CN101292484B - 调制解调方法以及调制装置和解调装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种调制解调方法，其错误率最小，且适用于以4为除数的差动运算。具有：葛莱码化回路(101)，将n作为2以上的整数输入(2n+1)比特的数据，并将(2n+1)比特的输入信号中2比特作为可识别4象限的信号而葛莱码化；编码化回路(102)，将(2n+1)比特的输入信号中的3比特作为表示分别设置于4象限中的8个子组的信号，并以其象限内的邻接子组间的平均汉明距离为最小的方式将其编码化；映射回路(104)，将由葛莱码化回路(101)及编码化回路(102)编码化后的二进制数据映射到4象限上。

Description

调制解调方法以及调制装置和解调装置

技术领域

本发明涉及调制解调方法，以及调制装置及解调装置，尤其涉及将n作为2以上的整数，将多值数作为2²ⁿ⁺¹的多值正交振幅调制解调方法，以及调制装置和解调装置。

背景技术

以往，在数值微波通信方式中，采用32QAM(正交幅度调制，Quadrature Amplitude Modulation)及128QAM的调制解调方式。此外，在移动体通信方式中，主要提出32QAM的利用。作为适应调制的调制要素，在标准化中也有记载32QAM的例子。此外，在DVB(数字视频广播，Digital Video Broadcasting)中，也有利用32QAM的标准。

作为此种调制解调方式，例如在特开2003-179657号公报中(专利文献1)中公开了如下结构，即：以适应调制控制调制器的前段数值信号的大小，从而生成所需要的余量(back off)。但是，在此种结构中，错误率不好。

此外，在特开平2-113753号公报(专利文献2)中，公开了：在可将多值数在16、32、64变更的编码化调制回路中，以3比特为单位，重复8个信号点，从而能够使用公共回路的映射回路的结构。但是，以特定的编码化调制为前提的映射，在不适用错误修正编码化的情况下，无法改善错误率。

此外，在特开平11-205402号公报(专利文献3)中，公开了将四个32QAM配置于4象限，从而形成128QAM的结构，但错误率不好。

此外，在特开平2001-127809号公报(专利文献4)及特开平6-326742号公报(专利文献5)中，公开了32QAM的多级码的映射。但是，是用于多级码的映射，在不适用错误修正编码化的情况下，无法改善错误率。

上述四种现有技术以编码化调制或多级码化为前提而构成。在这些编码化调制中，一个符号(symbol)传送的信息量与以2为底的多值数的对数相比较大地减少。此外，这些映射并不适于其它的简单的错误修正编码的适用。此外，为适用作为简单的错误修正编码的块编码(ブロツク符号)，需要将平均汉明距离形成为最小的编码化。

此外，作为在学术杂志中公开的，例如有在J.Smith，”Odd-BitQuadrature Amplitude-Shift Keying，”IEEE Trans.Commun.，vol.23，Issue 3，pp385-389，March 1975.(非专利文献1)及P.K.Vitthaladevuni，andM.-S.Alouini，”Exact BER computation for the cross 32-QAMconstellation，”Proc.ISSCCS，pp.643-646，2004.(非专利文献2)中记载的32QAM的映射。图10是在非专利文献1、2中使用的映射。在该32QAM的映射中，将传送波功率对噪音功率比设为γ，错误率特性P(γ)作为Q(x)＜＜1时的近似式，以式(1)表示。

$P\left(\mathrm{\γ}\right)=\frac{3}{4}Q\left(\sqrt{\frac{\mathrm{\γ}}{10}}\right)\·\·\·\·\left(1\right)$

此处，

$Q\left(x\right)=\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}}}{\∫}_x^{\∞}{e}^{-t^2/2}\mathrm{dt}\·\·\·\·\left(2\right)$

32QAM以一个符号传送5比特，但如图10所示，在该非专利文献1、2中使用的映射只不过5比特中的4比特相对于x轴对称，由此，无法适用对于再生传送波的90度相位不确定性的差动编码化。

