CN102017467B - 光电场发送器及光电场传输系统 - Google Patents

Abstract

一种发送器，具有：光源、一个以上的DA转换器、光电场调制器，将按照预定的时间间隔采样的信息信号调制为光电场信号并发送，信息信号包括：在复数平面上不规则地配置的多值的信号以及通过组合至少两个振幅值的数量不同的相位而配置的多值的信号中的任一个信号，光电场发送器具有相位预累计电路，该相位预累计电路输出将信息信号的相位成分累计而得到的相位预累计复数信息，DA转换器将包括所输出的相位预累计复数信息的信息信号转换为模拟信号，并将所转换后的模拟信号输入光电场调制器，光电场调制器使用所述模拟信号将从光源输出的光调制为光电场信号，并发送所调制后的光电场信号。

Description

光电场发送器及光电场传输系统

技术领域

本发明涉及光信息传输技术，尤其涉及适合于通过光纤传输的多值光信息的发送接收的技术。

背景技术

近年来，通过一根光纤能够传输的信息量（传输容量）随着波长数量的增加及光信号的调制速度的快速化而持续增大，但基本上已达到限度。这是因为在光传输中能够使用的光纤放大器的波长带宽基本上已被使用。在这种状况下，为了进一步增大光纤的传输容量，需要在信号调制方式方面下工夫，使有限的频率带宽中包含许多光信号，由此提高频率带宽的利用效率。

在无线通信领域中，利用从1960年代开始普及的多值调制技术，能够实现频率利用效率超过10（bit/s/Hz/sector）的高效率传输。多值调制在光纤传输中也大有希望，过去就在进行许多研究。例如，在“10Gb/s OpticalDifferential Quadrature Phase Shift Key(DQPSK)Transmission usingGaAs/AlGaAs Integration”,R.A.Griffin,et al.,OFC2002,paper PD-FD6,2002中，记述了进行4值相位调制的QPSK（Quadrature Phase Shift Key：正交相移键控）的技术。另外，在“Proposal and Demonstration of10-Gsymbol/sec 16-ary(40 Gbit/s)Optical Modulation/DemodulationScheme”,Kenro Sekine,et al.,paper We3.4.5,ECOC 2004,2004中，记述了将4值的振幅调制和4值的相位调制相结合的16值的振幅/相位调制的技术。

图1A～图1D是表示能够适用于光传输的现有的各种调制方式的特征的说明图。

在图1A～图1D所示的示例中，在相位面（IQ平面上）绘制了光调制的信号点（识别到信号的时刻的光电场的复数信息的显示）。

图1A是相位面上的信号点的说明图，各个信号点利用IQ平面上的复数直角坐标、或者包括振幅r（n）和相位φ（n）的极坐标来等效地表示。

图1B表示相位角φ（n）采用4个值（0、π/2、π、及-π/2），在1码元(symbol)中传输2比特的信息（00、01、11及10）的4值相位调制（QPSK）的信号示例。

图1C表示在无线中广泛采用的16值正交振幅调制（16QAM（Quadrature Amplitude Modulation））的信号示例。16QAM将信号点配置成网格状，能够在1码元中实现4比特的信息传输。在图1C所示的示例中，Q轴坐标表示高位2比特（10xx、11xx、01xx及00xx）的值，I轴坐标表示低位2比特（xx10、xx11、xx01及xx00）的值。

16QAM的信号点的配置能够增大信号点之间的距离，所以接收灵敏度提高，在光通信中，能够使用相干光接收器实现正交振幅调制。

例如，在“1 Gsymbol/s,64QAM Coherent Optical Transmission over 150km with a Spectral Efficiency of 3 Bit/s/Hz”,J.Hongou,K.Kasai,M.Yoshidaand M.Nakazawa,in Proc.Optical Fiber Communication Conf.(OFC/NFOFEC),Anaheim,CA,March 2007,paper OMP3.中，记述了使用64QAM信号的发送接收的实验示例。相干光接收器是为了检测光信号的相位角而采用配置在接收器内部的局部发光源的接收器。

图1D表示在IQ平面的同心圆上将相同数量的信号点呈放射状配置的16值振幅相位调制方式（16APSK方式）的信号示例。

在此，说明作为光多值接收器的现有技术之一的相干接收方式，例如，在“Coherent detection method using DSP to demodulate signal and forsubsequent equalisation of propagation impairments”,M.G.Taylor,paper We4.P.111,ECOC 2003,2003中记述的相干光电场接收器。

图2是偏振分集(polarization diversity)型相干光电场接收器的结构图，偏振分集型相干光电场接收器同时接收光信号的两个偏振波的信息。在光纤传输路径中传输的输入光信号101通过偏振波分离电路102－1，被分离成为水平（S）偏振波成分105和垂直（P）偏振波成分106。被分离后的S偏振波成分105和P偏振波成分106分别被输入相干光电场接收器100－1和相干光电场接收器100－2。

在相干光电场接收器100－1中，作为光相位的基准，采用波长与输入光信号101大致相同的局部发光激光光源103。从局部发光激光光源103输出的局部发光(local light)104－1，通过偏振波分离电路102－2被分离成为两个局部发光104－2和局部发光104－3。被分离后的局部发光104－2和局部发光104－3分别被输入相干光电场接收器100－1和相干光电场接收器100－2。

在相干光电场接收器100－1中，光相位分集电路107将输入的光多值信号的S偏振波成分105和局部发光104－2合成。光相位分集电路107生成从合成后的局部发光104－2和光多值信号的S偏振波成分105之间的同相成分中提取的I（同相）成分输出光108、以及从合成后的局部发光104－2和光多值信号的S偏振波成分105之间的正交成分中提取的Q（正交）成分输出光109。所生成的I成分输出光108和Q成分输出光分别被平衡型光接收器110－1和110－2接收。接收到的I成分输出光108和Q成分输出光被转换为电信号。并且，被转换后的两个电信号分别在A/D转换器111－1和111－2中被实施时间采样，并生成被数字化后的输出信号112－1和112－2。

在下面的说明中，如图1A所示，接收到的输入光信号101的光电场被表述为r（n）exp（jφ（n））。其中，把局部发光104－2和局部发光104－3的光电场假设为1（本来包括光频率成分，但被省略）。并且，r表示光电场的振幅，φ表示光电场的相位，n表示采样时刻。

局部发光104实际上包括随机的相位噪声以及与信号光之间的微小的差分频率成分等，但相位噪声及差分频率成分在时间上属于平缓的相位旋转，并通过数字信号处理被去除，所以忽视不记。

平衡型光检测器110－1和平衡型光检测器110－2对使用局部发光104－2输入的输入光信号101进行零差检波，并分别输出以局部发光为基准的输入光信号101的光电场的同相成分及正交成分。

因此，A/D转换器111－1的输出信号112－1利用I（n）＝r（n）cos（φ（n））表述，A/D转换器111－2的输出信号112－2利用Q（n）＝r（n）sin（φ（n））表述。其中，为了简化算式，把转换效率等常数全部设为“1”。

在相干光电场接收器中，容易从接收到的输入光信号101得到利用光电场r（n）exp（φ（n））表述的全部信息（此处是I成分和Q成分），所以能够实现多值光信号接收。

数字运算电路113是复数电场运算电路，通过赋予光信号在传输过程中受到的线性恶化（例如色散(chromatic dispersion)等）的反函数，能够基本上完全抵消线性恶化等的影响。并且，根据需要进行时钟提取及再采样等处理，并输出处理后的光电场信号的同相成分114－1及光电场信号的正交成分114－2。

相干光电场接收器100－1如前面所述，能够获得接收到的输入光信号101的一个偏振波成分（例如S偏振波成分）的电场信息，但由于光信号的偏振波状态在光纤传输过程中变动，所以也需要接收P偏振波成分。因此，相干光电场接收器100－2同样接收输入光信号101的P偏振波成分，并把接收到的P偏振波成分的电场信息作为光电场信号114－3和光电场信号114－4输出。

数字运算/码元判定电路115对从数字运算电路113输出的各个偏振波的I成分和Q成分进行光信号的偏振波状态的转换（例如，从直线偏振波转换为圆形偏振波），消除偏振波状态的变动。

