CN1128433A - 同步检波电路 - Google Patents

Abstract

相位比较器1将载波发生器2发生的与输入PSK调制信号异步的载波信号和输入PSK调制信号进行比较，得到瞬时相位信号，时钟再生器6再生与输入PSK调制信号同步的时钟信号并供给各部分。相位比较器的瞬时相位信号由载波频率差成分滤除器3-5除去与收发机间的载波频率差对应的误差成分，由相位偏离成分滤除器8-10除去与接收机相位基准轴的相位偏离成分。数据再生器11、12根据至少除去了与收发机间的载波频率差对应的误差成分和与接收机的相位基准轴的相位偏离成分的瞬时相位信号，再生发送数据。

Description

同步检波电路

本发明涉及PSK调制信号的同步检波电路，例如涉及可以应用于π/4移位QPSK调制信号及QPSK调制信号的检波电路的同步检波电路。

作为微蜂窝方式的汽车电话系统及携带式电话系统已开始从模拟方式转向数字方式，另外，以数字方式为前提的个人手持式电话系统(以下，简称为PHS系统)也将开始运用。

本发明着眼于这种数字移动体通信系统中的检波电路，特别是着眼于在比较低速的衰减环境下使用的数字移动体通信系统中的检波电路。例如，PHS系统的接收装置在比较低速的衰减环境下作为该PHS系统的检波方式，如学会所发表的各种方式通常都是延迟检波方式。

但是，在无线通信中，总是以使用很小的发射功率尽可能延长传播距离为目的的，因此，便开始研究采用一般说来接收灵敏特性比延迟检波方式好的同步检波方式(参见文献1～4)。

文献1：《1993年电子情报通信学会秋季大会、B-300、“オ-プ ンル-プ型同期检波方式”》

文献2：《1992年电子情报通信学会秋季大会、B-241、“π/4シフトQPSK同步检波方式の检讨”》

文献3：《1990年电子情报通信学会秋季全国大会、B-169、“陆上移动体卫星通信に适した新同期复调方式”》

文献4：《信学技报、DS94-18，RCS94-9(1994-05)、“パ-ソナル通信用低消费电力化复调器LSI-高性能同期检波复调器”》

一般说来，同步检波方式在比较低速的衰减环境下接收灵敏度要比延迟检波方式好(所希望的C/N(信噪比)小)。但是，由于同步检波电路比延迟检波电路复杂，所以，难以实现集成(IC)化及廉价化，另外，在同步检波电路中，需要进行载波再生，一般说来，由于是利用反馈回路来再生载波信号的，所以，存在着对突发信号的高速动作问题。

上述文献1和文献2所记载的同步检波电路，是通过使用延迟检波方式将数据成分暂时抽出经预测处理形成载波信号，不利用反馈回路就可以再生载波信号，但是，由于利用了误码率特性差的延迟检波方式，所以，载波再生的精度降低，同时还需要保护电路，也不一定能实现小型化。

上述文献3所记载的同步检波电路也是不利用反馈回路就可以再生载波信号的，但是，由于是利用双回路(前馈回路)来再生载波信号的，所以，再生结构复杂，容易大型化。

上述文献4所记载的同步检波电路，基本上是利用由反馈回路再生的载波信号进行同步检波的，在初始引入时，是想应用延迟检波，所以，存在结构容易大型化的问题。

因此，期望研究出对于突发信号能高速动作、并且可以实现小型化及IC化的实用性高的同步检波电路。

为了解决这一问题，在本发明中，对PSK调制信号进行检波的同步检波电路至少具有以下的结构要素(a)～(f)。

即，本发明的同步检波电路至少具有(a)载波发生器、(b)相位比较器、(c)时钟再生器、(d)载波频率差成分滤除器、(e)相位偏离成分滤除器和(f)数据再生器。载波发生器用于发生与输入的PSK调制信号异步的载波信号；相位比较器用于将输入的PSK调制信号与从上述载波发生器输出的载波信号进行比较，得到以载波信号为基准的输入的PSK调制信号的瞬时相位信号；时钟再生器用于再生与输入的PSK调制信号同步的时钟信号，并供给各部分；载波频率差成分滤除器用于滤除从相位比较器输出的瞬时相位信号中与收发机之间的载波信号的频率差对应的误差成分；相位偏离成分滤除器用于滤除从相位比较器输出的瞬时相位信号中的与接收机的相位基准轴的相位偏离成分；数据再生器用于根据至少滤除了与收发机之间的载波信号的频率差对应的误差成分和与接收机的相位基准轴的相位偏离成分后的瞬时相位信号，再生发送数据。

