CN109314683A - 光传输失真补偿装置、光传输失真补偿方法以及通信装置 - Google Patents

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Abstract

I成分补偿部(15)根据正交调制信号的I成分和Q成分构成表示I成分的失真的第1多项式，对第1多项式的各项乘以第1系数，由此计算补偿了失真后的I成分。Q成分补偿部(16)根据正交调制信号的I成分和Q成分构成表示Q成分的失真的第2多项式，对第2多项式的各项乘以第2系数，由此计算补偿了失真后的Q成分。系数计算部(17)对I成分补偿部(15)和Q成分补偿部(16)的输出与已知信号进行比较，计算第1系数和第2系数。

Description

光传输失真补偿装置、光传输失真补偿方法以及通信装置
技术领域
本发明涉及用于数据通信中的正交调制通信的光传输失真补偿装置、光传输失真补偿方法以及通信装置。
背景技术
在相干光通信中，采用分别对同相相位成分(In phase成分：I成分)和正交相位成分(Quadrature Phase成分：Q成分)独立地进行振幅调制的正交调制。通过QPSK(Quadrature Phase Shift Keying：正交相移键控)、16QAM(Quadrature AmplitudeModulation：正交振幅调制)等多值调制实现了传输速率的高速化。为了进一步高速化，也开展了向64QAM等的多值化。在接收侧，由光解调器将光信号转换为电信号并进行A/D转换之后，补偿传输路径的失真，因此，通过数字信号处理进行波长色散补偿、偏振波处理/自适应均衡、纠错，实现了接收灵敏度的提高。
在使用这样的QPSK、16QAM、64QAM等多值调制的情况下，作为显著的问题，存在星座失真(IQ失真)。多值调制信号在电力级中被处理为4通道的电信号(X偏振波的I成分和Q成分、Y偏振波的I成分和Q成分)。即，在发送侧，作为4通道的电信号而生成信号且被光调制器转换为多值调制光信号。
作为光调制器，例如，应用Mach-Zehnder干涉仪型的调制器。在这样的光调制器中，存在由于偏置电压的误差、干涉仪的消光比不是无限大等而引起的不完整性，由于这样的不完整性，产生星座失真。当产生了星座失真时，无法准确地解码所发送的信息，产生误码率的增大等。这里，星座也称作信号空间图，且是在二维复平面上表示基于数字调制的数据信号点而得到的图(用复平面上的I成分和Q成分表示的点)。
例如，16QAM、64QAM分别是具有由16点、64点构成的星座的调制方式，一般在信号空间上分别呈正方形地配置有16点、64点。16QAM可以视作对同相相位成分和正交相位成分分别进行相互独立的4值的振幅调制，64QAM可以视作对同相相位成分和正交相位成分分别进行相互独立的8值的振幅调制。
作为星座失真之一，存在DC(Direct Current：直流)偏移。通常，对光调制器施加偏置电压，以使光输出成为null点。在该偏置电压从null点产生了偏差的情况下，产生DC偏移。此外，理想的是构成光调制器的Mach-Zehnder干涉仪的光输出在消光比(导通/截止比)为无线大即截止时，完全为0，但在截止时未完全为0的情况下，消光比不是无线大，产生DC偏移。DC偏移在光信号中表现为残存载波的形式，因此，能够通过观察光信号的光谱来确认DC偏移。
