JP3492418B2 - 直接スペクトル拡散通信装置、その復調回路、オートゲインコントロール方法、及び直接スペクトル拡散通信装置の基準値設定方法 - Google Patents
直接スペクトル拡散通信装置、その復調回路、オートゲインコントロール方法、及び直接スペクトル拡散通信装置の基準値設定方法Info
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- JP3492418B2 JP3492418B2 JP14158394A JP14158394A JP3492418B2 JP 3492418 B2 JP3492418 B2 JP 3492418B2 JP 14158394 A JP14158394 A JP 14158394A JP 14158394 A JP14158394 A JP 14158394A JP 3492418 B2 JP3492418 B2 JP 3492418B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、直接拡散スペクトル拡
散通信受信装置の改良に関するものである。
散通信受信装置の改良に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来のデータ通信には、狭帯域変調方式
（ＡＭ（振幅変調）、ＦＭ（周波数変調）、ＢＰＳＫ
（２相位相シフトキーイング）、ＱＰＳＫ（４相位相シ
フトキーイング）等）を用いた通信が一般に実用されて
いる。これらは、受信機における復調を比較的小型の回
路で実現できるが、マルチパスや狭帯域雑音に弱いとい
う欠点も有している。
（ＡＭ（振幅変調）、ＦＭ（周波数変調）、ＢＰＳＫ
（２相位相シフトキーイング）、ＱＰＳＫ（４相位相シ
フトキーイング）等）を用いた通信が一般に実用されて
いる。これらは、受信機における復調を比較的小型の回
路で実現できるが、マルチパスや狭帯域雑音に弱いとい
う欠点も有している。
【０００３】これに対してスペクトル拡散通信方式は、
送信側ではデータ（アナログ、ディジタルどちらでも構
わない）の周波数スペクトルをＰＮ（ｐｓｅｕｄｏ ｎ
ｏｉｓｅ：擬似ランダム）符号によって拡散し、受信機
側で該ＰＮ符号と時間同期（相関）をとる事でマルチパ
ス及び狭帯域雑音の影響を軽減するという特徴を有し、
重要な技術として注目されている。
送信側ではデータ（アナログ、ディジタルどちらでも構
わない）の周波数スペクトルをＰＮ（ｐｓｅｕｄｏ ｎ
ｏｉｓｅ：擬似ランダム）符号によって拡散し、受信機
側で該ＰＮ符号と時間同期（相関）をとる事でマルチパ
ス及び狭帯域雑音の影響を軽減するという特徴を有し、
重要な技術として注目されている。
【０００４】スペクトル拡散方式の手法には、直接拡
散、周波数ホッピング、時間ホッピング及びこれらのう
ちのいくつかを組み合わせたハイブリッド方式等があ
り、この中で直接拡散方式は、データ速度よりかなり速
いチップ速度を持つＰＮ符号とデータとを乗算する事で
スペクトルを拡散する手法であり、回路的にも他の手法
に比べて容易に実現でき、またＰＮ符号の区別によって
同じ周波数帯域での多重通信が可能となる。このような
多重方式をＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ ＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕ
ｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ：コード分割多元接続）、
またはＳＳＭＡ（Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｍ
ｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ：スペクトル拡散多元接
続）と呼ぶ。