在本发明的同步检波电路中，相位比较器将载波发生器与输入的PSK调制信号异步地发生的载波信号和输入的PSK调制信号进行相位比较，得到以载波信号为基准的输入的PSK调制信号的瞬时相位信号，另外，时钟再生器再生与输入的PSK调制信号同步的时钟信号，并供给各部分。从相位比较器输出的瞬时相位信号利用载波频率差成分滤除器除去与收发机之间的频率差对应的误差成分，另外，利用相位偏离成分滤除器除去与接收机的相位基准轴的相位偏离成分。并且，数据再生器根据与收发机之间的载波信号的频率差对应的误差成分和至少除去了与接收机的相位基准轴的相位偏离成分后的瞬时相位信号再生发送数据。

图1是实施例的结构框图。

图2是相位比较器1的动作和输出的说明图。

图3是关于载波频率差引起的误差成分的说明图(之一)。

图4是π/4反移位电路7的输入输出的说明图。

图5是相位偏离平均电路8的平均的必要性的说明图。

图6是表示相位比较器1的详细结构例的框图。

图7是其内部的双重移动平均滤波器的框图。

图8是关于载波频率差引起的误差成分的说明图(之二)。

图9是表示频率差检测部4的详细结构例的框图。

图10是表示时钟再生部6的详细结构例的框图。

图11是时钟再生部6的动作说明图(之一)。

图12是时钟再生部6的动作说明图(之二)。

下面，参照附图详细说明适用于π/4移位QPSK调制信号的同步检波电路的一个实施例。

本实施例以遵从所谓的相对相位编码方式的π/4移位QPSK调制信号为对象。即，以2个符号间的相位差与发送数据对应的π/4移位QPSK调制信号为对象。(A-1)实施例的总体结构

图1是本实施例的同步检波电路的总体结构框图。

在图1中，输入的π/4移位QPSK调制信号供给相位比较器1。另外，载波发生器2发生的载波信号也输入该相位比较器1。载波发生器2发生与输入的π/4移位QP SK调制信号异步的，但基本是相同频率(原理上是同一频率)的载波信号。相位比较器1将输入的2个信号的相位差变换成如图2(C)所示的在每2π区间线性变化的值(不论是数字值还是直流电压都可以)。换言之，相位比较器1是检测以载波信号为基准的输入的π/4移位QPSK调制信号的瞬时相位。从相位比较器1输出的瞬时相位信号输入延迟运算器3和频率差滤除部5。

在一般的同步检波方式中，载波发生器由PLL电路构成，发生与输入的π/4移位QPSK调制信号相位同步的载波信号，但是，在本实施例中，为了结构的简单化和突发信号的高速引入，采用了发生与输入的π/4移位QPSK调制信号异步的载波信号。

这里，某一符号相对于发信端的载波信号的相位，可以用按照由发送符号串确定的QPSK调制方式的相位成分与对每个符号移位操作的π/4的累积值的和表示。也可以按相对于2π的模考虑。

众所周知，按照由发送符号串确定的QPSK调制方式的相位成分按相对于2π的模表示为0、π/2、π、3π/2，所以，某一符号在发信端的瞬时相位，为了进行π/4移位操作，取为0、π/4、π/2、3π/4、π、5π/4、3π/2、7π/4。

在本实施例中，由于采用发生与输入的π/4移位QPSK调制信号异步的载波信号，所以，输入调制信号相对于载波信号具有指定的相位差α。另外，当在收发机之间载波频率有差别时，则每个符号都产生与该频率差对应的相位误差β。因此，从相位比较器1输出的瞬时相位信号中的某一符号的相位就是在发信端的瞬时相位上再加上相位差α和相位误差β的累积成分。

延迟运算器3、频率差检测部4和频率差滤除部5是为了根据从相位比较器1输出的瞬时相位信号中的收发机之间的载波频率差，除去相位误差成分而设置的。

延迟运算器3检测从相位比较器1输出的瞬时相位信号的2个符号间的相位差，并输入频率差检测部4和频率差滤除部5。延迟运算器3的输出信号是按照QPSK调制方式的相位成分的2个符号间的相位差、π/4及由载波频率差引起的每1个符号期间的相位误差β之和，如果没有由载波频率差引起的相位误差β，用相对于2π的模表示则取为π/4、3π/4、5π/4、7π。

频率差检测部4利用如果没有相位误差β，延迟运算器3的输出信号就取为π/4、3π/4、5π/4、7π/4的事实，求出以收发机之间的载波频率差为根据的每个符号的相位误差β，并对数个符号～数十个符号期间求平均后输出(以后，也用β表示平均值)。

频率差滤除部5对每个符号的相位误差β进行累积计算，并通过从相位比较器1的瞬时相位信号中减去该累积相加值，并根据从相位比较器1输出的瞬时相位信号中包含的收发机之间的载波频率差，除去相位误差成分。另外，可以将相位比较器1输出的瞬时相位信号适当延迟后输入频率差滤除部5，也可以不延迟而输入频率差滤除部5。