DC偏移以及由于该DC偏移引起的载波的残存也在非相干检波方式的直接检波方式(例如，也称作利用受光元件对1010的导通截止信号的强度进行直接检波的方式、强度调制直接检波等)中产生，该相干检波方式使用局部振荡激光器。在直接检波方式中，残存载波在接收侧的电力级中再次表现为DC偏移，因此，能够通过电容器等的模拟DC模块电路较容易地去除。与此相对，在相干检波方式中，并且，在发送激光器与接收侧的局部振荡激光器的频率未准确地一致的情况下，残存载波在接收侧的电力级中未转换为直流，无法通过DC模块电路去除。
此外，在已知为星座失真的方式中，存在IQ(In-phase Quadrature)串扰。在同相相位(In-phase)成分与正交相位(Quadrature)成分的相位差由于光调制器的偏置电压误差而未准确地成为90°的情况下，产生IQ串扰。
公开了预先计测应用于光发送装置的光调制器的特性并利用发送装置内的数字信号处理装置补偿光调制器的特性以应对这些星座失真的技术(例如，参照非专利文献1)。此外，还公开了在无线通信中使用正交调制的情况下，在接收器侧校正由于I-Q信号成分间的增益不平衡和相位不平衡而引起的、被称作正交误差的失真的技术(例如，参照专利文献1)。
现有技术文献
专利文献：日本特开2012-182793号公报
非专利文献：杉原隆嗣、「高速光通信における予等化技術の現状と展望」、電子情報通信学会、信学技報、IEICE Technical Report、OCS2011-41(2011-7)、p.83-88
发明内容
发明要解决的问题
但是，在无法预先计测光调制器的特性的情况、特性随着时间经过而发生变化的情况下，存在无法利用非专利文献1中记载的技术的问题。特别是，存在难以利用发送装置侧的数字信号处理装置补偿对施加到光调制器的偏置电压进行控制的自动偏置控制电路的变动漂移、以及由于自动偏置控制电路施加的误差而产生的光调制器的不完整性的问题。
此外，在如专利文献1那样在接收侧校正I-Q信号成分间的不平衡的情况下，通过相位和增益的调整统一地进行校正，因此，存在无法补偿非线性地产生的星座失真的问题。
本发明是为了解决上述那样的问题而完成的，其目的在于获得能够高精度地补偿非线性地产生的星座失真的光传输失真补偿装置、光传输失真补偿方法以及通信装置。
用于解决课题的手段
本发明的光传输失真补偿装置的特征在于，具有：I成分补偿部，其根据正交调制信号的I成分和Q成分构成表示I成分的失真的第1多项式，对所述第1多项式的各项乘以第1系数，由此计算补偿了失真后的I成分；Q成分补偿部，其根据所述正交调制信号的I成分和Q成分构成表示Q成分的失真的第2多项式，对所述第2多项式的各项乘以第2系数，由此计算补偿了失真后的Q成分；以及系数计算部，其对所述I成分补偿部及所述Q成分补偿部的输出与已知信号进行比较，计算所述第1系数和所述第2系数。
发明效果
根据本发明，能够高精度地补偿非线性地产生的星座失真。
附图说明
图1是示出本发明实施方式1的相干光通信装置的接收装置的图。
图2是示出不存在失真的情况下的16QAM调制的星座的图。
图3是示出产生了I成分和Q成分的失真的情况下的16QAM的星座的图。
图4是示出本发明实施方式1的光传输失真补偿装置的图。
图5是示出本发明实施方式1的I成分补偿部和Q成分补偿部的图。
图6是示出本发明实施方式1的系数计算部的图。
图7是示出本发明实施方式2的光传输失真补偿装置的图。
图8是示出本发明实施方式2的Skew补偿部的图。
图9是示出本发明实施方式3的光传输失真补偿装置的图。
图10是示出本发明实施方式4的相干光通信装置的发送装置的图。
图11是示出本发明实施方式4的光传输失真补偿装置的图。
具体实施方式
参照附图对本发明实施方式的光传输失真补偿装置、光传输失真补偿方法以及通信装置进行说明。对相同或对应的结构要素标注相同标号，有时省略重复说明。
实施方式1
