CN104115423B - 用于正交幅度调制系统中的盲均衡和载波相位恢复的系统和方法 - Google Patents

用于正交幅度调制系统中的盲均衡和载波相位恢复的系统和方法 Download PDF

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Abstract

提供用于QAM信号的盲均衡的系统和方法。使用特征在于成本函数的算法来取得均衡，其中该成本函数作为与QAM信号关联的星座的点之间的欧几里德距离、例如最小欧几里德距离、即符号之间的距离的函数。

Description

用于正交幅度调制系统中的盲均衡和载波相位恢复的系统和方法
本申请要求2012年2月20日提交的美国临时申请序号61/600991的提交日期的权益，通过引用将其教导结合于此。
本申请涉及信息的光传输，以及更具体来说，涉及用于正交幅度调制系统中的盲均衡和载波相位恢复的系统和方法。
背景技术
在波分复用(WDM)光通信系统中，采用数据分别调制多个不同的光载波波长，以产生调制光信号。调制光信号组合为聚合信号，并且通过光传输路径传送给接收器。接收器对数据进行检测和解调。
可用于光通信系统中的一种类型的调制是相移键控(PSK)。按照PSK的不同变化，通过调制光波长的信号，使得光波长的相位或相位转换（phase transition）表示对一个或更多位进行编码的符号，来传送数据。在二进制相移键控(BPSK)调制方案中，例如，两个相位可用来表示每个符号的1位。在正交相移键控(QPSK)调制方案中，四个相位可用来对每个符号的2位进行编码。其它相移键控格式包括差分相移键控(DPSK)格式以及PSK和DPSK格式的变化，例如归零DPSK(RZ-DPSK)和相分复用QPSK(PDM-QPSK)。
调制格式、例如其中将多个数据位编码在单个传送符号上的QPSK一般可称作多级调制格式。多级调制技术一直例如用于允许增加的传输速率和降低的信道间隔，由此增加WDM系统中的各信道的谱效率(SE)。一种谱有效多级调制格式是正交幅度调制(QAM)。在QAM信号中，使用PSK和幅度相移键控(ASK)的组合来调制信息，例如以对每个符号的多个位进行编码。16QAM调制格式可例如用来对每个符号的4位进行编码。某些PSK调制方案(例如BPSK和QPSK)可称作QAM的一级(例如分别为2QAM和4QAM)。
偏振复用(POLMUX)可采用调制格式来实现，以使格式的谱效率加倍。在POLMUX格式中，例如使用QAM调制格式、采用数据分别调制光载波的偏振的两个相对正交状态，并且然后相结合供传输。例如，在POLMUX-QAM信号中，使用QAM调制格式、采用不同数据流来调制同一光载波的正交偏振。
在调制信号通过传输路径的传输期间，路径中的非线性度可将诸如色散(CD)、偏振模式色散(PMD)和偏振相关损失(PDL)之类的传输减损引入信号中。在接收器，相干检测可用来检测调制光信号。数字信号处理(DSP)可应用于相干接收器的输出，以对偏振复用信号进行解复用，补偿诸如PMD、PDL和其它残余减损之类的传输减损，以及对数据进行解调。
一般来说，接收器中的DSP可配置成通过采用具有传输路径的逆传递函数的自适应滤波器对接收信号进行滤波，来恢复传送信号。这种自适应滤波器可称作均衡器。理想均衡器恢复经过传输路径的信号，并且完全去除传输路径所赋予的减损。
本文中又称作“抽头权重”的均衡器的系数确定均衡器的传递函数。动态调整抽头权重，使均衡器的输出处的误差为最小。均衡器的输出处的误差是均衡器的实际输出与预计输出之间的差。获取均衡器的经调整的抽头权重的一种方式是传送发射器和接收器均已知的训练序列，并且从训练序列来检测传输路径的脉冲响应。接收器然后可通过从训练序列脉冲响应计算传输路径的逆传递函数，来得到新抽头权重。