作为在标准化中规定的第一现有技术，举出有ETSI的DVB(数字视频广播，Digital Video Broadcasting)的标准，EN 300 439 V1.2.1，”DigitalVideo Broadcasting(DVB)；Framing Structure，Channel coding and modulationfor cable system，”April 1998.(非专利文献3)中记载的32QAM的映射。图11是在非专利文献3中使用的映射。在该映射中，将传送波功率对噪音功率比设为γ，错误率特性P(γ)作为Q(x)＜＜1时的近似式，以式(3)表示。

$P\left(\mathrm{\γ}\right)=\frac{11}{10}Q\left(\sqrt{\frac{\mathrm{\γ}}{10}}\right)\·\·\·\left(3\right)$

在非专利文献3中使用的映射，如图11所示，5比特中3比特构成旋转对称，将其中2比特作为象限信号，因此，能够适用相对于再生传送波的90度相位不确定性的差动编码化。

作为在标准化中规定的第二现有技术，举出有PHS(第二代无码电话系统)的标准，在电波产业界(ARIB)，“第二代无码电话系统标准规格(第一分册)/(第二分册)”，RCR STD-28-1/RCR STD-28-2，March 2002.(非专利文献)4中记载的32QAM的映射。图12是在专利文献4中使用的映射。在该映射中，错误率特性P(γ)将传送波功率对噪音功率比设为γ，作为Q(x)＜＜1时的近似式，以式(4)表示。

$P\left(\mathrm{\γ}\right)=\frac{8}{5}Q\left(\sqrt{\frac{\mathrm{\γ}}{10}}\right)\·\·\·\left(4\right)$

该现有技术的映射如图12所示，5比特中的3比特构成轴对称，2比特构成反转的轴对称。从而，能够适用相对于再生输送波的90度相位不确定性的差动编码化。

在上述的非专利文献3、4记载的技术中，相邻的信号点间的平均汉明距离为最小，因此每个符号错误的比特错误的数量并不一定最小，由此，无法改善错误率。此外，因为是以一个符号错误产生3比特或4比特的比特错误的映射，所以难以说以一个符号错误能够尽可能减少比特错误。

对于此种问题，在非专利文献1、2记载的技术中，错误率可改善。

但是，在非专利文献1、2记载的技术中，如图10所示，二进制信号的上段3比特、下段2比特中的下段左侧的比特在Y坐标为正时，为“1”，为负时，为“0”。从而，只能对应180度的相位不确定性，只能适用以2为除数(法)的差动运算。

将多值数设为2的奇次幂的多值QAM方式中，各信号点的发生概率相同，通常不传送绝对相位。因而，信号点的几何学的配置具有90度的对称性，接收侧的再生传送波的相位具有90度的不确定性。此可以通过 信号点旋转90度重合而理解。然而，在非专利文献1、2中记载的技术中，因为只适用以2为除数的差动运算，因此对于4个相位不确定性中的0度和180度的牵引相位(引き込み位相)，能够通过1比特信号，但对于90度和270度的相位不确定性，存在并不一定能够通过所有的信号的问题。发明内容

根据本发明，得到特征如下的调制方法，其将n作为2以上的整数，传送(2n+1)比特的数据，并将多值数设为2的(2n+1)次幂，其中，

对于以正交的同相轴及正交轴分割的4象限的每一个，将配置的信号点分割为与所述(2n+1)比特的数据中3比特对应的8个子组，

以所述8个子组的邻接的信号点间的平均汉明距离为最小的方式，将所述3比特编码化，

对所述(2n+1)比特的数据中的2比特使用葛莱码作为可识别所述4象限的信号。

此外，特征在于，在n超过2的情况下，使所述(2n+1)比特的数据中2×(n-2)比特与所述8个子组内的信号点对应，作为2系统的所述(n-2)比特，并且，

对所述2系统的(n-2)比特在同相轴方向和正交轴方向上分别独立地适用葛莱码。

此外，以在一个象限中的所述子组的边界线处，所述2系统的(n-2)比特相同的方式，将所述2×(n-2)比特配置在所述子组内。

此外，以所述同相轴和正交轴的交点为中心的90度旋转对称的方式，在所述4象限内分别配置所述子组。

此外，以对称于所述同相轴及正交轴的方式，在所述4象限内分别配置所述子组。

通常，为将错误率降到最小，需要将几何学配置的信号点的邻接信号点间的汉明距离的平均值形成为最小。仅关注邻接信号点间是因为在热噪音环境下，在邻接的符号中产生错误的符号错误占据支配性。