然后，数字运算/码元判定电路115例如通过与图1C所示的信号点配置进行比较，高精度地判定在传输哪个码元。判定结果被作为多值数字信号116输出。

在使用前面叙述的相干光电场接收器时，能够获得接收信号的全部的电场信息，即使是复杂的多值信号也能够接收。

并且，前面叙述的相干光电场接收器在数字运算电路113中，对输入信号进行使用了光纤传输路径的传输函数的反函数的校正处理，在理论上能够完全补偿因色散等形成的线性恶化。并且，校正处理具有补偿量没有限制的一大优点。但是，在目前，具有10Gbit/秒以上的信号处理性能的小型的快速数字运算电路113还没有投放到市场上，正处于通过部分实验来验证效果的阶段。

图3A表示相位是4值、振幅是2值的8个信号点被配置在同心圆上的8值的振幅相位调制光（8APSK）的一例，图3B是在上述Sekine等人的现有技术中记述的现有的振幅相位调制光接收用的光多值信号接收器的结构图。

像8APSK信号那样按照相等间隔划分相位成分的光调制，在相位成分的调制中采用差分编码。在图3B所示的示例中，在信息传输中采用振幅2值（1比特）、和与紧挨着的前面码元之间的相位差为0、π/2、π及-π/2这4值（2比特），在各个码元中传输3比特的信息。

在图3B所示的示例中，作为输入光信号101采用8APSK信号。光分支电路120将所输入的输入光信号101分离成为3个光信号。被分离后的光信号中的两个光信号输入光延迟检波器121－1和121－2，剩余的一个光信号输入光强度检测器122。

光延迟检波器121－1和121－2分别包括对输入信号施加码元时间T的延迟的第1光路、和经由-π/4移相器或+π/4移相器的第2光路，使所输入的输入光信号101与在时刻T之前接收到的信号干扰，把相位调制成分转换为光强度信号。

经由+π/4移相器的光延迟检波器121－1的输出光的输出强度，在接收码元与紧挨着的前面码元之间的相位差为0或+π/2时达到最大，在相位差为-π/2或π时达到最小。

2值判定电路123－1通过平衡型光检测器110－1接收光延迟检波器121－1的输出光。接收到的输出光被实施2值判定，由此得到1比特量的2值数字信号124－1。

经由-π/4移相器的光延迟检波器121－2的输出光的输出强度，在接收码元与紧挨着的前面码元之间的相位差为0或-π/2时达到最大，在相位差为π/2或π时达到最小。

2值判定电路123－2通过平衡型光检测器110－2接收光延迟检波器121－2的输出光。接收到的输出光被实施2值判定，由此得到相位成分中包含的其他1比特量的2值数字信号124－2。

光强度检测器122把接收信号的光强度（光电场振幅的平方）转换为电信号。在2值判定电路123－2中对被转换后的电信号的输出实施2值判定，由此得到振幅成分中包含的1比特量的2值数字信号124－3。

光多值信号接收器使用光延迟检波，所以几乎不存在光源的相位变动及接收偏振波依赖性，不再需要局部谐振光源，所以能够适用于n值的相位调制信号、以及具有截止到16值的放射状的信号点配置的APSK信号的接收。

本发明想要解决的问题是在采用现有的非相干方式的光多值传输及光电场传输中，能够接收的信号点的配置及光电场信息具有较大的限制这一点。

使用光延迟检波得到光信号的相位信息的非相干方式，与相干方式相比，不存在偏振波依赖性，不需要局部发光源，所以从这一点讲成本低，而且接收器的结构简单，比较容易实现。

但是，由于能够接收的信号点的配置及光电场信息的限制，非相干方式的适用范围及性能改善的余地受到较大限制。例如，在光多值传输中，非相干方式只能适用于多值相位调制（图1B）、或者在同心圆上呈放射状地配置相同数量的信号点的APSK方式（图1D及图3A）。

另外，一般APSK方式存在表示任意组合振幅及相位的调制的情况，因此下面在本发明中为了区分一般的APSK方式和本发明适用的APSK方式，把“在同心圆上将相同数量的信号点呈放射状地配置在相等间隔且相同相位角的点上的APSK方式”，作为放射状APSK方式或放射状APSK调制进行说明。

放射状APSK方式的特征是多值信号的相位及振幅彼此独立地被调制。即，各个同心圆对应于光电场的不同的振幅值，在各个信号点独立地分配相位的结果是，各个同心圆全部在相同的相位角的点具有信号点。

放射状APSK方式的信号点配置能够以非相干方式进行接收。即，能够通过强度接收器接收振幅成分中包含的信息，并且通过光延迟检波独立地接收相位成分中包含的信息。强度接收器是通过接收作为光波振幅平方的光电场，从接收到的光电场得到振幅成分的接收器。

另外，在前面叙述的放射状APSK调制中，相位调制成分及振幅调制成分的独立性指与非相干方式的接收的差异，与实际的调制步骤没有关系。即，振幅及相位不一定通过独立的调制器调制，例如，即使在利用一个光电场调制器调制振幅及相位的情况下，也作为不存在与非相干方式的接收的差异的放射状APSK调制进行处理。因此，从广义上讲，振幅值为1的情况（相位调制）及相位值为1的情况（振幅调制）都包含于放射状APSK调制中。光电场调制器是根据输入的电信息信号，把从激光光源等输出的光电场的振幅成分及相位成分调制为期望的状态，并生成任意的光电场信号的调制器。

另外，前面叙述的放射状APSK调制，与逻辑上的编码的分配及信号点的时间性配置（例如网格调制(trellis modulation)等）没有关系，只是用于定义光多值信号在复数光电场上能取的配置。

因此，具有除放射状APSK调制之外的复杂的信号点配置的光多值信号适用非相干方式比较困难，这是一个课题。因为在非独立地配置相位调制及强度调制的信号点的情况下，导致产生通过光延迟检波而复杂地组合振幅及相位的多个信号点。

并且，一般的复数信息的传输、例如以OFDM传输等为代表的子载波调制信号等的传输，不能利用无法检测“光电场的绝对相位”的非相干方式的接收。

因此，在本申请的发明者们提出的国际公开2007/132503号公报中记述了解决前述问题的光电场接收器的结构。该国际公开的图11是接收光多值信号的光电场接收器的示例，下面说明的结构是国际公开2007/132503号的图11所示的光电场接收器的各个结构。

输入光多值信号123通过光分支电路150被分离成为3个光信号。被分离后的第1及第2光信号分别被输入光延迟检波器104－1（设定为相位差0）及光延迟检波器104－2（设定为相位差π/2），第3光信号被输入光强度检测器151。

光延迟检波器104－1及104－2的输出通过光平衡型接收器105－1及光平衡型接收器105－2被转换为电信号x及y，再通过A/D转换器106－1及A/D转换器106－2、和延迟调整电路108－1及延迟调整电路108－2，被输入电场运算部111。

光强度检测器151的输出信号通过A/D转换器106－3被转换为数字信号，再通过延迟调整电路108－3被调整定时后，被输入电场运算部111。

另外，在国际公开2007/132503号的图11中公开了如下内容，光延迟检波器104的延迟量为码元时间T，但通过把延迟量设为T/2，并使采样速度小于该值，能够根据奈奎斯特定理(Nyquist theorem)，在接收器内把光电场信息用于重建(reconstruct)及色散的补偿。

国际公开2007/132503号的图17公开了各个接收电信号的示例及重建后的电场信号的关系。

接收光的光电场利用r（n）exp（jφ（n））表述，第n个输出信号x及y分别是向将连续的振幅值r（n）及r（n－1）相乘得到的r（n）r（n－1）乘以cos（Δφ（n））及sin（Δφ（n））得到的值。其中，Δφ（n）＝φ（n）－φ（n－1）表示码元之间的相位差。

因此，在反正切运算电路113中进行信号x及y的反正切（arctan）运算，由此运算相位差Δφ（n）。运算得到的相位差Δφ（n）通过在延迟相加电路116中按每个采样进行累积相加，算出相位φ（n）。

