JP6396016B2 - 光受信器および光信号受信方法 - Google Patents

Description

本発明は、光受信器および光信号受信方法に係り、特に、光ファイバで伝送される光信号の送受信に適した光受信器および光信号受信方法に関する。

動画などの大容量コンテンツおよびＴｗｉｔｔｅｒ、Ｆａｃｅｂｏｏｋを含むソーシャルネットワーキングサービスの普及により、インターネットトラフィックは、年々増加している。この結果、光ファイバを介してデータ通信を行う光伝送システムの大容量化が求められている。このような背景のなか、都市間または都市内を結ぶコア・メトロ網のような長距離ネットワークでは、現在１波長で１０Gbit/sの情報伝送を行う光伝送システムが広い範囲で運用されている。

また、次世代の長距離ネットワーク向けの光変復調方式として、偏波多重ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）デジタルコヒーレント方式が多くの研究機関の関心を集めている。

デジタルコヒーレント検波を用いた光受信器について簡単に説明する。コヒーレント光受信器は、光位相の基準として入力光信号と同一波長の局発レーザ光源を用いる。入力光信号と局発レーザ光源から出力された局発光は、２つの光が干渉される光９０度ハイブリッドに入力される。光９０度ハイブリッドは、入力光信号と局発光とを合成する。光９０度ハイブリッドは、局発光と光信号の同相成分からなるＩ（同相）成分出力光と、局発光と光信号との直交成分からなるＱ（直交）成分光を生成する。両者は、それぞれ、バランス型光受信器によって受信され、受信された光信号について、光９０度ハイブリッドは、電気信号に変換する。光信号について、それぞれ２つのＡ／Ｄ変換器は、時間サンプリングして、デジタル化された出力信号とする。受信された光信号の光電界をｒ（ｎ）ｅｘｐ（ｊθ（ｎ））とし、局発光の光電界を１と仮定する。

図１を参照して、デジタル信号の振幅と位相の定義を説明する。図１に示すＩＱ平面において、第１象限に信号点がある。信号点とＩＱ平面の原点との距離ｒ（ｎ）がデジタル信号の振幅である。また、信号点とＩＱ平面の原点とを結ぶ線分とＩ軸とが成す角度が位相θ（ｎ）である。さらに、ｎはサンプル番号である。ここで、ｊは虚数単位を示している。

局発光と信号光は、実際にはランダムな位相雑音や差周波成分を持っている。しかし、受信後に実施されるデジタル信号処理によりそれらは除去できるため無視して説明する。バランス型光受信器は、入力された光信号を局発光とホモダイン検波を行う。バランス型光受信器は、それぞれ局発光を基準とした光信号の光電界の同相成分と直交成分を出力する。したがって、２つのＡ／Ｄ変換器から出力される電気信号は、式１、式２によって表される。

Ｉ（ｎ）＝ｒ（ｎ）ｃｏｓ（θ（ｎ））…（式１）
Ｑ（ｎ）＝ｒ（ｎ）ｓｉｎ（θ（ｎ））…（式２）
このようにコヒーレント光電界受信器は、受信した光信号から光電界ｒ（ｎ）ｅｘｐ（ｊθ（ｎ））を表す全ての情報（Ｉ，Ｑ成分）を得る。また、デジタルコヒーレント光受信器に具備されるデジタル演算回路は、複素電界演算回路であり、データのタイミング抽出後、光信号が伝送中に受ける波長分散のような線形劣化などの逆関数を与えることで、その影響を打ち消す。デジタルコヒーレント光受信器を用いることで受信信号の電界情報を得ることができ、原理的にはどのような複雑な多値信号でも受信可能である。しかし、コヒーレント受信器は、受信器の構成が複雑である。また、信号光源および局発光源として具備するレーザは、高い性能を求められるため高価である。

コヒーレント検波方式に対し、連続するシンボルの位相差（差動位相）を検出する光遅延検波方式は、局発光を用いない。このため、光遅延検波方式は、デジタル信号処理による周波数推定および高速な位相推定を不要とする。これらの点で、光遅延検波方式は、コヒーレント検波方式に比べて安価かつ簡素である。

以下、干渉位相が直交する２つの光遅延検波器を用いて光多値情報信号のＩ相とＱ相を復調する受信方式について説明する。直交する光遅延検波器について、説明する。第１の光遅延検波器は、２つの経路の一方の遅延時間Ｔｄが受信する光多値情報信号のシンボル時間Ｔに等しく、両経路の光位相差が０となるように設定されている。また第２の光遅延検波器は、２つの経路の一方に遅延時間Ｔｄ＝Ｔを持ち、両経路の光位相差がπ／２となるように設定されている。これらの２つの遅延検波器とバランス型受信器を用いて受信した光信号は、次のように記述できる。受信した光電界信号の光電界をｒ（ｔ）ｅｘｐ（ｊθ（ｔ））と記述すると、光遅延検波の原理からｄＩ、ｄＱは、式１４、式１５によって表すことができる。ここで、ｔは、時刻である。

ｄＩ（ｔ）
＝ｒ（ｔ）ｒ（ｔ−Ｔｄ）ｃｏｓ（θ（ｔ）−θ（ｔ−Ｔｄ））…（式１４）
ｄＱ（ｔ）
＝ｒ（ｔ）ｒ（ｔ−Ｔｄ）ｓｉｎ（θ（ｔ）−θ（ｔ−Ｔｄ））…（式１５）
予め連続するシンボルの位相差Δθ＝（θ（ｔ）−θ（ｔ−Ｔｄ））に送信したい情報を重畳することで、情報伝送が可能となる。しかし、遅延検波器の温度依存によって遅延時間Ｔｄが変動してしまうこと、または、直交性がずれてしまうことが要因となり、式１４、式１５に余計な項が含まれるために復調された位相情報Δθに誤差が発生する。光信号の位相を精度高く検出するためには、遅延検波器の遅延時間および２つの遅延検波器の相対的な位相量を正確に制御する必要がある。