n作为自然数，在相位数为2n的PSK中，通过使用葛莱码，能够将 邻接信号点间的汉明距离形成为1。此外，在多值数为2²ⁿ的QAM中，通过在同相轴及正交轴方向上独立地适用葛莱码，能够将邻接的信号点间的汉明距离形成为1。在这些情况下，以汉明距离为1，即1比特进行邻接信号点的识别，因为无法形成更小，因此为最小值。

另一方面，n为2以上的自然数，多值数为2²ⁿ⁺¹的QAM中，无法以简单的形式适用葛莱码，因此为将邻接的信号点间的平均汉明距离形成为最小，需要花费功夫。在多值数为2²ⁿ⁺¹的QAM中，多值数M由如下的恒等式表示。

$M=4\×\{{\left(3\sqrt{M/32}\right)}^2-{\left(\sqrt{M/32}\right)}^2\}\·\·\·\left(5\right)$

从而，多值数为2的2n+1次幂的本QAM的一个象限中，分布8个一边为 

的正方形。在本发明中，相对于该一边为 

的子组，将子组间的汉明距离的平均值形成为最小，进而在子组内，通过在同相轴及正交轴的方向上适用葛莱码，实现将比特错误率降到最小。

此外，通过将传送的(2n+1)比特的数据中2比特分配为可识别象限的信号，可适应以4为除数的差动运算。在仅适用以2为除数的差动运算的情况下，在接收侧，对于4个相位不确定性中的0度和180的牵引相位能够通过1比特信号，但对于90度及270度的相位不确定性，无法通过所有的信号。与此相反，只要可适应以4为除数的差动运算，则在接收侧，对于4个相位不确定性中的所有的牵引相位，能够通过2比特信号。

本发明如以上说明地构成，因此，错误率最小，且能够适用于以4为除数的差动运算。

关于错误率的改善，本申请的多值数为2的2n+1次幂的QAM方式通过将相邻信号点间的平均汉明距离形成为最小，将比特错误率形成为最小。其结果，90度旋转对称地适用差动编码化后的比特错误率P(γ)以下式表示，其中多值数作为M。

$P\left(\mathrm{\γ}\right)=\frac{4\{\sqrt{8M}+(3{\log }_{2}M-5)/2\}}{\sqrt{8M}{\log }_{2}M}Q\left(\sqrt{\frac{3\mathrm{\γ}}{31M/32-1}}\right)\·\·\·\left(6\right)$

在M＝32的情况下，如下式表示。

$P\left(\mathrm{\γ}\right)=\frac{21}{20}Q\left(\sqrt{\frac{\mathrm{\γ}}{10}}\right)\·\·\·\left(7\right)$

其结过，与非专利文献3、4中记载的技术相比，错误率优良。

此外，对于适用以4为除数的差动运算，通过将传送的(2n+1)比特的数据中2比特分配为可识别象限的信号，可适应以4为除数的差动运算。

另一方面，在180度旋转对称中不适用差动编码化的情况下的比特错误率P(γ)以下式表示，多值数作为M。

$P\left(\mathrm{\γ}\right)=\frac{4(\sqrt{8M}-1)}{\sqrt{8M}{\log }_{2}M}Q\left(\sqrt{\frac{3\mathrm{\γ}}{31M/32-1}}\right)\·\·\·\left(8\right)$