获取均衡器的经调整的抽头权重的第二方式是以抽头权重的初始值开始，并且按照接收信号的特性来设计成本函数。通过降低成本函数的成本，直到使误差为最小，来连续调整抽头权重。在使误差为最小时，均衡器被说成是“收敛”。实现获取经调整的抽头权重的这种第二方式的均衡器称作“盲均衡器”。盲均衡器被认为比非盲均衡器更为有效，因为它连续更新其传递函数，以补偿传输路径的传递函数的任何变化，而无需同步训练符号。
恒模算法(CMA)是盲均衡中使用的一种已知算法。CMA算法定义成本函数，以估计接收信号中的噪声。成本函数的输出(成本)越高，则接收信号中的噪声和信号失真越大。均衡器通过相加接收信号和抽头权重的乘积，来计算均衡信号。在得到均衡信号之后，均衡信号的成本使用成本函数来计算。成本用来调整均衡器的抽头权重。均衡器然后使用经调整的抽头权重来计算新的均衡信号，并且从新的均衡信号来得到新成本。预计成本函数的成本通过重复进行这个过程来降低。
CMA结合PSK信号是特别有用的，因为它，CMA中的均衡信号在星座图上以分布于同心圆的星座点进行收敛。对于偏振解复用和盲均衡的POLMUX-QPSK信号成功实现了CMA算法。但是，CMA对于QAM信号的均衡不是最佳的，因为它甚至当均衡器收敛时也产生高均方误差(MSE)。
提出了对CMA的若干改进，包括半径导向判定辅助(radius-directed decision-aided)多模算法(MMA)，其中进行关于接收符号最可能所属的星座环的判定并且然后调整环半径。在Yang等人的“The Multimodulus Blind Equalization and Its Generalized Algorithms”(发表于IEEE Journal on Selected Areas in Communications，vol.，No. 5，第997-1015页，2002年6月)中描述MMA的示例。这种类型的MMA的一个缺点在于，它依靠环半径的正确判定。另外，例如，16 QAM信号中的环间隔能够小于最小符号间隔。相应地，这种类型的MMA对于低信噪比(SNR)和/或严重信号失真能够产生大误差。
与已知CMA和MMA均衡器关联的另一个难题在于，它们对接收光信号的载波相位不敏感。因此，当使用CMA和MMA均衡器时，要求接收信号的载波相位的估计，以确保数据的可靠解调。已经开发用于在接收器的DSP中执行载波相位估计(CPE)的多种方式。但是，这些方式是复杂的，并且利用DSP的计算资源。
附图说明
现在将通过举例、参照附图来说明本发明，附图包括：
图1是符合本公开的系统的一个示范实施例的框图。
图2是符合本公开的接收器的一个示范实施例的框图。
图3是图2所示的Hxx子均衡器的一示范实施例的框图。
图4是图2所示的Hxy子均衡器的一示范实施例的框图。
图5是图2所示的Hyx子均衡器的一示范实施例的框图。
图6是图2所示的Hyy子均衡器的一示范实施例的框图。
图7是示出符号之间的欧几里德距离的示范16QAM信号的星座图。
图8是符合本公开的算法的成本函数的负值(-log(J))与均衡信号的实分量(Re(y))和虚分量(Im(y))的图表。
图9是现有技术MMA的成本函数的负值(-log(J))与均衡信号的实分量(Re(y))和虚分量(Im(y))的图表。
图10是示出使用符合本公开的算法的系统的性能的星座图。
图11是示出使用现有技术MMA算法的系统的性能的星座图。
具体实施方式
一般来说，符合本公开的系统实现一种算法，其取得QAM信号的高性能盲均衡，而无需独立载波相位估计(CPE)。符合本公开的算法可称作平方模算法(SMA)，并且计算成本函数，其作为与QAM信号关联的星座的点之间的欧几里德距离、例如最小欧几里德距离、即符号之间的距离的函数。