遅延時間Ｔｄの変動は、具体的には第一の遅延検波器における両経路の光位相差がゼロからずれること、第２の遅延検波器における両経路の光位相差がπ／２からずれることでる。それらのずれ量は同量である。直交性のずれは、具体的には第１の遅延検波器における両経路の光位相差と、第２の遅延検波器における両経路の光位相差との相対量がπ／２からずれることである。

直交する２つの遅延検波器の位相差をπ／２に制御する方式は、非特許文献１に報告されている。非特許文献１の原理は、Ｉ相とＱ相の相関をとって位相制御機構にフィードバックをするという、無線通信システムで採用されている位相制御法であるコスタスループに類似した構成である。非特許文献１の原理は、Ｉ相主信号の一部を取り出し、直交する参照信号と乗算器にて掛け合わせて、それらの相関をとり、その結果得られた誤差情報をもとに相関がゼロとなるように遅延検波器の位相をフィードバック制御する。これによって、位相差は、π／２に最適化される。ここで、参照信号は、直交するＱ相信号から識別回路を用いて生成する。

遅延検波器の遅延時間の位相制御方法として、特許文献１に記載されている技術がある。特許文献１に記載されている技術は、遅延検波器の２つの経路の少なくともどちらか一方に位相調整部を具備し、光信号を受信した後に再生されたビットパターンの誤り率を算出し、その誤り率を最小にするように位相調整部をフィードバック制御することによる位相の最適化を開示する。

特開２０１２−２５３４００号公報

Z. Tao, et al., "Dither-free, Accurate, and Robust Phase Offset Monitor and Control Method for Optical DQPSK Demodulator", ECOC2007, 2007年, 3-5-2, pp75-76.

非特許文献１で使用したような識別回路を具備せず、ＡＤ変換器で受信信号をデジタル化し、デジタル信号処理において相関検出を行い、その結果を用いて２つの遅延検波器を位相制御することも可能である。しかし、相関を感度高く検出するためには、多くのシンボルデータを用いた平均化処理を必要とし、検出に大幅な時間を要する。

本発明は、直交する２つの遅延検波器の干渉位相の最適値からのずれをひとつの簡易な検出機構で検出するとともに、遅延時間の位相量の最適化と２つの遅延検波器の直交性の最適化をヒータをいずに行うことを目的とする。

上述した課題は、第１の光遅延検波器と、第２の光遅延検波器と、第１のバランス型受信器と、第１のバランス型受信器と、を備える光受信器において、入力された光電界信号について、２分岐して、一方の光電界信号を第１の光遅延検波器に入力して、第１の光遅延検波器から出力された出力光を第１のバランス型受信器で光電変換し、他方の光電界信号を第２の光遅延検波器に入力して、第２の光遅延検波器から出力された出力光を第２のバランス型受信器で光電変換し、光電変換された２対の電気信号から複素光電界を生成し、複素光電界の信号点配置の形状から、第１の光遅延器または第２の光遅延検波器の２経路の干渉位相の差を検出し、第１の光遅延器および第２の光遅延検波器の干渉位相間の位相差を検出する光受信器により、達成できる。

また、２つの経路の位相差のない第１の光遅延検波器と、２つの経路の位相差がπ／２の第２の光遅延検波器と、第１の光遅延検波器と接続された第１の光強度検出器と、第２の光遅延検波器と接続された第２の光強度検出器と、第１の光強度検出器の出力を第１のデジタル信号に変換する第１のＡＤ変換器と、第２の光強度検出器の出力を第２のデジタル信号に変換する第２のＡＤ変換器と、第１のデジタル信号と第２のデジタル信号とに基づいて光複素電界を生成する直交・回転補正部と、を含んで構成された光受信器であって、直交・回転補正部は、光複素電界に基づいて、第１のデジタル信号と第２のデジタル信号との復素シンボルの回転および直交性のずれ量を検出し、デジタル信号処理を施すことで光複素電界の歪みを補償し、元の光複素電界を再生する光受信器により、達成できる。

さらに、入力された光電界信号について、２分岐するステップと、２分岐した一方の光電界信号を第１の光遅延検波器に入力するステップと、他方の光電界信号を第２の光遅延検波器に入力するステップと、第１の光遅延検波器から出力された出力光を第１のバランス型受信器で光電変換するステップと、第２の光遅延検波器から出力された出力光を第２のバランス型受信器で光電変換するステップと、光電変換された２対の電気信号から複素光電界を生成するステップと、複素光電界の信号点配置の形状から、第１の光遅延器または第２の光遅延検波器の２経路の干渉位相の差を検出するステップと、第１の光遅延器および第２の光遅延検波器の干渉位相間の位相差を検出するステップと、を含む光信号受信方法により、達成できる。

本発明によると、光電界信号を受信する場合、直交する２つの遅延検波器の干渉位相は、そのうちひとつ遅延検波器の干渉位相はゼロ、もう１つの遅延検波器の干渉位相はπ／２となることを最適状態としているが、それらのずれをひとつの簡易な検出機構において、信号点配置の傾斜軸と、信号点配置の傾斜軸の方向の振幅と、傾斜軸に対して９０度の方向の振幅との比率を検出し、それらを用いて簡単な行列演算をデジタル信号に印加することで、遅延時間の位相量の最適化と２つの遅延検波器の直交性の最適化した理想的な信号点配置に再生することができる。