在M＝32的情况下，如下式表示。

$P\left(\mathrm{\γ}\right)=\frac{3}{4}Q\left(\sqrt{\frac{\mathrm{\γ}}{10}}\right)\·\·\·\left(9\right)$

其结果，与非专利文献1、2中记载的技术相比相同。但是，在这些非专利文献中记载的技术对于每90度的4个再生输送波的相位不确定性，仅能够对应0度或180度的相位牵引，与此相反，本发明中，能够对应所有的4个再生输送波的相位不确定性。

附图说明

图1的(a)、(b)、(c)、及(d)分别表示本发明的调制解调方法的一实施方式中的将子组间的平均汉明距离最小后的映射的图。

图2是表示本发明的调制解调方法的一实施方式中的象限间的映射的图。

图3是表示本发明的调制解调方法的一实施方式中的子组内的映射的图。

图4是表示本发明的调制解调方法的一实施方式中的象限间的对称性 的图，(a)表示旋转对称，(b)表示轴对象的图。

图5表示使用了图1(a)、图2、图3及图4(a)所示的映射的128QAM的旋转对称映射的图。

图6是表示使用了图1(a)、图2、图3及图4(b)所示的映射的128QAM的轴对称映射的图。

图7是表示使用了图1(d)、图2、图3及图4(b)所示的映射的128QAM的轴对称映射的图。

图8是表示本发明的调制装置的一实施方式的图。

图9是表示本发明的解调装置的一实施方式的图。

图10是表示以往的映射的一例的图。

图11是表示以往的映射的其他例的图。

图12是表示以往的映射的另一例的图。

具体实施方式

以下，参照附图对本发明的实施方式进行说明。

图1表示本发明的调制解调方法的一实施方式中的将子组(sub group)间的平均汉明距离最小后的映射的图。将子组间平均汉明距离最小的映射有4种。而且，其它的将汉明距离形成为最小的映射能够任意地替换图1所示的映射的3比特或者在3比特中的任意比特上与1通过“异”运算而生成。

如图1所示，在本方式的调制解调方法中，对于以相互正交的同相轴及正交轴分割的四象限的第一象限，将配置的信号点(图中圆圈)分割为与输入的数据的3比特对应的8个子组。在此，将n作为2以上的整数，将多值数作为2的(2n+1)次幂的多值调制解调方式表示传送的(2n+1)比特中3比特的编码化，且以邻接的信号点间的平均汉明距离为最小(图中以线的根数表示)的方式来编码化。由此，比特错误特性最佳。而且，图1中，仅示出四象限的第一象限及与其邻接的部分，但对第二～第四象限也同样地，将配置的信号点以邻接的信号点间的平均汉明距离最小的方式分割为8个子组。

图2是表示本发明的调制解调方法的一实施方式中的象限间的映射的 图。

如图2所示，在本方式的调制解调方法中，将传送的(2n+1)比特的数据中2比特分配为可识别象限的信号。而且，在本方式中，在象限间2比特被葛莱码化，因此2比特中仅1比特不同。

如此地，通过将传送的(2n+1)比特数据中2比特分配为可识别象限的信号，可适应将4作为除数的差动运算。在仅适用以2为除数的差动运算的情况下，在接收侧，对于4个相位不确定性中的0度和180度的牵引相位，能够仅通过1比特信号。与此相反，如果可适应以4为除数的差动运算，则在接收侧，对于4个相位不确定性中的所有的牵引相位，能够通过2比特信号。

图3是表示本发明的调制解调方法的一实施方式中的子组内的映射的图。

如图3所示，在本方式的调制解调方法中，在传送的(2n+1)比特的n的值超过2的情况下，使(2n+1)比特中2×(n-2)比特作为2系统的(n-2)比特与8个子组内的信号点对应。并且，在同相轴方向和正交轴方向分别独立地对2系统的(n-2)比特适用葛莱码。而且，在本方式中，图示举出当n＝3时将象限内的2×(3-2)＝2比特在同相轴方向及正交轴方向各分配1比特的情况的例子，但在n＝2的情况下，没有分配的比特，此外，对于n＝4、5、6…的情况下，与图3所示的分配同样地，在同相轴及正交轴方向上各分配2、3、4…比特。仅1比特被用于各个子组内的识别，并且8个子组内的信号点的平均汉明距离最小，由此，能够将比特错误率特性变为最佳。

