WO2010082344A1 - 光変復調システム、光伝送システムおよび光変復調方法 - Google Patents

光変復調システム、光伝送システムおよび光変復調方法 Download PDF

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WO2010082344A1
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optical
symbol
unit
signal
transmission
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剛 吉田
昭範 中島
隆嗣 杉原
隆司 水落
良明 小西
聡一朗 亀谷
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三菱電機株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J14/00—Optical multiplex systems
    • H04J14/005—Optical Code Multiplex

Definitions

  • the present invention relates to an optical modulation / demodulation system, an optical transmission system, and an optical modulation / demodulation method that perform communication using optical signals.
  • the delay detection method that restores the original code by interfering the signal light and the delayed signal light on the receiving side has a configuration and control on the receiving side compared to the synchronous detection method having a local oscillation light source on the receiving side.
  • a Mach-Zehnder (MZ) type delay interferometer and a twin photon detector (Twin-PD: Twin-photodetector) are usually used.
  • MZ Mach-Zehnder
  • Twin-PD Twin-photodetector
  • An electric signal proportional to the product of (* represents a complex conjugate) is output.
  • restoration is possible by differentiating the phase direction.
  • Patent Document 1 also describes another technique as follows.
  • the optical transmitter transmits a phase-added 16QAM modulated signal.
  • the optical receiving unit includes two sets of an MZ type delay interferometer, a Twin-PD, and an A / D converter as a front end, and further includes an intensity detection unit.
  • the intensity detector restores the original intensity without performing delayed interference. Then, based on the restored original intensity and original phase difference, code identification is performed after conversion into I component and Q component by orthogonal coordinate transformation.
  • Patent Document 2 when a 16QAM modulated signal that is not differentiated is subjected to delay detection in wireless communication, the 16 points signal originally split into 40 points and signal point degeneracy occurs at 8 points out of 40 points.
  • a technique for enabling code identification by using the Viterbi algorithm, which is a known technique in communication, is disclosed.
  • Patent Document 1 the conventional technique for performing differential intensity modulation described in Patent Document 1 is a technique corresponding to a modulation method that takes a binary value in the intensity direction. For this reason, there is a problem that it cannot be applied to a modulation method having three or more values in the intensity direction.
  • Patent Document 1 the other technique described in Patent Document 1 is a technique that can be correctly restored when the initial value is correctly given, but it is difficult to correctly restore the initial value. Therefore, there is a problem that error propagation easily occurs.
  • Non-Patent Document 1 has a problem that an intensity detector is required as a reception-side front end, and the configuration of the optical receiver is expensive and complicated. Further, since signal point degeneration occurs only in a pair of signal points to which the same phase difference is assigned, degeneration is unlikely to occur in 16QAM having 12 different phase difference patterns, but the signal points after delay detection are very close to each other. There is also a problem.
  • Patent Document 2 is a method that does not perform differential encoding in the transmission unit. Therefore, there is a problem that the signal point degenerates very much in the receiving unit and the processing load on the receiving unit becomes high.
  • optical communication which has a higher transmission speed than wireless communication, has a problem that it has a large processing load and does not provide a sufficiently effective technology.
  • the present invention has been made in view of the above, and with a simple configuration of a receiving unit, can also cope with a modulation scheme that takes three or more values in the intensity direction, and can reduce restoration errors.
  • An object is to obtain an optical modulation / demodulation system, an optical transmission system, and an optical modulation / demodulation method.
  • an optical transmission unit that converts a modulated signal obtained by modulating transmission data into an optical signal and transmits the optical signal, and an optical signal transmitted from the optical transmission unit.
  • An optical modulation / demodulation system comprising: an optical receiving unit that converts and demodulates an electrical signal; and the optical transmitting unit includes a mapping unit that maps a transmission code sequence to a transmission symbol d (k) (k is a natural number); A complex product of a transmission symbol d (k) and a normalized differential symbol obtained by normalizing a transmission symbol d ′ (km) that has been differentiated by m (m is a natural number) symbol time ago is obtained, and the complex Multiplying means using the product as the modulation signal, delay means for obtaining a delayed differential symbol d ′ (km) obtained by delaying the differentiated symbol d ′ (k) by m symbol time, and the delayed differential symbol Normalize in the intensity direction Normalizing means, wherein the
  • Delay detection means for performing delay detection for m symbol times and converting the optical signal after delay detection into an electric signal, and division for dividing the electric signal by the absolute value
  • An optical modulation / demodulation system, an optical transmission system, and an optical modulation / demodulation method according to the present invention after converting a received optical signal into an electric signal, divides the electric signal by the intensity level after delay processing, and based on the electric signal after division Since the code is identified, the intensity level after delay processing is obtained based on the identified code information, and the intensity level is fed back to the division operation. It is possible to cope with the modulation method to be taken, and it is possible to reduce the restoration error.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a first embodiment of an optical transmission system according to the present invention.
  • FIG. 2A is a diagram illustrating an example of the generated signal point arrangement.
  • FIG. 2-2 is a diagram illustrating an example of signal point arrangement after differentiation.
  • FIG. 2-3 is a diagram illustrating an example of signal point arrangement after delay detection.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an example of a functional configuration of the optical signal generation unit.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an example of a functional configuration of the front end unit.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a configuration example of the optical transmission system according to the second embodiment.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a first embodiment of an optical transmission system according to the present invention.
  • the optical transmission system of the present embodiment converts a code sequence (transmission data) received from the outside into an optical signal and transmits it based on the received optical signal.
  • the reception unit 2 that restores the code sequence and outputs the same to the outside, and the transmission unit 3 that relays the optical signal transmitted from the transmission unit 1 and outputs it to the reception unit 2.
  • the transmitter 1 generates a signal point 11 for generating a signal point in the electrical domain in accordance with the input code sequence, and generates an optical signal by modulating light based on the generated signal point and outputting it.
  • the signal point generation unit 11 includes a mapping unit 13, a multiplication unit 14, a normalization unit 15, and a delay adjustment unit 16.
  • the normalization unit 15 further includes an absolute value calculation unit 17 and a division.
  • the unit 18 is configured.
  • the reception unit 2 performs delay detection based on the input optical signal, converts the optical signal after delay detection into an electrical signal, and further converts the electrical signal, which is an analog signal, into a digital signal and outputs the digital signal 21 and a post-processing unit 22 for restoring the code sequence based on the digital signal and outputting the code sequence to the outside.
  • the post-processing unit 22 includes a division unit 23, an identification unit 24, an intensity level output unit 25, and a delay adjustment unit 26.
  • d ′ (k) d (k) d ′ (km) /
  • the normalization unit 15 normalizes the differential symbol d ′ (k) as d ′ (k) /
  • the delay adjustment unit 16 adjusts the delay so that the feedback loop for the output from the multiplication unit 14 becomes m time slots, that is, mT delay, and inputs the delay to the multiplication unit 14. That is, d ′ (km) /
  • FIGS. 2-1 to 2-3 are diagrams illustrating an example of changes in the signal point arrangement according to the present embodiment.
  • FIG. 2-1 shows an example of signal point arrangement of d (k)
  • FIG. 2-2 shows an example of signal point arrangement of d ′ (k) obtained by making this differential.
  • the intensity level of the optical signal is classified into three types, Small, Normal, and Large.
  • FIG. 2-3 shows an example of signal point arrangement after delay detection described later.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an example of a functional configuration of the optical signal generation unit 12.
  • the optical signal generator 12 includes an upsampler 31, D / A (Digital to Analog) converters 32-1 and 32-2, drivers 33-1 and 33-2, and a light source 34. And a modulator 35.
