特性を持ったデバイスである。例えばリチウムニオベイト基板などや半導体の電気光学効果を利用した導波路型素子で実現可能であり、位相変調器として広く市販されている。

図７は、このようにして生成された位相変調信号の様子を示している。図７（Ａ）は本実施の形態の位相変調信号２０３の位相遷移波形の例を示している。本波形は、本実施の形態の極座標型位相変調器２０１に印加される高速電気信号に比例しており、信号点間の遷移を行う際に波形が連続的に変化する特徴を持つ。本例は４値位相変調であり、位相変調信号は多値シンボルの中央時刻ｔ、ｔ＋Ｔ、ｔ＋２Ｔ．．．．において位相３π／４、π／４、−π／４、−３π／４のいずれかの離散値を取る。本例ではこの真の信号点位置をａ〜ｆの白丸で示しているが、実際には高速信号の変調歪があるため、実際の信号点位置は黒丸のように真の信号点位置からわずかにずれたものとなる。図７（Ｂ）は、複素平面上で信号点変化を表現したものであり、本実施の形態で用いる極座標位相変調器においてはａ〜ｆの各信号点間を推移する際に光信号の電界は必ず回転方向（位相回転方向）に沿って移動するという特徴を持つ。例えば、信号点ｄからｅへ推移する場合、直線的に推移せず、図７（Ｂ）に示すように位相回転方向に沿って推移する。
すなわち、このような特徴を持つ極座標型位相変調器を利用することで光多値信号の位相変調によって発生する変調歪は、位相成分の変調歪に線形に変換される。

なお、２値の位相変調器はマッハツェンダ（ＭＺ）型の光位相変調器によっても実現できるが、単なるマッハツェンダ（ＭＺ）型の光位相変調器は本実施の形態の企図する極座標型の位相変調器ではない。すなわちＭＺ型の光変調器では、入力電気信号を印加させた場合に、消光点の前後で０もしくはπの位相変化を生じさせることができるが、その途中で振幅が原点（振幅ゼロ）を通って大きく変化するとともにに位相成分が瞬間的に不連続に反転するため、上記の「位相変調が印加電圧に略比例する」という条件を満たさないためである。これは、ＭＺ型の光位相変調器２個を複数入れ子にしたＩＱ光変調器やこれを用いた４値位相変調や、光電界変調も同様に本実施の形態の範囲から除外される。例外として、ＭＺ変調器を極座標変調として利用した場合などがあるが、これらの詳細については後述する。

このようにして生成された位相多値信号は光ファイバ伝送路１２２を伝送された後に、本実施の形態の光位相多値受信器２０４で受信される。本受信器は図４と同様の光直接検波を用いた光多値受信器である。本例では位相多値信号の受信のみを前提としているため、光強度受信器１３５を用いない構成とした。本構成と図４の従来の直接検波を用いた光多値受信器との最大の差異は、位相適応等化回路２０５が逆正接演算回路１３７の直後に配置され、差動位相Δφを適応補正する構成となっている点である。

図７（Ｃ）は図７（Ａ）から算出した差動位相の例であり、差動位相Δφ＝φ（ｎ＋１）−φ（ｎ）は入力信号の位相成分φ（ｎ）の線形関数となっている。したがって、本実施の形態の位相適応等化回路として、位相成分を入力としてこれを線形バタフライフィルタなどの線形関数で適応等化して位相成分のまま出力する演算回路を利用すれば、位相成分の持つ歪みを完全に補正することができる。すなわち、前記のように送信器に極座標位相変調を利用することで、光多値信号の位相変調歪を完全に補正することができる。これが本実施の形態における、変調歪の補正原理である。

図８は、本実施の形態における変調歪の補正効果を示している。複素多値信号生成回路２０２で生成した元の多値信号の信号点（Ａ）は、送信器２００内の高周波信号の周波数特性の不完全性によって大きく劣化し、光位相変調信号２０３の信号点配置は図８（Ｂ）のように大きく乱れる。図８（Ｃ）（Ｄ）は、この変調歪のある４値位相変調信号を図６の光位相多値受信器２０４で受信し、検出した差動位相成分を直交変換回路１３９で再生した複素信号の信号点配置である。本例では、振幅検出受信器を用いないため、各多値信号の振幅は一定値（１）としている。図８（Ｃ）は位相適応等化回路２０５の無い場合、（Ｄ）は位相適応等化回路２０５を用いた場合であり、本構成によって変調歪がほぼ完全に等化されていることがわかる。