此外，如图3所示，将2系统的(n-2)比特分别在同相轴方向和正交轴方向上独立地适用葛莱码的情况下，在子组的边界线上，以2系统的(n-2)比特相同的方式，在子组内配置2(n-2)比特。从而，子组间2系统的(n-2)比特相同，即使发生符号错误，也不发生比特错误。

图4是表示本发明的调制解调方法的一实施方式中的象限间的对称性的图，(a)表示旋转对称，(b)表示轴对象的图。

如图4(a)所示，在本方式中，认为以同相轴与正交轴的交点为中心，构成90度的旋转对称的方式，将象限内的8个子组配置于各象限内。此 处，图中1～8表示的子组中，表示子组的信号进行如图1所示的编码化，子组内的信号进行图3所示的编码化。

此外，如图4(b)所示，认为以同相轴及正交轴对称的方式在各象限内配置象限内的8个子组。此处，图中1～8表示的子组中，表示子组的信号进行如图1所示的编码化，子组内的信号进行图3所示的编码化。

以下，对利用上述的调制解调方法进行的实际的映射例进行说明。

图5表示使用了图1(a)、图2、图3及图4(a)所示的映射的128QAM的旋转对称映射的图。

如图5所示，在进行使用了图1(a)、图2、图3及图4(a)所示的映射的128QAM的旋转对称映射的情况下，子组内的信号点间的汉明距离分别为1。此外，8个子组间的汉明距离，其平均值最小。此外，象限间2比特被分配作为象限间信号，并被葛莱码化，象限间的汉明距离也被最小化。

从而，如图5所示的映射在将(2n-1)比特旋转对称配置的情况下，是将邻接信号点间的汉明距离的平均值形成最小，且将比特错误率形成最小的映射。此外，在将多值数设为2的奇次幂的多值QAM方式中，各信号点的发生概率相同，通常不传送绝对相位，因此，信号点的几何学配置具有90度的对称性，接收侧的再生传送波的相位具有90度的不确定性，但在本例中，以同相轴和正交轴的交点为中心的90度的旋转对称的方式，将象限内的8个子组配置于各象限，因此，能够适用相对于再生输送波的90度相位不确定性的差动编码化。

图6表示使用了图1(a)、图2、图3及图4(b)所示的映射的128QAM的轴对称映射的图。

如图6所示，在进行了图1(a)、图2、图3及图4(b)所示的映射的128QAM的轴对称映射的情况下，子组内的信号点间的汉明距离分别变为1。此外，8个子组间的汉明距离的平均值最小。此外，象限间分配2比特作为象限间信号，并被葛莱码化，象限间的汉明距离也被最小化。

从而，图6所示的映射在将(2n-1)比特轴对称配置的情况下，是邻接信号点间的汉明距离的平均值变为最小，且比特错误率最小的映射。

图7表示使用了图1(d)、图2、图3及图4(b)所示的映射的128QAM 的轴对称映射的图。

如图7所示，在进行了图1(d)、图2、图3及图4(b)所示的映射的128QAM的轴对称映射的情况下，子组内的信号点间的汉明距离分别变为1。此外，8个子组间的汉明距离的平均值最小。此外，象限间分配2比特作为象限间信号，并被葛莱码化，象限间的汉明距离也被最小化。

从而，图7所示的映射在将(2n-1)比特轴对称配置的情况下，是邻接信号点间的汉明距离的平均值变为最小，且比特错误率最小的映射。

以下，对用于实现上述的调制解调方法的调制装置及解调方式进行说明。

图8表示本发明的调制装置的一实施方式的图。

本方式如图8所示，将n作为2以上的整数，输入(2n+1)比特的数据，并将多值数设为2的(2n+1)次幂映射到4象限，从而调制该数据的调制装置，包括：串联/并联变换回路100、第一葛莱码化回路101、编码化回路102、第二葛莱码化回路103、映射回路104和调制回路105。