图1是示出本发明实施方式1的相干光通信装置的接收装置的图。接收装置1将从光纤2接收到的光信号转换为电信号并进行数字处理。
在接收装置1中，首先，偏振波分离器3将光信号分离为2个正交偏振波成分。将这些光信号和本地光源4的本地光输入到90°混合电路5、6中，能够获得使两个光彼此以同相和反相发生干扰而得到的一组输出光、以及以正交(90°)和反正交(-90°)发生干扰而得到的一组输出光，合计4个输出光。这些输出光被光电二极管(未图示)分别转换为模拟信号。这些模拟信号被AD转换器7转换为数字信号。
波长色散补偿部8以后的结构是对从AD转换器7作为数字信号而输出的正交调制信号进行数字处理而补偿失真的光传输失真补偿装置。这里，在光信号在光纤2中传播时，信号波形由于如波长色散的效应而发生失真。波长色散补偿部8根据接收信号估计该失真的大小并进行补偿。
在光通信中将水平偏振波和垂直偏振波合成并进行发送且在接收中进行分离时，由于如偏振波模式色散这样的效应，产生偏振波变动，波形失真。自适应均衡部9进行补偿该失真的均衡处理。偏振波分离最初由光解调器进行，但由自适应均衡部9更加完全地对偏振波分离进行处理。提出有在发送侧插入长周期·已知模式(pattern)信号、短周期·已知模式信号，并使得与接收到的该信号之间的误差最小的方法等。
频率偏移补偿部10校正收发的本地信号(载波信号)的频率误差。相位变动补偿部11利用在发送侧插入有频率偏移补偿部10中的残留偏移、未被自适应均衡部9完全去除的残留相位变动或者相滑而得到的短周期·已知模式信号来进行补偿处理。
IQ失真补偿部12补偿由于DC偏移、消光比引起的失真等IQ平面上的失真(IQ失真)。优选在利用频率偏移补偿部10和相位变动补偿部11减少了相位变动、相滑的状态下进行IQ失真的补偿。
载波相位再现(Carrier Phase Recovery：CPR)部13补偿未由频率偏移补偿部10和相位变动补偿部11完全去除的相位变动。检测临时判定出的星座(信号点)与接收到的星座(信号点)之间的偏差Φ，进行Φ的相位旋转并校正。能够通过乘以exp(jΦ)来进行基于该相位旋转的校正。然后，由纠错部14进行处理。
另外，关于光调制器的失真等静态地不怎么发生变动的失真，在发送侧也能够进行某种程度的补偿。但是，关于由于光调制器的偏置调整等而产生的动态地发生变动的失真，难以进行发送侧的补偿。接收侧的补偿存在容易应对动态地发生变动的失真的特征。
图2是示出不存在失真的情况下的16QAM调制的星座的图。图3是示出产生了I成分和Q成分的失真的情况下的16QAM的星座的图。光通信中的接收侧的星座失真不是仅仅DC成分统一地偏移的失真，而是弓形状的失真。认为这是由于正交调制器和正交解调器的非线性引起的失真。以后，将在IQ平面上呈弓形状地变化的失真成分称作弓形状失真。该弓形状失真无法如以往那样仅通过使DC成分偏移来补偿。
图4是示出本发明实施方式1的光传输失真补偿装置的图。IQ失真补偿部12设置在相位变动补偿部11与载波相位再现部13之间，具有I成分补偿部15、Q成分补偿部16和系数计算部17。
I成分补偿部15根据从相位变动补偿部11输出的正交调制信号的I成分Xi和Q成分Xq构成表示I成分的失真的N项的第1多项式，对第1多项式的各项乘以从系数计算部17输出的I成分补偿部用的第1系数，由此计算补偿了失真的I成分。当设由I成分和Q成分构成的第1多项式的第n项为INi(n)、第1多项式的第n项的系数为hi(n)时，I成分补偿部15的输出通过下面的式表示。
[式1]