  • D / A Digital to Analog
  • the up-sampler 31 of the optical signal generation unit 12 up-samples I T (k) and Q T (k), which are signal point information output from the signal point generation unit 11, twice, and the I I after the up-sampling T (k) (I component) is output to the D / A converter 32-1, and Q T (k) (Q component) after upsampling is output to the D / A converter 32-2.
  • the D / A converter 32-1 converts the I component, which is a digital value, into an analog value
  • the driver 33-1 amplifies the I component converted into the analog value to an amplitude sufficient for driving the modulator.
  • the D / A converter 32-2 converts the Q component which is a digital value into an analog value
  • the driver 33-2 amplifies the Q component converted into the analog value to an amplitude sufficient for driving the modulator.
  • the modulator 35 modulates non-modulated (CW: Continuous Wave) light output from the light source 34 using the I component amplified by the driver 33-1 and the Q component amplified by the driver 33-2. A signal is generated, and the generated optical signal is output to the transmission unit 3.
  • CW Continuous Wave
  • D / A conversion of the D / A converters 32-1 and 32-2 is performed with 6-bit resolution, for example.
  • a dual parallel MZ (DPMZ) modulator may be used as the modulator 35, and a DFB array type wavelength tunable light source may be used as the light source 34.
  • the oscillation may be controlled at 1550 nm.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an example of a functional configuration of the front end unit 21.
  • the front end unit 21 includes an optical branching unit 41, MZ type delay interferometers 43-1 and 43-2, twin photon detectors (Twin-PD) 47-1 and 47-2, And A / D (Analog to Digital) converters 48-1 and 48-2.
  • the MZ-type delay interferometer and the Twin-PD are configured to be used as delay detection means for delay-detecting an optical signal and converting it into an electrical signal.
  • the MZ type delay interferometer and the Twin-PD are used as the delay detection means.
  • the MZ-type delay interferometer 43-1 includes an optical branching unit 42-1, a delay line 44-1, an optical branching unit 45-1, and a phase shifter 46-1.
  • the interferometer 43-2 includes an optical branching unit 42-2, a delay line 44-2, an optical branching unit 45-2, and a phase shifter 46-2.
  • the optical signal (complex electric field r (k)) input from the transmission unit 3 is branched into two signals by the optical branching unit 41 into a complex electric field r (k) / ⁇ 2, and MZ type delay interference is performed. Output to a total of 43-1 and 43-2, respectively.
  • the MZ delay interferometer 43-1 and the Twin-PD 47-1 are real numbers of complex products of the complex electric field of the input optical signal and the complex conjugate of the complex electric field of the optical signal delayed by m time slots, as will be described later. obtains the electrical signal of a magnitude proportional to the component E I (k), a / D conversion unit 48-1 converts an analog value electric signals E I a (k) into a digital value I R (k).
  • the A / D conversion unit 48-1 outputs I R (k) to the post-processing unit 22.
  • the MZ type delay interferometer 43-2 and the Twin-PD 47-2 are proportional to the imaginary component of the complex product of the complex electric field of the input optical signal and the complex conjugate of the complex electric field of the optical signal delayed by m time slots. obtains the magnitude of the electrical signal E Q (k), a / D conversion unit 48-2 converts an analog value electric signals E Q (k) to a digital value Q R (k). The A / D conversion unit 48-2 outputs Q R (k) to the post-processing unit 22.
  • the AD conversion resolution of the A / D conversion units 48-1 and 48-2 is, for example, 6 bits, but the bit resolution is not limited to this.
  • the optical branching unit 42-1 further branches the input optical signal (complex electric field r (k) / ⁇ 2) into two, and the delay line 44-1 and the phase shifter
  • the signal of the complex electric field r (k) / 2 is input to 46-1.
  • the complex electric field of the optical signal output at this time is r (km) / 2.
  • the phase shifter 46-1 shifts the phase of the input optical signal by a predetermined amount. In the MZ type delay interferometer 43-1, the phase shift amount is set to zero.
  • the phase shifter 46-1 outputs the optical signal after the phase shift to the optical branching unit 45-1. At this time, the complex electric field of the optical signal output to the optical branching unit 45-1 is r (k) / 2.
  • the optical branching unit 42-2 further splits the input optical signal (complex electric field r (k) / ⁇ 2) into two, and the delay line 44-2 and the phase shifter
  • the signal of the complex electric field r (k) / 2 is input to 46-2.
  • the delay line 44-2 delays the optical signal by m time slots and outputs it to the optical branching unit 45-2.
  • the complex electric field of the optical signal output at this time is r (km) / 2.
  • the phase shifter 46-2 shifts the phase of the input optical signal by a predetermined amount.
  • the phase shift amount is set to - ⁇ / 2.
  • the phase shifter 46-2 outputs the optical signal after the phase shift to the optical branching unit 45-2.
  • the complex electric field of the optical signal output to the optical branching unit 45-2 is r (k) exp ( ⁇ j ⁇ / 2) / 2.
  • Twin-PD 47-1 will be described.
  • Each Twin-PD 47-1 is composed of two PDs (Photo Diodes), and each photoelectric conversion sensitivity is adjusted to be equal. This sensitivity is expressed as R sens .
  • Optical signals E 1 and E 2 are input to the two PDs of the Twin-PD 47-1 from the upper port and the lower port of the optical branching unit 45-1, respectively.
  • the electric signal E I (k) after photoelectric conversion by the Twin-PD 47-1 can be expressed as the following equation (2).
  • E I (k) R sens ⁇
  • the Twin-PD 47-2 is also composed of two PDs having the same sensitivity as the Twin-PD 47-1, and the sensitivity is represented as R sens .
  • Optical signals E 3 and E 4 are input to the two PDs of the Twin-PD 47-2 from the upper port and the lower port of the optical branching unit 45-2, respectively.
  • the electric signal E Q (k) after being subjected to photoelectric conversion by the Twin-PD 47-2 can be expressed as the following equation (4).
  • E Q (k) R sens ⁇
  • Twin-PD 47-2 outputs E Q (k) to A / D converter 48-2.
  • E Q (k) (R sens / 2) Im ⁇ d ′ (k) d ′ * (km) ⁇ (5)
  • the division unit 23 of the post-processing unit 22 divides I R (k) and Q R (k) input from the front end unit 21 by the absolute value
  • is input to the division unit 23 by a feedback loop including the identification unit 24, the intensity level output unit 25, and the delay adjustment unit 26.
  • the identification unit 24 performs code identification using the division result of the division unit 23 and outputs the identification result d (k) to the external and intensity level output unit 25.
  • the intensity level output unit 25 restores the intensity level
  • the delay adjustment unit 26 adjusts the delay time so that the delay of the feedback loop becomes m time slots, and then outputs the intensity level
  • the 16 signal points are divided into 48 points, of which 4 points are degenerated to obtain a total of 44 points.
  • the intensity level is “Large” is indicated by a triangular mark
  • the case where the intensity level is “Normal” is indicated by a square mark
  • the case where the intensity level is Small is indicated by a rhombus mark.
  • I R (k) and Q R (k) are the real and imaginary components of r (k) r * (km), and therefore, the following formula (6) is obtained.
  • D '(k) d' * (km) /
  • the code sequence input to the transmission unit 1 may be made redundant by an error correction code (FEC) such as Ultra FEC (Forward Error Correction) having a redundancy of 25%, for example.
  • FEC error correction code
  • Ultra FEC Forward Error Correction
  • the transmission unit 3 performs dispersion compensation fiber that compensates for chromatic dispersion and erbium doped fiber amplifier (EDFA) that compensates for transmission loss when performing long distance transmission with a transmission distance of several hundred km or more.