デジタル信号の振幅と位相の定義である。 位相予積算型光多値送受信器システムを説明するブロック図である。 複素信号点配置を説明する図である。 ずれまたは回転が発生したときの複素信号点配置を説明する図である。 ずれ、および回転が発生したときの複素信号点配置を説明する図である。 直接検波光多値受信器を説明するブロック図である。 直交・回転補正部の機能ブロック図である。 １６ＱＡＭ複素信号点配置を説明する図である。 傾斜検出部の機能ブロック図である。 傾斜検出部のポイントＡ、Ｂ、Ｃにおける光電界を説明する図である。 １６ＱＡＭ信号点群が織り成すひし形の比率の定義を説明する図である。 光電界のシミュレーション結果である。 直交座標変換回路における光電界のシミュレーション結果である。 他の直接検波光多値受信器を説明するブロック図である。 他の直交・回転補正部の機能ブロック図である。

以下、本発明の実施の形態について、実施例を用い、図面を参照しながら詳細に説明する。

図２を参照して、送信側にて位相予積算を実施して光多値信号を生成し、その光多値信号について、受信側で遅延検波方式と直接検波方式を組み合わせて受信する位相予積算型光多値送受信器システムについて説明する。図２の光電界受信器は、局発光を用いず、光遅延検波を用いて光位相を検出できる。このため、光電界受信器は、簡素かつ安価に実現することができる。さらに、位相予積算を用いているため、光電界受信器は、遅延検波後の差動位相が光電界の位相に復元できる。このため、送受信器は、受信後のデジタル信号処理による波長分散補償ができる。

以降では、まず図２を参照して、遅延検波器の干渉位相が最適値の場合の光送受信器システムの構成を説明する。次に、図３を参照して、この送受信器を用いて１６ＱＡＭ信号を生成および受信した場合の複素信号点配置（コンスタレーション）を説明する。

図２において、位相予積算型光多値送受信器システムは、位相予積算型光電界送信器２０１と、光伝送路２１２と、光電界受信器２１３とから構成されている。位相予積算型光電界送信器２０１は、レーザ光源２０２と、光電界変調機２０３と、複素多値信号生成回路２０４と、位相予積算部２０５と、サンプリング速度変換回路２０６と、予等化回路２０７と、ＤＡ変換器２０８と、駆動回路２１０と、を含んでいる。光電界受信器２１３は、遅延検波器２１４と、遅延検波器２１５と、光強度検出部２１６と、ＢＰＤ２１７と、ＡＤ変換器２１８と、サンプリング速度変換回路２２１と、逆正接演算回路２２２と、平方根回路２２３と、直交座標変換回路２２４と、を含んで構成されている。

位相予積算型光電界送信器２０１の内部において、レーザ光源２０２から出力される無変調のレーザ光について、光電界変調器２０３は、所用の電界変調を施した光電界信号に変調して、光伝送路２１２に出力する。

伝送すべき情報信号について、並列の２値高速デジタル電気信号列として、複素多値信号生成回路２０４は、デジタル情報入力端子に入力を受け付ける。入力された信号について、複素多値信号生成回路２０４は、複素多値情報信号に変換する。変換された信号は、２次元のＩＱ平面上で（ｉ，ｑ）と表現されるデジタル電気多値信号であり、時間間隔Ｔ（＝シンボル時間）ごとにその実部ｉと虚部ｑが出力される。変換された信号について、位相予積算部２０５は、入力を受け付ける。位相予積算部２０５は、入力された信号の位相成分のみを時間間隔Ｔでデジタル的に積算し、位相予積算複素多値情報信号に変換する。複素多値情報信号（ｉ，ｑ）が入力されると、位相予積算部２０５は、複素平面上で極座標（ｒ，θ）に変換する。極座標（ｒ，θ）は、式３のように表すことができる。図３（ａ）にこのときの１６ＱＡＭ光電界の信号点配置を示す。

Ｅｉ（ｎ）＝ｉ（ｎ）＋ｊｑ（ｎ）
＝ｒ（ｎ）ｅｘｐ（ｊθ（ｎ））…（式３）
このとき出力すべき位相予積算信号は、極座標を用いると式４によって表すことができる。

Ｅｏ（ｎ）＝ｉ'（ｎ）＋ｊｑ'（ｎ）
＝ｒ（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ（ｎ））
＝ｒ（ｎ）ｅｘｐ（ｊΣθ（ｎ））…（式４）
このときφ（ｎ）は、出力信号の位相角であり、Σθ（ｎ）は過去の位相角θ（１）〜θ（ｎ）を累積加算した値である。その出力信号は、再び直交座標系に変換された後に、位相予積算複素多値情報信号として出力される。図３（ｂ）にこのときの１６ＱＡＭ光電界の信号点配置を示す。この位相予積算複素多値情報信号は、サンプリング速度変換回路２０６−１、２０６−２に入力されて、サンプリング速度が２サンプル／シンボル以上となるようにサンプリング点を補完している。これによりナイキスト定理を満たし、完全な電界等化処理が可能となる。その後、位相予積算複素多値情報信号には、予等化回路２０７によって光伝送路２１２で生じる劣化の逆関数が印加され、その後、実部ｉ''、虚部ｑ''に分離され、分離された信号について、それぞれ２つのＤＡ変換器２０８，ＤＡ変換器２０９は、高速アナログ信号に変換する。これらの２つのアナログ信号について、駆動回路２１０、駆動回路２１１が増幅した後に光電界変調器２０３のＩ，Ｑの２つの変調端子に入力される。これによって予等化位相積算信号（ｉ''，ｑ''）を、光電界の同相成分Ｉと直交成分Ｑに持つ光電界信号が生成される。なお、光電界信号の光電界は、（ｉ''（ｎ）＋ｊｑ''（ｎ））ｅｘｐｊω（ｎ）である。ここで、ω（ｎ）は、レーザ光源の光角周波数である。すなわち、光電界信号は、光周波数成分を取り除いた等価低域近似で（ｉ''（ｎ），ｑ''（ｎ））と等しい。