另一方面，输出信号110－3是第n采样的强度{r（n）}²，从平方根电路160得到振幅值r（n）。通过使用这些振幅值r（n）及相位φ（n），得到原来的光电场r（n）exp（jφ（n））。

下面，把国际公开2007/132503号记述的接收方式设为“非相干电场重建方式”进行说明。

图4A～图4D是表示对非相干电场重建方式的信号处理进行数值仿真的示例的说明图。

例如，把所发送的光电场假设为图4A所示的16QAM时，则接收到所发送的光电场的正交的两个延迟检波器的输出信号（X，Y），分别使用横轴（dI）和纵轴（dQ）在图4B所示的示例中进行二维显示。

在该示例中，向将16QAM信号的光电场的振幅值r（n）及r（n－1）相乘得到的r（n）r（n－1）乘以cos（Δφ（n））及sin（Δφ（n）），并实施光延迟检波后的输出信号，分别将作为实部和虚部的复数信号r（n）r（n－1）exp（jΔφ（n））合成，并进行二维显示。

在图4所示的示例中，存在多个振幅的积与相位角Δφ的组合，由于成为复杂的多个信号点配置，所以不能进行光信号的检测。因此，在接收器内只取出相位角Δφ，按每个时间T进行累计(積算)运算，并重建绝对相位φ（t）＝ΣΔφ（t）。

并且，进行把光电场的振幅部分与从接收器得到的强度信号的平方根r（n）置换的处理，由此如图4C所示，能够重建原来的16QAM信号。另外，信号点的斜率是在累计运算的处理中由于相位的初始值不固定而产生的，所以通过进行估算初始相位，并去除估算到的相位的初始值的处理，能够接收16QAM信号。

在使用非相干电场重建方式时，在利用非相干方式接收的情况下，也能够检测任意的接收信号的光电场。但是，非相干电场重建方式存在如下问题。

第一问题是通过设于接收器的延迟相加电路形成的误差的累计。例如，在光延迟检波器的延迟量包括5％的时间误差的情况下，重建的电场将按照图4D所示较大程度地旋转。这将导致在接收器内累计Δφ时误差也被累积。即，在累计Δφ的过程中，即使有一次包含了误差（包含初始相位的不固定性），也将导致剩余的计算结果全部包含误差，以后将一直包含误差。因此，在非相干电场重建方式中，存在初始相位不固定，误差容易被累积，很难检测准确的光电场的问题。

第二问题是在接收信号的振幅大致为零的情况下，光信号的相位信息的连续性消失。即，即使有一次振幅r（n）为零时，也将导致在其前后的两个光延迟检波器的输出为零，所以相位的连续性消失。即，导致接收信号的振幅r（n）为零以后的全部光电场的相位不固定。因此，在非相干电场重建方式中，在接收到的光电场的振幅大致为零的情况下，光电场的重建极其困难。

第三问题是由于因色散而形成的光电场波形的失真，导致不能接收光信号。即，像前面叙述的放射状APSK调制那样，当在信息传输中采用了不产生振幅零的光多值调制的情况下，光信号由于光纤传输路径的色散等而恶化时，光电场波形大大失真，有可能产生本来不应该存在的振幅零的点。在这种情况下，接收信号大大恶化。

发明内容

因此，本发明的第一目的在于，解决非相干光电场检测方式中的误差累积的问题，实现能够容易接收除放射状APSK调制之外的光多值调制。

另外，本发明的第二目的在于，解决在非相干的接收方式中不能传输零附近的电场的信息的问题。

另外，本发明的第三目的在于，解决由于色散等的波形失真，使得光电场信号的接收变困难的问题。

本发明的一个代表性示例如下所述。即，一种发送器，具有：光源、一个以上的DA转换器、光电场调制器，将按照预定的时间间隔采样的信息信号调制为光电场信号，并发送所述调制后的光电场信号，所述信息信号包括：在复数平面上不规则地配置的多值的信号以及通过组合至少两个振幅值和数量不同的相位值而配置的多值的信号中的任一个信号，所述光电场发送器具有相位预累计电路，该相位预累计电路输出预先按照预定的时间间隔将所述信息信号的相位成分累计而得到的相位预累计复数信息，所述DA转换器将包括所述输出的相位预累计复数信息的所述信息信号转换为模拟信号，并将所述转换后的模拟信号输入所述光电场调制器，所述光电场调制器使用所述模拟信号将从所述光源输出的光调制为所述光电场信号，并发送所述调制后的光电场信号。

根据本发明的一个实施方式，在传输复数信息信号时，在发送侧进行累计处理，所以与光电场重建方式相比，能够高精度地计算相位成分，而且不会累积相位误差。

附图说明

图1A～图1D是表示能够适用于光传输的现有的各种调制方式的特征的说明图。

图2是现有的偏振分集型相干光电场接收器的结构图。

图3A是现有的8值的振幅相位调制光（8APSK）的说明图，图3B是现有的振幅相位调制光接收用的光多值信号接收器的结构图。

图4A～图4D是表示对现有的非相干电场重建方式的信号处理进行数值仿真的示例的说明图。

图5是本发明的第1实施方式的光电场传输系统的结构图。

图6A和图6B是表示作为本发明的第1实施方式的非适用对象的复数多值信息信号的类型的说明图，图6C～图6E是表示作为本发明的第1实施方式的适用对象的复数多值信息信号的类型的说明图。

图7A～图7E是表示本发明的第1实施方式的动作原理的说明图。

图8A是表示现有的无线信号的信号处理的概况的说明图，图8B是表示本发明的第1实施方式的非相干方式的检波器的信号处理的概况的说明图。

图9是本发明的第2实施方式的光电场传输系统的结构图。

图10A～图10C是表示本发明的第2实施方式的复数信号的坐标转换的说明图。

图11是本发明的第3实施方式的光电场传输系统的结构图。

图12是本发明的第4实施方式的光电场传输系统的结构图。

图13是本发明的第5实施方式的光电场传输系统的结构图。

具体实施方式

本发明的实施方式的概况如下所述。

本发明的第一目的能够这样实现，即，在传输除放射状APSK调制之外的复数信息时，生成预先按照时间间隔T只累计其相位成分的相位预累计复数信息，把所生成的相位预累计复数信息转换为光电场信号并发送。在接收侧，使所发送的光电场信号分支并大致延迟时间T，在彼此的光相位差为90度的两个光延迟检波型接收器中使定时一致并进行接收，检测其输出信号的相位角成分。由此，当在接收侧不能使用相位积分处理的情况下，由于这两个光延迟检波型接收器的输出信号dI及dQ的复数相位角与原来的复数信息的相位角相同，所以能够解决误差累积的问题。在前面叙述的调制过程中，相位累计处理如果采用数字运算，则在安装方面极其实用。然后，复数信息通过DA转换器被转换为快速的模拟信号，利用转换后的模拟信号驱动光电场调制器。

并且，在光电场接收器内部具有光强度接收器，通过将所得到的光电场（或光强度）信息与前面叙述的相位信息相结合，能够高精度地复原发送侧的复数信息并输出。

并且，通过在前面叙述的多个光电场接收器后面分别设置AD转换器，并按照固定的周期同时进行数字采样并转换为数字信号，将能够更容易实现在光电场接收器内部需要的信号处理。

并且，在进行前面叙述的相位累计处理后，降低两组光延迟检波型接收器的输出信号的编码间干扰，输出信号的初始相位的不固定性消失，所以容易适用像最大似然序列估计（MLSE）那样的接收码元估算技术。

另外，本发明的第二目的能够这样实现，即，进行坐标转换以使在本发明的光电场发送器内部传输的复数信息的振幅不会大致为零，或者预先使用具有正的预定值以上的振幅值的信号点配置的多值的复数信息进行信息传输。在前者的情况下，通过在光电场接收器内设置反坐标转换电路，能够复原原来的复数信息，并输出被复原后的复数信息。