串联/并联变换回路100当输入作为(2n+1)比特的数据的输入信号11时，将该输入信号11作为2比特、3比特及2×(n-2)比特的并列信号输出。

葛莱码化回路101输入从串联/并联变换回路100输出的并列信号中最初的2比特的信号，并将输入的2比特信号作为可识别映射传送数据的4象限的4值葛莱码，并作为象限信号12输出。

编码化回路102输入从串联/并联变换回路100输出的并列信号中接下来3比特的信号，并将输入的3比特信号作为表示设置于4象限的8个子组的信号，并以其象限内的邻接子组间的平均汉明距离最小的方式来编码化，并作为子组信号13输出。

葛莱码化回路103输入从串联/并联变换回路100输出的并列信号中剩余的2系统的(n-2)比特的信号，使输入的2×(n-2)比特的信号与8个子组内的信号点对应，并将上述2系统的各比特在同相轴方向与正交轴方向分别独立地葛莱码化，并作为子组内信号14输出。

映射回路104输入从葛莱码化回路101输出的象限信号12、从编码化回路102输出的子组信号13、从葛莱码化回路103输出的子组内信号14， 并将这些编码化后的二进制数据映射到由4象限构成的相位面，作为调制数据15输出。

调制回路105输入从映射回路104输出的调制数据15，并将该调制数据15作为调制波16输出。

使用如上述构成的调制装置实现上述的调制方法。并且，通过象限信号被葛莱码化、子组信号与邻接信号点的平均汉明距离最小、子组内信号也被葛莱码化，在象限内，与邻接信号点的平均汉明距离变为最小，且形成比特错误率最为良好的映射法。此时，根据差动编码化的必要性，象限间可以选择旋转对称或轴对称。

图9表示本发明的解调装置的一实施方式的图。

本方式如图9所示，是对将n作为2以上的整数，以(2n+1)比特，将多值数作为2的(2n+1)次幂，映射到4象限而调制的传送数据进行解调的解调装置，包括：解调回路205、解映射回路(デマツピング)204、第一葛莱码解码化回路201、解码化回路202、第二葛莱码解码化回路203、串联/并联变换回路200。

解调回路204接收调制波26，作为解调数据25输出。

解映射回路204输入从解调回路205输出的解调数据25，将该解调数据25分离为映射于二维的相位面的象限信号22、子组信号23及子组内信号24并输出。

葛莱码解码化回路201识别从解映射回路24输出的象限信号22，并从4值葛莱码提取并输出可识别4象限的2比特。

解码化回路202输入从解映射回路24输出的8值的子组信号23，并识别子组内的信号点，将2×(2n-2)比特在同相轴方向及正交轴方向上葛莱码解码化，并输出。

串联/并联变换回路200输入由从葛莱码解码化回路201输出的2比特、从解码化回路202输出的3比特、从葛莱码解码化回路203输出的2×(2n-2)比特构成的并列信号，并作为(2n+1)比特的串联的输出信号21而输出。

使用如上述构成的解调装置实现上述的解调方法。并且，通过象限信号被葛莱码化、子组信号与邻接信号点的平均汉明距离最小、子组内信号 也被葛莱码化，在象限内，与邻接信号点的平均汉明距离变为最小，且形成比特错误率最为良好的映射法。此时，根据差动编码化的必要性，象限间可以选择旋转对称或轴对称。

Claims (9)