光電界信号は、光ファイバ伝送路２１２を伝送される。光ファイバ伝送路２１２は、光信号に波長分散による伝送劣化を与える。非コヒーレント光電界受信器２１３は、受信光電界信号を受信する。

光ファイバ伝送路２１２における伝送劣化は、予等化回路２０７で予め印加した逆関数と相互に打ち消される。このため、受信信号の光電界は、位相予積算複素多値情報信号と等しい。なお、予め印加した逆関数と伝送路劣化の伝達関数とが完全に打ち消し合わない場合でも、受信側にて再度印加される伝達関数で完全に打ち消すことが可能である。

光電界受信器２１３は、受信光電界信号を分岐し、２つの光遅延検波器２１４、２１５および光強度検出器２１６に入力する。第１の光遅延検波器２１４は、２つの経路の一方の遅延時間Ｔｄが受信する光多値情報信号のシンボル時間Ｔにおおよそ等しく、また、両経路の光位相差が０となるように設定されている。第２の光遅延検波器２１５は、２つの経路の一方に遅延時間Ｔｄ＝Ｔを持ち、両経路の光位相差がπ／２となるように設定されている。遅延検波器２１４、２１５は、出力光を、バランス型光検出器２１６、２１７に出力する。バランス型光検出器２１６、２１７は、出力光を電気信号に変換する。変換された電気信号について、ＡＤ変換器２１８は、デジタル信号に変換する。サンプリング速度変換回路２２１−１、２２１−２は、１サンプル／シンボルに変換し、ｄＩ（ｎ）、ｄＱ（ｎ）となる。

光強度検出器２１６から出力される電気信号について、ＡＤ変換器２２０およびサンプリング速度変換回路２２１−３は、デジタル信号Ｐ（ｎ）に変換する。デジタル信号ｄＩ（ｎ）、ｄＱ（ｎ）について、逆正接演算回路２２２は、ｄＩ（ｎ）をＸ成分、ｄＱ（ｎ）をＹ成分として２引数の逆タンジェント演算を行い、デジタル信号ｄＩ（ｎ）、ｄＱ（ｎ）の位相角を算出する。受信した光電界信号の光電界をｒ（ｎ）ｅｘｐ（ｊθ（ｎ））と記述すると、ｄＩ、ｄＱは式（５）（６）によって表すことができる。

ｄＩ（ｎ）＝ｒ（ｎ）ｒ（ｎ−１）ｃｏｓ（Δφ（ｎ））…（式５）
ｄＱ（ｎ）＝ｒ（ｎ）ｒ（ｎ−１）ｓｉｎ（Δφ（ｎ））…（式６）
ここでΔφ（ｎ）は、受信したｎ番目の光電界シンボルの、直前のシンボルからの位相差（φ（ｎ）−φ（ｎ−１））である。ｄｉ、ｄＱは、それぞれΔφ（ｎ）の正弦成分および余弦成分であるため、逆正接演算回路２２２は、４象限の逆正接演算を行って、Δφ（ｎ）を算出する。なお、ここでは、送信側で位相予積算を行っているため、受信光電界信号の位相角は、式７のように表すことができる。

φ（ｎ）＝Σθ（ｎ）…（式７）
逆正接演算回路２２２の出力信号は、式８によって表すことができる。式８において、元の複素多値情報信号の位相成分θ（ｎ）を抽出することができる。図３（ｃ）にこのときの１６ＱＡＭ光電界の信号点配置を示す。

Δφ（ｎ）＝Σθ（ｎ）−Σθ（ｎ−１）
＝θ（ｎ） …（式８）
光強度検出部２１６の出力信号Ｐ（ｎ）について、平方根回路２２３は、式９で表される電界振幅を出力として得る。

ｒ（ｎ）＝ｓｑｒｔ（Ｐ（ｎ））…（式９）
得られた振幅成分ｒ（ｎ）と位相成分θ（ｎ）とに基づいて、直交座標変換回路２２４は、再生複素情報出力端子から式１０で表される元のデジタル電気多値信号を再生する。図３（ｄ）にこのときの１６ＱＡＭ光電界の信号点配置を示す。

（ｉ，ｑ）＝ｒ（ｎ）ｅｘｐ（ｊθ（ｎ））…（式１０）
図３を参照して、複素信号配置を説明する。図３において、図３（ａ）は、位相予積算前１６ＱＡＭ複素信号点配置である。図３（ｂ）は、位相予積算後１６ＱＡＭ複素信号点配置である。図３（ｃ）は、遅延検波後の１６ＱＡＭ複素信号点配置である。図３（ｄ）は、直交座標変換回路後の１６ＱＡＭ複素信号点配置である。