在一般的同步检波方式中，接收端的载波发生器由PLL电路构成，由于发生与输入调制信号相位同步的载波信号，所以，载波信号的频率与输入调制信号(从而与发送端的载波信号)一致。但是，在本实施例中，由于作为载波发生器2应用了发生与输入信号异步的载波信号的发生器，所以，需要上述误差成分的滤除结构。

图3利用虚拟的接收机一侧的相位基准轴(I轴和Q轴)示出了相位比较器1的瞬时相位信号中的符号配置。相位比较器1的瞬时相位信号中的符号配置，在与收发机之间的载波信号的频率差极性对应的方向上，每个符号各旋转与该频率差的大小对应的相位量，由于该旋转的累积效果，也会使其从本来的符号位置向其他符号位置靠近。因此，必须滤除频率差引起的误差成分。

与收发机之间的载波频率差对应的误差成分β在延迟运算器3的输出信号中，如上所述，是作为1个符号单位的固定的相位偏差而表现的，所以，频率差检测部4通过将根据延迟运算器3的输出信号得到的误差成分对数个符号～数十个符号期间求平均，可以检测出与除去了噪声影响的频率差对应的相位误差β，从而，便可利用频率差滤除部5将频率差误差成分除去。

因此，在频率差滤除部5的瞬时相位信号阶段，输入调制信号与该同步检波电路的载波信号的频率差为“0”，表观上该同步检波电路的载波信号相对于输入调制信号而进行自动频率控制。

延迟运算器3的输出信号还输送给时钟再生部6。时钟再生部6是利用如果延迟运算器3的输出信号是本来的就取为π/4、3π/4、5π/4、7π/4的事实再生时钟信号的。再生的时钟信号向该同步检波电路的外部输出，同时，在该同步电路的内部，输给频率差检测部4以后的各部分处理电路。另外，在载波发生器2内部形成的与载波信号同步的频率比载波信号高的信号作为动作用时钟信号输给延迟运算器3及时钟再生部6等。

由于在延迟运算器3的输出信号中，包含着由载波频率差引起的每1个符号期间的相位误差成分β，所以，还有将频率差检测部4的检测成分从延迟运算器3的输出信号中除去后输给时钟再生部6的方法(构成本发明的其他实施例)。但是，本实施例考虑到对突发信号的高速跟踪性，不采用那样的方法。

π/4反移位电路7是相对于频率差滤除部5的瞬时相位信号按1个符号单位向着与发射机一侧相反的方向移位π/4相位的电路。众所周知，在π/4移位QPSK调制方式中，在发射机一侧，与符号代码引起的相位偏移独立地按每1个符号移位π/4相位，π/4反移位电路7进行其反操作。因此，π/4反移位电路7的瞬时相位信号便包含着由符号代码引起的相位偏移成分和输入调制信号与载波信号间的相位偏离α的信息，恰好成为QPSK调制方式中的解调瞬时相位信号。π/4反移位电路7的瞬时相位信号输给相位偏离平均电路8和存储器电路9。

图4是π/4反移位电路7的输入信号和输出信号中按接收机一侧的虚拟相位基准轴(I轴和Q轴)的符号配置。由图4可知，π/4反移位电路7的输出信号中的符号配置是在各相差π/2的某些相位之间进行移位，如上所述，恰好成为QPSK调制方式的解调信号。

相位偏离平均电路8对按照从π/4反移位电路7输出的QPSK调制方式的瞬时相位信号进行π/2的模运算，即，求用π/2除π/4反移位电路7的输出信号的余数，并将该计算结果对数个符号～数十个符号间的指定期间求平均，然后，求与输入调制信号和载波信号的相位偏离α内的π/2的整数倍的相位的偏离Δα，并向差分电路10输出。

存储电路9将π/4反移位电路7输出的遵从QPSK调制方式的瞬时相位信号延迟相位偏离平均电路8的平均期间后，输出给差分电路10。

差分电路10将相位平均偏离电路8的输出信号从通过存储电路9的遵从QPSK调制方式的瞬时相位信号中减去后，输给瞬时相位确定电路11。因此，差分电路10的瞬时相位信号就成为接收机一侧的相位基准轴(I轴和Q轴)上的瞬时相位信号。该差分电路10的瞬时相位信号沿着接收机一侧的相位基准轴(I轴和Q轴)，但是，不限定沿着发射机一侧的相位基准轴，从发射机一侧的相位基准轴看，有可能有0、π/2、π或3π/2的偏离。

π/4反移位电路7的瞬时相位信号由于作为载波发生器2应用了与输入调制信号异步的方式等影向有可能与接收机一侧的相位基准轴不一致，所以，对于π/4反移位电路7的瞬时相位信号不能进行相位判断。因此，必须将π/4反移位电路7的瞬时相位信号修正为沿着接收机一侧的相位基准轴。