  • EDFA chromatic dispersion and erbium doped fiber amplifier
  • DPA distributed Raman amplifier
  • an optical bandpass filter for example, having a bandwidth of 0.3 nm
  • a single mode fiber is used for the transmission unit 3, but a dispersion shifted fiber or a non-zero dispersion shifted fiber may be used.
  • the transmission and reception operations of this embodiment can also be applied to a wavelength division multiplexing (WDM) system or a reconfigurable optical add-drop (ROADM) system.
  • WDM wavelength division multiplexing
  • ROADM reconfigurable optical add-drop
  • an optical signal having a single wavelength is generated by the same operation as that of the present embodiment, those optical signals having different optical wavelengths are wavelength-multiplexed and transmitted.
  • the receiving operation of the embodiment is performed.
  • MZ type delay interferometer 43-1 and the MZ type delay interferometer 43-2 used in the above embodiment it is only necessary to output an interference component between an optical signal and an optical signal obtained by delaying it by one symbol duration, It is not limited to the MZ type interferometer.
  • the phase shift amount of the phase shifter 46-1 is set to 0, and the phase shift amount of the phase shifter 46-2 is set to - ⁇ / 2. Therefore, the phase shift amount may be set to any value as long as the difference between the phase shift amounts of both phase shifters is set to ⁇ ⁇ / 2. For example, a combination of ⁇ / 4 and ⁇ / 4 may be used.
  • a part or all of the multiplication unit 14, the normalization unit 15, and the division unit 23 of the above embodiment may be realized by a lookup table.
  • the transmission unit 1, the transmission unit 3, and the reception unit 2 are further provided with a mechanism for compensating for signal distortion generated in the entire optical transmission system including the electrical characteristics of the transmission unit 1. May be.
  • the dividing unit 23 divides the electrical signal by the intensity level after the delay processing, and the identifying unit 24
  • the code is identified based on the divided electric signal
  • the intensity level output unit 25 and the delay adjustment unit 26 obtain the intensity level after delay processing based on the identified code information, and the obtained intensity level is divided by the divider 23.
  • Feedback was added. For this reason, there is no need to provide an intensity detection unit at the front end, so that an effect of simplifying the receiver configuration can be obtained.
  • the circuit scale of the electric signal processing unit can be reduced to a small scale.
  • FIG. FIG. 5 is a diagram illustrating a configuration example of the second embodiment of the optical transmission system according to the present invention.
  • the optical transmission system of the present embodiment is the same as the optical transmission system of the first embodiment, except that the receiving unit 2 of the optical transmission system of the first embodiment is replaced with a receiving unit 2a.
  • the receiving unit 2a is the same as the receiving unit 2 of the first embodiment except that the post-processing unit 22 of the receiving unit 2 of the first embodiment is replaced with a post-processing unit 22a.
  • Components having the same functions as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
  • the post-processing unit 22a of the reception unit 2a includes a division unit 23, an intensity restoration unit 51, a delay adjustment unit 52, a phase identification unit 53, a delay adjustment unit 54, and a code output unit 55 similar to those in the first embodiment. And.
  • I R (k) and Q R (k) are input from the front end unit 21 to the post-processing unit 22a.
  • the strength restoration unit 51 performs convolutional decoding based on I R (k) and Q R (k), and decodes bits in the strength direction of the symbol d (k).
  • the transmission data need not be convolutionally encoded. This is because interference caused by delay detection can be regarded as a kind of convolutional coding.
  • there is no restriction on the method of convolutional decoding for example, a method based on the maximum likelihood method is used.
  • differential encoding / delay detection is performed in units of m symbols
  • convolutional decoding must be parallelized for each group involved in differential encoding / delay detection and processed in a pipeline manner. For example, if differential encoding / delay detection is performed in units of two symbols, it is necessary to divide into two groups and perform convolutional decoding in each group.
  • the degree restoring unit 51 outputs the decoding result to the delay adjusting unit 54, obtains the intensity level
  • the delay adjusting unit 52 gives m delays to
  • the operation of the dividing unit 23 divides I R (k) and Q R (k) by
  • the phase identification unit 53 decodes the bits in the phase direction based on the division result input from the division unit 23 and outputs the decoded bits to the code output unit 55.
  • the delay adjustment unit 54 adjusts the delay time by the processing time of the division unit 23 and the phase identification unit 53, aligns the timing with the phase bit output from the phase identification unit 53, and outputs the strength bits to the code output unit 55. To do.
  • the code output unit 55 outputs the strength bit and the phase bit to the outside.
  • the intensity restoration unit 51 the phase identification unit 53, the intensity bit, and the phase bit.
  • 4-bit data is mapped to 16 signal points, and this is divided into 2 bits.
  • One two bits determine the position of the quadrant of the signal point, and the other two bits determine the position of the signal point within the quadrant.
  • two bits that determine the position of the quadrant of the signal point can be regarded as phase bits, and two bits that determine the position of the signal point in the quadrant can be regarded as intensity bits.
  • the strength restoring unit 51 restores the strength determined in this way and converts it into strength bits.
  • the phase identification unit 53 acquires the phase determined in this way and converts it into a phase bit.
  • phase bit information can be obtained by folding I R (k) and Q R (k) located in the second, third, and fourth quadrants to the first quadrant with the I and Q axes as symmetrical axes. And only the strength bit information can be handled. Thereafter, the code sequence is sequentially estimated by the maximum likelihood method.
  • the phase identification unit 53 can identify the I axis and the Q axis as threshold values.
  • the strength restoring unit 51 decodes the bit in the strength direction, obtains the strength level based on the decoding result, and the delay adjusting unit 52 performs the delay process on the strength level. Then, the division unit 23 divides I R (k), Q R (k) by the intensity level on which the delay adjustment unit 52 has performed the delay process, and the phase identification unit 53 receives the division result input from the division unit 23. Based on the above, the bits in the phase direction are decoded. Therefore, the same effect as in the first embodiment can be obtained, and decoding can be performed with higher accuracy than in the first embodiment.