散、周波数ホッピング、時間ホッピング及びこれらのう
ちのいくつかを組み合わせたハイブリッド方式等があ
り、この中で直接拡散方式は、データ速度よりかなり速
いチップ速度を持つＰＮ符号とデータとを乗算する事で
スペクトルを拡散する手法であり、回路的にも他の手法
に比べて容易に実現でき、またＰＮ符号の区別によって
同じ周波数帯域での多重通信が可能となる。このような
多重方式をＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ ＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕ
ｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ：コード分割多元接続）、
またはＳＳＭＡ（Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｍ
ｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ：スペクトル拡散多元接
続）と呼ぶ。
【０００５】また一般にベースバンド帯域に周波数変換
した後にアナログ／ディジタル変換（サンプリング、以
後Ａ／Ｄ変換と称す）し、信号処理をすべてディジタル
処理で行われることがある。これによりベースバンド部
の小型化、簡素化が可能となる。またこの場合には、デ
ィジタルマッチドフィルタが用いられる事が多い。
した後にアナログ／ディジタル変換（サンプリング、以
後Ａ／Ｄ変換と称す）し、信号処理をすべてディジタル
処理で行われることがある。これによりベースバンド部
の小型化、簡素化が可能となる。またこの場合には、デ
ィジタルマッチドフィルタが用いられる事が多い。
【０００６】直接拡散方式、ディジタル復調方式を用い
たスペクトル拡散通信システムの概略のブロック図を図
８、図９に示す。ここで図８は送信系、図９は受信系に
関するものである。
たスペクトル拡散通信システムの概略のブロック図を図
８、図９に示す。ここで図８は送信系、図９は受信系に
関するものである。
【０００７】まず送信系について図８を用いて説明す
る。＋１、または０で表されるような２進送信データ系
列は、まずＰＮ符号発生部７９で生成されたＰＮ符号
（＋１、または０で表される２進符号系列）とＥＸ−Ｏ
Ｒ８０で排他的論理和される。これにより得られた系列
は乗算器８２で正弦波発生器８１で生成された正弦波と
乗算、ＢＰＳＫ変調される。この後この系列は周波数変
換部８３でＲＦ帯に周波数変換され、電力増幅部８４で
電力増幅され送信アンテナ８５より送信される。このよ
うに本実施例では情報変調としてＢＰＳＫ変調が用いら
れている。これらの動作は一般的なもので、一般的な直
接拡散スペクトル拡散通信方式用送信装置で構わない。
る。＋１、または０で表されるような２進送信データ系
列は、まずＰＮ符号発生部７９で生成されたＰＮ符号
（＋１、または０で表される２進符号系列）とＥＸ−Ｏ
Ｒ８０で排他的論理和される。これにより得られた系列
は乗算器８２で正弦波発生器８１で生成された正弦波と
乗算、ＢＰＳＫ変調される。この後この系列は周波数変
換部８３でＲＦ帯に周波数変換され、電力増幅部８４で
電力増幅され送信アンテナ８５より送信される。このよ
うに本実施例では情報変調としてＢＰＳＫ変調が用いら
れている。これらの動作は一般的なもので、一般的な直
接拡散スペクトル拡散通信方式用送信装置で構わない。
【０００８】受信機側では、図９に示すように、受信用
アンテナ８６により受信された信号は、ＲＦ増幅部８７
により電力増幅され、周波数変換部８８により中間周波
数に変換される。中間周波数に変換された信号は、ＡＧ
Ｃ（Ａｕｔｏ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ：自動利得制
御）増幅器８９によりＡ／Ｄ変換器９６、９７に最適な