Q成分补偿部16根据从相位变动补偿部11输出的正交调制信号的I成分Xi和Q成分Xq构成表示Q成分的失真的N项的第2多项式，对第2多项式的各项乘以从系数计算部17输出的Q成分补偿用的第2系数，由此计算补偿了失真的Q成分。当设由I成分和Q成分构成的第2多项式的第n项为INq(n)、第2多项式的第n项的系数为hq(n)时，Q成分补偿部16的输出通过下面的式表示。
[式2]
按照每个码元进行上述的处理，在系数计算部17中对各项的系数独立地进行优化。各项的系数是1次的，因此，能够使用瞬时值，无需存储器。
载波相位再现部13为了补偿I成分补偿部15和Q成分补偿部16的输出的相位变动，使由I成分和Q成分构成的信号向量的相位旋转因此，载波相位再现部13的输出通过下面的式表示。
[式3]
系数计算部17针对乘以第1和第2系数之前的第1和第2多项式的各个项，对I成分补偿部15和Q成分补偿部16的输出与参考信号(已知信号)进行比较，计算第1和第2系数。具体而言，以使载波相位再现部13的输出与参考信号之间的误差为最小的方式计算第1和第2系数。该误差中包含载波相位再现部13中的相位旋转补偿，因此，对误差赋予反相旋转的相位并提供给系数计算部17以抵消该误差。另外，作为参考信号，例如，可以利用作为同步检测用而插入到发送信号中的长周期·已知模式信号(例如，每1万比特256比特)。通过在长周期·已知模式信号中设定虚拟的随机信号，容易检测图3所示的IQ轴的弓形状失真。假设在仅1和0反复的情况下，失真成为直线状，难以检测弓形状失真。
图5是示出本发明实施方式1的I成分补偿部和Q成分补偿部的图。这里，N＝7。使用作为表示非线性的式使用的Voltera级数展开的一部分的项对失真进行了近似。这等价于非线性滤波器。第1和第2多项式的项数的增減、其他轴成分的利用和次数的增减根据如“弓形状失真可以用多项式来表现”的技术构思来设定。
I成分补偿部15的输出用基于来自相位变动补偿部11的I成分Xi和Q成分Xq的以下多项式来表示。
[式4]
Q成分补偿部16的输出用基于来自相位变动补偿部11的I成分Xi和Q成分Xq的以下多项式来表示。
[式5]
如图3所示，弓形状失真沿着I轴呈弓形地变化，沿着Q轴呈弓形地变化。该问题被推测是可以用针对I成分的2次曲线和3次曲线、针对Q成分的2次曲线和3次曲线虚拟地表示。上式的第2项、第3项和第6项以此为目的。
第5项是用于使得弓形的曲率不会由于象限的不同而发生改变的校正项。第1项针对发送侧的IQ合成时、接收侧的IQ分离时的放大率的差、以及在I成分和Q成分的线(line)上的负荷之差中产生的振幅比的偏差来调整振幅并进行补偿。第4项是由于具有调制器的控制信号对调制输出接近正弦波的形状的非线性、所以用3次曲线对其进行近似并恢复成线性的项。第7项对应于现有的DC偏移的补偿。
另外，上述多项式的各项的系数hi(1)～hi(7)和系数hq(1)～hq(7)由系数计算部17分别独立地计算。
根据上述的结果，I成分补偿部15和Q成分补偿部16的输出用以下的信号向量来表示。
[式6]
通过载波相位再现部13的相位旋转补偿，使该信号向量的相位旋转Φ。载波相位再现部13的输出CPR_OUT用以下的式来表示。
[式7]
在接收到被插入到发送信号中的长周期·已知模式信号时，从CPR_OUT减去长周期·已知模式信号的实际值(参考信号：TSi+jTSq)，计算误差err。
[式8]
这里，I成分补偿部15和Q成分补偿部16仍然未进行基于载波相位再现部13的相位旋转补偿。因此，当利用进行相位旋转补偿后的结果与参考信号之间的误差err进行系数计算时，包含有相位旋转补偿的影响，无法准确地计算用于补偿IQ失真的系数。因此，输入到系数计算部17中的数据对误差err进行恢复相位旋转补偿的操作而成为err×e-jΦ。这等价于对参考信号进行了相位旋转补偿。