另外，本发明的第三目的能够这样实现，即，在本发明的光电场发送器的相位预累计电路和该光电场调制器之间具有预先使光电场发送接收器以及光传输路径产生的恶化完全或近似均衡的预均衡电路。此时，在预均衡电路的输入部设置过采样电路，其按照整数倍的频率对该复数信息进行过采样，由此能够满足奈奎斯特定理，并提高预均衡电路的性能。

并且，最佳的均衡量根据传输距离及各个结构的特性而变化。因此，也可以具有变更预均衡电路的均衡量的功能。并且，为了使所述均衡量达到最佳，也可以使用从光电场接收器得到的信号质量信息动态地控制均衡量，以使质量达到最佳。

以下，参照附图说明本发明的实施方式。

（第1实施方式）

图5是本发明的第1实施方式的光电场传输系统的结构图，光信号的路径利用粗线表示，电信号的路径利用细线表示。

在本发明的第1实施方式中，把从激光光源212输出的未调制的激光输入光电场调制器213，把进行了所需的电场调制后的光电场信号215从光纤214输出。

在图5所示的示例中，被传输的信息信号是在二维的相位面（复数平面或IQ平面）上被表述为（i，q）的数字电多值信号，是不包含于前面叙述的放射状APSK信号中的信息信号。

在第1实施方式中使用的数字电多值信号按每个时间间隔T，信号的实部和虚部分别从复数信息输入端子201的i及q输入（即，设为信息信号的码元时间Tsa＝T）。输入复数信息输入端子201的信号被输入相位预累计电路202。

相位预累计电路202以时间间隔T只累计多值信号的相位成分。例如，把所输入的复数信息信号输入极坐标转换电路203，复数信息信号被转换为振幅成分r（t）＝sqrt（i²＋q²）及相位成分φ（t）＝arctan（q，i）。并且，只将被转换后的相位成分输入相位累计电路205。

相位累计电路205由延迟时间T的延迟电路206和相加电路207构成，通过反复将所输入的数字相位信号φ（t）与延迟了时间T后的累计值Σφ（t－T）相加的处理，得到相位累计值Σφ（t）。

然后，生成相位预累计信号208，该相位预累计信号208是把振幅值（t）作为振幅成分、把相位累计值Σφ（t）作为相位成分的新的复数信息，并通过直角坐标转换电路204－1再次返回为直角坐标显示（i’，q’）。

相位预累计信号208的实部i和虚部q分别通过DA转换器210－1和DA转换器210－2被转换为快速模拟信号。被转换后的快速模拟信号分别通过驱动电路211－1和驱动电路211－2被放大，然后输入光电场调制器213的I及Q的两个调制端子。因此，使用相位预累计信号（i’，q’）208生成包括光电场的同相成分I和正交成分Q的光电场信号215。结果，光电场信号215的光电场被表示为r（t）exp（jΣφ（t））。

光电场信号215使用光纤传输路径216传输，在受到光纤的色散等的传输恶化后，作为接收光电场信号221输入非相干光电场接收器220。

接收光电场信号221通过光分支电路120被分离到3个光信号路径中，分别输入到第一光延迟检波器121－1、第二光延迟检波器121－2、光强度检测器122。

第一光延迟检波器121－1使两个路径中的一个路径按照延迟时间Td=T延迟，并设定成为使两个路径的光相位差为零。并且，第二光延迟检波器121－2使两个路径中的一个路径按照延迟时间Td=T延迟，并设定成为使两个路径的光相位差为π/2。

第一光延迟检波器121－1和第二光延迟检波器121－2的两个输出光，分别通过平衡型光检测器110－1和平衡型光检测器110－2被转换为电信号。被转换后的各个电信号分别通过A/D转换器222－1和222－2被转换为数字信号dI及dQ。并且，从光强度检测器122输出的电信号通过A/D转换器222－3被转换为数字信号P。

然后，数字信号dI及dQ被输入反正切运算电路223。反正切运算电路223进行把数字信号dI作为X成分、把数字信号dQ作为Y成分的两个自变量的反正切运算，计算相位角。反正切运算电路223的动作一部分与前面叙述的“非相干电场重建方式”相同，把接收光信号假设为r（n）exp（jθ（t））时，数字信号dI被表述为dI＝r（n）r（n－1）cos（Δθ（t）），数字信号dQ被表述为dQ＝r（n）sin（Δθ（t））。其中，反正切运算电路223的输出利用Δθ（n）＝θ（t）－θ（t－T）表示。

在本发明的第1实施方式中，由于在光电场发送器200中进行将相位累计的运算，所以接收光电场信号的电场是r（t）exp（jΣφ（t））、即θ（t）＝Σφ（t）。因此，反正切运算电路223的输出信号是Δθ（n）＝Σφ（t）－Σφ（t－T）＝φ（t），原来的复数信息信号的相位成分φ（t）被提取出来。

另一方面，光强度检测器的输出信号P被输入平方根电路224，得到原来的电场振幅r（t）作为输出。因此，通过将所得到的电场振幅r（t）和相位成分φ（t）输入直角坐标转换电路204－2，能够从重建复数信息输出端子225重建原来的数字电多值信号（i，q）。

图6A～图6D是表示作为本发明的非适用对象或适用对象的复数多值信息信号的类型的说明图。

图6A和图6B是本发明的非适用对象的放射状APSK信号的示例，其特征在于都是按照相等的相位间隔将相同数量的信号点配置在各个振幅水平的相同相位角。

例如，如图6A所示，在4APSK信号时，在两个振幅水平a0和a1分别按照相位0和π的位置的相位间隔π配置有两个信号点。并且，如图6B所示，在16APSK信号时，在四个振幅水平a0～a3分别配置有相位角0、π/2、π及3π/2这4个相等间隔（相位间隔π/2）的信号点。

由于信号点的相位间隔是相等间隔，所以即使在进行光延迟检波时，输出信号的相位角也不会产生变化，所以即使进行本发明的相位预累计，信号点的配置也不变化。因此，由于不能获得本发明的最大效果、即“通过在发送侧的相位累计处理，实现容易进行多值信号的非相干接收”的效果，所以被从本发明的对象中去除。

另一方面，图6C～图6E是作为本发明的适用对象的信号点配置。例如，如图6C所示，16QAM信号是具有三个振幅水平a0、a1、a2，但在振幅水平a0具有四个信号点、在振幅水平a1具有八个信号点、在振幅水平a3具有四个信号点的非放射状APSK信号，是本发明的适用对象。

并且，如图6D所示，将振幅水平a0的四个信号点、振幅水平a1的四个信号点彼此不同地排列得到的8－sAPSK信号，信号点的相位角在各个水平不同，所以是本发明的适用对象。

并且，如图6E所示，8APSK信号的信号点的相位间隔也不均匀，所以是本发明的适用对象。像8APSK信号这样的光信号在α≠π/2时，由于延迟检波接收器的（dI、dQ）所形成的相位角从原来的四个相位角（0、±2α、π）增加为最大六个角度（0、±α、π、π±α），所以输出信号的判定变困难。

作为本发明的适用对象的信号的共同特征是，不能只通过独立地调制振幅和相位而生成，或者在进行延迟检波时信号点的数量变化。

图7A～图7E是表示本发明的第1实施方式的动作原理的说明图。

在把传输的复数信息设为图7A的16QAM信号时，本发明的相位累计信号为图7B所示。如图7B所示，由于只累计16QAM信号的相位成分，所以导致各个信号点的相位与振幅的对应临时性消失，信号点分布在与原来的16QAM信号的三个振幅水平对应的同心圆上。

在本发明的第1实施方式中，相位累计信号被转换为光电场后传输，所以非相干光电场接收器220以延迟时间T通过相位彼此正交的两个光延迟检波器同时进行接收。在图7C中，分别将光延迟检波器的输出信号dI和dQ作为横轴和纵轴进行二维显示。

如图7C所示，振幅r（t）和前一个码元r（t－1）干扰，振幅水平增加，但各个信号点的相位角能够重建原来的16QAM信号的相位角φ（t）。因此，通过把振幅值替换为从强度接收器得到的r（t），能够重建图7D所示的复数信号。所重建的复数信号与图7（A）中的16QAM信号完全一致。