振幅で入力されるよう利得制御される。この後２分波さ
れ、一方はローカル正弦波信号発生部９０により発生さ
れた正弦波信号と、もう一方は該正弦波信号を９０°位
相器９１により９０°位相シフトされた信号と、それぞ
れ乗算器９３、９２で乗算され、それぞれ低域通過フィ
ルタ９５、９４を通り、Ａ／Ｄ変換器９７、９６により
ディジタル値化される。ここで情報変調にＢＰＳＫ、Ｑ
ＰＳＫ等を用いており、さらに受信機側で同期検波する
としたならば、このＡ／Ｄ変換器は３ビット程度あれば
良いとされている。このようにディジタル化された受信
信号はそれぞれディジタルマッチドフィルタ部９９、９
８により相関が取られ、そのピーク値を用いてディジタ
ル位相復調部１００により復調されデータを得る。
アンテナ８６により受信された信号は、ＲＦ増幅部８７
により電力増幅され、周波数変換部８８により中間周波
数に変換される。中間周波数に変換された信号は、ＡＧ
Ｃ（Ａｕｔｏ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ：自動利得制
御）増幅器８９によりＡ／Ｄ変換器９６、９７に最適な
振幅で入力されるよう利得制御される。この後２分波さ
れ、一方はローカル正弦波信号発生部９０により発生さ
れた正弦波信号と、もう一方は該正弦波信号を９０°位
相器９１により９０°位相シフトされた信号と、それぞ
れ乗算器９３、９２で乗算され、それぞれ低域通過フィ
ルタ９５、９４を通り、Ａ／Ｄ変換器９７、９６により
ディジタル値化される。ここで情報変調にＢＰＳＫ、Ｑ
ＰＳＫ等を用いており、さらに受信機側で同期検波する
としたならば、このＡ／Ｄ変換器は３ビット程度あれば
良いとされている。このようにディジタル化された受信
信号はそれぞれディジタルマッチドフィルタ部９９、９
８により相関が取られ、そのピーク値を用いてディジタ
ル位相復調部１００により復調されデータを得る。
【０００９】また両相関出力を用いて信号電力（信号成
分、及び雑音をあわせた全受信信号電力）を得、この値
が一定となるようＡＧＣコントロール部１０１によりＡ
ＧＣ増幅部８９を制御している。ここでこのＡＧＣコン
トロール部は一般に図１０に示す回路で実現される。相
関信号によって得られた信号電力は差動増幅部１０２に
よって基準電圧と比較される。この後、この差信号はル
ープフィルタ部１０３により積分されてＡＧＣ増幅部８
８を制御する制御信号が生成される。このループは、相
関信号により得られた信号電力を基準電圧と等しくする
ような方向に動作する。
分、及び雑音をあわせた全受信信号電力）を得、この値
が一定となるようＡＧＣコントロール部１０１によりＡ
ＧＣ増幅部８９を制御している。ここでこのＡＧＣコン
トロール部は一般に図１０に示す回路で実現される。相
関信号によって得られた信号電力は差動増幅部１０２に
よって基準電圧と比較される。この後、この差信号はル
ープフィルタ部１０３により積分されてＡＧＣ増幅部８
８を制御する制御信号が生成される。このループは、相
関信号により得られた信号電力を基準電圧と等しくする
ような方向に動作する。
【００１０】このようにスペクトルを拡散する事で広い
帯域幅で通信が行われる事になり、マルチパスや狭帯域
雑音に対してより効果的な通信が可能となる。さらにデ
ィジタル化（量子化）されることで復調部の微調整が不
要となり、構成も簡易、小型化されるというメリットを
有する。
帯域幅で通信が行われる事になり、マルチパスや狭帯域
雑音に対してより効果的な通信が可能となる。さらにデ
ィジタル化（量子化）されることで復調部の微調整が不
要となり、構成も簡易、小型化されるというメリットを
有する。
【００１１】スペクトル拡散通信方式に関しては科学技
術出版社発行の「スペクトル拡散通信システム」ｐ１０
〜ｐ１６に詳しく述べられている。
術出版社発行の「スペクトル拡散通信システム」ｐ１０
〜ｐ１６に詳しく述べられている。
【００１２】