位相予積算送受信器において、使用される２つの遅延検波器に下記”１””２”のようなずれが発生した場合について説明する。
”１”：第１の遅延検波器における両経路の光位相差がゼロからずれること、第２の遅延検波器における両経路の光位相差がπ／２からずれることで、さらにそれらのずれ量は符号を含めて同量δである場合
”２”：第１の遅延検波器における両経路の光位相差と、第２の遅延検波器における両経路の光位相差との相対量がπ／２から（π／２＋２α）にずれた場合
もしそれぞれ独立に発生した場合、式５、式６に示したｄＩ，ｄＱは、式１１、式１２に示すように行列演算で変換されｄＩ'，ｄＱ'になる。

このとき図３（ｃ）に示した遅延検波後の１６ＱＡＭ複素信号点配置は、”１”の場合は図４（ａ）に、”２”の場合は図４（ｂ）（理想的な信号点配置が正方形の形状をなしている場合、ひし形のように、また円形の場合は楕円のように）になる。また、”１””２”が一度に起きた場合は図５（ａ）のようになり、その信号点配置から算出できる位相角と強度検出部で検出された光振幅を用いて複素光電界を再生すると図５（ｂ）のようになる。図５（ｂ）は、全体が回転していることと、第１象限と第３象限の位相方向の間隔が狭く、第２象限と第４象限の位相方向の間隔が広いことが特徴である。このように遅延検波器に”１””２”のような事象が起きた場合、元の光電界（ｉ、ｑ）を再生できない。

図４および図５を参照して、複素信号配置を説明する。図４において、図４（ａ）は、遅延検波器後の１６ＱＡＭ複素信号点配置である（ただし、”１”のばあい）。図４（ｂ）は、位相予積算後１６ＱＡＭ複素信号点配置である（ただし、”２”のばあい）。図５（ａ）は、遅延検波器後の１６ＱＡＭ複素信号点配置である（ただし、”１”かつ”２”のばあい）。図５（ｂ）は、直交座標変換回路後の１６ＱＡＭ複素信号点配置である（ただし、”１”かつ”２”のばあい）。

この現象に対して、実施例１は、次に示すような方法で遅延検波器の位相ずれおよび直交性のずれを検出および補正を行う。

図６を参照して、光電界受信器の構成を説明する。図６において、光電界受信器６００は、遅延検波器６０２と、遅延検波器６０３と、光強度検出器６０４と、ＡＤ変換器６０８と、サンプリング速度変換回路６０９と、振幅正規化回路６１０と、逆正接演算回路６１２と、平方根回路６１３と、直交座標変換回路６１４と、直交・回転補正部６２０と、を含んで構成されている。

伝送路を伝搬された光電界信号について、光電界受信器６００は、２回の分岐で２つの光遅延検波器６０２、６０３および光強度検出器６０４に出力する。遅延検波器６０２、６０３から出力光について、それぞれバランス型光検出器６０６、６０７は、電気信号に変換する。その後、変換された電気信号について、ＡＤ変換器６０８−１、６０８−２は、デジタル信号に変換する。サンプリング速度変換回路６０９−１、６０９−２は、デジタル信号を１サンプル／シンボルに変換する。サンプリング速度変換回路６０９−１、６０９−２の出力は、ｄＩ（ｎ）、ｄＱ（ｎ）である。ｄＩ（ｎ）、ｄＱ（ｎ）について、振幅正規化回路６１０は、それぞれの振幅が同値（具体的には２５６）になるように正規化する。これは、バランス型受信器内のトランスインピーダンスアンプが自動利得制御されている場合、Ｉ側、Ｑ側の利得が異なってしまい、ｄＩ（ｎ）、ｄＱ（ｎ）の振幅に差が出てしまうことを補正するためである。正規化は、また１６ＱＡＭのような正方形の信号点配置の場合は振幅を１／√２倍する。これは、デジタル信号を処理するにあたって、信号がデジタル化（量子化ビット８の場合は振幅を２５６の値域で表現）されているため、この後に実施する位相回転の補正時に２５６の最大振幅からあふれないように予め振幅を減じる必要があるからである。

正規化回路６１０から出力されたｄＩ（ｎ）、ｄＱ（ｎ）について、直交・回転補正部６２０は、図５（ａ）のように歪んだ信号点配置から位相ずれ量を検出して、補正を行い、ｄＩ'（ｎ）、ｄＱ'（ｎ）を出力する。この直交・回転補正部６２０は、入力されたｄＩ（ｎ）、ｄＱ（ｎ）が生成する複素光電界から遅延検波器の位相ずれ量および直交性のずれ量の検出を実施する。直交・回転補正部６２０は、さらに複素光電界に以下で説明するデジタル信号処理（行列演算）を施すことで光電界の歪みを補償し、元の光電界を再生する。直交・回転補正部６２０によって、遅延検波器は、ヒータによる位相調整用回路を不要とすることができる。

図７を参照して、直交・回転補正部６２０の構成を説明する。図７において、直交・回転補正部６２０は、ｄＩ−ｄＱ複素光電界生成部６２１と、傾斜回転演算部６２２と、直交性補正演算部６２３と、固定量回転演算部６２４と、傾斜検出部６２５と、直交性ずれ検出部６２６と、を含んで構成されている。直交性ずれ検出部６２６は、傾斜回転部６２６１と、直交性ずれ算出部６２６２と、を含んで構成されている。