如上述图4(b)所示，遵照π/4反移位电路7的QPSK调制方式的瞬时相位信号如果在其相位判断点是本来的，就相对于接收机一侧的相位基准轴(I轴和Q轴)取0、π/2、π、3π/2这4个相位中的某一个，但是，若相对于该相位基准轴偏离相位Δα，则π/4反移位电路7的瞬时相位信号在其相位判断点相对于相位基准轴取0＋Δπ、π/2＋Δα、π＋Δα、3π/2＋Δα这4个相位中的某一个。因此，若对π/4反移位电路7的输出信号进行π/2的模计算，便可得到相位偏离成分Δα。

图5表示接收电场强度与π/4反移位电路7的输出信号的关系。如图5所示，接收电场降低时，由于接收机噪声的影响，π/4反移位电路7的输出信号在相位判断点的相位将偏离上述4个相位0、π/2、π、3π/2。但是，由于该相位偏离的分布受遵从正规分布的噪声影响，所以，成为正规分布，若求平均，则其值将基本上成为相位基准轴。因此，相位偏离平均电路8就是将上述1次运算得到的相位偏离(Δα)对数个符号～数十个符号间的指定期间求平均，以便获得无接收电场强度影响的与接收机一侧的相位基准轴的相位偏离Δα。

通过由差分电路10将这样得到的相位偏离Δα从通过存储电路9的π/4反移位电路7的瞬时相位信号除去，在表观上，便可利用经过相位控制的载波信号得到遵从经过相位检波的QPSK调制方式的瞬时相位信号。即，应用了由输入调制信号的相位自动控制的载波信号(留下收发机之间的相位基准轴间的相位差成分)。

瞬时相位确定电路11对进行频率修正和相位偏离修正的差分电路10的瞬时相位信号进行最后的相位判断，并将其判断结果输给差分运算电路12。即，判断在相位判断点的瞬时相位是0、π/2、π、3π/2这4个相位中的哪一个，并将其判断结果输入差分运算电路12。

差分运算电路12根据由瞬时相位确定电路11对前后2个符号的相位判断结果的差分进行在发信一侧变换过的代码(2位数据)的逆运算，变换为正规的数据串后作为该同步检波电路的输出而发射出去。瞬时相位确定电路11的输出信号表示在该符号期间的瞬时相位，但是，本实施例的情况是以相对相位编码方式为前提的，根据发送数据的值来确定向下一个符号的瞬时相位的变化量，2个符号期间的瞬时相位差是与发送数据对应的。因此，差分运算电路12根据由瞬时相位确定电路11对前后2个符号的相位判断结果的差分得到数据值并输出。

因此，在本实施例中，在收发机之间，即使相位基准轴之间有相位差也可以正确地再生数据。(A-2)相位比较器1的详细情况

相位比较器1在如果是在图2(c)所示的每个2π区间将输入的2个信号的相位差变换为线性变化的值后输出，则不论是什么样的内部结构都可以。下面，说明适用于数字化及IC化的一个例子。图6是相位比较器1和载波发生器2的详细结构，图7是相位比较器1内的双重移动平均滤波器的详细结构。

图6所示的相位比较器1是依据国际特许出愿PCT/JP/01904号说明书和附图所记载的电路(瞬时相位检测电路)，根据低通滤波特性的理由，应用双重移动平均滤波器取代所记载的瞬时相位检测电路中的移动平均滤波器(另外，也可以应用单纯移动平均滤波器)。即，相位比较器1由2个“异”电路22及23、π/2移相器24、2个双重移动平均滤波器25及26和极性控制用逻辑电路27构成。

载波发生器2由原振荡器20和1/m分频器21构成，1/m分频器21将原振荡器20的振荡信号进行1/m分频后的信号作为载波信号输入相位比较器1。原振荡器20的振荡信号本身作为相位比较器1的各部分的动作时钟信号输入相位比较器1(在图1中省略了)。

在相位比较器1中，输入调制信号输入到“异”电路22的一个输入端，1/m分频器21的载波信号输入另一个输入端。“异”电路22得到这些信号的排他的逻辑和信号(以后，称为第1相位差反映信号)后，输入按原振荡信号而动作的双重移动平均滤波器25内。另外，输入调制信号输入到“异”电路23的一个输入端，由π/2移相器24将1/m分频电路21的载波信号移相π/2后的载波信号输入另一个输入端。“异”电路23得到这些信号的排他逻辑和信号(以后，称为第2相位差反映信号)后，输入双重移动平均滤波器26。

第1相位差反映信号取“1”(不一致)或“0”(一致)的比例和周期与输入调制信号和载波信号的相位差对应，第2相位差反映信号取“1”(不一致)或“0”(一致)的比例和周期与输入调制信号和移相π/2后的载波信号的相位差对应，从而与输入调制信号和载波信号的相位差对应。