（第２の実施の形態）
また、図９は本発明の第２の実施の形態における、光多値振幅・位相変調を用いた直接検波光多値伝送方式の構成図である。
本構成の特徴は、例えば、図６の構成の位相変調に加えて、光の振幅も変調できるように光振幅変調器２１１を導入し、また振幅成分の検出が可能となるように光強度受信器１３５を導入し、振幅と位相の両方を情報伝送に用いることができるように拡張した点である。このような構成で利用できる多値振幅・位相変調の例としては、例えば図１（Ｄ）の１６値振幅位相変調が挙げられる。本変調は送信側では光信号の振幅を２値、位相を８値で独立に変調することで生成でき、また受信側では振幅成分と位相成分（差動位相成分）をそれぞれ独立に受信することで復調できる。

本実施の形態の光振幅・位相多値送信器２１０では、極座標多値信号生成回路２１２によって振幅情報ｒおよび位相情報φの二次元極座標表現された複素多値信号を出力する。両者はそれぞれＤＡ変換器１０４−１、１０４−２で高周波電気信号に変換され、またドライバ回路１０５で増幅された後に、それぞれ光振幅変調器２１１と極座標型光位相変調器２０１に入力される。これら２つの光変調器は、レーザ光源１０６に縦続接続されており、レーザ光がその内部を通過する際に、それぞれ光多値振幅変調、および光多値位相変調を印加して、光振幅・位相変調信号２１３に変換される構成となっている。このような光振幅変調器と光位相変調器の縦続接続を用いた場合、光振幅変調成分と光位相変調成分がそれぞれ独立に印加されるため、両者の波形干渉が生じず、位相成分の変調歪と振幅成分の変調歪がそれぞれ独立に、光振幅・位相変調信号２１３に転写されるという特徴がある。

図１０は本構成で用いる光振幅変調の原理の説明例であり、光振幅変調器２１１に無チャープＭＺ型光変調器を用いる例を示している。
図１０（Ａ）は２値強度変調によって生じる光信号の信号点配置であり、本例では振幅値はａとｂ（０＜ａ＜ｂ）の２値であり、無チャープであるため振幅変調に伴う位相の変化は生じないものとする。このような変調は例えば、ＸカットのＭＺ型光変調器に図１０（Ｂ）のように情報信号で変調された小振幅の２値の電気デジタル信号を加える。この際、シンボル０の電気信号レベルＬ０とシンボル１の電気信号レベルＬ１が、図示のようにＭＺ変調器の正弦波状の光透過特性の肩の部分にかかる（消光点をまたがない）ようにすればよい。Ｌ０、Ｌ１が十分小で光透過特性の消光点（透過率ゼロの点）に十分近ければ、電気信号と光電界の変換特性はほぼ線形となるため、駆動信号の変調歪を光振幅変化に線形に変換することが可能となる。

なお、図１０（Ｂ）にはＭＺ変調器の光位相の様子を示したが、前述のように消光点を境に光位相は０〜πに急激に変化する。本実施の形態において、ＭＺ変調器を振幅変調に利用する際にもこの点を避けることによって、光位相の反転が生じないようにして光位相変調の線形性が保たれるようにするのが望ましい。

図９の本実施の形態の光振幅・位相多値受信器２１９では、前述の図４の直接検波を用いた非コヒーレント光多値受信器１３０と同様に差動位相成分Δφ（ｎ）と振幅変調成分ｒ（ｎ）を検出する。これらはそれぞれ、本実施の形態の位相適応等化回路２０５と本実施の形態の振幅適応等化回路２１４に入力されて適応等化されて各成分ごとに、変調歪が除去される。本例は多値信号の振幅と位相を独立に変調する多値伝送であるため、適応等化された差動位相成分や振幅成分はそれぞれ独立に位相多値信号判定回路２１５、振幅多値信号判定回路２１６に入力されて多値信号が復調される。