ｄＩ−ｄＱ複素光電界生成部６２１は、ｄＩ、ｄＱが入力されると、ｄＩ（ｎ）＋ｊｄＱ（ｎ）の演算により図８（ａ）（１６ＱＡＭの場合）に示すような複素光電界を生成する。遅延検波器に位相ずれまたは直交性のずれが発生していない場合、図８（ａ）に示す複素光電界の傾斜軸（矢印にて図示）は、Ｉ軸から４５度反時計まわりに位相回転した方向を示す。そこで傾斜検出部６２５は、光電界が歪んだ場合の傾斜軸の方向を検出する。

傾斜検出部６２５において傾斜軸は、具体的にはコヒーレント検波方式において使用される位相推定技術を遅延検波方式に転用することで検出可能である。

図８を参照して、１６ＱＡＭ複素信号点配置を説明する。図８において、図８（ａ）は、ｄＩ−ｄＱ複素光電界生成部６２１の出力の１６ＱＡＭ複素信号点配置である。図８（ｂ）は、傾斜回転部６２６１の出力の１６ＱＡＭ複素信号点配置である。図８（ｃ）は、直交性補正演算部６２３の出力の１６ＱＡＭ複素信号点配置である。図８（ｄ）は、固定量回転演算部６２４の出力の１６ＱＡＭ複素信号点配置である。

図９を参照して、傾斜検出部の構成を説明する。図９において、傾斜検出部６２５は、振幅最大信号点抽出部９０１と、復素光電界ｍ乗部９０２と、平均化部９０３と、ｍ倍偏角算出部９０４と、偏角算出部９０５と、を含んで構成されている。

傾斜検出部６２５において、１６ＱＡＭのｄＩ−ｄＱ光電界が入力されると、振幅最大信号点抽出部９０１は、４隅（理想な光電界における位相角としては４５度、１３５度、２２５度、３１５度に相当し、振幅最大となる）の信号点に絞る（図１０（ａ））。最大信号点抽出部９０１は、１６ＱＡＭ光電界の信号点配置が多いため、直接検波光多値受信器内に具備される光強度検出部から出力された光電界の振幅情報Ｐ（ｎ）をもとに４隅の信号点に絞る。

複素光電界ｍ乗部９０２は、複素光電界ｒ（ｎ）ｅｘｐ（ｊθ（ｎ））をｍ乗（４隅の信号点に絞っているためｍ＝４）する（図１０（ｂ））。ｍ乗に算出された光電界について、平均化部９０３は、平均化し、一点にまとめる。ｍ倍偏角算出部９０４は、平均化部９０３において１点に決定された信号点から、偏角（４＜φ＞）を算出する。偏角算出部９０５は、偏角を１／４することで傾斜量＜φ＞を決定する。

図７にもどって、傾斜検出部６２５で検出された傾斜軸の情報（傾斜量）は、傾斜回転部６２６１に入力される。傾斜回転部６２６１は、直交・回転補正部６２０に入力されたｄＩ−ｄＱ光電界を、傾斜量φだけ回転し、傾斜軸とＩ軸を一致した光電界（図８（ｂ）に示す複素光電界）を生成する。傾斜回転部６２６１は、生成した信号を、直交性ずれ算出部６２６２に出力する。図８（ｂ）に示す複素光電界は直交性がずれていることで理想的には正方形となるところ、ひし形のような形状となっている。そこで図８（ｂ）に示すようなひし形の２本の対角線の比率（Ｒ＝ｔ／ｓ）を算出し、その逆数を印加することでひし形は理想的な正方形にする。

図１０を参照して、図９のポイントＡ、Ｂ、Ｃにおける光電界を説明する。図１０において、図１０（ａ）は、ポイントＡにおける光電界である。図１０（ｂ）は、ポイントＢにおける光電界である。図１０（ｃ）は、ポイントＣにおける光電界である。

図１１を参照して、ひし形に関する定義を説明する。図１１において、図１１（ａ)は、ひし形の対角線の長さの定義を説明する図である。図１１（ｂ)は、Ｉ軸に対して上下の三角形の重心間の長さの定義を説明する図である。図１１（ｃ)は、Ｑ軸に対して左右の三角形の重心間の長さの定義を説明する図である。

図１１（ａ）において、ひし形の頂点のＩ軸方向距離をｓ、Ｑ軸方向距離をｔ、ひし形の比率Ｒをｔ／ｓとする。図１１（ｂ）において、Ｉ軸に対して上下の三角形の重心間の長さをｔ'と定義する。図１１（ｃ)において、Ｑ軸に対して左右の三角形の重心間の長さをｓ'と定義をする。

直交性ずれ算出部６２６２において、ひし形の２本の対角線の比率Ｒの算出方法を説明する。まず、図１１（ｂ）と図１１（ｃ）に示すように図１１（ａ）に示したひし形をＩ軸の上下の三角形に分け、またひし形をＱ軸の左右の三角形に分ける。直交性ずれ算出部６２６２は、図１１（ｂ）に示す上下の三角形の重心間の長さ（ｔ'）を算出する。また、直交性ずれ算出部６２６２は、図１１（ｃ）に示す左右の三角形の重心間の長さ（ｓ'）を算出する。直交性ずれ算出部６２６２は、それらの長さの比率を算出することで元のひし形の比率Ｒ＝ｔ／ｓ＝ｔ'／ｓ'を算出する。

三角形の重心を算出する方法として、三角形の中に含まれる信号点の光電界を加算し、信号点数で割ることで重心を求められる。ひし形の比率の算出方法としては、他にもＩ軸方向の最大最小の幅とＱ軸方向の最大最小の幅を比較する方法、Ｉ軸方向のｎ次のモーメントとＱ軸方向のｎ次のモーメントを比較する方法がある。これらは、傾斜軸をＩ軸に一致させているため簡単な算出が可能となっている。