图1是符合本公开的WDM传输系统100的一个示范实施例的简化框图。传输系统用来通过光信息路径102将多个光信道从发射终端104传送到一个或更多远程定位接收终端106。示范系统100可以是长距离水下系统，其配置用于将信道从发射器传送到距离为5000 km或以上的接收器。虽然示范实施例在光系统的上下文中描述并且结合长距离WDM光系统是有用的，但是本文所述的广义概念可在传送和接收其它类型的信号的其它通信系统中实现。
本领域的技术人员将会知道，为了便于说明，系统100示为极为简化的点对点系统。例如，发射终端104和接收终端106当然均可配置为收发器，由此各可配置成执行发射和接收功能。但是为了便于说明，本文中仅针对发射或接收功能来示出和描述终端。要理解，符合本公开的系统和方法可结合到大量网络组件和配置中。本文的所示示范实施例仅作为说明而不是限制来提供。
在所示示范实施例中，多个发射器TX1、TX2…TXN的每个在关联输入端口108-1、108-2…108-N接收数据信号，并且在关联波长λ1、λ2…λN传送数据信号。发射器TX1、TX2…TXN的一个或更多可配置成通过使用QAM调制格式、例如POLMUX-QAM在关联波长上调制数据。为了便于说明，发射器当然以极为简化形式示出。本领域的技术人员将会知道，各发射器可包括电和光组件，其配置用于在其关联波长传送具有预期幅度和调制的数据信号。
传送波长或信道分别在多个路径110-1、110-2…110-N上携带。数据信道由复用器或组合器112组合成光路102上的聚合信号。光信息路径102可包括光纤波导、光放大器、光滤波器、色散补偿模块以及其它有源和无源组件。
聚合信号可在一个或更多远程接收终端106接收。解复用器114将在波长λ1、λ2…λN的传送信道分离到与关联接收器RX1、RX2…RXN耦合的关联路径116-1、116-2…116-N上。接收器RX1、RX2…RXN的一个或更多可配置成对传送信号进行解调，并且在关联输出路径118-1、118-2、118-3…118-N来提供关联输出数据信号。
图2是符合本公开的一个示范接收器200的简化框图。所示示范实施例200包括：偏振分集相干接收器配置202，用于在路径116-N接收输入信号；以及数字信号处理(DSP)电路204，用于处理相干接收器的输出，以在路径118-N提供输出数据信号。按照POLMUX-QAM调制格式在光输入信号的载波波长λN上调制数据。相干接收器202将所接收的光输入信号转换为一个或更多数字信号，其作为输入来耦合到DSP电路204。DSP电路204对来自数字信号的数据进行解调，以在路径118-N提供表示在载波波长λN上调制的数据的输出数据流。
相干接收器202可采取多种配置。在所示示范实施例中，接收器包括偏振分束器(PBS)206、第一和第二90°光混合器208和210、本地振荡器(LO)212、平衡检测器214、216、218和220以及模数(A/D)转换器222、224、226和228。相干光信号接收器中的这些组件的操作简述如下。一般来说，输入光信号的正交x和y偏振由PBS 206分离到独立路径上。各偏振耦合到关联90°光混合器208、210。每个光混合器将其输入信号与复场空间中的LO振荡器信号的四个四边状态混合。每个光混合器然后将四个混合信号传递给两对平衡检测器214、216、218、220。平衡检测器的输出由A/D转换器222、224、226、228转换成数字信号。A/D转换器222和224的输出可分别指定为x偏振的I和Q输出(即，图2中的Iz、Qx)，以及A/D转换器226和228的输出可分别指定为y偏振的I和Q输出(即，图2中的Iy、Qy)。