  • the optical modulation / demodulation system, the optical transmission system, and the optical modulation / demodulation method according to the present invention are useful for a system that performs communication using an optical signal, and in particular, a multilevel modulation system that takes three or more values in the intensity direction. Suitable for systems that employ

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Abstract

　送信部１と、受信部２と、を備える光変復調システムであって、送信シンボルとｍシンボル時間分前の差動化した送信シンボルを正規化した正規化差動シンボルとの複素積を求め変調信号とする乗算部１４と、差動化シンボルをｍシンボル時間分遅延させた遅延差動シンボルを求める遅延調整部１６と、遅延差動シンボルを強度方向について正規化する正規化部１５と、を備え、乗算部１４は、正規化部１５が正規化した遅延差動シンボルを前記正規化差動シンボルとし、受信部２は、受信した光信号に対してｍシンボル時間分の遅延検波を行い、電気信号に変換するフロントエンド部２１と、電気信号をシンボル複素電界の絶対値で除算する除算部２３と、除算部２３の除算結果に基づいて送信データの符号識別を行う識別部２４と、を備える。

Description

光変復調システム、光伝送システムおよび光変復調方法
　本発明は、光信号を用いて通信を行う光変復調システム、光伝送システムおよび光変復調方法に関するものである。
　光ファイバ通信により大容量通信を行うためには、占有帯域を広げることなく１波長当たりのビットレートを高速化する必要がある。これを実現するため、１シンボル当たりのビット数を増やす多値変復調方式が注目されている。このうち、受信側で信号光と遅延させた信号光とを干渉させることで元符号を復元する遅延検波方式では、受信側に局部発振光源を持つ同期検波方式に比べ受信側の構成・制御が簡素となる利点がある。
　光ファイバ通信における遅延検波方式では、通常Mach-Zehnder（ＭＺ）型遅延干渉計とツイン光子検出器（Twin-PD：Twin-photodetector）が用いられる。遅延検波を実施すると、光受信部に入力される光信号の複素電界ｒ（ｋ）（ｋは自然数）と、それを１タイムスロット分遅延させた光信号の電界の複素共役ｒ*（ｋ－１）（＊は、複素共役を表す）との積に比例する電気信号を出力する。遅延検波方式では、位相方向について差動化を行っておくことで復元を可能としている。
　一方、多値変調信号に対して遅延検波方式を実施する場合、強度積｜ｒ（ｋ）｜・｜ｒ（ｋ－１）｜に応じて信号点が多数に分離してしまい、別の符号系列であるのにも関わらず、あるタイムスロットで同じ信号点をとってしまう、信号点の縮退現象が生じる。このような信号点縮退を解決する方法として、たとえば、下記特許文献１、特許文献２および非特許文献１に示す技術が提案されている。
　下記特許文献１に記載の技術では、１６値（４ビット）ＡＰＳＫ（Amplitude　Phase　Shift　Keying）を採用する場合、位相方向には、前タイムスロットからの位相差に３ビット分の情報を割り当てる、通常の差動８相位相変調を行い、強度方向には、残る１ビットを用いて、所定の状態遷移図に従って強度が定められる差動強度変調を行う。このように、差動強度変調を行うことにより、信号点の縮退を防いでいる。
　また、特許文献１には、つぎのような別の技術も記載されている。光受信部に強度検出部を設けず、Ｉ成分とＱ成分の二乗和の平方根により得られる｜ｒ（ｋ）｜・｜ｒ（ｋ－１）｜を、１タイムスロット遅延させた｜ｒ（ｋ－１）｜で割ることにより、順次｜ｒ（ｋ）｜を復元していく方法である。これは、初期値｜ｒ（０）｜が適切に復元できれば｜ｒ（１）｜，｜ｒ（２）｜，…と順次復元することができる。
　非特許文献１に記載の技術では、１６値直交振幅変調（１６ＱＡＭ：１６　Quadrature　Amplitude　Modulation）を差動化するため、光送信部で位相を加算して伝送し、差動化した１６ＱＡＭ変調信号を送信する。光受信部は、フロントエンドとしてＭＺ型遅延干渉計とTwin-PDとＡ／Ｄ変換器とを２組備え、さらに、強度検出部を備える。２組のＭＺ型遅延干渉計とTwin-PDによる遅延干渉では、強度方向に前のタイムスロットとの干渉成分が残っているため、逆正接（arctan）演算により元位相差のみを復元し強度情報を捨てる。一方、強度検出部では、遅延干渉を行わずに元強度を復元する。そして、復元した元強度および元位相差に基づいて直交座標変換によりＩ成分とＱ成分に変換した後に符号識別を行う。
　特許文献２では、無線通信において、差動化しない１６ＱＡＭ変調信号を遅延検波した際に、元来１６点の信号が４０点に分裂し４０点中８点で信号点縮退が生じる問題を、無線通信において公知の技術であるViterbiアルゴリズムを用いることで符号識別可能とする技術が開示されている。
ＷＯ２００７／１３２５０３号公報 特許３３６２８６４号公報 N.Kikuchi，S.Sasaki，"Incoherent　40-Gbit/s　16QAM　and　30-Gbit/s　staggered　8APSK（amplitude-　and　phase-shift　keying）signaling　with　digital　phase　pre-integration　technique"，IEEE　LEOS，summer　topicals，2008
　しかしながら、上記特許文献１に記載の差動強度変調を行う従来技術は、強度方向に２値をとる変調方式に対して対応する技術である。そのため、強度方向に３値以上をとる変調方式に適用できない、という問題がある。
　また、上記特許文献１に記載の他方の技術は、初期値が正しく与えられた場合に、正しく復元できる技術であるが、初期値の正しい復元は困難である。そのため、誤差の伝播が容易に生じやすい、という問題がある。
　上記非特許文献１に記載の従来技術では、受信側のフロントエンドとして強度検出部が必要であり、光受信部構成が高価となり、かつ、複雑化する、という問題がある。また、信号点の縮退は同じ位相差が割り当てられた信号点の組でのみ生じるため、位相差のパターンが１２通りある１６ＱＡＭでは縮退は生じにくいが、遅延検波後の信号点が非常に近接する、という問題もある。