【発明が解決しようとする問題点】一般にディジタル復
調方式を用いればベースバンド部の回路は非常に簡易、
小型化されるが、Ａ／Ｄ変換器の最大入力電圧範囲に対
して、Ａ／Ｄ変換器入力振幅レベルをどの程度のレベル
に割り当てるかで誤り率特性が異なり、さらにその最適
値が相関前の信号電力（信号成分のみの電力）対ノイズ
電力比（以後Ｃ／Ｎ比と称する。ここでは逆拡散前のＣ
／Ｎ比を表す）によって異なり、Ｃ／Ｎ比が低くなれば
低くなるほどＡ／Ｄ変換器入力振幅レベルの最適値は低
くなる。よって相関ピーク信号のみで受信信号振幅をコ
ントロールしても最適な特性は得られないという問題点
を有する。
調方式を用いればベースバンド部の回路は非常に簡易、
小型化されるが、Ａ／Ｄ変換器の最大入力電圧範囲に対
して、Ａ／Ｄ変換器入力振幅レベルをどの程度のレベル
に割り当てるかで誤り率特性が異なり、さらにその最適
値が相関前の信号電力（信号成分のみの電力）対ノイズ
電力比（以後Ｃ／Ｎ比と称する。ここでは逆拡散前のＣ
／Ｎ比を表す）によって異なり、Ｃ／Ｎ比が低くなれば
低くなるほどＡ／Ｄ変換器入力振幅レベルの最適値は低
くなる。よって相関ピーク信号のみで受信信号振幅をコ
ントロールしても最適な特性は得られないという問題点
を有する。
【００１３】また周波数同期過程において、周波数引き
込み時、及び捕捉時でＡ／Ｄ変換器入力振幅レベルの最
適値も異なり、周波数引き込み時には周波数捕捉時に比
べてＡ／Ｄ変換器入力振幅レベルの最適値は低くなると
いう問題点を有する。
込み時、及び捕捉時でＡ／Ｄ変換器入力振幅レベルの最
適値も異なり、周波数引き込み時には周波数捕捉時に比
べてＡ／Ｄ変換器入力振幅レベルの最適値は低くなると
いう問題点を有する。
【００１４】また差動検波等を用いるような送受信機間
で周波数差をもつような場合にはその周波数差によって
最適なＡ／Ｄ変換器入力振幅レベルがことなり、一般に
周波数差が大きいほど最適なＡ／Ｄ変換器入力振幅レベ
ルは大きくなるという問題点を有する。
で周波数差をもつような場合にはその周波数差によって
最適なＡ／Ｄ変換器入力振幅レベルがことなり、一般に
周波数差が大きいほど最適なＡ／Ｄ変換器入力振幅レベ
ルは大きくなるという問題点を有する。
【００１５】本発明は直接拡散スペクトル通信方式及び
通信装置において、Ａ／Ｄ変換器の量子化レベルの最適
化を行うことを目的とするものである。
通信装置において、Ａ／Ｄ変換器の量子化レベルの最適
化を行うことを目的とするものである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、本発明は、受信信号を増幅する増幅部と、増幅さ
れた受信信号をサンプリングして量子化するＡ／Ｄ変換
器と、量子化されたディジタル値と相関をとるディジタ
ルマッチドフィルタと、相関信号を用いて信号電力を求
め、その信号電力値と基準値との比較に基づいて上記増
幅部の利得を誤り率が最小となるように調整するＡＧＣ
コントロール部と、相関信号を用いて復調を行うディジ
タル復調部とを備えた直接スペクトル拡散通信装置にお
いて、受信信号のＣ／Ｎ比を推定するＣ／Ｎ比推定手段
を備える一方、上記ＡＧＣコントロール部が、上記Ｃ／
Ｎ比推定手段により推定されたＣ／Ｎ比に応じて上記基
準値を変更するよう構成したものである。
めに、本発明は、受信信号を増幅する増幅部と、増幅さ
れた受信信号をサンプリングして量子化するＡ／Ｄ変換
器と、量子化されたディジタル値と相関をとるディジタ
ルマッチドフィルタと、相関信号を用いて信号電力を求
め、その信号電力値と基準値との比較に基づいて上記増
幅部の利得を誤り率が最小となるように調整するＡＧＣ
コントロール部と、相関信号を用いて復調を行うディジ
タル復調部とを備えた直接スペクトル拡散通信装置にお
いて、受信信号のＣ／Ｎ比を推定するＣ／Ｎ比推定手段
を備える一方、上記ＡＧＣコントロール部が、上記Ｃ／