なお、本例では振幅適応等化回路２１４を平方根回路１３８の直後に設けたが、これは送信側で光振幅が線形となるように光変調を行っている例（例えば図９の構成）において変調歪の除去に効果的である。もし半導体レーザの強度変調のように、高周波信号の振幅が出力光の強度に比例する構成においては、平方根回路１３８の直前に適応等化回路を挿入する方が効果的となる。また適応等化回路はひとつである必要はなく、図９の構成においても平方根回路１３８の直前に別個に適応等化回路を配置すれば、光強度受信器１３５の周波数特性などを補正できるなどの、補正効果が得られる利点がある。

なお本実施の形態の光振幅変調器の構成は本例に限らない。印加電圧と光振幅（ないしは印加電圧と光強度）の間に線形の関係を持つ光変調器であり、かつ付随する位相変調がゼロないしは十分小であれば、図９の構成によって受信した振幅変調成分についても変調歪を高精度で等化することが可能である。上記のように強度変調に付随する位相変調はゼロとなるのが好ましいが、振幅成分（ないしは強度成分）の変調電圧に対して線形な位相回転を生じるような光振幅変調器を用いる場合、受信器内の光振幅成分ｒ（ｎ）（ないしは光振幅成分Ｐ（ｎ））から位相成分を補正する適応等化フィルタを設けることによっても付随する位相変調成分が等化が可能であり、本実施の形態で高い変調歪の等化効果が得られる。

また本実施の形態においては、光振幅変調器が必ずしも印加電圧に対して線形特性で無い場合でも、位相変調成分の変調歪については独立に等化効果が得られるため問題なく利用可能である。

（第３の実施の形態）
図１１は本実施の形態の第３の実施の形態における、光多値振幅・位相変調を用いた直接検波光多値伝送方式の構成図である。
例えば、振幅と位相の連動変調を用いた点、および位相の多段従属変調を用いた点が大きな特徴である。またＤＡ変換器を利用せずに、高速２値信号の組み合わせによって多値変調を生成する構成を採用している。本構成で利用できる多値振幅・位相変調の例としては、例えば図１２（Ｂ）の８値振幅位相変調（ないしは８値ＱＡＭ変調）が挙げられる。その特徴は振幅と位相の変調が完全には独立になっておらず、その一部が連動関係にある点である。このような変調信号は、例えば最初に図１２（Ａ）のような振幅と位相がともに変化する２値振幅・位相変調を生成し、これにさらに４値の位相変調を重畳することで生成可能である。

図１１の光振幅・位相多値送信器２１０では、極座標多値信号生成回路２１２によって１ビットの振幅情報ｒおよび２ビットの位相情報φ１、φ２を生成する。これらの２値の高周波電気信号は、ドライバ回路１０５−１、１０５−２、１０５−３で所望の振幅に増幅された後に、それぞれ光振幅位相変調器２２６、極座標型光位相変調器２０１−１、極座標型光位相変調器２０１−２に印加される。

光振幅位相変調器２２６では、入力光に図１２（Ａ）に示す２値振幅・位相変調を施すす。また極座標型光位相変調器２０１−１では位相振幅πの２値位相変調を、極座標型光位相変調器２０１−２では位相振幅π／２の２値位相変調を施す。この結果、図１２（Ａ）の２値振幅・位相変調に、２つの振幅の異なる位相変調が加算された４値位相変調が重畳されて、図１２（Ｂ）の８値振幅・位相変調が生成できる。

このような位相変調器（ないしは振幅・位相変調器）を縦続構成した構成においては、各変調器によって加えられる位相変調成分と位相変調歪はすべて位相領域で線形加算される。このため、本実施の形態の光振幅・位相多値受信器２１９内の位相適応等化回路２０５によって、位相成分の変調歪を適応等化することが可能である。なお、本受信器２１９の内部では８値振幅・位相変調信号を受信する必要があるため、別個に受信し適応等化した差動位相成分Δφ（ｎ）と振幅成分ｒ（ｎ）を直交座標変換回路１３９に入力して直交変換し、複素多値信号（Ｉ（ｎ）、Ｑ（ｎ））＝ｒ（ｎ）ｅｘｐ（ｊΔφ（ｎ））を合成する。本信号は、元の光多値信号ｒ（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ（ｎ））と異なり、直前のシンボルの位相φ（ｎ−１）の影響を受けているため単純に多値信号判定を行うことができないが、例えば位相多値信号判定回路１１７内部にＭＬＳＥ（最尤系列推定）法を用いるなどの手法でシンボル判定が可能である。