　また、特許文献２に記載の従来技術では、送信部で差動符号化を行わない方法である。そのため、受信部で信号点の縮退が非常に多く生じてしまい、受信部の処理負荷が高くなる、という問題がある。また、無線通信に比べて伝送速度の高速な光通信では、処理負荷が大きく十分有効な技術を与えるものではない、という問題がある。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、簡素な受信部の構成で、強度方向に３値以上をとる変調方式にも対応でき、また、復元の誤差を低減することができる、光変復調システム、光伝送システムおよび光変復調方法を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、送信データを変調した変調信号を光信号に変換して送信する光送信手段と、前記光送信手段から送信された光信号を電気信号に変換して復調する光受信手段と、を備える光変復調システムであって、前記光送信手段は、送信符号系列を送信シンボルｄ（ｋ）（ｋは自然数）にマッピングするマッピング手段と、送信シンボルｄ（ｋ）と、ｍ（ｍは自然数）シンボル時間分前の差動化した送信シンボルｄ´（ｋ－ｍ）を正規化した正規化差動シンボルとの複素積を求め、前記複素積を前記変調信号とする乗算手段と、差動化シンボルｄ´（ｋ）をｍシンボル時間分遅延させた遅延差動シンボルｄ´（ｋ－ｍ）を求める遅延手段と、前記遅延差動シンボルを強度方向について正規化する正規化手段と、を備え、前記乗算手段は、前記正規化手段が正規化した遅延差動シンボルを前記正規化差動シンボルとし、前記光受信手段は、受信した光信号ｒ（ｋ）に対してｍシンボル時間分の遅延検波を行い、遅延検波後の光信号を電気信号に変換する遅延検波手段と、前記電気信号をシンボル複素電界の絶対値｜ｄ（ｋ－ｍ）｜で除算する除算手段と、前記除算手段による除算結果に基づいて送信データの符号識別を行う識別手段と、を備えることを特徴とする。
　本発明にかかる光変復調システム、光伝送システムおよび光変復調方法は、受信した光信号を電気信号に変換した後、遅延処理後の強度レベルで電気信号を除算し、除算後の電気信号に基づいて符号を識別し、識別した符号情報に基づいて遅延処理後の強度レベルを求め、その強度レベルを除算演算にフィードバックするようにしたので、簡素な受信部の構成で、強度方向に３値以上をとる変調方式にも対応でき、また、復元の誤差を低減することができる、という効果を奏する。
図１は、本発明にかかる光伝送システムの実施の形態１の構成例を示す図である。 図２－１は、生成した信号点配置例を示す図である。 図２－２は、差動化後の信号点配置例を示す図である。 図２－３は、遅延検波後の信号点配置例を示す図である。 図３は、光信号生成部の機能構成の一例を示す図である。 図４は、フロントエンド部の機能構成の一例を示す図である。 図５は、実施の形態２の光伝送システムの構成例を示す図である。
符号の説明
　１　送信部
　２，２ａ　受信部
　３　伝送部
　１１　信号点生成部
　１２　光信号生成部
　１３　マッピング部
　１４　乗算部
　１５　正規化部
　１６，２６，５２，５４　遅延調整部
　１７　絶対値演算部
　１８，２３　除算部
　２１　フロントエンド部
　２２，２２ａ　後処理部
　２４　識別部
　２５　強度レベル出力部
　３１　アップサンプラ
　３２－１，３２－２　Ｄ／Ａ変換器
　３３－１，３３－２　ドライバ
　３４　光源
　３５　変調器
　４１，４２－１，４２－２，４５－１，４５－２　光分岐部
　４３－１，４３－２　ＭＺ型遅延干渉計
　４４－１，４４－２　遅延線
　４６－１，４６－２　移相器
　４７－１，４７－２　Twin-PD
　４８－１，４８－２　Ａ／Ｄ変換部
　５１　強度復元部
　５３　位相識別部
　５５　符号出力部
　以下に、本発明にかかる光変復調システム、光伝送システムおよび光変復調方法の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　図１は、本発明にかかる光伝送システムの実施の形態１の構成例を示す図である。図１に示すように、本実施の形態の光伝送システムは、外部より受け取った符号系列（送信データ）を光信号に変換して送信する送信部１と、受信した光信号に基づいて送信された符号系列を復元し、外部へ出力する受信部２と、送信部１から送信された光信号を中継し受信部２に出力する伝送部３と、で構成される。
　送信部１は、入力された符号系列に従って電気領域での信号点を生成する信号点生成部１１と、生成した信号点に基づいて光を変調して光信号を生成して出力する光信号生成部１２と、で構成される。また、信号点生成部１１は、マッピング部１３と、乗算部１４と、正規化部１５と、遅延調整部１６と、で構成され、正規化部１５は、さらに、絶対値演算部１７と除算部１８で構成される。
　受信部２は、入力された光信号に基づいて遅延検波を行い、遅延検波後の光信号を電気信号に変換し、さらにアナログ信号である電気信号をディジタル信号に変換して出力するフロントエンド部２１と、ディジタル信号に基づいて符号系列を復元し、外部へ出力する後処理部２２と、で構成される。また、後処理部２２は、除算部２３と、識別部２４と、強度レベル出力部２５と、遅延調整部２６と、で構成される。
　なお、数Ｇｂ／ｓ～１００Ｇｂ／ｓ級の高速信号を取り扱う光信号では、電気信号処理への要求速度が高速化するため、本実施の形態では、１ビット遅延ではなく、一般化して、０より大きい整数ｍを用いて、ｍビット遅延の差動符号化および復号化を行うものとする。
　つづいて、本実施の形態の動作について説明する。まず、送信部１の動作について説明する。信号点生成部１１のマッピング部１３は、外部から入力された符号系列（多並列符号）Ｃ（ｋ）（ｋ＝０，１，２，３，…）をシンボル（複素電界ｄ（ｋ））に変換して乗算部１４に出力する。乗算部１４は、ｍ（ｍは、自然数）タイムスロット（タイムスロット＝シンボル継続時間Ｔ）前、すなわちｍＴ時間前の、差動化シンボルｄ´（ｋ－ｍ）を強度について正規化したｄ´（ｋ－ｍ）／｜ｄ´（ｋ－ｍ）｜を求め、以下の式（１）に示すように、求めた値とｄ（ｋ）との複素積として差動化シンボルｄ´（ｋ）を求め、正規化部１５に出力する。なお、ｄ´（ｋ－ｍ）／｜ｄ´（ｋ－ｍ）｜は、正規化部１５および遅延調整部１６で構成されるフィードバックループにより乗算部１４へ入力される。
　　　ｄ´（ｋ）＝ｄ（ｋ）ｄ´（ｋ－ｍ）／｜ｄ´（ｋ－ｍ）｜　　…（１）
　正規化部１５は、差動化シンボルｄ´（ｋ）を、強度についてｄ´（ｋ）／｜ｄ´（ｋ）｜として正規化する。遅延調整部１６は、乗算部１４からの出力に対するフィードバックループがｍタイムスロット、すなわちｍＴ遅延となるよう遅延を調整し、乗算部１４へ入力する。すなわち、この正規化部１５および遅延調整部１６の処理により、ｄ´（ｋ－ｍ）／｜ｄ´（ｋ－ｍ）｜が得られ、乗算部１４へ入力される。
　乗算部１４は、上記の式（１）に基づいて生成したｄ´（ｋ）について、Ｒｅ｛ｄ´（ｋ）｝＝ＩT（ｋ），Ｉｍ｛ｄ´（ｋ）｝＝ＱT（ｋ）を求め、ＩT（ｋ），ＱT（ｋ）を光信号生成部１２へ出力する。
　図２－１～２－３は、本実施の形態の信号点配置の変化の一例を示す図である。ここでは、ｄ（ｋ）の生成に１６値直交振幅変調を用いた例を示す。図２－１はｄ（ｋ）の信号点配置例を示しており、図２－２は、これを差動化したｄ´（ｋ）の信号点配置例を示している。このとき、光信号の強度レベルは、Small，Nomal，Largeの３種類に分類されるとする。なお、図２－３は、後述の遅延検波後の信号点配置例を示している。
　つぎに、光信号生成部１２の動作について説明する。図３は、光信号生成部１２の機能構成の一例を示す図である。図３に示すように、光信号生成部１２は、アップサンプラ３１と、Ｄ／Ａ（Digital　to　Analog）変換器３２－１，３２－２と、ドライバ３３－１，３３－２と、光源３４と、変調器３５と、で構成される。