图6是示出本发明实施方式1的系数计算部的图。系数计算部17使用最小二乘(Least Mean Square、LMS)算法求出I成分补偿部15和Q成分补偿部16的多项式的全项的系数。这时的LSM算法用以下的式表示。
[式9]
这里，k表示计算的更新次数，在长周期·已知模式信号中按照每个码元进行更新。Ek是第k次输入的一般误差的表现。另外，输入信号INi(n)、INq(n)、误差err和相位旋转量的值也按照每个k而不同，但在下侧的式中省略了k的显示。μ是1以下的系数。
如上述的式那样，LSM算法根据当前的系数hi(n)k、hq(n)k、误差err×e-jΦ和输入信号Xi、Xq，以使得误差为最小的方式求出以下的系数hi(n)k+1，hq(n)k+1。收敛值根据输入状况而发生变化。
系数的初始值例如可以设定为hi(1)＝1、hi(2)＝hi(3)＝hi(4)＝hi(5)＝hi(6)＝hi(7)＝0、hq(1)＝1、hq(2)＝hq(3)＝hq(4)＝hq(5)＝hq(6)＝hq(7)＝0。这表示直接输出输入信号。初始值不限定于上述的例子。
如以上所说明那样，在本实施方式中，通过用多项式表示IQ失真，能够高精度地补偿弓形状失真等非线性地产生的星座失真。
此外，系数计算部17使用最小二乘算法计算第1和第2系数。由此，与使用一般的最小均方误差(Minimum Mean Square Error：MMSE)算法的情况相比，能够高速且简单地计算系数。
此外，通过将IQ失真补偿部12设置在载波相位再现部13的前级，能够提高容易受到IQ失真的影响的载波相位再现的相位补偿精度。
此外，系数计算部17使用通过对载波相位再现部13的输出与已知信号之间的误差进行与载波相位再现部13中的补偿相反的补偿处理而得到的值来计算第1和第2系数。由此，能够去除相位旋转补偿的影响而高精度地计算补偿IQ失真的系数，因此，能够提高IQ失真补偿的性能。
此外，通过将IQ失真补偿部12设置于相位变动补偿部11的后级，能够在减少相位变动的影响之后进行IQ失真补偿处理。因此，能够高精度地计算补偿IQ失真的系数，还能够提高IQ失真补偿的精度。
实施方式2
图7是示出本发明实施方式2的光传输失真补偿装置的图。在IQ失真补偿部12与载波相位再现部13之间设置有Skew补偿部18。随着添加Skew补偿部18，系数计算部17中的系数的导出式发生改变。其他结构与实施方式1相同。
图8是示出本发明实施方式2的Skew补偿部的图。Skew补偿部18主要进行对发送时的I成分的信号与Q成分的信号之间的延迟差进行补偿的Skew补偿。Skew补偿部18具有：滤波器19，其进行I成分补偿部15和Q成分补偿部16的输出的Skew补偿；以及滤波器系数计算部20，其使用通过对误差err进行与载波相位再现部13中的补偿相反的补偿处理而得到的值来计算滤波器19的滤波器系数。还考虑到I成分与Q成分的串扰，滤波器19由蝶形的FIR滤波器构成。各个FIR滤波器的抽头系数用t11、t12、t21、t22表示。例如，在5级的FIR滤波器的情况下，分别具有5个抽头系数。滤波器系数计算部20具有与各个FIR滤波器对应的LMS算法。
FIR滤波器的输出用输入信号与抽头系数的卷积表示。用表示卷积，当设从I成分补偿部15向Skew补偿部18输入的输入信号为INsi、从Q成分补偿部16向Skew补偿部18输入的输入信号为INsq时，载波相位再现部13的输出通过以下的式表示。
[式10]