A/D转换器的数字输出作为输入耦合到DSP电路204。一般来说，DSP涉及使用一个或更多专用集成电路(ASIC)和/或用于例如直接和/或在软件指令的控制下执行特定指令序列的专用处理器来处理信号。在所示示范实施例中，DSP电路204示为包括前端校正功能230、色散补偿功能232、时钟恢复功能234、再取样功能236、频率补偿功能238、SMA/DD-LMS均衡器功能239和前向纠错(FEC)功能256。这些功能可使用硬件、软件和/或固件的任何组合、按照多种配置来实现，以及虽然示出特定顺序，但是功能能够按照不同顺序来运行。虽然单独示出功能，但是要理解，功能的任何一个或更多可在单个集成电路或处理器中或者在集成电路和/或处理器的组合中执行。另外，实现DSP功能的集成电路和/或处理器可整体或部分在所示功能之间共享。
前端校正功能230接收A/D转换器222、224、226、228的输出Ix、Qx和Iy、Qy。按照已知方式，前端校正功能230去除I与Q信道之间的偏斜以及所有波形的任何DC偏移。前端校正功能230提供x偏振的单个输出以及y偏振的单个输出，如所示。色散补偿功能232接收前端校正功能230的输出。按照已知方式，色散功能232可补偿赋予输入信号的色散的影响。色散功能232可例如实现为两个不同有限脉冲响应(FIR)滤波器，其中之一执行对x偏振的补偿，而其中另一个执行对y偏振的补偿。时钟恢复功能234接收色散功能232的输出，并且按照已知方式从其中恢复数据时钟。再取样功能236接收时钟恢复功能234的输出，并且按照已知方式以较高速率、例如两倍或四倍于每符号的样本数量的速率对于x和y偏振处的数据再取样。频率补偿功能238接收再取样功能236的输出，并且按照已知方式来补偿本地振荡器212的频率与接收信号的频率之间的任何差。频率补偿功能238提供x偏振的单个输出(图2中的x)以及y偏振的单个输出(图2中的y)，如所示。
如将更详细论述，SMA/DD-LMS均衡器功能239从频率补偿功能238接收经补偿的输出x和y，并且应用符合本公开的算法(即，SMA)以用于执行x和y输出的盲均衡，以及提供独立输出u和v，而无需DSP电路204中的载波相位估计功能。输出u对应于第一偏振(在发射器处将数据调制在其上)，以及输出v对应于与第一偏振正交的第二偏振(在发射器处将数据调制在其上)。这些输出作为输入提供给前向纠错功能256。
前向纠错(FEC)功能256可包括用于对于在发射器应用于数据的FEC代码进行解码的已知功能。因此，前向纠错功能256的输出可表示在载波波长λN的两种偏振上调制的数据，并且可耦合在路径118-N的输出上。
如所示，SMA/DD-LMS均衡器功能239包括子均衡器240、242、244、246。在所示实施例中，子均衡器240和244各接收作为输入的、频率补偿功能238的x输出(其对应于x偏振)。子均衡器242和246各接收作为输入的、频率补偿功能238的y输出(其对应于y偏振)。子均衡器240、242、244和246分别具有传递函数Hxx、Hxy、Hyx和Hyy。
图3是示出具有传递函数Hxx的子均衡器240的一个实施例的框图。如所示，子均衡器240是抽头延迟均衡器，其中M是抽头数量。子均衡器包括：延迟302，其中包括延迟302-1、302-2…302-M；乘法器304，包括乘法器304-1、304-2、304-3…304-M；以及加法器306。对子均衡器240的输入信号是来自频率补偿功能238、与x偏振对应的输出。乘法器304-1、304-2、304-3…304-M的每个从存储器(未示出)接收相应滤波器系数(抽头权重)hxx(k) (k=1至M)，并且将滤波器系数与从输入信号或者延迟的关联延迟所接收的值相乘，如所示。所产生的抽头权重乘积由加法器306来求和，并且将结果作为子均衡器240的输出来提供。连续提供该输出，其中连续更新hxx(k)的值，如下面将描述。