　光信号生成部１２のアップサンプラ３１は、信号点生成部１１から出力される信号点情報であるＩT（ｋ），ＱT（ｋ）を２倍にアップサンプリングを行い、アップサンプリング後のＩT（ｋ）（Ｉ成分）をＤ／Ａ変換器３２－１に出力し、アップサンプリング後のＱT（ｋ）（Ｑ成分）をＤ／Ａ変換器３２－２に出力する。Ｄ／Ａ変換器３２－１は、ディジタル値であるＩ成分をアナログ値に変換し、ドライバ３３－１が、アナログ値に変換されたＩ成分を変調器駆動に十分な振幅まで増幅する。同様に、Ｄ／Ａ変換器３２－２は、ディジタル値であるＱ成分をアナログ値に変換し、ドライバ３３－２が、アナログ値に変換されたＱ成分を変調器駆動に十分な振幅まで増幅する。
　変調器３５は、光源３４から出力される無変調（ＣＷ：Continuous　Wave）光を、ドライバ３３－１で増幅されたＩ成分およびドライバ３３－２で増幅されたＱ成分を用いて変調して光信号を生成し、生成した光信号を伝送部３へ出力する。
　Ｄ／Ａ変換器３２－１，３２－２のＤ／Ａ変換は、たとえば、６ビット分解能で実施する。また、たとえば、変調器３５にはDual　parallel　MZ（ＤＰＭＺ）変調器を用い、光源３４には、ＤＦＢアレイ型波長可変光源を用い、たとえば、１５５０ｎｍで発振するよう制御しておけばよい。ただし、これらは一例であり、Ｄ／Ａ変換、Ａ／Ｄ変換のビット分解能や用いる変調器や光源の種類や出力波長を限定するものではない。
　つぎに、受信部２の動作について説明する。まず、フロントエンド部２１の動作を説明する。図４は、フロントエンド部２１の機能構成の一例を示す図である。図４に示すように、フロントエンド部２１は、光分岐部４１と、ＭＺ型遅延干渉計４３－１，４３－２と、ツイン光子検出器（Twin-PD）４７－１，４７－２と、Ａ／Ｄ（Analog　to　Digital）変換部４８－１，４８－２と、で構成される。ＭＺ型遅延干渉計とTwin-PDは、光信号を遅延検波し、電気信号に変換する遅延検波手段として用いられる構成である。ここでは、遅延検波手段としてＭＺ型遅延干渉計とTwin-PDを用いる構成としたが、これに限らず同様の機能を有する遅延検波手段であればこれに限らず他の構成を用いてもよい。また、ＭＺ型遅延干渉計４３－１は、光分岐部４２－１と、遅延線４４－１と、光分岐部４５－１と、移相器４６－１と、で構成され、ＭＺ型遅延干渉計４３－２は、光分岐部４２－２と、遅延線４４－２と、光分岐部４５－２と、移相器４６－２と、で構成される。
　受信部２では、伝送部３から入力された光信号（複素電界ｒ（ｋ））を、光分岐部４１が複素電界ｒ（ｋ）／√２の信号に２分岐して、ＭＺ型遅延干渉計４３－１，４３－２にそれぞれ出力する。ＭＺ型遅延干渉計４３－１とTwin-PD４７－１は後述のように、入力された光信号の複素電界と、ｍタイムスロット遅延させた光信号の複素電界の複素共役との複素積の実数成分に比例した大きさの電気信号ＥI（ｋ）を求め、Ａ／Ｄ変換部４８－１が、アナログ値である電気信号ＥI（ｋ）をディジタル値ＩR（ｋ）に変換する。Ａ／Ｄ変換部４８－１は、ＩR（ｋ）を後処理部２２に出力する。
　ＭＺ型遅延干渉計４３－２とTwin-PD４７－２は、入力された光信号の複素電界と、ｍタイムスロット遅延させた光信号の複素電界の複素共役との複素積の虚数成分に比例した大きさの電気信号ＥQ（ｋ）を求め、Ａ／Ｄ変換部４８－２が、アナログ値である電気信号ＥQ（ｋ）をディジタル値ＱR（ｋ）に変換する。Ａ／Ｄ変換部４８－２は、ＱR（ｋ）を後処理部２２に出力する。なお、Ａ／Ｄ変換部４８－１，４８－２のＡＤ変換の分解能は、たとえば、６ビットとするが、ビット分解能はこれに限定されない。
　つぎに、ＭＺ型遅延干渉計４３－１，４３－２の動作について説明する。ＭＺ型遅延干渉計４３－１では、光分岐部４２－１が、入力される光信号（複素電界ｒ（ｋ）／√２）を更に２分岐して、遅延線４４－１と移相器４６－１とに、それぞれ複素電界ｒ（ｋ）／２の信号を入力する。遅延線４４－１は、ｍタイムスロット（たとえば、ｍ＝１で、４１．２５Ｇｂ／ｓで１６値変調を行う場合には、９７ｐｓ）分、光信号を遅延させ、光分岐部４５－１へ出力する。このとき出力される光信号の複素電界はｒ（ｋ－ｍ）／２である。
　移相器４６－１は、入力された光信号の位相を所定量シフトさせる。ＭＺ型遅延干渉計４３－１では、位相シフト量を０とする。移相器４６－１は、位相シフト後の光信号を光分岐部４５－１へ出力する。このとき、光分岐部４５－１へ出力される光信号の複素電界はｒ（ｋ）／２である。光分岐部４５－１は、遅延線４４－１，移相器４６－１からそれぞれ入力される２つの光信号の和成分（Ｅ1＝｛ｒ（ｋ－ｍ）＋ｒ（ｋ）｝／２√２）と差成分（Ｅ2＝｛ｒ（ｋ－ｍ）－ｒ（ｋ）｝／２√２）を求め、和成分を上側のポートから出力し、差成分下側のポートから出力する。
　ＭＺ型遅延干渉計４３－２では、光分岐部４２－２が、入力される光信号（複素電界ｒ（ｋ）／√２）を更に２分岐して、遅延線４４－２と移相器４６－２とに、それぞれ複素電界ｒ（ｋ）／２の信号を入力する。遅延線４４－２は、ｍタイムスロット分、光信号を遅延させ、光分岐部４５－２へ出力する。このとき出力される光信号の複素電界はｒ（ｋ－ｍ）／２である。
　移相器４６－２は、入力された光信号の位相を所定量シフトさせる。ＭＺ型遅延干渉計４３－２では、位相シフト量を－π／２とする。移相器４６－２は、位相シフト後の光信号を光分岐部４５－２へ出力する。このとき、光分岐部４５－２へ出力される光信号の複素電界はｒ（ｋ）exp（－ｊπ／２）／２である。光分岐部４５－２は、遅延線４４－２，移相器４６－２からそれぞれ入力される２つの光信号の和成分（Ｅ3＝｛ｒ（ｋ－ｍ）＋ｒ（ｋ）exp（－ｊπ／２）｝／２√２）と差成分（Ｅ4＝｛ｒ（ｋ－ｍ）－ｒ（ｋ）exp（－ｊπ／２）｝／２√２）を求め、和成分を上側のポートから出力し、差成分下側のポートから出力する。
　つぎに、Twin-PD４７－１，４７－２の動作について説明する。まず、Twin-PD４７－１について説明する。Twin-PD４７－１は、それぞれ２つのＰＤ（Photo　Diode）からなり、それぞれの光電変換の感度が等しくなるよう調整されている。この感度をＲsensと表すこととする。Twin-PD４７－１の２つのＰＤには、光分岐部４５－１の上側のポートと下側のポートからそれぞれ光信号Ｅ1，Ｅ2が入力される。Twin-PD４７－１によって光電変換された後の電気信号ＥI（ｋ）は、以下の式（２）のように表すことができる。
　　　ＥI（ｋ）＝Ｒsens｛｜Ｅ1｜2－｜Ｅ2｜2｝　　　　　　　　　…（２）
　上記の式（２）を計算すると、理想的には、以下の式（３）のようになる。
　　　ＥI（ｋ）＝（Ｒsens／２）Ｒｅ｛ｄ´（ｋ）ｄ´*（ｋ－ｍ）｝　…（３）
　Twin-PD４７－１は、ＥI（ｋ）をＡ／Ｄ変換部４８－１に出力する。なお、ｄ´（ｋ）＝ａ（ｋ）exp（ｊΣφ（ｋ））と表すことができ、｜ｄ´（ｋ）ｄ´*（ｋ－ｍ）｜＝ａ（ｋ）ａ（ｋ－ｍ）であり、arg｛ｄ´（ｋ）ｄ´*（ｋ－ｍ）｝＝φ（ｋ）である。