即，载波相位再现部13的输出成为使对作为Skew补偿部18的输入的Real成分的INsi卷积(t11+j·t21)所得的值与对作为Imag成分的INsq卷积(t12+j·t22)所得的值之和旋转相位量而得到的值。
Skew补偿部18的输入是I成分补偿部15和Q成分补偿部16的输出，因此，上式变为如下那样。
[式11]
与实施方式1同样，可从上式所示的载波相位再现部13的输出减去长周期·已知模式信号的实际值，计算出误差err。
[式12]
将对误差err进行与载波相位再现部13中的补偿相反的补偿处理而得到的值(err×e-jΦ)提供给计算Skew补偿部18中的FIR滤波器系数的LMS算法。向计算滤波器系数t11、t12的LMS算法分别提供作为实数部的Real[err·e-jΦ]。向计算滤波器系数t21、t22的LMS算法分别提供作为虚数部的Imag[err·e-jΦ]。
这时，针对各滤波器系数t11、t12、t21、t22的LMS算法的计算式如以下所示。通过更新该LMS算法，可求出FIR滤波器的抽头系数的集合。
[式13]
k表示计算的更新次数，这里，能够按照长周期·已知模式信号的每个码元进行更新。Ek表示第k次输入到LMS中的一般误差。另外，输入信号INsi、INsq、误差err和相位旋转量的值也按照每个k而不同，但在上式中省略了k的表示。
系数的初始值例如可以设定为t11＝{0，0，1，0，0}、t12＝{0，0，0，0，0}、t21＝{0，0，0，0，0}、t22＝{0，0，1，0，0}。这表示直接输出输入信号。初始值不限定于上述的例子。
另一方面，系数计算部17为了求出I成分补偿部15和Q成分补偿部16的多项式的系数hi(n)、hq(n)，使用LMS算法。以下示出这时的LSM算法的式。
[式14]
k表示计算的更新的次数，这里，能够按照长周期·已知模式信号的每个码元进行更新。Ek是第k次输入到LMS中的一般误差的表现。另外，输入信号INsi、INsq、误差err和相位旋转量的值也按照每个k而不同，但在上式中省略了k的表示。
系数的初始值例如可以设定为hi(1)＝1、hi(2)＝hi(3)＝hi(4)＝hi(5)＝hi(6)＝hi(7)＝0、hq(1)＝1、hq(2)＝hq(3)＝hq(4)＝hq(5)＝hq(6)＝hq(7)＝0。这表示直接输出输入信号。初始值不限定于上述的例子。
在将Skew补偿部18设置于IQ失真补偿部12的后级的情况下，输入到LMS算法中的误差Ek对在载波相位再现部13的输出中计算出的误差err恢复Skew补偿的量和载波相位再现的量。实际上，对参考信号赋予这些量。追加到上式的err的右侧的项以该处理为目的。
如上所述，系数计算部17使用通过对误差err进行与Skew补偿部18和载波相位再现部13中的补偿相反的补偿处理而得到的值计算第1和第2系数。由此，能够去除Skew和相位旋转补偿的影响而高精度地计算补偿IQ失真的系数，因此，能够提高IQ失真补偿的性能。
另外，为了通过以上述的方式在减少了相位变动、相滑的状态下实施IQ失真补偿而使效果增加，将IQ失真补偿部12设置于相位变动补偿部11的后级。但是，如果除此以外还存在能够去除相位变动、相滑的处理部，则也可以在其后级设置IQ失真补偿部12。
实施方式3
图9是示出本发明实施方式3的光传输失真补偿装置的图。自适应均衡部9和相位变动补偿部11分别根据已知信号与接收信号之间的误差计算均衡处理和补偿处理的滤波器系数和补偿量。例如，作为自适应均衡部9的已知信号，可以利用按照几百个码元等级配置在分组数据的起始位置的同步用长周期·已知模式信号、按照每几十个码元配置在数据整体中的短周期·已知模式信号。作为相位变动补偿部11的已知信号，可以利用上述短周期·已知模式信号。