図７において、最後に傾斜回転演算部６２２と直交性補正演算部６２３と固定量回転演算部６２４とは、傾斜検出部６２５において検出した傾斜量φと直交性ずれ算出部６２６２において算出されたひし形の比率Ｒを用いて、遅延検波器の位相ずれと直交性のずれによって歪んだ光電界（ｄＩ，ｄＱ）を補正する。補正後の光電界を（ｄＩ'，ｄＱ'）とすると直交・回転補正部６２０の演算式は、式１３となる。式１３の右辺の第３項目は、図８（ｂ）の傾斜軸（傾斜量φ）をＩ軸に一致させる回転行列である。第２項目は、図８（ｃ）に示すひし形を正方形に変形させる行列である。第１項目は、図８（ｄ）に示す傾斜軸を理想的な位相方向（この場合、４５度）に回転させる回転行列である。

図６に戻って、直交・回転補正部６２０において、遅延検波部の位相ずれと直交性のずれの検出および補正処理を経て出力された（ｄＩ'，ｄＱ'）について、逆正接演算回路６１２は、元の複素多値情報信号の位相成分θ（ｎ）を算出する。この位相成分θ（ｎ）と、光強度検出器６０４、ＡＤ変換器６０８−３、サンプリング速度変換回路６０９−３、平方根回路６１３を経て得られた元の複素多値情報信号の振幅成分ｒ（ｎ）とについて、直交座標変換回路６１４は、極座標から直交座標に変換する。この結果、光電界受信器６００は、複素多値情報信号（ｉ，ｑ）を再生できる。

なお、遅延検波器の干渉位相の情報を検出する際に使用するデジタル信号の信号点数を可変として、信号点数は、干渉位相の情報の分散または標準偏差を算出して、算出結果をもとに制御されてもよい。この信号点数に依存した周期で式１３の行列式は変更される。

図１２および図１３を参照して、実施例１の技術を用いて遅延検波部の位相ずれおよび直交性のずれを検出および補正を実施したシミュレーション結果を説明する。図１２において、図１２（ａ）は、ｄＩ−ｄＱ複素電界生成部における光電界である。図１２（ｂ）は、傾斜回転演算部における光電界である。図１２（ｃ）は、直交性補正演算部における光電界である。図１２（ｄ）は、固定量回転演算部における光電界である。図１３において、図１３（ａ）は、非補正時の直交座標変換回路における光電界である。図１３（ｂ）は、補正時の直交座標変換回路における光電界である。

図１２において、シミュレーションで用いた光信号は、１６ＱＡＭである。１６ＱＡＭ信号の特徴として、複素平面上で位相角を１６分割し、すべての信号点の位相角が３６０／１６＝２２．５度の整数倍となるように信号点を配置する。この信号を送信側で位相予積算を実施し、位相予積算光信号を生成する。生成した光信号は光ＳＮ比２５ｄＢにされて光多値受信器に入力される。位相ずれ５度、直交性ずれ１５度の遅延検波器に入力されると、入力された光信号のｄＩとｄＱがなす信号点配置を図１２（ａ）に示す。また強度検出部で得られた光電界の振幅とから光電界を再生すると図１３（ａ）の歪んだ信号点配置が得られる。これに対して、直交・回転補正技術を用いた場合の信号点配置を図７を用いながら説明すると、ｄＩ−ｄＱ複素電界生成部６２５において図１２（ａ）に示す複素光電界となり、傾斜検出部６２５で検出した傾斜量の情報を傾斜回転演算部６２２に伝達して傾斜軸を図１２（ｂ）のＩ軸に一致させ、つづく直交性補正演算部６２３では直交性ずれ検出部６２６で検出した直交性ずれ補正量を用いて図１２（ｃ）のひし形となっている形状を正方形に補正し、固定量回転演算部６２４において図１２（ｄ）の固定量回転することで理想的な信号点配置を得る。
この結果、得られたｄＩ'とｄＱ'と強度検出部によって得られた光電界の振幅情報Ｐとを用いて光電界に合成することで図１３（ｂ）のひずみのない信号点配置が得られる。

本実施例によれば、光電界信号を受信する場合、直交する２つの遅延検波器の干渉位相は、そのうちひとつ遅延検波器の干渉位相はゼロ、もう１つの遅延検波器の干渉位相はπ／２となることを最適状態としているが、それらのずれをひとつの簡易な検出機構において、信号点配置の傾斜軸と、信号点配置の傾斜軸の方向の振幅と、傾斜軸に対して９０度の方向の振幅との比率を検出し、それらを用いて簡単な行列演算をデジタル信号に印加することで、遅延時間の位相量の最適化と２つの遅延検波器の直交性の最適化した理想的な信号点配置に再生可能とすることができる。

本実施例によれば、受信器内に位相調整用ヒータを不要とすることができるため消費電力の削減が期待でき、また２つの遅延検波器を集積した直交型遅延検波器の干渉位相間の差に対する仕様緩和も可能となる。

本実施例と、コヒーレント検波方式を用いた直交性検出技術との決定的な差は、コヒーレント検波方式では２つの光源から出力される連続光の周波数差と位相差と偏波状態とによって信号点配置が高速変動してしまうのに対して、本技術では遅延検波方式を用いているため、干渉する２つの光に周波数差、偏波状態差が発生しないため、位相差以外の原因では信号点配置が変動しないことが挙げられる。そのためコヒーレント検波方式を用いた直交性検出技術は、伝送後の光信号には適用できない。