双重移动平均滤波器25求第1相位差反映信号的移动平均值，双重移动平均滤波器26求第2相位差反映信号的移动平均值，分别具有低通滤波特性。

双重移动平均滤波器25的移动平均信号与相位差之间有图2(a)所示的关系。例如，假定输入调制信号与载波信号的相位差为0，则“异”电路22的第1相位差反映信号连续地为“0”，其移动平均值就为0；如果输入调制信号与载波信号的相位差为π，则第1相位差反映信号连续地为“1”，其移动平均值就成为最大值(若令“1”为1，则成为p)；如果输入调制信号与载波信号的相位差介于上述两者之间，则移动平均值取与其中间的相位差对应的0与最大值之间的值。结果，由“异”电路22和双重移动平均滤波器25的功能决定的输入调制信号的相位特性如图2(a)所示。另一方面，由于第2相位差反映信号是以将载波信号移相π/2后的信号为基准的，所以，双重移动平均滤波器26的移动平均信号与相位差之间有图2(b)所示的关系。

在图2中，横轴表示输入调制信号与载波信号的相位差(瞬时相位)。图2(a)和(b)的纵轴表示输出的移动平均值(对2π的模表示的瞬时相位)。

各双重移动平均滤波器25、26的移动平均信号输入极性控制用逻辑电路27。逻辑电路27根据一个双重移动平均滤波器(这里为26)的移动平均信号的极性(比中心值大，为正极性，比中心值小，为负极性)决定使另一个双重移动平均滤波器(这里为25)的极性不反相或反相，该逻辑电路27的输出信号如图2(c)所示，在-π～π、π～3π、3π～5π、...等2π范围内，相位呈现可用直线检测的特性。该输出信号表示以输入调制信号的载波信号为基准的相位差(瞬时相位)，作为该相位比较器1的输出信号(瞬时相位信号)而发送。

作为双重移动平均滤波器25和26可以应用例如图7所示的结构(参见特公平1-45097号公报)。

从“异”电路22或23输出的相位差反映信号利用原振荡器20的振荡信号读入移位寄存器30-1内，从最后一级的前一级取出的相位差反映信号利用振荡信号读入移位寄存器30-2内。各移位寄存器30-1、30-2的级数(p＋1)按以下方法选定。设原振荡器20的振荡信号的频率为f1，选定所需要的移动平均时间τ使p满足(1)式。换言之，选定第p级之前存储供给移动平均的值，最后一级只存储超过移动平均时间的值。

τ＝p/f1...(1)

移位寄存器30-1的初级和最后一级的值输入逻辑电路31-1，按振荡信号的定时进行比较。升降计数器32-1的值成为从现时刻到指定期间前的时刻为止的指定时间τ内的移动平均值。当初级的值和最后一级的值(最后一级的值没有反映在移动平均值当中)一致时，逻辑电路31-1就使移动平均值不变化，从而不操作升降计数器32-1的计数值；当初级的值为“1”，最后一级的值为“0”时，就使移动平均值增大，从而使升降计数器32-1向上计数；当初级的值为“0”，最后一级的值为“1”时，就使移动平均值减小，从而使升降计数器32-1向下计数。

另一组的移位寄存器30-2、逻辑电路31-2和升降计数器32-2同样也得到指定期间τ的移动平均值。但是，根据以上所述，供给移动平均值的指定时间τ存在在此之前期间选定的这一差异。

寄存器35存储最后的移动平均值，并从输出端子作为移动平均信号而输出。加法电路33将升降计数器32-1的移动平均值与寄存器35的最后移动平均值相加，减法电路34将升降计数器32-2的移动平均值与寄存器35的最后移动平均值相减。即，存储在寄存器35内的最后移动平均值是将包含现在时刻在内的现在时刻之前指定期间τ的移动平均值以及与其之前的指定期间τ的移动平均值的差分逐个修正后的数值。按上述这样处理之后，移动平均值就被双重地反映在移动平均信号中。(A-3)频率差检测部4的详细情况

下面，参照图8和图9详细说明频率差检测部4的一个例子。

如果在收发机之间载波频率没有差别，则延迟运算器3的输出信号(延迟检波信号)在眼孔图样的眼孔开得最大的时刻Tn取3π/4、π/4、-π/4、-3π/4中的某一个相位。这里，在收发机之间载波频率有差别，如果发信一侧的频率高，则眼孔图样如图8(a)所示，比本来的眼孔图样向上偏离了与其频率差对应的固定相位β，相反，如果发信一侧的频率低，则眼孔图样如图8(b)所示，比本来的眼孔图样向下偏离了与其频率差对应的固定相位β。