図１２（Ｃ）は本構成で用いる光振幅位相変調器２２６の第一の構成例である。
ＭＺ型光変調器２２３と極座標型光位相変調器２０１を縦続接続した構成である。本例では、入力された２値電気信号を２つに分割し、それぞれドライバ回路１０５−４、１０５−５で増幅して、ＭＺ型光変調器２２３と極座標型光位相変調器２０１に印加する。この際、ドライバ回路の出力信号の振幅を、初段のＭＺ光変調器２２３で無チャープの振幅ｒ＝ｂ−ａ（振幅値ａからｂ）の２値振幅変調を生成するように、また同時に後段の極座標型光位相変調器２０１で振幅φ０の位相変調が生じるように設定しておけば、信号点の軌跡は図１２（Ｃ）右図のようになり、所望の２値振幅・位相変調が実現できる。

一方、図１２（Ｄ）は本構成で用いる光振幅位相変調器２２６の第二の構成例である。
ＭＺ型光変調器２２３を含む集積型光変調器を利用した例であり、このような波形生成法の原理は特許文献２：ＷＯ２００８／０２６３２６号公報に詳細に開示されている。

本例では、入力光２２１を２分岐し、一方をＭＺ型光変調器２２３に、他方を導波路部２２８に入力する。２値電気信号２２０はドライバ回路１０５−４で増幅された後にＭＺ型光変調器２２３に入力される。他の構成例と異なり、本例では２値電気信号は本ＭＺ変調器の消光点が振幅中心となるように印加されており、出力光信号は２値位相変調となる。この２値位相変調光は、光位相調整領域２２４によって位相角φを回転され光アッテネータ部２２５によって振幅を減衰される。このＭＺ部の出力光２２７は、図１２（Ｅ）の信号点配置のようにφだけ回転された２値位相変調光であり、光振幅位相変調器２２６の出口で導波路部の出力光２２９と干渉合成されて出力光２２２に変換される。導波路部の出力光２２９が図１２（Ｆ）の２２９（水平矢印）に表示されるものとすれば、これを図１２（Ｅ）のＭＺ部の出力光２２７と干渉合成すると、両者のベクトル合成となる出力光２２２は図１２（Ｅ）のＡＢ２点に変換される。この２点の信号点配置は、位相方向の回転を除いては図１２（Ａ）と等化であり、本第二の構成によっても２値振幅・位相変調光が生成できる。

なお本構成においては、ＭＺ変調器に印加される電気信号が消光点をまたがって印加されＭＺ変調器が非極座標位相変調器として用いられている。しかしながら、合成された出力信号２２７では図１２（Ｆ）のように、２つの信号点ＡＢ間の位相遷移は直線的であり、位相不連続を生じない略線形の位相回転とみなすことができる。このように、位相不連続を引き起こすＭＺ型の位相変調器を利用した場合でも、本例のように光干渉を利用することによって全体として位相不連続の生じない変調器として用いる場合には、本実施の形態の極座標位相変調器とみなすことが可能である。

なお本構成では光ＤＡ変換器を利用しない光多値信号の生成例を示したが、その一部ないしは全部の光変調器の駆動においてＤＡ変換器を用いても本実施の形態の適用にはなんら問題はない。このような例としては、ＤＡ変換器によって多値信号を生成し、一部の光変調器を多値信号で駆動する場合などが考えられる。

なお特に送信側で多値信号の生成においてＤＡ変換器を用いる場合には、送信側にもデジタル信号処理回路を併用し、変調歪の一部を予等化する方法も考えられる。このような構成においても、受信側で残留する変調歪を適用等化することでさらに高精度な信号点配置が得られるようになるため、本実施の形態の適用が有効である。また、ＤＡ変換器を用いない場合においても、駆動信号のプリエンハンスや送信器帯域の補正回路によって同等の変調歪の低減を図ることが可能であり、その場合でも本実施の形態がさらに適用可能である。

（第４の実施の形態）
図１３は本発明の第４の実施の形態における、光ＱＡＭ変調を用いた直接検波光多値伝送方式の構成図である。
本例では、例えば、位相予積算回路１２６を配置することにより任意の多値変調を行えるようにした点、位相アップサンプル回路２１８を追加して位相回転の連続性を高めた点、分散予等化回路２３０を追加した点、また受信側に位相アンラップ／速度変換回路２３１を配置した点が構成の特徴である。なお、これらの各機能はすべて同時に利用する必要はなく、必要に応じていくつかの機能を任意に選択して実装すればよい。