未补偿的接收信号中残留有IQ失真，但已知信号中不包含IQ失真。因此，两者的误差中残留有IQ失真。因此，在本实施方式中，自适应均衡部9和相位变动补偿部11使用附加有根据系数计算部17的计算结果而求出的IQ失真的已知信号来计算均衡处理和补偿处理的滤波器系数和补偿量。具体而言，通过乘以或者加上相反符号的系数或者补偿量，对已知信号附加IQ失真。由此，自适应均衡部9中的系数计算和相位变动补偿部11中的补偿量计算能够在未受IQ失真的影响或者大幅地减少的状态下高精度地实施均衡处理和补偿处理，并且，还能够提高IQ失真补偿的效果。
实施方式4
图10是示出本发明实施方式4的相干光通信装置的发送装置的图。在实施方式1～3中对将包含IQ失真补偿部12的光传输失真补偿装置应用于接收装置1的情况进行了说明，但在本实施方式中，应用于发送光信号的发送装置21的数字信号处理装置(DigitalSignal Processor:DSP)22。调制器24、25根据DSP22的输出信号调制信号光源23的输出光。这些输出光被偏振波合成器26复用为正交的偏振波状态并输出到光纤2。
图11是示出本发明实施方式4的光传输失真补偿装置的图。发送侧的IQ失真补偿部12预测后级的调制器24、25等的失真的形状，利用多项式对其失真进行近似。系数计算部17以使I成分补偿部15和Q成分补偿部16的输出与失真预测形状之间的误差为最小的方式分别计算第1和第2系数。在计算该系数时，能够应用MMSE算法(Minimum Mean SquareError：最小均方误差)算法。由此，能够补偿后级的调制器等的失真。
另外，在实施方式1～4中仅对X偏振波进行了说明，但当然也可以在Y偏振波中应用相同的方法。此外，也可以通过将用于实现实施方式1～4的光传输失真补偿方法的程序记录在计算机可读取的记录介质中，使计算机系统或者可编程的逻辑器件读入并执行该记录介质所记录的程序，进行光传输失真补偿。另外，假设此处所说的“计算机系统”包含OS和周边设备等硬件。此外，“计算机系统”还包含具有主页提供环境(或显示环境)的WWW系统。另外，“计算机可读取的记录介质”是指软盘、磁光盘、ROM、CD-ROM等可移动介质，内置在计算机系统中的硬盘等存储装置。并且，“计算机可读取的记录介质”还包含在一定时间内保持程序的介质，比如经由互联网等网络或电话线路等通信线路发送了程序时的作为服务器或客户端的计算机系统内部的易失性存储器(RAM)。此外，上述程序可以从将该程序存储到了存储装置等的计算机系统经由传输介质或通过传输介质中的传输波传输到其他计算机系统。这里，传输程序的“传输介质”是如互联网等网络(通信网)或电话线路等通信线路(通信线)那样具有传输信息的功能的介质。此外，上述程序也可以是用于实现上述功能的一部分的程序。并且，也可以是能够通过与已经记录在计算机系统中的程序的组合实现上述功能的、所谓差值文件(差值程序)。
标号说明
1：接收装置；9：自适应均衡部；11：相位变动补偿部；13：载波相位再现部；15：I成分补偿部；16：Q成分补偿部；17：系数计算部；18：Skew补偿部；19：滤波器；20：滤波器系数计算部；21：发送装置。

Claims (11)

1.一种光传输失真补偿装置，其特征在于，该光传输失真补偿装置具有：
I成分补偿部，其根据正交调制信号的I成分和Q成分构成表示I成分的失真的第1多项式，对所述第1多项式的各项乘以第1系数，由此计算补偿了失真后的I成分；
Q成分补偿部，其根据所述正交调制信号的I成分和Q成分构成表示Q成分的失真的第2多项式，对所述第2多项式的各项乘以第2系数，由此计算补偿了失真后的Q成分；以及