这样，在本发明的第1实施方式中，要传输的复数多值信息与实际的光电场信号不直接对应，在光电场上不能判定为明确的信号点，但在以非相干方式接收到后，使用延迟检波的特性重建原来的信号点配置。

本发明的最大效果是所重建的信号点不容易受噪声以及发送接收器的误差的影响。这种效果是通过在以往的“非相干电场重建方式”中，通过在发送侧的数字运算来进行由接收器进行的相位的累计处理而产生的。即，发送侧的数字运算是完全理想化的数值运算，不会受在传输中产生的噪声及发送接收器的误差的影响，能够完全避免这些影响。

根据图7E所示的示例得知，在传输光电场信号的过程中，对各个信号点施加随机的噪声，对延迟检波器的延迟量假设5％的误差，但在施加了噪声的情况下，原来的16QAM信号也被分离出来，能够确认到本发明的第1实施方式的效果。

另外，本发明的相位累计运算的处理目的及内容，在以下方面与以往在相位调制中使用的差分编码不同。

第一，以往的差分编码由于采用延迟检波，从接收器输出的信息信号的比特图案变化，所以预先进行变更比特图案的逻辑运算处理。

即，不是通过差分编码的处理而输出的光信号的波形及信号点配置产生变化，而是使用例如作为4值的相位调制的QPSK方式和作为差分相位调制的DQPSK方式发送的波形（光电场波形）全部是相同的波形。两者只是被传输的信息不同，并不是通过观察波形和信号点而区分的。

另一方面，本发明的相位累计处理是在各个码元中累计信号点的相位角的数字数值运算。即，在作为本发明的适用对象的非放射状APSK调制中，通过进行相位累计处理从发送器输出的光电场波形，变化为与原来的复数信息完全不同的波形（参照图7A和图7B）。因此，本发明的相位累计处理与以往的差分编码大不相同。

第二，作为本发明的适用对象的非放射状APSK调制通过进行延迟检波，信号点的数量及配置大幅变化。因此，在以往的光通信中使用的逻辑式差分编码不能适用。

另一方面，在本发明中，由于与逻辑分配无关地累计相位差，所以只要是非放射状的调制编码就总能够适用。

并且，本发明的优点之一，可以列举在产生了光电场的振幅为零的Zerohit时，误差被抑制为最小限度，误差不会传播到以后的处理中。

在图5所示的非相干光电场接收器220中，例如在被输入的光信号的电场的振幅r（t）在时刻to为零的情况下，图5所示的两个输出信号dI及dQ，在时刻to及to＋T这两点成为零。在两个时刻中的时刻to，光强度接收器122检测到振幅为零，可以把输出信号设为零。但是，时刻to＋T的输出信号同样被检测到振幅r（to＋T），但振幅不一定为零。在这种情况下，在反正切运算电路223中，由于输入信号为dI＝dQ＝0，所以不定义输出信号（从时刻T之前开始的相位旋转量）。在记述于国际公开2007/132503号中的非相干电场重建方式中，由于以后的全部光相位都包含误差，所以有可能在接收到的信号中产生误差。

另一方面，在本发明的相位预累计处理中，由于不需要在接收器中进行相位的累计，所以即使在产生Zero hit的情况下，其影响也只是使得时刻t0＋T的输出信号的相位不明确，以后的信号能够获得正确的输出。

下面，分别说明本发明的光电场发送器200和光电场接收器220的结构。

光电场调制器213通常采用使两个马赫－曾德(Mach-Zehnder)型光调制器构成为马赫－曾德干涉仪型的光IQ调制器（也被称为双并行调制器或光SSB调制器）。光IQ调制器把施加给两个IQ端子的电压信号直接转换为输出光电场的IQ信号，所以适合于本发明的光电场调制器213。

并且，作为IQ调制器，有使用铌酸锂晶体的调制器和使用半导体的调制器，但只要是具有相同功能的调制器，则可以使用任何调制器。

并且，这些调制器在施加电压接近半波长电压Vπ时，电场调制的线形性消失，但为了将施加电压的范围充分控制在线性区域中，可以利用降低施加电压的方法、以及使用具有补偿非线形性的反特性的施加电压表和外部的校正电路来实现线性化的方法等解决。

并且，不限于光IQ调制器，即使是随机排列多个调制器例如振幅调制器和相位调制器的结构，也能够获得相同的效果。在这种情况下，施加给各个调制器的电压信号需要预先进行合适的坐标转换（例如向极坐标的坐标转换）。

快速DA转换器（210－1、210－2）实际上并不进行理想的动作，存在产生不符合奈奎斯特条件的不需要的高次谐波的可能性、或者由于带宽不足等引发输出波形的失真的可能性。

并且，驱动电路（211－1、211－2）存在由于饱和、带宽的不足及脉动(ripple)等而产生波形失真的可能性，但也可以对本发明的光电场发送器200适当插入用于校正所产生的失真的电回路。

并且，在图5所示的示例中，把复数信息输入端子201、相位预累计电路202、极坐标转换电路203、直角坐标转换电路204、相位累计电路205、相位预累计信号208、反正切运算电路223、平方根电路224及重建复数信息输出端子225等的数字信号及数字运算电路，设为快速串行电信号及快速串行电信号的处理，但是，一般快速数字信号的传输是并行进行多个慢速的电数字信号的传输。因此，各个电路的内部结构及连接各个电路的布线，也可以在具有均衡功能及传输量的、并行的慢速数字信号处理及数字布线中使用。

另外，在接收器内的第一光延迟检波器121－1和第二光延迟检波器121－2大致正交的情况下，两者的光相位差不需要是0及π/2。但是，在这种情况下，由于所输出的复数信号包括多余的相位旋转，所以需要去除相位旋转的旋转运算。

并且，在相位差及相互的符号属于正负反转的情况下，输出信号只是电学意义上的反转或者在复数平面上旋转，所以能够通过简单的复数运算来去除。

另外，本发明的第1实施方式的光电场发送器200及非相干光电场接收器220只是作为最简单的示例，示出了一个码元具有一个数字采样点的情况。

虽然没有图示，但各个输出信号需要适当地互相取同步。例如，在光电场发送器200中，需要将从直角坐标转换电路204－1到光电场调制器213的i’及q’两者的信号路径的长度调整为相同。

并且，在非相干光电场接收器220中需要时钟提取电路，将对接收到的光信号进行A/D转换的定时调整为各个码元的中央的时刻。并且，需要将从光分支电路120到反正切运算电路223的dI及dQ两者的信号路径的延迟时间调整为彼此相同。并且，也需要将相位信号φ（t）和振幅信号r（t）到达直角坐标转换电路204－2的定时调整为相同。这些调整可以适当地在模拟延迟线、相移电路及数字延迟电路中进行。

并且，在本发明的第1实施方式的光电场发送器200中累计相位信号的时间间隔T，需要与非相干光电场接收器220的光延迟检波器（121－1、121－2）的延迟时间大致相同。因此，在光电场发送器中进行相位积分的时间间隔、与在非相干光电场接收器220的光延迟检波器（121－1、121－2）中检测相位差的时间间隔相同，能够在非相干光电场接收器220中正确地复原原来的复数信息。

时间间隔T基本上可以相对于复数信息信号的采样间隔Tsa任意设定。但是，在相位累计的时间间隔T被设定为所需程度以上的较长间隔时，产生容易受到光信号的相位噪声的影响、以及在输出信号中产生跨越长时间的编码间干扰等问题。并且，在相位累计的时间间隔T被设定得比较短时，相位累计信号的相位以比本来的复数信号快的速度旋转，被输出的光电场信号的带宽变宽，所以有可能容易受到色散等的恶化。因此，时间间隔T设定在Tsa～几倍Tsa的范围内比较合适。

另外，在明确地设定了码元速度Ts的多值信号中，由于是传输在码元时刻的相位，所以时间间隔T被设定为与Ts大致一致比较有效。

并且，从奈奎斯特定理的角度出发，为了消除信息的缺失，Tsa为Ts的二分之一以下时更有效。通过这样设定时间间隔T，在T≠Ts时，能够正确地插补在码元的中央的时刻的相位值。