図１３の光ＱＡＭ信号送信器２３５では、入力された情報信号に極座標多値信号生成回路２１２において複素ＱＡＭ信号（例えば図１（Ｃ）の１６ＱＡＭ信号）を割り当て、その位相成分φと振幅成分ｒを出力する。そのうち、位相成分は位相予積算回路１２６に入力され、シンボル毎に位相成分を積算される。この位相予積算は、図４の従来技術で述べたとおり、受信側での差動位相の検出効果を打ち消し、任意のＱＡＭ信号を伝送可能とするものである。

ついで振幅情報と積算された位相情報は、それぞれ本実施の形態の振幅アップサンプル回路２１７ならびに本実施の形態の位相アップサンプル回路２１８に入力され、２倍程度のサンプリング速度にアップサンプルされ、さらに極座標上で信号点補間される。この極座標補間は、受信側で位相回転の検出ミスを防ぐ効果を持つものである。

図１４（Ａ）はその時間波形での説明図である。信号点ａ〜ｆを各多値シンボル時刻ｔ〜ｔ＋５Ｔの中心位相角とすると、アップサンプルされた波形はシンボル境界時刻に位相を極座標上で補間した信号点Ａ〜Ｆを追加される。本例では示していないが、振幅成分についても補間同様の極座標平面での補間を行う。図１４（Ｂ）は信号点ｄ〜ｅへの遷移を二次元複素平面上で図示し、補間の効果を明示した例である。信号点ｄ〜ｅの位相角がπを越えると、補間を行わない場合、信号の遷移経路に随意性が残り複素平面上を左回りに移動したのか、右回りに移動したのか判定が困難になる。特に、信号点の補間を多値ＱＡＭ信号を生成したのと同一の直交座標上で行ってしまうと、補間点は図１４（Ｂ）のＤ’のようにｄ点とｅ点の中間になり、間違った信号点遷移２３４となり、受信側での適応等化が正常に動作しなくなってしまう。そこで極座標上で補間した点Ｄを中間サンプルとして指定することによって、正しい信号点遷移２３３を保証し、これによって受信側での適応等化が正しく行えるようになる。

なお上記はアップサンプル速度がちょうど２倍の場合であったが、これは直後の波長分散予等化の性能を考慮した場合の数字である。必ずしも２倍である必要はなく原理的に１倍を越える値であればどのような値であっても構わない。

次に送信側では、アップサンプルした位相・振幅情報を分散予等化回路２３０に入力し、光ファイバ伝送路１２２の波長分散の影響をあらかじめ打ち消す分散予等化処理を行う。これは図４の従来技術で述べた技術を用いることができる。本実施の形態と併用可能な送信側の信号処理としては、他にも伝送路や光変調器の非線形効果の補償などがある。波長分散予等化後のデジタル信号は、振幅と位相の極座標表現で出力され、ＤＡ変換器１０４−１、１０４−２で高周波電気信号に変換されドライバ回路１０５−１、１０５−２で所望の振幅に増幅された後に、それぞれ光振幅変調器２１１、極座標型光位相変調器２０１に印加される。このように波長分散予等化などを行い任意の光電界を出力する場合でも、光振幅変調器と極座標型光位相変調器を縦続接続した極座標型の任意光電界変調器を利用することで本実施の形態が適用可能となる。

なお本実施の形態で用いる極座標形の任意光電界変調器としては、光振幅変調器２１１が位相反転を引き起こさないことが必須条件となる。すなわち、光振幅変調器２１１にＭＺ変調器を用いる場合には、図１０で説明したように印加する高周波電気信号が位相の反転を起こす消光特性の消光点をまたがないように使用することが必要であり、この点が従来のＭＺ型光振幅変調器やこれを用いた任意電界変調器の構成との大きな違いである。
なお特別な例として、一個のマッハツェンダ型変調器を極座標位相変調器として利用するケースが挙げられる。このような構成は特許文献３：Ｕｎｉｔｅｄ Ｓｔａｔｅｓ Ｐａｔｅｎｔ ７０２３６０１に詳細に開示されている。