　Twin-PD４７－２も、Twin-PD４７－１と同様に感度の等しい２つのＰＤからなり、その感度をＲsensと表すこととする。Twin-PD４７－２の２つのＰＤには、光分岐部４５－２の上側のポートと下側のポートからそれぞれ光信号Ｅ3，Ｅ4が入力される。Twin-PD４７－２によって光電変換された後の電気信号ＥQ（ｋ）は、以下の式（４）のように表すことができる。
　　　ＥQ（ｋ）＝Ｒsens｛｜Ｅ3｜2－｜Ｅ4｜2｝　　　　　　　　　…（４）
　上記の式（４）を計算すると、理想的には、以下の式（５）のようになる。Twin-PD４７－２は、ＥQ（ｋ）をＡ／Ｄ変換部４８－２に出力する。
　　　ＥQ（ｋ）＝（Ｒsens／２）Ｉｍ｛ｄ´（ｋ）ｄ´*（ｋ－ｍ）｝　…（５）
　つぎに、後処理部２２の動作について説明する。後処理部２２の除算部２３は、フロントエンド部２１から入力されるＩR（ｋ），ＱR（ｋ）をそれぞれシンボル複素電界の絶対値｜ｄ（ｋ－ｍ）｜で除算する。｜ｄ（ｋ－ｍ）｜は、識別部２４、強度レベル出力部２５および遅延調整部２６からなるフィードバックループにより除算部２３へ入力される。
　識別部２４は、除算部２３の除算結果を用いて符号識別を行い、識別結果ｄ（ｋ）を外部および強度レベル出力部２５に出力する。強度レベル出力部２５は、識別部２４から入力される識別結果ｄ（ｋ）に基づいて強度レベル｜ｄ（ｋ）｜を復元する。遅延調整部２６では、フィードバックループの遅延がｍタイムスロットとなるよう、遅延時間を調整した後、遅延処理後の強度レベル｜ｄ（ｋ－ｍ）｜を除算部２３に出力する。｜ｄ（ｋ－ｍ）｜は復号されたｄ（ｋ－ｍ）から得るため、この復号に誤りがなければ、除算部２３で用いる｜ｄ（ｋ－ｍ）｜に誤差は無い。
　１６ＱＡＭを差動化して伝送し、遅延検波を行った後の信号点配置｛ＩR（ｋ），ＱR（ｋ）｝は、図２－３に示したように、シンボル強度の干渉が残留し、１６点の信号点が４８点に分裂し、そのうち４点が縮退して合計４４点をとる。これに対し、ＩR（ｋ），ＱR（ｋ）を｜ｄ（ｋ－ｍ）｜で正規化したＩR（ｋ）／｜ｄ（ｋ－ｍ）｜，ＱR（ｋ）／｜ｄ（ｋ－ｍ）｜は、｜ｄ（ｋ－ｍ）｜が正しく復号されていれば、図２－３に示した１６点の配置に戻り、この信号点配置を用いれば、誤りなく符号識別ができる。なお、図２－３では、強度レベルがLargeの場合を三角の印で示し、Normalの場合を四角の印で示し、Smallの場合を菱形の印で示している。
　数式で表すと、ＩR（ｋ），ＱR（ｋ）はｒ（ｋ）ｒ*（ｋ－ｍ）の実数成分および虚数成分であるから、以下の式（６）のようになる。
　　ｒ（ｋ）ｒ*（ｋ－ｍ）／｜ｄ（ｋ－ｍ）｜
　　　　　　　　　　＝ｄ´（ｋ）ｄ´*（ｋ－ｍ）／｜ｄ´（ｋ－ｍ）｜　…（６）
　上記式（６）および上記式（１）より、以下の式（７）のように、元のｄ（ｋ）が復号される。
　　ｒ（ｋ）ｒ*（ｋ－ｍ）／｜ｄ（ｋ－ｍ）｜＝ｄ（ｋ）　　　　　　　　…（７）
　なお、上述の信号点生成時の入力論理と位相割当は、グレイ符号化等を利用し適宜最適化することとする。また、送信部１に入力される符号系列は、たとえば、冗長度２５％のUltra　ＦＥＣ（Forward　Error　Correction）などの誤り訂正符号（ＦＥＣ）等により冗長化されていてもよい。
　なお、伝送部３は、伝送距離が数１００ｋｍ以上の長距離伝送を行う場合には、波長分散を補償する分散補償ファイバや、伝送損失を補償するエルビウム添加ファイバ増幅器（ＥＤＦＡ：Erbium　doped　fiber　amplifier）や、分布ラマン増幅器（ＤＲＡ：Distributed　Raman　Amplifier）や、雑音成分を除去したり任意の波長を取り出したりするための光学的帯域通過フィルタ（例えば、帯域０．３ｎｍのもの）等を備えることとする。
　また、本実施の形態では、伝送部３にシングルモードファイバを用いることとしたが、分散シフトファイバまたは非零分散シフトファイバを用いてもよい。
　なお、本実施の形態の送信および受信の動作を、波長多重（ＷＤＭ：Wavelength　division　multiplexing）システムや再構成可能光アド・ドロップ（ＲＯＡＤＭ：Reconfigurable　optical　add-drop）システムに適用することもできる。この場合、たとえば、本実施の形態と同様の動作で単一波長の光信号を生成し、光波長の異なるそれらの光信号を波長多重して送信し、また、受信時には、波長分離した後に本実施の形態の受信の動作を行う。
上記実施形態で用いたＭＺ型遅延干渉計４３－１及びＭＺ型遅延干渉計４３－２については、ある光信号とそれを1シンボル継続時間遅延させた光信号との干渉成分が出力できればよく、MZ型の干渉計に限定するものではない。
　なお、本実施の形態では、移相器４６－１の位相シフト量を０とし、移相器４６－２の位相シフト量を－π／２としたが、複素平面上における直交する二軸分の情報が得られればよいため、両移相器の位相シフト量の差が±π／２となるよう設定しておけば、位相シフト量はいかなる値に設定してもよい。例えば、π／４と－π／４の組合せでもよい。
　また、上記実施の形態の乗算部１４，正規化部１５，除算部２３の一部または全部を、ルックアップテーブルにより実現してもよい。
　また、上記実施の形態の構成に、さらに、送信部１の電気特性を含む光伝送システム全体で生じる信号歪みを補償する仕組みを、送信部１や伝送部３や受信部２に具備するようにしてもよい。
　以上のように、本実施の形態では、受信部２が、受信した光信号を電気信号に変換した後、除算部２３が、遅延処理後の強度レベルで電気信号を除算し、識別部２４が、除算後の電気信号に基づいて符号を識別し、強度レベル出力部２５および遅延調整部２６が、識別した符号情報に基づいて遅延処理後の強度レベルを求め、求めた強度レベルを除算部２３にフィードバックするようにした。そのため、フロントエンドに強度検出部を設ける必要がないため、受信器構成を簡素とすることが可能になるという効果が得られる。また、従来技術で用いられている逆正接演算や直交座標と極座標間の変換を行なわないため、電気信号処理部の回路規模を小規模に抑えられる。また、強度方向に３値以上をとる変調方式にも対応でき、復元の誤差を低減することができる。
実施の形態２．
　図５は、本発明にかかる光伝送システムの実施の形態２の構成例を示す図である。本実施の形態の光伝送システムは、実施の形態１の光伝送システムの受信部２を受信部２ａに替える以外は実施の形態１の光伝送システムと同様である。また、受信部２ａは、実施の形態１の受信部２の後処理部２２を後処理部２２ａに替える以外は、実施の形態１の受信部２と同様である。実施の形態１と同様の機能を有する構成要素は、同一の符号を付して説明を省略する。
　受信部２ａの後処理部２２ａは、実施の形態１と同様の除算部２３と、強度復元部５１と、遅延調整部５２と、位相識別部５３と、遅延調整部５４と、符号出力部５５と、で構成される。