并且，在本发明的第1实施方式中，光强度接收器122的输出采用平方根电路224，但不一定使用平方根电路224也可以。在这种情况下，虽然能够从输出中获得接收到的信号的强度被替换为振幅的复数信号，但由于电场振幅与强度是1：1的转换关系，所以在接收多值信号的情况下，只是单纯地改变信号点的振幅方向的配置。但是，一般如果信号被转换为电场、噪声分布被线形化，在判定接收信号点时，容易抑制噪声的影响。

另外，在“A Technique for Combining Equalization with GeneralizedDifferential Detection”K.M.Aleong et al.,IEEE Int.Phoenix Conf Computers,Commun.(Scotsdale,AZ),March.1993中，记述了在无线传输中在发送侧只累计复数信号的相位成分并传输的方式。

图8A是表示现有的无线信号的信号处理的概况的图。

在图8A所示的示例中，天线231接收无线信号r（t）exp（jΣφ（t））e（jωt），从接收到的信号中得到复数信息信号r（t）exp（jφ（t））。其中，ω表示载波频率，在无线信号处理中，使用混合器233－1及233－2分别将局部振荡器232的正弦成分和余弦成分相乘，并去除载波成分。

然后，混合器233－1及233－2的输出信号通过AD转换器11－1及111－2被转换为慢速的数字信号r（t）cos（jΣφ（t））及r（t）sin（jΣφ（t））。结果，生成把被转换后的慢速的数字信号分别作为实部和虚部的复数信号r（t）exp（jΣφ（t））。

然后，复数信号经过图8A中利用双线表示的复数数字信号的运算路径234的路径，由无线信号的延迟检波电路239进行延迟检波。

无线信号的延迟检波电路239由将信号延迟了时间T的延迟电路235－1～235－3、相位估算电路237及复数相除电路238构成。被输入的复数信号通过各个延迟电路235被逐次延迟时间T后，通过振幅限制电路236－1～236－3被去除振幅成分。

被去除振幅成分后的复数信号被输入相位估算电路237，并输出对相位的误差进行平均并去除后的延迟相位信号exp（jΣφ（t－T））。另外，exp（jΣφ（t－T））也从振幅限制电路236－1输出，但相位估算电路237通过使用过去的码元的相位误差信息来降低相位误差。

然后，复数信号r（t）exp（jΣφ（t－T））及延迟相位信号exp（jΣφ（t－T））被输入复数相除电路238，将复数信号除以延迟相位信号（在上述Aleong的文献中，在对延迟相位信号进行相位共轭后进行相乘）后的结果，作为输出信号r（t）exp（jφ（t））被输出。

另一方面，为了与图8A所示的信号处理进行比较，图8B表示本发明的第1实施方式的非相干方式的检波器的信号处理的概况。

图8B所示的非相干光电场接收器220接收到的光电场信号被表述为r（t）exp（jΣφ（t））exp（jω₀t）。另外，此处为了比较，使用通常省略的光的载波频率ω0表示光电场信号。

光电场信号通过光分支电路120被分离成为两个。被分离后的光电场信号在相位差被设定为0及π/2的延迟量T的光延迟检波器（121－1、121－2）中，与时间T之前的信号产生光干涉。光干涉的结果通过AD转换器222－1及AD转换器222－2被转换为数字信号时，各个输出信号如前面所述是dI＝r（t）r（t－T）cos（φ（t））及dQ＝r（t）r（t－T）sin（φ（t））。

然后，从输出信号中只提取相位角φ（t），振幅部分被替换为从强度接收器122的路径得到的r（t），由此，得到原来的光电场信号r（t）exp（jφ（t））。

在图8A和图8B中产生处理的差异的原因是，在非相干光电场接收器220中，在采用局部发光源的相干接收中，接收器的结构变复杂，破坏了实用性。

因此，在本发明的第1实施方式中使用的非相干光电场接收器220，与在无线中使用的接收器不同，进行包括载波成分的光延迟检波。光延迟检波的结果是，光延迟检波器（121－1、121－2）的输出信号的振幅部分成为利用r（t）r（t－T）表述的振幅之积的形状，信号处理变困难。因此，需要采取在光延迟检波后，从光强度接收器122获得振幅部分，并在直角坐标转换电路204－2中将输出信号和振幅部分合成的复杂结构。

另一方面，在无线信号的处理的情况下，可以对被数字化的复数信号进行延迟检波，因此，如前面所述，采用延迟信号的振幅成分通过限制电路被去除的处理、以及采用在光信号的运算中难以实现的复数共轭的处理等，如此构成延迟检波电路239。因此，如果只把无线信号的相位累计单纯地应用于本发明的结构中，将不能实现光电场检测的目的。

在本发明的第1实施方式中具有下述效果，在复数多值信号的传输中，从接收器输出的复数信号的相位角与输入发送器的复数信息的绝对相相同。这尤其在传输根据非放射状的APSK调制的复数信息信号时极其有效。另外，通过设置光强度接收器，将从接收器输出的复数信号的振幅替换为从光强度接收器得到的振幅，由此能够在接收侧完全再现输入光电场发送器的复数信息的信号。

并且，与现有的非相干检波方式不同，是使用了光延迟检波器的非相干方式，与输入光的偏振波状态无关，也不需要局部谐振光源，所以容易实现接收器的结构。

并且，在第1实施方式中，在现有的非相干型的多值光接收器中，电路规模随着接收信号的多值数量的增加而变大，但第1实施方式的光电场接收器及多值光接收器在增大调制信号的多值数量的情况下，也能够利用相同的硬件规模来判定接收信号的码元。并且，根据第1实施方式，能够在电子数字电路中执行接收到的光信号的电场运算和多值判定，所以能够使相同的接收器结构适合于多值数量及调制方式不同的光信号。

并且，在第1实施方式中，通过相位成分的预累计，输出信号的初始相位变固定，能够解决在光电场重建方式中初始相位不明的问题。因此，能够在接收器内再次实现差分检波，所以不需要去除初始相位及光源的相位变动量的操作。

并且，在第1实施方式中，能够在电子数字电路中执行预均衡及多值判定。并且，除了光纤通信用的接收器之外，例如也能够适用于光电场波形测定装置及光空间传输装置等。

并且，在第1实施方式中，在产生接收的光信号的电场振幅大致为零、光电场的检测变困难的现象（Zero Hit）的情况下，由于在原理上错误只是1个点，所以之后不会产生错误的传播。这是把光通信中的传输恶化保持为最小限度的非常有用的效果。

（第2实施方式）

图9是本发明的第2实施方式的光电场传输系统的结构图。

本发明的第2实施方式的光电场发送器200具有作为坐标转换电路的一种的振幅转换电路240、过采样电路241和预均衡电路242，非相干光电场接收器220具有作为逆坐标转换电路的一种的振幅逆转换电路243，这一点与前面叙述的第1实施方式不同。

在第2实施方式中，把输入复数信息输入端子201的复数信号的采样速度设为例如1采样/码元。并且，在相位预累计电路202中，在通过极坐标转换电路203被分离后的振幅成分r（t）的路径中配置有振幅转换电路240。振幅转换电路240向振幅r（t）相加正的固定值a。

并且，在紧挨着直角坐标转换电路204－1的之后，配置有过采样电路241，用于插补（过采样）采样点，以使采样速度（采样频率）成为2采样/码元。通过插补采样点来满足奈奎斯特定理，所以能够实现完全的电场均衡处理。并且，也可以把采样速度设为整数倍，并进行过采样来插补采样点。

预均衡电路242向相位预累计信号208施加由光纤传输路径216等产生的恶化的反函数。

另一方面，在非相干光电场接收器220中，配置有振幅逆转换电路243，用于进行从由平方根电路224输出的信号r（t）＋a减去固定值a的逆运算。

振幅转换电路240及振幅逆转换电路243的目的在于避免前面叙述的zero hit。

图10A～图10C是表示本发明的第2实施方式的复数信号的坐标转换的说明图。

一般，在波形的振幅较小的区域中，在通过光纤传输而被施加了随机的噪声时，将容易成为产生zero hit的原因。因此，在第2实施方式中，如图10A所示，把以振幅为零的原点为中心的半径a的区域设为禁止区域，并进行坐标转换，以便将被发送的光电场的采样点配置在该区域之外。