図１５は、２電極ＭＺ変調器３００の構成図を示す。本変調器は光の強度変調器として広く利用されており、入力光２２１は光カプラ３０１−１で２本の光導波路２２８−１と２２８−２に分岐されたのち再び光カプラ３０１−２で合成されて出力光２２２として出力される。各光導波路にはそれぞれ変調電極３０２−１、３０２−２が配置され、その末端は終端抵抗３０２−１、３０３−２に接続されている。このとき各変調電極３０２−１、３０２−２への印加電圧をそれぞれＶＬ、ＶＲとする。

本変調器構成では、２つの電極に印加する電圧ＶＬ（ｔ）とＶＲ（ｔ）の平均値が位相変調量に、またその差が振幅変調量となる。この際、電圧差ＶＬ（ｔ）−ＶＲ（ｔ）が出力振幅が略ゼロとなる点をまたがないように利用すれば、本変調器も上記の振幅条件を満たし本実施の形態に適用することが可能となる。なお、ＭＺ型光変調器を利用した際には、位相変調成分と振幅変調成分を加算・減算した後に２つの電極に印加するため、両電圧間に干渉による変調歪が生じてしまう場合がある。このような場合でも本実施の形態では、受信器内部で振幅成分と位相成分の相互の符号間干渉を消すバタフライ型の適応等化フィルタを用いることで変調歪を低減して受信することが可能となる。

図１３に示す本実施の形態の光ＱＡＭ信号受信器２３６においては、前述の実施の形態同様に光信号の検出を行っているが、前述の実施の形態との差異は、ＡＤ変換器１３６−１、１３６−２のサンプリング速度をシンボル速度の略２倍に設定し、逆正接演算回路１３７で差動位相成分φ（ｎ）を検出した後に、位相アンラップ／速度変換回路２３１で、位相アンラップ処理とサンプリング速度の１サンプル／シンボルへのダウンサンプリング処理をおこなう点である。

図１４（Ｃ）では位相のアンラップ処理について説明する。
位相のアンラップ処理とは位相の変移量が逆正接演算回路１３７の出力範囲（通常は＋π〜−π）を越えたかどうかを判定し、越えた場合には出力信号の範囲を拡張して出力信号の位相の連続性を保つ手法である。例えば、図１４（Ｃ）の信号点ｄで観測された逆正接演算回路１３７の出力信号、すなわち差動位相Δφ＝−０．９π、また信号点ｅでは差動位相Δφ＝−０．６π、信号点ｆでは差動位相Δφ＝−πの点であったとする。もしサンプリング速度が１サンプル／シンボルであれば、破線のようにａ〜ｆを滑らかに接続するような位相変化が生じたと解釈するしかない。これに対し、Ａ〜ＦはＤＡ変換器で２倍速でサンプリングを行って観測したシンボル境界での信号点である。このときＤ点の位相が＋０．５π、Ｅ点の位相が＋０．４５πであれば、ｄ点からＤ点への遷移の途中で位相回転量が−π以下になり＋πへの位相ジャンプが発生し、図の実線のようにＤ、ｅ、Ｅの３点を通過して再び、＋πから−πへの位相ジャンプが発生したとする経路が、正しい位相遷移となる。このような位相不連続が生じたまた適応等化処理を行うと、等化処理が不完全となり、変調歪を完全に除去することができなくなる。

位相アンラップ処理では、各信号点間の位相変化が例えばπ以下となるように信号点の位相を２πずらして接続することで、位相不連続の発生を防止する処置である。本例では、信号点Ｄ、ｅ、Ｅの位置をそれぞれ２π負側にずらした信号点Ｄ’、ｅ’、Ｅ’とし、ｄ点から順にＤ’、ｅ’、Ｅ’、ｆと接続する点線の経路（アンラップ後の経路）を取れば、信号点間の位相変化量がπ以下とできる。このようなアンラップ処理を行うことで、位相成分の適応等化を正しく実行できるようになり、本実施の形態の効果が発揮できるようなる。このアンラップ処理は、位相アンラップ／速度変換回路２３１で行われる。

なお本例では、光強度受信器１３５の出力信号ＰについてもＡＤ変換器１３６−３でシンボル速度の略２倍の速度でサンプリングを行った後に、平方根回路１３８に入力し、速度変換回路２３２によって再び１サンプル／シンボルに変換している。振幅成分については位相の場合のようなアンラップ処理が不要なため、必ずしも本構成をとる必要はないが、このような構成を取ることで位相成分と処理タイミングを合わせたり、振幅の算出精度を向上させる効果がある。