図１４を参照して、実施例２の光電界受信器を説明する。図１４において、図６で説明した実施例１の光電界受信器との差異を説明する。図１４の光電界受信器６００Ａは、直交・回転補正部６２０に代わって、直交・回転補正部６２０Ａを備える。光電界受信器６００Ａは、さらに、残留分散補償部６１５と、データ復号部６１６と、フレーム検出部６１７と、を備える。

光電界受信器６００Ａに入力された光電界信号に波長分散が残留していた場合、直交座標変換回路６１４から出力された複素多値光電界（ｉ'''，ｑ'''）には、残留した量の波長分散量の伝達関数が印加されている。残留分散補償部６１５は、直交座標変換回路６１４から出力された複素多値光電界（ｉ'''，ｑ'''）に基づいて、残留分散の伝達関数の逆関数を印加して元の複素多値信号（ｉ，ｑ）を得る。残留分散補償部６１５は、入力された信号を一度周波数領域に変換する。残留分散補償部６１５は、伝達関数を印加して残留分散を除去する。その後時間領域に変換しても、複数のタップからなるデジタル補正フィルタを用いてそのまま時間領域で残留分散を除去しても良い。

データ復号部６１６は、複素多値信号（ｉ，ｑ）から２値のデジタル電気信号列に変換する。変換された２値のデジタル電気信号列は、イーサネット(登録商標)伝送規格に準拠したフレームに構成されている。フレーム検出部６１７は、期待されるフレーム構成か否かを検出する。フレーム検出部６１７は、入力されたデジタル信号列が正しく復号できているかを判断する。フレーム検出部６１７においてフレームが誤っていることが検出された場合、その情報はフレーム検出情報として直交・回転補正部６２０Ａに伝達される。

図１５を参照して、実施例２の直交・回転補正部を説明する。図１５において、直交・回転補正部６２０Ａは、図７の直交・回転補正部６２０と対比して、さらに、固定量変更部６２７を備えている。伝達されてきたフレーム検出情報について、固定量変更部６２７は、フレームが誤っていることが通知されると、固定量回転演算部６２４で使用している回転量の固定値を変更する。固定値の変更方法としては、初めに設定されている値が４５度だとすると、その整数倍に、すなわち９０度、１３５度、…と変更し、フレーム検出情報が解除されるまで続ける。これは、実施例２で使用する位相予積算型光多値送受信器６００Ａが光伝送装置の中で使用開始されたときなど、遅延検波器の干渉位相が大幅にずれていた場合の初期引き込みに有効となる。なお、実施例２の適用は、位相予積算型光多値送受信器６００に限らない。

２０１…位相予積算型光電界送信器、２０２…レーザ光源、２０３…光電界変調器、２０４…複素多値信号生成回路、２０５…位相予積算部、２０６…サンプリング速度変換回路、２０７…予等化回路、２０８、２０９…ＤＡ変換器、２１０…駆動回路、２１２…光伝送路、２１３、６００…光電界受信器、２１４、２１５、６０２、６０３…遅延検波器、２１６、６０４…光強度検出器、２１７、６０６、６０７…バランス型受信器、２１８、２２０、６０８…ＡＤ変換器、２２１、６０９…サンプリング速度変換回路、２２２、６１２…逆正接演算回路、２２３、６１３…平方根回路、２２４、６１４…直交座標変換回路、６１０…振幅正規化回路、６１５…残留分散補償部、６１６…データ復号部、６１７…フレーム検出部、６２０…直交・回転補正部、６２１…ｄＩ−ｄＱ複素光電界生成部、６２２…傾斜回転演算部、６２３…直交性補正演算部、６２４…固定量回転演算部、６２５…傾斜検出部、６２６…直交性ずれ検出部、６２７…固定量変更部、９０１…振幅最大信号点抽出部、９０２…複素光電界ｍ乗部、９０３…平均化部、９０４…ｍ倍偏角算出部、９０５…偏角算出部、６２６１…傾斜回転部、６２６２…直交性ずれ算出部。

Claims (1)

1. ２つの経路の位相差のない第１の光遅延検波器と、２つの経路の位相差がπ／２の第２の光遅延検波器と、前記第１の光遅延検波器と接続された第１の光強度検出器と、前記第２の光遅延検波器と接続された第２の光強度検出器と、前記第１の光強度検出器の出力を第１のデジタル信号に変換する第１のＡＤ変換器と、前記第２の光強度検出器の出力を第２のデジタル信号に変換する第２のＡＤ変換器と、前記第１のデジタル信号と前記第２のデジタル信号とに基づいて光複素電界を生成する直交・回転補正部と、複素多値信号から２値のデジタル信号列に変換するデータ復号部と、所定のフレーム構成か否かを検出し、
   入力された前記デジタル信号列が正しく復号できているかを判断するフレーム検出部と、を含んで構成された光受信器であって、
   前記直交・回転補正部は、前記光複素電界に基づいて、前記第１のデジタル信号と前記第２のデジタル信号との復素シンボルの回転および直交性のずれ量を検出し、デジタル信号処理を施すことで前記光複素電界の歪みを補償し、元の光複素電界を再生し、
   前記フレーム検出部は、前記フレームが誤っていることを検出した場合に、フレーム検出情報として前記直交・回転補正部に伝達し、
   前記直交・回転補正部は、伝達されてきた前記フレーム検出情報により前記フレームが誤っていることが通知された場合に、回転量の固定値を変更することを特徴とする光受信器。

Images