例如，如果有5kHz的频率差，每1个符号偏离10度，如果有10kHz的频率差，每1个符号偏离20度，即偏离与频率差的大小对应的固定相位。

因此，在时钟再生部6的再生时钟信号的时刻Tn，抽出延迟运算器3的输出信号(瞬时检波信号)的值，与在收发机之间频率一致时出现的4个值3π/4、π/4、-π/4、-3π/4中的最接近的值进行比较，求出两者之差，并将该差值求几次平均后作为频率差检测信号而抽出。

作为具有这种功能的频率差检测部4可以应用图9所示的内部结构。寄存器45在时刻Tn读入延迟运算器3的输出信号的值，由各差分电路46、...、49分别求该值与各基准值发生部41、...、44的基准值3π/4、π/4、-π/4、-3π/4的差分，再由各绝对值化电路50、…、53变换为绝对值。最小值检测电路54从这些差分绝对值中检测出最小的数值后，将选择控制信号输入选择器55，由选择器55从延迟运算器3的输出信号的值与基准值3π/4、π/4、-π/4、-3π/4的差分值中选择出最小的差分值，并将所选择的差分值输入多位移动平均滤波器56，求出移动平均值后作为频率差信号输入频率差滤除部5。(A-4)时钟再生部6的详细情况

下面，参照附图详细说明时钟再生部6的一个例子(参照国际特许出愿PCT/JP/01904号说明书和附图)。

时钟再生部6用于再生时钟信号，以使在眼孔图样的眼孔张开的时刻Tn可以进行符号判断，可以应用各种结构，作为一个例子，可以举出图10所示的结构。

时钟再生部6由时钟再生用信号发生电路61和数字锁相回路(以后，简称为DPL L)62构成，时钟再生用信号发生电路61从延迟运算器3的输出信号中抽出时钟再生用信号，DPLL62进行PLL动作，以使时钟信号的相位与时钟再生用信号相符合。

在时钟再生用信号发生器61中，各幅值比较器71、73分别在输入的延迟检波信号通过由对应的电平设定电路72、74设定的检测电平(检测轴)时发生瞬时脉冲，并将发生的脉冲输给定时器75和定时控制电路77。这里，一个电平设定电路72设定与表示2个符号间的相位差分的延迟检波信号的值(以后，称为相位差分)对应的电平1作为检测电平，另一个电平设定电路74设定与相位差分π/2对应的电平0作为检测电平(参照后面所述的图12)。

定时器75在从各幅值比较器71、72输入检测到延迟检波信号通过检测电平的脉冲时开始计时或复位或将计数值输入判断电路76，判断电路76根据该定时器75的输出，推算延迟检波信号的变化轨迹，并形成输给定时控制电路77的定时调整信号。定时控制电路77根据判断电路76的定时调整信号，在脉冲从各幅值比较器71、72输入的时刻开始，在经过指定时间的时刻发生作为再生用信号的脉冲(相位信号)并输入DPLL62。

这样，时钟再生部6设定2个检测电平，根据延迟检波信号通过这两个检测电平的时刻推算延迟检波信号沿着什么样的轨迹走，在DPLL62中，呈现在时钟再生容易并且良好地进行的时刻输出脉冲的方式。即使能够推算是什么样的轨迹，由于不能在追溯过去的时刻输出脉冲，所以，采用这样一种方法，即由定时器75和判断电路76构成的轨迹分类电路78推算过去的轨迹，并进行分类，根据该分类选择输出时钟再生用脉冲之前的时间，定时控制电路77根据该选择，输出时钟再生用的脉冲。

实际上，短脉冲群信号的起始部分是反复出现“1001”的前同步信号图形，然后是表示数据标题的“UW”，之后是数据主体。时钟再生部6在传送前同步信号图形的期间必须使时钟信号的相位与输入调制信号的相位一致。

图11和图12分别是说明该轨迹推算和时钟再生用脉冲的输出时刻调整的一个例图。时间T是1个符号时间(相当于360)，时间Td是例如相当于150的时间，时间t0是例如相当于60的时间。

在图11中，检测序号1表示检测到延迟检波信号通过电平0的脉冲(以后，称为电平0交叉脉冲)输入轨迹分类电路78后，在指定时间Td以内，检测到延迟检波信号通过电平1的脉冲(以后，称为电平1交叉脉冲)输入轨迹分类电路78的情况，这时，轨迹分类电路78(判断电路76)对定时控制电路77进行控制，以便从输入电平0交叉脉冲的时刻开始到经过时间t0＋T/2的时刻输出时钟再生用的脉冲。

检测序号2表示在电平1交叉脉中输入轨迹分类电路78后，在指定时间Td以内电平0交叉脉冲输入轨迹分类电路78的情况，这时，轨迹分类电路78(判断电路6)也对定时控制电路77进行控制，以便从电平1交叉脉冲输入的时刻开始到经过时间t0＋T/2的时刻输出时钟再生用的脉冲。