图4是示出具有频域的传递函数Hxy或者时域的hxy(k) (k=1至M)的子均衡器242的一个实施例的框图。如所示，子均衡器242是抽头延迟均衡器，其中M是抽头数量。子均衡器包括：延迟402，其中包括延迟402-1、402-2…402-M；乘法器404，包括乘法器404-1、404-2、404-3…404-M；以及加法器406。对子均衡器242的输入信号是来自频率补偿功能238、与y偏振对应的输出。乘法器404-1、404-2、404-3…404-M的每个从存储器(未示出)接收相应滤波器系数(抽头权重)hxy(k) (k=1至M)，并且将滤波器系数与从输入信号或者延迟的关联延迟所接收的值相乘，如所示。所产生的抽头权重乘积由加法器406来求和，并且将结果作为子均衡器242的输出来提供。连续提供该输出，其中连续更新hxy(k)的值，如下面将描述。
图5是示出具有传递函数Hyx的子均衡器244的一个实施例的框图。如所示，子均衡器244是抽头延迟均衡器，其中M是抽头数量。子均衡器包括：延迟502，其中包括延迟502-1、502-2…502-M；乘法器504，包括乘法器504-1、504-2、504-3…504-M；以及加法器506。对子均衡器244的输入信号是来自频率补偿功能238、与x偏振对应的输出。乘法器504-1、504-2、504-3…504-M的每个从存储器(未示出)接收相应滤波器系数(抽头权重)hyx(k) (k=1至M)，并且将滤波器系数与从输入信号或者延迟的关联延迟所接收的值相乘，如所示。所产生的抽头权重乘积由加法器506来求和，并且将结果作为子均衡器244的输出来提供。连续提供该输出，其中连续更新hyx(k)的值，如下面将描述。
图6是示出具有传递函数Hyy的子均衡器246的一个实施例的框图。如所示，子均衡器246是抽头延迟均衡器，其中M是抽头数量。子均衡器包括：延迟602，其中包括延迟602-1、602-2…602-M；乘法器604，包括乘法器604-1、604-2、604-3…604-M；以及加法器606。对子均衡器246的输入信号是来自频率补偿功能238、与y偏振对应的输出。乘法器604-1、604-2、604-3…604-M的每个从存储器(未示出)接收相应滤波器系数(抽头权重)hyy(k) (k=1至M)，并且将滤波器系数与从输入信号或者延迟的关联延迟所接收的值相乘，如所示。所产生的抽头权重乘积由加法器606来求和，并且将结果作为子均衡器246的输出来提供。连续提供该输出，其中连续更新hyy(k)的值，如下面将描述。
如所示，对于任何符号n，SMA/DD-LMS均衡器功能239的输出u和v提供如下：
(1)
其中，hxx(n)、hxy(n)、hyx(n)和hyy(n)是对于任何符号n的1×M行向量，以及x(n)和y(n)是对于任何符号n的输入信号的M×1列向量。输出u耦合到已知限幅器配置248，以用于按照已知方式来提供关于各输出u(k)的值的硬判定，以及输出v耦合到已知限幅器配置252，以用于按照已知方式来提供各输出v(k)的硬判定值。输出u和v的每个具有关联误差信号功能250、254，其响应均衡器的输出和关联限幅器248、252的输出而计算误差信号εsma和εDD，并且分别将误差信号反馈到均衡器240、242和244、246。子均衡器240、242、244、246的滤波器系数响应误差信号εsma或εDD而更新。下面更详细描述误差信号的计算以及基于误差信号的滤波器系数的更新。
在所示实施例中，SMA/DD-LMS功能239通过使用误差信号εsma更新子均衡器240、242、244、246的滤波器系数、直到SMA算法收敛，使用符合本公开的SMA算法进行操作。一旦SMA算法收敛，SMA/DD-LMS功能239切换到使用已知判定导向最小均方(DD-LMS)算法的操作。在DD-LMS算法中，子均衡器240、242、244、246的滤波器系数使用误差信号εDD来更新，直到DD-LMS算法收敛。符合本公开的SMA算法和已知DD-LMS算法的组合使用提供高性能和可靠性。