（各実施の形態の効果）
上述の各実施の形態によると、直接検波（ないしは非コヒーレント検波）を用いた光多値伝送方式においても送信側の極座標位相変調と受信側の差動位相の検出が線形関係になり、位相領域の適応等化フィルタを用いることで変調歪が除去できるようになるという効果がある。

また光信号に振幅変調を加えた場合にも、送信側で位相と振幅を独立の変調器で変調し、また受信側でも差動位相と振幅成分を独立に検出し適応等化を行うことで、両者の変調歪を独立に等化できるという効果がある。

また、この際、上記の光振幅変調成分の一部が光位相変調成分の一部と連動し、同一の情報信号で変調するようにすれば、ＱＡＭ変調などのより複雑な多値変調を簡単に生成し、かつ本発明が適用できるようになる。

このように、光振幅変調器にマッハツェンダ型の光変調器を利用する場合には消光点をまたがないようにバイアスした状態で変調すれば、振幅変調時に位相ジャンプが起こらなくなるので本発明による変調歪の補正が効果的に実施できるようになる。

また上記位相変調器および上記振幅変調器を、２電極マッハツェンダ型の変調器で代用することで、コストやサイズの低減が可能となる。
また本発明における、光多値信号は光振幅変調器や位相変調器を縦続接続しても生成でき、ＤＡ変換器を用いなくても複雑な多値信号が生成できるという効果が得られる。

さらにＤＡ変換器で生成信号の位相が連続となるように信号点を補間して変調することによって、変調信号の位相不確定性が減少し受信器内での適応等化の効果が向上するという効果がある。

さらにＡＤ変換器のサンプリング速度が１サンプリング／シンボルより大となるようにし、位相のアンラップ処理を行うことによって、位相回転の不連続性を補正できるようになるため、さらに本発明の適用範囲や効果を大幅に高めることが可能になる。

本実施の形態は、例えば光通信分野における光多値信号、特に光位相、ないしは振幅と位相を変調した伝送効率のよい光多値信号の非コヒーレント光ファイバ伝送に適用できる。またこのような光ファイバ伝送に利用する光多値送信器と光多値受信器、ならびに光多値伝送システムに適用可能である。

１００：光多値送信器
１０１：デジタル情報入力端子（ｍビット）
１０２：複素多値信号生成回路
１０３：複素多値情報信号
１０４：ＤＡ変換器
１０５：ドライバ回路
１０６：レーザ光源
１０７：直交光電界変調器
１０８：出力光ファイバ
１０９：出力光信号
１１０：バランス型光検出器
１１１：ＡＤ変換器
１１２：局発レーザ光源
１１３：偏波分離・光９０度ハイブリッド回路
１１４：波長分散補償回路
１１５：適応等化回路
１１６：位相推定回路
１１７：多値信号判定回路
１２０：デジタルコヒーレント光受信器
１２１：入力光信号
１２２：光ファイバ伝送路
１２３：位相予積算型光多値送信器
１２４：複素アップサンプル回路
１２５：予等化回路
１２６：位相予積算回路
１３０：非コヒーレント光受信器
１３２：光分岐器
１３３：光遅延検波回路
１３４：バランス型光受信器
１３５：光強度受信器
１３６：ＡＤ変換器
１３７：逆正接演算回路
１３８：平方根回路
１３９：直交座標変換回路
２００：本実施の形態の光位相多値送信器
２０１：極座標型光位相変調器
２０２：位相多値信号生成回路
２０３：本実施の形態の光位相変調信号
２０４：本実施の形態の光位相多値受信器
２０５：本実施の形態の位相適応等化回路
２１０：本実施の形態の光振幅・位相多値送信器
２１１：光振幅変調器
２１２：極座標多値信号生成回路
２１３：本実施の形態の光振幅・位相変調信号
２１４：本実施の形態の振幅適応等化回路
２１５：位相多値信号判定回路
２１６：振幅多値信号判定回路
２１７：本実施の形態の振幅アップサンプル回路
２１８：本実施の形態の位相アップサンプル回路
２１９：本実施の形態の光振幅・位相多値受信器
２２０：２値電気信号
２２１：入力光
２２２：出力光
２２３：ＭＺ型光変調器
２２４：光位相調整領域
２２５：光アッテネータ部
２２６：光振幅位相変調器
２２７：ＭＺ部の出力光
２２８：導波路部
２２９：導波路部の出力光
２３０：分散予等化回路
２３１：位相アンラップ／速度変換回路
２３２：速度変換回路
２３３：正しい信号点遷移
２３４：間違った信号点遷移
２３５：本実施の形態の光ＱＡＭ信号送信器
２３６：本実施の形態の光ＱＡＭ信号受信器
３００：２電極型ＭＺ変調器
３０１：光カプラ
３０２：変調電極
３０３：終端抵抗