检测序号3表示在电平1交叉脉冲输入轨迹分类电路78后，在指定时间Td以内电平0交叉脉冲未输入轨迹分类电路78的情况，这时，轨迹分类电路78(判断电路76)对定时控制电路77进行控制，以便从电平1交叉脉冲输入的时刻开始到经过时间T/2的时刻输出时钟再生用的脉冲。

在图12(a)中用粗线所示的轨迹是在“10011001...”的前同步信号期间的轨迹。如图12(a)所示，在前同步信号期间，电平0交叉脉冲(时刻1)输入轨迹分类电路78后，在指定时间Td以内，电平1交叉脉冲(时刻2)输入轨迹分类电路78，所以，轨迹分类电路78将与检测序号1对应的定时调整信号输入定时控制电路77。即，如图12(b)所示，从时刻1开始到经过时间t0＋T/2的时刻，控制定时控制电路77发生时钟再生用的脉冲。上述电平1交叉脉冲(时刻2)输入轨迹分类电路78后，由于最初输入的脉冲是同一电平1交叉脉冲(时刻4)，所以，这时定时器75复位，对定时控制电路77也不进行任何控制。另外，在电平1交叉脉冲(时刻4)输入轨迹分类电路78后，由于在指定时间Td以内，电平0交叉脉冲(时刻5)输入轨迹分类电路78，所以，轨迹分类电路78将与检测序号2对应的定时调整信号输入定时控制电路77。即，如图12(b)所示的那样进行控制，以便从时刻4开始到经过时间t0＋T/2的时刻6，由定时控制电路77发生时钟再生用的脉冲。

以后，同样在前同步信号期间，轨迹分类电路78应用检测序号1和检测序号2的定时调整，如图12(b)所示的那样，在眼孔张开得最大的时刻从定时控制电路77输出时钟再生用的脉冲。结果，便如图12(c)所示，从DPLL62发生与该脉冲同步的正确的相位的时钟信号。

当前同步信号期间结束，进入UW及数据主体的期间时，由于位模式不固定，所以，取全部16种轨迹中的某一种的延迟检波信号输入到时钟再生用信号发生电路61内。上述检测序号1和检测序号2是特别考虑了前同步信号期间的轨迹，但是，在UW及数据主体的期间也会发生取与检测序号1和检测序号2相关的轨迹。与检测序号3相关的轨迹是与UW及数据主体的期间对应的，也可以适当地进行利用该检测序号3的定时调整。

对于UW及数据主体的期间未作详细说明，但是，按照检测序号1～3的定时调整的时钟再生用信号从时钟再生用信号发生电路61输出了全部16种轨迹的一半，该脉冲内的1/2(4种/8种)包括具有跳动的脉冲(不是正确的相位角)。

但是，当接收到前同步信号图形模式时，由于可以100％地抽出没有跳动的时钟再生用的脉冲输给DPLL62，从而可以以正确的相位角迅速的读入从DPLL62输出的时钟信号的相位，所以，此后即使具有跳动的时钟再生用脉冲以1/2的概率输入DPLL62，也足以使再生时钟信号跟踪输入信号。(A-5)实施例的动作

下面，说明实施例的动作。

在图1中，输入的π/4移位QPSK调制信号由相位比较器1如上述那样通过与载波发生器2发生的载波信号进行相位比较而进行相位检波，变换成以载波信号为基准的π/4移位QPSK调制信号的瞬时相位信号。

由延迟运算器3求出该瞬时相位信号的2个符号间的差分即2个符号间的相位变化。该2个符号间的相位差信号输入时钟再生部6后，如上述那样再生时钟信号。另外，2个符号间的相位差信号输入频率差检测部4后，由该频率差检测部4抽出与收发机间的载波频率之差对应的成分，然后，由频率差滤除部5除去包含在瞬时相位信号中的该频率差成分。

除去了与收发机间的载波频率之差对应的成分的瞬时相位信号，由π/4反移位电路7向着与发信端的π/4的移位方向相反的方向移相π/4，这样，就变换为遵从通常的QPSK调制方式的瞬时相位信号，即，变换为相对于接收机一侧的相位基准轴取本来的0、π/2、π、3π/2中的某一个相位的瞬时相位信号。

如果相对于接收机一侧的相位基准轴是本来的相位信号，则按照取指定相位的QPS K调制方式的瞬时相位信号输入相位平均电路8，由该相位平均电路8求出瞬时相位信号对接收机一侧的相位基准轴的相位偏离。因此，如果相对于通过存储器电路9进行过定时调整的相位基准轴是本来的相位信号，就由差分电路10从取指定相位的瞬时相位信号中除去该信号具有的相位偏离成分，变换为相对于接收机一侧的相位基准轴遵从取0、π/2、π、3π/2中的某一个相位的QPSK调制方式的瞬时相位信号。