在符合本公开的系统和方法中，子均衡器240、242、244和246的滤波器系数使用具有成本函数(其作为与均衡QAM信号关联的星座的点之间的欧几里德距离、例如最小欧几里德距离、即符号之间的距离的函数)的SMA算法来计算。例如，符合本公开的SMA算法的成本函数可以是：
(2)
其中，JX和JY分别表示X和Y偏振分支的成本函数值，E[.]表示期望值，D是均衡器的输出处的星座的点之间的最小欧几里德距离，R2等于均衡器的输出处的平均符号功率的½，Re(u(n))和Re(v(n))是当前更新周期的输出信号的实部，以及Im(u(n))和Im(v(n))是当前更新周期的输出信号的虚部。
仅作为说明，图7是16QAM信号的一个示例的星座图700(同相(I)与正交(Q))。所示星座包括16星座点，其中每个被指配4位代码或值。例如标记为A和B的星座点之间的最小欧几里德距离可以是距离D1。虽然图7是16QAM信号的星座图，但是要理解，符合本公开的系统或方法并不局限于16QAM信号的使用。
在图2所示的特定示例中，由SMA/DD-LMS功能239所实现的SMA算法可通过按下式计算滤波器系数进行收敛：
(3)
其中，n是当前更新周期，n+1是下一个更新周期，μ是步长(例如10-3)，u(n)是当前更新周期的输出信号u，v(n)是当前更新周期的输出信号v，x(n)是当前更新周期的输入信号x，y(n)是当前更新周期的输入信号y，上标*表示复共轭，以及εsma(u(n)) εsma(v(n))分别由误差信号功能250和254计算为：
(4)
其中，D是相应限幅器248、252的输出处的符号之间的最小欧几里德距离，R2等于相应限幅器248、252的输出处的平均符号功率的½，Re表示信号的实部，以及Im表示信号的虚部。
一旦SMA算法收敛，SMA/DD-LMS功能239切换到使用已知判定导向最小均方(DD-LMS)算法的操作。在DD-LMS算法中，滤波器系数计算为：
(5)
其中，n是当前更新周期，n+1是下一个更新周期，μ是步长(例如10-3)，u(n)是当前更新周期的输出信号u，v(n)是当前更新周期的输出信号v，x(n)是当前更新周期的输入信号x，y(n)是当前更新周期的输入信号y，上标*表示复共轭，以及εDD(u(n)) εDD(v(n))分别由误差信号功能250和254计算为：
(6)
其中，Г表示判定函数。
有利地，实现符合本公开的SMA算法的系统取得QAM信号的高性能盲均衡，而无需独立载波相位估计(CPE)。图8例如是符合本公开的SMA的成本函数的负值(-log(J))与使用16QAM调制格式来调制的均衡信号的实分量(Re(y))和虚分量(Im(y))的图表800。如所示，符合本公开的SMA收敛到16QAM信号的星座。为了比较，图9是现有技术MMA的成本函数的负值(-log(J))与使用16QAM调制格式来调制的均衡信号的实分量(Re(y))和虚分量(Im(y))的图表900。如所示，现有技术MMA没有收敛到16QAM信号。
图10是使用符合本公开的SMA所均衡的16QAM调制信号的星座图1000，以及图11是使用现有技术MMA所均衡的16QAM调制信号的星座图1100。如所示，图10的SMA星座图比图11的MMA星座更紧密收敛到16QAM信号。与图10的星座图关联的Q性能为大约7.76 dB，而与图11的星座图关联的Q性能为大约3.09 dB。这种高性能能够使用符合本公开的SMA来取得，而无需使用DSP 204中的载波相位估计。
按照本公开的一个方面，提供一种光接收器系统，包括：数字信号处理器(DSP)，包括配置成对表示通过光传输路径所传送的正交幅度调制(QAM)光信号的信号进行均衡的均衡器。该均衡器配置成通过将均衡算法应用于信号来均衡信号。均衡算法的特征在于成本函数，其作为均衡器的输出处的QAM光信号的所检测符号之间的欧几里德距离的函数。