1.一种调制解调方法，其将n作为超过2的整数，传送(2n+1)比特的数据，且多值数设为2的(2n+1)次幂，其中，

对于以正交的同相轴及正交轴分割的4象限的每一个，将配置的信号点分割为与所述(2n+1)比特的数据中3比特对应的8个子组，

以所述8个子组的邻接的信号点间的平均汉明距离为最小的方式，将所述3比特编码化，

对所述(2n+1)比特的数据中的2比特使用葛莱码作为可识别所述4象限的信号，

将所述(2n+1)比特的数据中除了所述(2n+1)比特的数据中3比特及所述(2n+1)比特的数据中2比特以外的2×(n-2)比特作为两组(n-2)比特而与所述8个子组内的信号点对应，并且，

对所述两组(n-2)比特在同相轴方向和正交轴方向上分别独立地适用葛莱码。

2.根据权利要求1所述的调制解调方法，其特征在于，

以在一个象限中的所述子组的边界线处，所述两组(n-2)比特相同的方式，将所述2×(n-2)比特配置在所述子组内。

3.根据权利要求1或2所述的调制解调方法，其特征在于，

以所述同相轴和正交轴的交点为中心的90度旋转对称的方式，在所述4象限内分别配置所述子组。

4.根据权利要求1或2所述的调制解调方法，其特征在于，

以对称于所述同相轴及正交轴的方式，在所述4象限内分别配置所述子组。

5.一种调制装置，其将n作为超过2的整数，输入(2n+1)比特的数据，且多值数设为2的(2n+1)次幂，将该数据映射到4象限并调制，其中，具有：

第一葛莱码化回路，将所述(2n+1)比特的输入信号中的2比特葛莱码化，作为可识别所述4象限的信号；

编码化回路，以该象限内的邻接子组间的平均汉明距离最小的方式，将所述(2n+1)比特的输入信号中的3比特编码化，作为表示分别设置在所述4象限中的8个子组的信号；

映射回路，将由所述第一葛莱码化回路及所述编码化回路编码化后的二进制数据映射在所述4象限上，

第二葛莱码化回路，使所述(2n+1)比特的数据中2×(n-2)比特作为两组(n-2)比特而与所述8个子组内的信号点对应，并且将所述两组(n-2)比特在所述4象限的同相轴方向和正交轴方向上分别独立地葛莱码化，

所述映射回路将由所述第二葛莱码化回路编码化后的二进制数据映射到所述子组内。

6.根据权利要求5所述的调制装置，其特征在于，

所述映射回路以在一个象限中的所述子组的边界线处，所述两组(n-2)比特相同的方式，将所述2×(n-2)比特配置在所述子组内。

7.根据权利要求5或6所述的调制装置，其特征在于，

所述映射回路以所述同相轴和正交轴的交点为中心的90度旋转对称的方式，在所述4象限内分别配置所述子组。

8.根据权利要求5或6所述的调制装置，其特征在于，

所述映射回路以对称于所述同相轴及正交轴的方式，在所述4象限内分别配置所述子组。

9.一种解调装置，其对如下调制后的传送数据进行解调，即：将(2n+1)比特的数据，n作为超过2的整数，且多值数设为2的(2n+1)次幂映射到4象限而调制并传送的数据，并且所述(2n+1)比特的输入信号中的2比特作为可识别所述4象限的信号而被葛莱码化，所述(2n+1)比特的输入信号中所述2比特以外的3比特作为表示分别设置于所述4象限的8个子组的信号，且以该象限内的邻接子组间的平均汉明距离为最小的方式而被编码化，且使所述(2n+1)比特的数据中所述2比特及所述3比特以外的2×(n-2)比特作为两组(n-2)比特而与所述8个子组内的信号点对应，所述两组(n-2)比特在所述4象限的同相轴方向和正交轴方向上分别独立地被葛莱码化，并将这些编码化后的二进制数据映射到所述4象限上，

其中具有：第一葛莱码解码化回路，从所述传送数据中提取可识别所述4象限的2比特；

解码化回路，从所述传送数据中提取表示分别设置在所述4象限的所述8个子组的3比特；

第二葛莱码解码化回路，从所述传送数据中，识别所述8个子组内的信号点，并将2×(n-2)比特在同相轴方向及正交轴方向上葛莱码解码化。

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