在该瞬时相位信号的眼孔张开得最大的时刻(相位判断点)，由瞬时相位确定电路11确定该瞬时相位信号的相位，然后，由差分运算电路12求出2个符号间的确定相位差分，再生出发送来的代码串(数据串)并向外电路传送。(A-6)实施例的效果

如果采用上述实施例，由于π/4移位QPSK调制信号的检波电路采用同步检波方式，所以，与延迟检波方式比较，即使发射功率或接收机噪音指数相同，也可以将接收灵敏度改善数dB，从而可以延长传播距离。

另外，如果采用本实施例，由于载波发生器采用没有反馈环的形式，所以，可以使结构简单，同时，在输入突发信号时也不存在跟踪性的问题。尽管载波发生器应用了没有反馈环的形式，由于设有补偿收发机间的载波频率之差的结构和使与输入调制信号同步的结构，所以，不会降低检波精度。

此外，如果采用本实施例，由上述说明可知，所有的结构要素都可以实现数字化，所以，容易实现IC化及小型化。对于装载到移动终端设备上的检波电路的情况，这一效果的意义很大。

由于可以获得以上效果，所以，本实施例的同步检波电路的实用性非常高。(B)其他实施例

在上述实施例中，给出的是按照将频率差的除去、π/4反移位和相位偏离的除去这一顺序进行的，但是，也可以改变这一顺序。例如，也可以在除去相位偏离后进行π/4反移位，这时，相位偏离平均电路8可以不对π/2进行模运算，而在内部进行对π/4的模运算。

另外，在上述实施例中，给出的调制方式是π/4移位PSK调制方式，但是，本发明不限于此，可以适用于BPSK调制方式、QPSK调制方式、8相PSK调制方式和补偿QPSK调制方式等各种PSK调制方式的同步检波电路。例如，如果是与QPSK调制方式对应的同步检波电路，则可省略图1中的π/4反移位电路7。

本发明的同步检波电路的适用装置不限于移动终端装置，可以是各种接收装置，所有，传输线也不限于无线。

如上所述，如果采用本发明，由于具有发生与输入PSK调制信号异步的载波信号的载波发生器、获得以载波信号为基准的输入PSK调制信号的瞬时相位信号的相位比较器、再生与输入PSK调制信号同步的时钟信号的时钟再生器、除去相位比较器的瞬时相位信号中与收发机间的载波信号的频率差对应的误差成分的载波频率差成分滤除器、除去相位比较器的瞬时相位信号中与接收机的相位基准轴的相位偏离成分的相位偏离成分滤除器和根据除去了各种误差成分的瞬时相位信号再生数据的数据再生器，所以，可以提供能提高检波精度并且可以实现小型化及IC化的同步检波电路。

Claims (4)

1.同步检波电路的特征在于：至少具有载波发生器、相位比较器、时钟再生器、时钟频率差成分滤除器、相位偏离成分滤除器和数据再生器，载波发生器用于发生与输入的PSK调制信号异步的载波信号；

相位比较器用于将输入的PSK调制信号与从上述载波发生器输出的载波信号进行比较，并得到以载波信号为基准的PSK调制信号的瞬时相位信号；

时钟再生器用于再生与输入的PSK调制信号同步的时钟信号，并供给各部分；

载波频率差成分滤除器用于滤除上述相位比较器的瞬时相位信号中与收发机间的载波信号的频率差对应的误差成分；

相位偏离成分滤除器用于滤除上述相位比较器的瞬时相位信号中与接收机的相位基准轴的相位偏离成分；

数据再生器用于根据至少除去了与收发机间的载波信号的频率差对应的误差成分和接收机的相位基准轴的相位偏离成分的瞬时相位信号，再生发送数据。

2.按权利要求1所述的同步检波电路，其特征在于：上述载波频率差成分滤除器由延迟运算器、频率差检测器和频率差滤除器构成，延迟运算器用于求从上述相位比较器输出的瞬时相位信号的2个符号间的差值；

频率差检测器用于在该延迟运算器的相位差信号的相位差值与多个指定的相位差值的差分中将最小的差分对多个符号求平均值并输出；

频率差滤除器用于对每个符号累积地从上述相位比较器输出的瞬时相位信号中将上述频率差检测器的输出信号减去。

3.按权利要求2所述的同步检波电路，其特征在于：上述时钟再生器根据上述延迟运算器的输出信号再生时钟信号。

4.按权利要求1～3的任意一项所述的同步检波电路，其特征在于：相位偏离成分滤除器由相位偏离电路、延迟器和差分电路构成。相位偏离电路用于求出多个符号期间的与输入该相位偏离成分滤除器的瞬时相位信号对应的指定相位角的模运算结果的平均值；

延迟器用于将输入该相位成分滤除器的瞬时相位信号延迟一个供上述相位偏离平均电路进行平均处理用的期间；

差分电路用于从该延迟器的输出信号中减去上述相位偏离平均电路的输出信号。

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