Ｎ比推定手段により推定されたＣ／Ｎ比に応じて上記基
準値を変更するよう構成したものである。
【００１７】 又、本発明は、受信信号を増幅する増幅
部と、増幅された受信信号をサンプリングして量子化す
るＡ／Ｄ変換器と、量子化されたディジタル値と相関を
とるディジタルマッチドフィルタと、相関信号を用いて
信号電力を求め、その信号電力値と基準値との比較に基
づいて上記増幅部の利得を調整するＡＧＣコントロール
部と、相関信号を用いて復調を行うディジタル復調部と
を備えた直接スペクトル拡散通信装置において、受信信
号のＣ／Ｎ比を推定するＣ／Ｎ比推定手段と、同期引き
込み状態か同期捕捉判定状態かを判断する同期確認手段
とを備える一方、上記ＡＧＣコントロール部は、上記同
期確認手段の判断結果と上記Ｃ／Ｎ比推定手段により推
定されたＣ／Ｎ比とに応じて上記基準値を変更するよう
構成したものである。又、本発明は、受信信号を増幅す
る増幅部と、増幅された受信信号をサンプリングして量
子化するＡ／Ｄ変換器と、量子化されたディジタル値と
相関をとるディジタルマッチドフィルタと、相関信号を
用いて信号電力を求め、その信号電力値と基準値との比
較に基づいて上記増幅部の利得を調整するＡＧＣコント
ロール部と、相関信号を用いて復調を行うディジタル復
調部とを備えた直接スペクトル拡散通信装置において、
受信信号のＣ／Ｎ比を推定するＣ／Ｎ比推定手段と、送
受信機間の搬送波の周波数差を検出する周波数誤差検出
手段とを備える一方、上記ＡＧＣコントロール部は、上
記周波数誤差検出手段の検出結果と上記Ｃ／Ｎ比推定手
段により推定されたＣ／Ｎ比とに応じて上記基準値を変
更するよう構成したものである。
部と、増幅された受信信号をサンプリングして量子化す
るＡ／Ｄ変換器と、量子化されたディジタル値と相関を
とるディジタルマッチドフィルタと、相関信号を用いて
信号電力を求め、その信号電力値と基準値との比較に基
づいて上記増幅部の利得を調整するＡＧＣコントロール
部と、相関信号を用いて復調を行うディジタル復調部と
を備えた直接スペクトル拡散通信装置において、受信信
号のＣ／Ｎ比を推定するＣ／Ｎ比推定手段と、同期引き
込み状態か同期捕捉判定状態かを判断する同期確認手段
とを備える一方、上記ＡＧＣコントロール部は、上記同
期確認手段の判断結果と上記Ｃ／Ｎ比推定手段により推
定されたＣ／Ｎ比とに応じて上記基準値を変更するよう
構成したものである。又、本発明は、受信信号を増幅す
る増幅部と、増幅された受信信号をサンプリングして量
子化するＡ／Ｄ変換器と、量子化されたディジタル値と
相関をとるディジタルマッチドフィルタと、相関信号を
用いて信号電力を求め、その信号電力値と基準値との比
較に基づいて上記増幅部の利得を調整するＡＧＣコント
ロール部と、相関信号を用いて復調を行うディジタル復
調部とを備えた直接スペクトル拡散通信装置において、
受信信号のＣ／Ｎ比を推定するＣ／Ｎ比推定手段と、送
受信機間の搬送波の周波数差を検出する周波数誤差検出
手段とを備える一方、上記ＡＧＣコントロール部は、上
記周波数誤差検出手段の検出結果と上記Ｃ／Ｎ比推定手
段により推定されたＣ／Ｎ比とに応じて上記基準値を変
更するよう構成したものである。
【００１８】又、本発明は、受信信号をサンプリングし
て量子化するＡ／Ｄ変換器と、量子化されたディジタル
値と相関をとるディジタルマッチドフィルタと、相関信
号を用いて復調を行うディジタル復調部とを備えた直接
スペクトル拡散通信装置において、受信信号のＣ／Ｎ比
を推定するＣ／Ｎ比推定手段を備える一方、上記Ａ／Ｄ
変換器が、上記Ｃ／Ｎ比推定手段により推定されたＣ／
Ｎ比に応じて量子化ステップを変更するよう構成したも
のである。
て量子化するＡ／Ｄ変換器と、量子化されたディジタル
値と相関をとるディジタルマッチドフィルタと、相関信
号を用いて復調を行うディジタル復調部とを備えた直接
スペクトル拡散通信装置において、受信信号のＣ／Ｎ比