　つづいて、本実施の形態の後処理部２２ａの動作について説明する。実施の形態１と同様にフロントエンド部２１からＩR（ｋ），ＱR（ｋ）が、後処理部２２ａに入力される。強度復元部５１が、ＩR（ｋ），ＱR（ｋ）に基づいてたたみ込み復号を行い、シンボルｄ（ｋ）のうち強度方向のビットを復号する。なお、送信データがたたみ込み符号化されている必要はない。遅延検波により生じる干渉をたたみ込み符号化の一種とみなすことが可能だからである。たたみ込み復号の方式に制約はないが、たとえば、最尤法に基づいた方式とする。ただし、ｍシンボル単位で差動符号化・遅延検波を行うため、たたみ込み復号も差動符号化・遅延検波で関わり合うグループ毎に並列化し、パイプライン的に処理しなければならない。たとえば、２シンボル単位で差動符号化・遅延検波を行う場合であれば、２つのグループに分けて、それぞれでたたみ込み復号を行う必要がある。度復元部５１は、復号結果を遅延調整部５４へ出力し、また、復号結果に基づいて強度レベル｜ｄ（ｋ）｜を求め、強度レベルを遅延調整部５２へ出力する。
　遅延調整部５２は、｜ｄ（ｋ）｜にｍタイムスロット分の遅延を与え、｜ｄ（ｋ－ｍ）｜とし、｜ｄ（ｋ－ｍ）｜を除算部２３へ出力する。除算部２３の動作は、実施の形態１と同様に、ＩR（ｋ），ＱR（ｋ）を｜ｄ（ｋ－ｍ）｜で除算する。
　位相識別部５３は、除算部２３から入力された除算結果に基づいて、位相方向のビットを復号し、符号出力部５５へ出力する。遅延調整部５４は、除算部２３と位相識別部５３の処理時間分、遅延時間を調整し、位相識別部５３から出力される位相ビットとタイミングを揃えて、強度ビットを符号出力部５５へ出力する。符号出力部５５は、強度ビットと位相ビットを外部へ出力する。以上述べた以外の本実施の形態の動作は、実施の形態１と同様である。
　強度復元部５１、位相識別部５３、強度ビット、位相ビットについて補足しておく。たとえば、１６値直交振幅変調では、４ビットのデータを１６点の信号点にマッピングするが、これを２ビットずつに分けて考える。一方の２ビットが信号点の象限の位置を決定し、他方の２ビットが信号点の象限内での位置を決定する。この際、信号点の象限の位置を決める２ビットを位相ビットとみなし、信号点の象限内での位置を決める２ビットを強度ビットとみなすことができる。強度復元部５１では、このようにして決めた強度を復元して強度ビットに変換する。位相識別部５３では、このようにして決めた位相を取得して位相ビットに変換する。
　強度復元部５１では、まず、象限を縮退させる。すなわち、第二、第三、第四象限に位置するＩR（ｋ），ＱR（ｋ）を、Ｉ軸およびＱ軸を対称の軸として、すべて第一象限に折り返すことで、位相ビット情報を喪失し、強度ビット情報のみを扱うことが可能となる。その後、最尤法により符号系列を順次推定していく。位相識別部５３では、Ｉ軸およびＱ軸をそれぞれしきい値として識別することが可能である。
　以上のように、本実施の形態では、強度復元部５１が強度方向のビットを復号し、復号結果に基づいて強度レベルを求め、遅延調整部５２が強度レベルに遅延処理を行う。そして、除算部２３は、ＩR（ｋ），ＱR（ｋ）を遅延調整部５２が遅延処理を行った強度レベルで除算し、位相識別部５３が、除算部２３から入力された除算結果に基づいて、位相方向のビットを復号するようにした。そのため、実施の形態１と同様の効果が得られるとともに、実施の形態１に比べ、より精度よく復号を行うことができる。
　以上のように、本発明にかかる光変復調システム、光伝送システムおよび光変復調方法は、光信号を用いて通信を行うシステムに有用であり、特に、強度方向に３値以上をとる多値変調方式を採用するシステムに適している。

Claims (7)

  1. 　送信データを変調した変調信号を光信号に変換して送信する光送信手段と、前記光送信手段から送信された光信号を電気信号に変換して復調する光受信手段と、を備える光変復調システムであって、
    　前記光送信手段は、
    　送信符号系列を送信シンボルｄ（ｋ）（ｋは自然数）にマッピングするマッピング手段と、
    　送信シンボルｄ（ｋ）と、ｍ（ｍは自然数）シンボル時間分前の差動化した送信シンボルｄ´（ｋ－ｍ）を正規化した正規化差動シンボルとの複素積を求め、前記複素積を前記変調信号とする乗算手段と、
    　差動化シンボルｄ´（ｋ）をｍシンボル時間分遅延させた遅延差動シンボルｄ´（ｋ－ｍ）を求める遅延手段と、
    　前記遅延差動シンボルを強度方向について正規化する正規化手段と、
    　を備え、
    　前記乗算手段は、前記正規化手段が正規化した遅延差動シンボルを前記正規化差動シンボルとし、
    　前記光受信手段は、
    　受信した光信号ｒ（ｋ）に対してｍシンボル時間分の遅延検波を行い、遅延検波後の光信号を電気信号に変換する遅延検波手段と、
    　前記電気信号をシンボル複素電界の絶対値｜ｄ（ｋ－ｍ）｜で除算する除算手段と、
    　前記除算手段による除算結果に基づいて送信データの符号識別を行う識別手段と、
    　を備えることを特徴とする光変復調システム。
  2. 　前記除算手段は、前記符号識別の結果に基づいて前記絶対値｜ｄ（ｋ－ｍ）｜を求めることを特徴とする請求項１に記載の光変復調システム。
  3. 　前記識別手段は、
    　強度方向の符号識別を行うための強度復元手段と、
    　位相方向の符号識別を行うための位相識別手段と、
    　を備え、
    　前記除算手段は、前記強度復元手段による符号識別の結果に基づいて前記絶対値｜ｄ（ｋ－ｍ）｜を求めることを特徴とする請求項２に記載の光変復調システム。
  4. 　前記強度復元手段は、符号識別を最尤系列推定法に基づいて行うことを特徴とする請求項３に記載の光変復調システム。
  5. 　前記正規化手段、前記乗算手段および前記除算手段の一部または全部の処理を、ルックアップテーブルを用いて実施することを特徴とする請求項１～４のいずれか１つに記載の光変復調システム。
  6. 　請求項１～５のいずれか１つに記載の光変復調システムと、
    　前記光変復調システムの光送信手段と光受信手段との通信を中継する光伝送手段と、
    　を備えることを特徴とする光伝送システム。
  7. 　送信データを変調した変調信号を光信号に変換して送信する光送信手段と、前記光送信手段から送信された光信号を電気信号に変換して復調する光受信手段と、を備える光変復調システムにおける光変復調方法であって、
    　前記光送信手段が、送信符号系列を送信シンボルｄ（ｋ）（ｋは自然数）にマッピングするマッピングステップと、
    　前記光送信手段が、送信シンボルｄ（ｋ）と、ｍ（ｍは自然数）シンボル時間分前の差動化した送信シンボルｄ´（ｋ－ｍ）を正規化した正規化差動シンボルとの複素積を求め、前記複素積を前記変調信号とする乗算ステップと、
    　前記光送信手段が、差動化シンボルｄ´（ｋ）をｍシンボル時間分遅延させた遅延差動シンボルｄ´（ｋ－ｍ）を求める遅延処理ステップと、
    　前記光送信手段が、前記遅延差動シンボルを強度方向について正規化する正規化ステップと、
    　前記光受信手段が、受信した光信号ｒ（ｋ）に対してｍシンボル時間分の遅延検波を行い、遅延検波後の光信号を電気信号に変換する遅延検波ステップと、
    　前記光受信手段が、前記電気信号をシンボル複素電界の絶対値｜ｄ（ｋ－ｍ）｜で除算する除算ステップと、
    　前記光受信手段が、前記除算ステップによる除算結果に基づいて送信データの符号識別を行う識別ステップと、
    　を含み、
    　前記乗算ステップでは、前記正規化手段が正規化した遅延差動シンボルを前記正規化差動シンボルとすることを特徴とする光変復調方法。
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