即，振幅转换电路240只向振幅成分相加固定值a，由此，全部的信号点按照图10B所示从中心呈放射状地移动到外侧。通过坐标转换来降低zero hit的概率，并进行光纤传输，在复数信号的重建结束的阶段使振幅值返回为原状。

因此，无论是哪种信号点配置的复数信号，都能够避免zero hit。另外，在原来的复数信号在原点（振幅零）具有信号点的情况下，可以使信号点移动到半径a的圆周上的任一点。

另外，坐标转换的方法不限于前面叙述的方法，例如，如图10C所示，也可以从中心朝向外侧对各个信号点进行转换，以便只限定为0、45度及90度的相位角呈放射状地只移动a。这种坐标转换能够容易在直角坐标系中实现。具体地讲，由于限定相位角来使信号点移动，所以与图10B所示的情况相比，信号点的移动的计算减少，电路的结构变得容易。

并且，也可以进行伴随有任意的相位旋转的转换、及使用振幅的倒数的转换。并且，在任意选择复数信息的信号点配置的情况下，从最初就选择信号点以便配置在避开图10B及图10C所示的零点附近的信号点（具有预定以上的正的值的振幅的信号点）处，这种方法也比较有效。

然后，预均衡电路242按照前面所述，预先补偿光纤等的传输路径及在发送接收器产生的波形恶化。并且，预均衡电路242抑制在快速且长距离光纤传输中成为问题的因色散等造成的波形恶化，尤其能够实现长距离的光纤传输。并且，在将预均衡电路242组合到本发明的结构中的情况下，具有避免zero hit的效果，所以极其有效。

即，因色散等造成的波形恶化有可能改变光电场波形，并引发本来不应该存在的zero hit，在通过预均衡电路242预先施加波形恶化的反函数后输出光电场信号的情况下，所施加的反函数和传输路径的特性抵消，所以在理论上讲，输入非相干光电场接收器220的接收光电场信号221不产生zero hit。

另外，色散等的传输恶化不需要只通过预均衡电路242被完全均衡，也可以通过在传输路径的中途配置色散(dispersion)补偿光纤、或者在紧挨着非相干光电场接收器220的前面配置可变色散补偿器等手段来进行均衡。

并且，也可以采用国际公开2007/132503号记述的非相干光电场重建方式的色散补偿。在这种情况下，在非相干光电场接收器220中进行相位的累计处理，并重建在光纤中传输的相位累计信号r（t）exp（jΣφ（t））。并且，在将波形恶化的因素均衡之后，按照时间间隔T再次获取相位成分的差分，并复原期望的复数信息信号r（t）exp（jφ（t））。因此，在非相干光电场重建方式产生相位误差的累积的情况下，也能够最终在获取相位成分的差分的过程中去除误差，并获得与本发明相同的效果。

在本发明的第2实施方式中，通过插入在发送侧预先补偿色散等线性恶化的影响的预均衡电路、以及在发送侧预先补偿非线性相位旋转的影响的非线性相位旋转补偿电路等，这些预均衡的影响和传输路径的恶化被抵消，能够实现长距离的光纤传输，同时抑制zero hit的产生。

并且，通过变更预均衡电路的均衡量，能够进行最佳的均衡，并实现传输距离的延长及性能的提高。并且，使用从光电场接收器得到的信号质量信息动态地控制均衡量，使质量达到最好，由此，能够始终保持最佳的接收状态。

（第3实施方式）

图11是本发明的第3实施方式的光电场传输系统的结构图。

本发明的第3实施方式的光电场发送器具有非线性相位补偿电路244－1和预均衡电路242，非相干光电场接收器220具有非线性相位补偿电路244－2，这一点与前面叙述的第1实施方式不同。

在第3实施方式中，输入复数信息输入端子201的复数信号的采样速度例如是如2采样/码元那样，从最初就符合奈奎斯特定理。

在相位预累计电路202中，在通过极坐标转换电路203被分离后的相位成分φ（t）的路径中配置有非线性相位补偿电路244－1，预先从发送信号的相位成分Σφ（t）减去非线性相位的补偿量ψ（t）。信号的振幅信息r（t）被输入非线性相位补偿电路244－1，通过补偿量控制端子245－1从外部可变地设定非线性相位的补偿量C。同样，在预均衡电路242也设有补偿量控制端子246。

并且，在非相干光电场接收器220中，在从反正切运算电路223输出的相位成分φ（t）的路径中配置有非线性相位补偿电路244－2，从因非线性相位ψ’（t）而失真的相位成分Σφ（t）＋φ’（t）减去非线性相位的补偿量ψ（t）。接收到的信号的振幅信息r（t）被输入非线性相位补偿电路244－2，通过补偿量控制端子245－2从外部可变地设定非线性相位的补偿量C’。

光纤传输中的非线性相位是这样一种现象，即，包含于光信号中的强度调制成分、以及在光纤传输的中途从中继器等放出的光强度噪声，通过光纤具有的非线性效应（自相位调制效应）对传输的光信号的相位成分施加多余的非线性相位旋转，由此使得光信号恶化。光信号恶化的量与光信号的强度成分{r（t）}²成正比，因此能够通过配置于光电场发送器200及光电场接收器的非线性相位补偿电路（244－1、244－2）进行补偿。

在这种情况下，光电场发送器200的非线性相位补偿电路244－1补偿起因于信号的强度变动的恶化的效果较大。并且，非相干光电场接收器220的非线性相位补偿电路244－2进行由于光噪声而产生的非线性相位噪声的补偿的效果较大。这些效果在同时使用这两个方案时能够获得最大的效果，但也可以根据需要只使用其中一方。

另外，非线性相位补偿电路244－1和非线性相位补偿电路244－2补偿非线性相位的功能尽管是相同的，但补偿非线性相位的方式略微不同。即，在光电场发送器200中补偿非线性相位自身，所以补偿量成为ψ（t）＝C·{r（t）}²。并且，在非相干光电场接收器220中需要补偿差分相位，所以补偿量成为ψ’（t）＝C’（{r（t）}²－{r（t－T）}²）。

前面叙述的非线性相位补偿电路244－1的补偿量C、非线性相位补偿电路244－2的补偿量C’以及预均衡电路242的补偿量，被设定为固定量。并且，也可以根据需要从外部进行设定。另外，也可以利用从光电场接收器得到的误码率信息及质量信息，自动控制预均衡电路242的补偿量，由此进行设定并使信号质量达到最佳。

（第4实施方式）

图12是本发明的第4实施方式的光电场传输系统的结构图。

本发明的第4实施方式的非相干光电场接收器220具有作为码元估算电路的一种的最大似然序列估计（MLSE）电路250，这一点与第1实施方式不同。

最大似然序列估计电路250被输入从AD转换器222－1和222－2得到的输出信号dI及dQ，并使用过去的采样的信息，估算最准确的输入数据串。所估算的输入数据串作为数据信号251被依次输出。

在本发明的相位预累计处理中，由于输入最大似然序列估计电路250的信号的初始相位的不确定性消失，所以容易适用像最大似然序列估计电路250那样的码元估算电路。

并且，在采用最大似然序列估计的情况下，即使不能完全重建原来的复数信号，也能够判定输入数据序列，所以如图12所示，能够省略光强度接收器122，能够简化光接收器的结构。

另外，码元估算电路进行判定所需要的采样数量，依赖于所输入的信号的波形在过去跨越多长的时间间隔而互相作用，信号的波形互相作用的时间越长，运算处理越急剧增加。

把信号dI和dQ分别作为实部和虚部的复数信号被表述为r（t）r（t＋T）exp（jφ（t）），所以得知振幅部分在跨越时间间隔T的过去具有互相作用。因此，如在前面的实施方式中叙述的那样，通过光强度接收器122将复数信息r（t）exp（jφ（t））合成。把合成后的复数信息输入最大似然序列估计电路250，能够降低必要的运算量。