系数计算部，其对所述I成分补偿部及所述Q成分补偿部的输出与已知信号进行比较，计算所述第1系数和所述第2系数。
2.根据权利要求1所述的光传输失真补偿装置，其特征在于，
所述第1多项式和第2多项式中的任意一方包含补偿在IQ平面上呈弓形状地变化的失真成分的项。
3.根据权利要求2所述的光传输失真补偿装置，其特征在于，
作为补偿所述呈弓形状地变化的失真成分的项，所述第1多项式包含Q成分的1次项、Q成分的2次项和Q成分的3次项中的至少一个，所述第2多项式包含I成分的1次项、I成分的2次项和I成分的3次项中的至少一个。
4.根据权利要求1～3中的任意一项所述的光传输失真补偿装置，其特征在于，
所述第1多项式包含I成分的3次项，
所述第2多项式包含Q成分的3次项，
补偿发送调制器的非线性。
5.根据权利要求1～4中的任意一项所述的光传输失真补偿装置，其特征在于，
所述系数计算部使用最小二乘算法计算所述第1系数和第2系数。
6.根据权利要求1～5中的任意一项所述的光传输失真补偿装置，其特征在于，
该光传输失真补偿装置还具有载波相位再现部，该载波相位再现部补偿所述I成分补偿部和所述Q成分补偿部的输出的相位变动，
所述系数计算部使用通过对所述载波相位再现部的输出与所述已知信号之间的误差进行与所述载波相位再现部中的补偿相反的补偿处理而得到的结果，计算所述第1系数和第2系数。
7.根据权利要求6所述的光传输失真补偿装置，其特征在于，
该光传输失真补偿装置还具有Skew补偿部，该Skew补偿部设置在所述I成分补偿部及所述Q成分补偿部与所述载波相位再现部之间，
所述Skew补偿部具有：蝶形滤波器，其进行所述I成分补偿部和所述Q成分补偿部的输出的Skew补偿；以及滤波器系数计算部，其使用通过对所述误差进行与所述载波相位再现部中的补偿相反的补偿处理而得到的结果来计算所述滤波器的滤波器系数，
所述系数计算部使用通过对所述误差进行与所述Skew补偿部和所述载波相位再现部中的补偿相反的补偿处理而得到的结果，计算所述第1系数和第2系数。
8.根据权利要求1～7中的任意一项所述的光传输失真补偿装置，其特征在于，还具有：
自适应均衡部，其对所述正交调制信号进行均衡处理；以及
相位变动补偿部，其对所述正交调制信号进行补偿处理，
所述I成分补偿部和所述Q成分补偿部设置在所述自适应均衡部和所述相位变动补偿部的后级，
所述自适应均衡部和所述相位变动补偿部使用附加有根据所述系数计算部的计算结果而求出的IQ失真的已知信号来计算所述均衡处理和所述补偿处理的滤波器系数和补偿量。
9.一种通信装置，其特征在于，
该通信装置具有接收装置，该接收装置接收光信号，
所述接收装置具有权利要求1～8中的任意一项所述的光传输失真补偿装置。
10.一种通信装置，其特征在于，
该通信装置具有发送装置，该发送装置发送光信号，
所述发送装置具有权利要求1～5中的任意一项所述的光传输失真补偿装置。
11.一种由光传输失真补偿装置进行的光传输失真补偿方法，该光传输失真补偿方法的特征在于，具有以下步骤：
根据正交调制信号的I成分和Q成分构成表示I成分的失真的第1多项式，对所述第1多项式的各项乘以第1系数而计算补偿了失真后的I成分；
根据所述正交调制信号的I成分和Q成分构成表示Q成分的失真的第2多项式，对所述第2多项式的各项乘以第2系数而计算补偿了失真后的Q成分；
对补偿了所述失真后的I成分及Q成分与已知信号进行比较，计算所述第1系数和第2系数。
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