Claims (10)

1. 光信号の位相を位相回転方向に変調する極座標型光位相変調器を備えた光送信器と、
   結合型二次元光遅延検波受信器と２個以上のＡＤ変換器と差動位相算出回路とデジタル適応等化器を備えた光受信器と、
   を備え、
   前記光送信器から送出された２値以上の光位相多値変調信号を前記光受信器で受信し、
   前記結合型二次元光遅延検波受信器の２つの出力信号を前記ＡＤ変換器でそれぞれ高速デジタル信号に変換して前記差動位相算出回路に入力し、該差動位相算出回路で算出された差動位相成分を前記デジタル適応等化器で適応等化したのちに多値信号の判定処理を行うことを特徴とした光伝送システム。
2. 請求項１に記載の光伝送システムにおいて、
   前記光送信器は光信号の位相反転を引き起こさない光振幅変調器を備え、
   前記光受信器は光強度検出器を備え、
   前記光送信器から光信号の位相と振幅がともに変調された光多値変調信号を送信し、
   前記光受信器で得られる差動位相成分と、前記光強度検出器から得られる光強度変調成分又はその平方根である光振幅変調成分とについて多値信号の判定処理を行うことを特徴とする光伝送システム。
3. 請求項２に記載の光伝送システムにおいて、前記光送信器における光振幅変調が光位相変調と連動し、同一の情報信号で変調されることを特徴とした光伝送システム。
4. 請求項２に記載の光伝送システムにおいて、
   前記光振幅変調器がマッハツェンダ型の光変調器であり、
   前記マッハツェンダ型の光変調器の変調電極に印加する変調信号が光透過特性の最小点である消光点をまたがないように該変調信号をバイアスした状態で変調することを特徴とした光伝送システム。
5. 請求項２に記載の光伝送システムにおいて、
   前記光位相変調器および前記光振幅変調器を、２電極マッハツェンダ型の変調器で実現し、
   ２つの電極に印加する電圧の和が位相変調成分、２つの電極に印加する電圧の差が振幅変調成分となるようにし、前記印加する電圧の差が前記マッハツェンダ型光振幅変調器の消光点をまたがないようにして変調することを特徴とした光伝送システム。
6. 請求項１に記載の光伝送システムにおいて、
   前記光位相変調器が光信号の位相を位相回転方向に変調する複数の極座標型光位相変調器を縦続接続した構成であることを特徴とする光伝送システム。
7. 請求項２に記載の光伝送システムにおいて、
   前記光振幅変調器は、位相反転を引き起こさない光振幅変調器と、光信号の位相を位相回転方向に変調する第２の極座標型光位相変調器とを縦続接続した光振幅位相変調器であることを特徴とする光伝送システム。
8. 請求項２に記載の光伝送システムにおいて、
   前記光位相変調器と前記光振幅変調器は、位相反転を引き起こさない前記光振幅変調器と、光信号の位相を位相回転方向に変調する前記極座標型光位相変調器を複数個とを縦続接続した構成であることを特徴とする光伝送システム。
9. 請求項１に記載の光伝送システムにおいて、
   前記光位相変調器の位相変調信号はサンプリング速度が１サンプル又はシンボルより大なるＤＡ変換器で生成された高速アナログ信号であり、位相変調範囲がπを超える場合でも生成信号の位相が連続となるように信号点の位相と振幅を補間して変調することを特徴とする光伝送システム。
10. 請求項１に記載の光伝送システムにおいて、
    前記光受信器内に配置される前記ＡＤ変換器のサンプリング速度が１サンプル又はシンボルより大となるようにし、算出された差動位相成分の範囲が±π又は０から２πを越えても連続となるように位相のアンラップ処理を行うことを特徴とする光伝送システム。

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