在本发明的第4实施方式中，通过相位成分的预累计，输出信号的初始相位达到固定，能够解决在光电场重建方式中初始相位不明的问题，所以对适用像最大似然序列估计（MLSE）那样的判定方式比较有效。

（第5实施方式）

图13是本发明的第5实施方式的光电场传输系统的结构图。

第5实施方式构成为把输入的复数信息信号转换为OFDM等子载波调制，然后在光纤中传输，光电场发送器200具有OFDM转换电路252，非相干光电场接收器220具有OFDM逆转换电路253，这一点与第1实施方式不同。

OFDM转换电路252把从复数信息输入端子201输入的复数信息信号划分为固定长度的包(packet)，按每个包进行多值调制及傅立叶转换，通过FFT处理转换为OFDM信号。

OFDM信号是被进行窄带调制后的多个载波的合成，所以成为复数信息信号的瞬时波形未被预测的复数数字采样串。

在图13所示的示例中，在通过光电场发送器200累计相位成分后，把复数数字采样串转换为光电场，被转换后的光电场被传输到光纤中。非相干光电场接收器220接收所传输的光电场，由此能够复原原来的复数数字采样串，并使用OFDM逆转换电路254得到最初的复数信息信号。

本发明的第5实施方式不需要在通常的光OFDM传输中需要的相干接收器，能够简化接收器的结构。

另外，从OFDM转换电路252输出的复数数字采样串没有明确的码元间隔。在这种情况下，通过使复数数字采样串的采样时间Tsa及相位累计时间T（以及在光电场接收器的光延迟检波器的延迟时间Td）相同，保证从非相干光电场接收器220的直角坐标转换电路204－2复原与原来的复数信息相同的复数信息。

另外，在非相干光电场接收器220内部，也可以根据需要缩短AD转换的采样间隔，并使用整数倍的频率进行过采样。

并且，在第5实施方式中也产生前面叙述的zero hit的问题，但是一般在像OFDM那样的子载波传输中，在1个采样点的相位信息丢失的情况下，也不会受到大的影响。

因此，在图13所示的示例中，虽然采用了振幅转换电路240和振幅逆转换电路243，但未必一定设置这些电路。并且，如果需要，也可以按照前面所述，在非相干光电场接收器220中对光信号进行过采样，由此从前后的采样点估算丢失的相位信息。

在本发明的第5实施方式中，在适用于光OFDM传输等的复数电场信号的传输的情况下，不需要相干接收，由此能够减小接收器的大小、成本并节省功率。

Claims (11)

1.一种光电场发送器，具有：光源、一个以上的DA转换器、光电场调制器，将按照预定的时间间隔采样的信息信号调制为光电场信号，并发送所述调制后的光电场信号，其特征在于，

所述信息信号包括：在复数平面上不规则地配置的多值的信号以及通过组合在至少两个振幅值中彼此数量不同的相位值而配置的多值的信号中的任一个信号，

所述光电场发送器具有相位预累计电路，该相位预累计电路输出预先按照预定的时间间隔将所述信息信号的相位成分累计而得到的相位预累计复数信息，

所述DA转换器将包括所述输出的相位预累计复数信息的所述信息信号转换为模拟信号，并将所述转换后的模拟信号输入所述光电场调制器，

所述光电场调制器使用所述模拟信号将从所述光源输出的光调制为所述光电场信号，并发送所述调制后的光电场信号。

2.根据权利要求1所述的光电场发送器，其特征在于，

所述光电场发送器具有坐标转换电路，该坐标转换电路进行所述信息信号的坐标转换，以使所述调制后的光电场信号的振幅不为零。

3.根据权利要求1所述的光电场发送器，其特征在于，

所述信息信号还包括预先在具有预定值以上的正的振幅值的信号点配置的多值的信号。

4.根据权利要求1所述的光电场发送器，其特征在于，

所述光电场发送器在所述相位预累计电路和所述光电场调制器之间具有预均衡电路，

所述预均衡电路预先均衡光电场信号的恶化，该光电场信号的恶化是由所述光电场发送器、传输从所述光电场发送器发送的光电场信号的光传输路径、以及接收所述传输的光电场信号的光电场接收器中的任一方引起的。

5.根据权利要求4所述的光电场发送器，其特征在于，

所述光电场发送器具有过采样电路，该过采样电路按照整数倍的频率对输入所述预均衡电路的所述信息信号进行过采样。

6.一种光电场传输系统，具有光电场发送器和光电场接收器，

所述光电场发送器具有：光源、一个以上的DA转换器、光电场调制器，将按照预定的时间间隔采样的信息信号调制为光电场信号，并发送所述调制后的光电场信号，

所述光电场接收器接收从所述光电场发送器发送的光电场信号，

其特征在于，

所述信息信号包括：在复数平面上不规则地配置的多值的信号以及通过组合在至少两个振幅值中彼此数量不同的相位值而配置的多值的信号中的任一个信号，

所述光电场发送器具有相位预累计电路，该相位预累计电路输出预先按照预定的时间间隔将所述信息信号的相位成分累计而得到的相位预累计复数信息，

所述DA转换器将包括所述输出的相位预累计复数信息的所述信息信号转换为模拟信号，并将所述转换后的模拟信号输入所述光电场调制器，

所述光电场调制器使用所述模拟信号，将从所述光源输出的光调制为所述光电场信号，并发送所述调制后的光电场信号，

所述光电场接收器具有：

光分支器，将所述接收到的光电场信号分离成为包括至少各一个第1光信号及第2光信号的多个光信号；

第1光延迟检波接收器，按照预定的延迟时间对所述第1光信号进行延迟检波，将所述延迟检波后的第1光信号转换为第1电信号；

第2光延迟检波接收器，以相位与所述第1光延迟检波接收器偏移90度的相位差，并按照预定的延迟时间，对所述第2光信号进行延迟检波，将所述延迟检波后的第2光信号转换为第2电信号；以及

复数信息合成电路，所述第1电信号和所述第2电信号以相同的定时被输入该复数信息合成电路。

7.根据权利要求6所述的传输系统，其特征在于，

所述光分支器还将所述接收到的光电场信号分离为第3光信号，

所述光电场接收器具有光强度接收器，该光强度接收器接收所述第3光信号的强度成分，将所述接收到的第3光信号的强度成分转换为第3电信号，

所述光强度接收器以与所述第1电信号和所述第2电信号相同的定时，将所述第3电信号输入所述复数信息合成电路，

所述复数信息合成电路根据所述第1电信号和所述第2电信号计算所述信息信号的相位成分，

所述复数信息合成电路根据所述输入的第3电信号计算所述信息信号的强度成分，或者根据所述输入的第3电信号的平方根的振幅计算所述信息信号的振幅成分。

8.根据权利要求6所述的传输系统，其特征在于，

所述光电场接收器在所述第1光延迟检波接收器和所述第2光延迟检波接收器的后级分别具有AD转换器，

各个所述AD转换器以预定的周期同时进行采样，并转换为数字信号。

9.根据权利要求7所述的传输系统，其特征在于，

所述光电场发送器具有坐标转换电路，该坐标转换电路进行所述信息信号的坐标转换，以使所述调制后的光电场信号的振幅不为零，

所述光电场接收器具有反坐标转换电路，

所述反坐标转换电路对从所述光强度接收器输出的信号，进行在所述坐标转换电路中进行的坐标转换的逆运算。

10.根据权利要求6所述的传输系统，其特征在于，

所述光电场发送器在所述相位预累计电路和所述光电场调制器之间具有预均衡电路，

所述预均衡电路预先均衡光电场信号的恶化，该光电场信号的恶化是由所述光电场发送器、传输从所述光电场发送器发送的光电场信号的光传输路径、以及接收所述传输的光电场信号的光电场接收器中的任一方引起的。

11.根据权利要求10所述的传输系统，其特征在于，

所述传输系统从所述光电场接收器获取信号的质量信息，根据所述获取的信号的质量信息变更所述预均衡电路进行均衡的量。

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