按照本公开的另一方面，提供一种光接收器系统，包括：相干接收器，用于接收偏振复用正交幅度调制(QAM)光信号，响应光信号的第一偏振而提供第一多个输出并且响应光信号的第二偏振而提供第二多个输出；以及数字信号处理器(DSP)，包括均衡器，其配置成将均衡算法应用于响应第一多个输出而建立的第一数字信号和响应第二多个输出而建立的第二数字信号，以提供表示在其调制数据的QAM光信号的第一偏振状态和在其调制数据的QAM光信号的第二偏振状态的第一和第二数字输出。均衡算法的特征在于成本函数，其作为均衡器的第一数字输出中的QAM光信号的所检测符号之间的欧几里德距离的函数。
按照本公开的另一方面，提供一种使用没有用于估计QAM信号的载波相位的载波相位估计功能的数字信号处理器(DSP)对正交幅度调制(QAM)光信号进行解调的方法。该方法包括使用均衡器(其配置成将均衡算法应用于信号)来对表示通过光传输路径所传送的(QAM)光信号的信号进行均衡，均衡算法的特征在于成本函数，其作为均衡器的输出处的QAM光信号的所检测符号之间的欧几里德距离的函数。
本文所述方法的实施例可使用处理器和/或其它可编程装置、例如DSP 204来实现。为此，本文所述的方法可在其上存储了指令的有形非暂时计算机可读介质上实现，其中指令在由一个或更多处理器运行时执行方法。因此，例如，DSP 204可包括存储介质(未示出)，以存储执行本文所述操作的指令(在例如固件或软件中)。存储介质可包括任何类型的有形介质，例如：任何类型的磁盘，包括软盘、光盘、致密光盘只读存储器(CD-ROM)、可重写致密光盘(CD-RW)和磁光盘；半导体器件，例如只读存储器(ROM)、例如动态随机存取存储器(RAM)和静态RAM等RAM、可擦可编程只读存储器(EPROM)、电可擦可编程只读存储器(EEPROM)、闪速存储器、磁卡或光卡；或者适合于存储电子指令的其它类型的介质。
本领域的技术人员将会理解，本文中的任何框图表示实施本公开的原理的说明性电路的概念视图。类似地，将会理解，任何流程图、状态转移图、伪代码等表示基本上可通过计算机可读介质来表示并且因此由计算机或处理器来运行的各种过程，无论是否明确示出这种计算机或处理器。暗示为软件的软件模块或者简单地说成模块在本文中可表示为指示过程步骤的执行和/或文本描述的流程图元素或其它元素的任何组合。这类模块可由明确或隐含示出的硬件来运行。
附图所示的各种元件的功能、包括标记为“处理器”的任何功能块可通过使用专用硬件以及能够与适当软件结合运行软件的硬件来提供。在由处理器提供时，功能可由单个专用处理器、由单个共享处理器或者由其中一部分可以是共享的多个独立处理器来提供。此外，术语“处理器”或“控制器”的明确使用不应当被理解为排他地表示能够运行软件的硬件，而是非限制性地可隐含包括数字信号处理器(DSP)硬件、网络处理器、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)、用于存储软件的只读存储器(ROM)、随机存取存储器(RAM)和非易失性存储装置。还可包括常规和/或定制的其它硬件。
如本文的任何实施例所使用的“电路”可包括例如单一或任何组合的硬连线电路、可编程电路、状态机电路和/或存储由可编程电路运行的指令的固件。在至少一个实施例中，DSP 204可包括一个或更多集成电路。“集成电路”可以是数字、模拟或混合信号半导体装置和/或微电子装置，例如但不限于半导体集成电路芯片。
如本文所使用的术语“耦合”表示通过其中将一个系统元件所携带的信号赋予“耦合”元件的任何连接、耦合、链路等。这类“耦合”装置或者信号和装置不一定相互直接连接，而是可由可操控或修改这类信号的中间组件或装置来分隔。

Claims (10)

1.一种光接收器系统(200)，包括：
数字信号处理器DSP (204)，包括配置成对表示通过光传输路径(116-N，118-N)所传送的正交幅度调制QAM光信号的信号进行均衡的均衡器(239)，
所述均衡器(239)配置成通过将均衡算法应用于所述信号来均衡所述信号，所述均衡算法的特征在于成本函数，
所述成本函数是所述均衡器(239)的输出处的所述QAM光信号的所检测符号之间的欧几里德距离的函数，其中所述成本函数为：
其中，J表示成本函数值，E[.]表示期望值，D是所述欧几里德距离并且是所述符号之间的最小欧几里德距离，R2等于所述均衡器的所述输出处的平均符号功率的½，Re(u(n))是当前更新周期的所述均衡器的所述输出的实部，以及Im(u(n))是所述当前更新周期的所述均衡器的所述输出的虚部。
2.如权利要求1所述的光接收器系统(200)，其中，所述欧几里德距离是所述所检测符号之间的最小欧几里德距离。
3.如权利要求1所述的光接收器系统(200)，其中，所述DSP(204)没有包括用于估计所述QAM光信号的载波相位的载波相位估计功能。
4.如权利要求1所述的光接收器系统(200)，所述系统还包括用于接收所述QAM光信号的相干接收器(202)，以及其中，将表示所述QAM光信号的所述信号作为经过至少一个DSP (204)功能耦合到所述均衡器(239)的所述相干接收器(202)的输出来提供。
5.如权利要求1所述的光接收器系统(200)，其中，QAM光信号是偏振复用QAM光信号。
6.如权利要求1所述的光接收器系统(200)，其中，所述均衡器(239)包括至少一个子均衡器滤波器(240，242，244，246)，所述至少一个子均衡器滤波器(240，242，244，246)包括用于产生所述信号的连续延迟版本的多个延迟(302-1，…，302-M)和多个乘法器(304-1，…，304-M)，所述乘法器的每个将所述信号或者所述信号的所述延迟版本中的关联版本与关联滤波器系数相乘，以产生关联抽头权重乘积，对所述抽头权重乘积求和以提供所述均衡器的所述输出。
7.如权利要求6所述的光接收器系统(200)，其中，所述至少一个子均衡器滤波器(240，242，244，246)的所述滤波器系数按照下式来计算：
其中，n是所述当前更新周期，n+1是下一个更新周期，μ是步长，x(n)是所述当前更新周期的所述信号，上标*表示复共轭，以及εsma(u(n))计算为：
。
8.一种光接收器系统(200)，包括：
相干接收器(202)，用于接收偏振复用正交幅度调制QAM光信号，并响应所述光信号的第一偏振而提供第一多个输出并且响应所述光信号的第二偏振而提供第二多个输出；以及
数字信号处理器DSP (204)，包括均衡器，其配置成将均衡算法应用于响应所述第一多个输出而建立的第一数字信号和响应所述第二多个输出而建立的第二数字信号，以提供表示在其调制数据的所述QAM光信号的第一偏振状态和在其调制数据的所述QAM光信号的第二偏振状态的第一和第二数字输出，
所述均衡算法的特征在于成本函数，其作为所述均衡器的所述第一数字输出中的所述QAM光信号的所检测符号之间的欧几里德距离的函数，其中所述成本函数为：
其中，J表示成本函数值，E[.]表示期望值，D是所述欧几里德距离并且是所述符号之间的最小欧几里德距离，R2等于所述均衡器的所述输出处的平均符号功率的½，Re(u(n))是当前更新周期的所述均衡器的所述输出的实部，以及Im(u(n))是所述当前更新周期的所述均衡器的所述输出的虚部。
9.如权利要求8所述的光接收器系统(200)，其中，所述欧几里德距离是所述所检测符号之间的最小欧几里德距离。
10.如权利要求8所述的光接收器系统(200)，其中，所述DSP (204)没有包括用于估计所述QAM光信号的载波相位的载波相位估计功能。
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