を推定するＣ／Ｎ比推定手段を備える一方、上記Ａ／Ｄ
変換器が、上記Ｃ／Ｎ比推定手段により推定されたＣ／
Ｎ比に応じて量子化ステップを変更するよう構成したも
のである。
【００１９】又、本発明は、上記の構成に加え、同期引
き込み状態か同期捕捉判定状態かを判断する同期確認手
段を備える一方、上記Ａ／Ｄ変換器が、上記同期確認手
段の判断結果と上記Ｃ／Ｎ比推定手段により推定された
Ｃ／Ｎ比とに応じて量子化ステップを変更するよう構成
したものである。 又、本発明は、上述の構成に加え、送
受信機間の搬送波の周波数差を検出する周波数誤差検出
手段を備える一方、上記Ａ／Ｄ変換器が、上記周波数誤
差検出手段の検出結果と上記Ｃ／Ｎ比推定手段により推
定されたＣ／Ｎ比とに応じて量子化ステップを変更する
よう構成したものである。
き込み状態か同期捕捉判定状態かを判断する同期確認手
段を備える一方、上記Ａ／Ｄ変換器が、上記同期確認手
段の判断結果と上記Ｃ／Ｎ比推定手段により推定された
Ｃ／Ｎ比とに応じて量子化ステップを変更するよう構成
したものである。 又、本発明は、上述の構成に加え、送
受信機間の搬送波の周波数差を検出する周波数誤差検出
手段を備える一方、上記Ａ／Ｄ変換器が、上記周波数誤
差検出手段の検出結果と上記Ｃ／Ｎ比推定手段により推
定されたＣ／Ｎ比とに応じて量子化ステップを変更する
よう構成したものである。
【００２０】又、本発明は、上述の何れかの構成に加
え、上記Ｃ／Ｎ比推定手段が、相関信号により求められ
た信号電力と受信信号から求められた受信電力とに基づ
いて受信信号のＣ／Ｎ比を推定するよう構成したもので
ある。 又、本発明は、上述の何れかの構成に加え、上記
Ｃ／Ｎ比推定手段が、相関信号により求められた信号電
力と相関信号の分散とに基づいて受信信号のＣ／Ｎ比を
推定するよう構成したものである。
え、上記Ｃ／Ｎ比推定手段が、相関信号により求められ
た信号電力と受信信号から求められた受信電力とに基づ
いて受信信号のＣ／Ｎ比を推定するよう構成したもので
ある。 又、本発明は、上述の何れかの構成に加え、上記
Ｃ／Ｎ比推定手段が、相関信号により求められた信号電
力と相関信号の分散とに基づいて受信信号のＣ／Ｎ比を
推定するよう構成したものである。
【００２１】 又、本発明は、増幅部により増幅された
受信信号をＡ／Ｄ変換器によりサンプリングして量子化
するＡ／Ｄ変換器と、量子化されたディジタル値と相関
をとるディジタルマッチドフィルタと、相関信号を用い
て復調を行うディジタル復調部とを含む直接スペクトル
拡散通信装置の復調回路において、受信信号のＣ／Ｎ比
を推定するＣ／Ｎ比推定手段と、上記Ｃ／Ｎ比推定手段
により推定されたＣ／Ｎ比に応じて決定された基準値と
相関信号に基づいて求められた信号電力との比較に基づ
いて上記増幅部の利得を誤り率が最小となるように調整
を行う制御信号を出力するＡＧＣコントロール部とを含
む構成としたものである。又、本発明は、受信信号をＡ
／Ｄ変換器によりサンプリングして量子化するＡ／Ｄ変
換器と、量子化されたディジタル値と相関をとるディジ
タルマッチドフィルタと、相関信号を用いて復調を行う
ディジタル復調部とを含む直接スペクトル拡散通信装置
の復調回路において、受信信号のＣ／Ｎ比を推定するＣ
／Ｎ比推定手段を含み、上記Ａ／Ｄ変換器は、上記Ｃ／
Ｎ比推定手段により推定されたＣ／Ｎ比に応じて量子化
ステップを変更するよう構成したものである。
受信信号をＡ／Ｄ変換器によりサンプリングして量子化
するＡ／Ｄ変換器と、量子化されたディジタル値と相関
をとるディジタルマッチドフィルタと、相関信号を用い
て復調を行うディジタル復調部とを含む直接スペクトル
拡散通信装置の復調回路において、受信信号のＣ／Ｎ比
を推定するＣ／Ｎ比推定手段と、上記Ｃ／Ｎ比推定手段
により推定されたＣ／Ｎ比に応じて決定された基準値と
相関信号に基づいて求められた信号電力との比較に基づ
いて上記増幅部の利得を誤り率が最小となるように調整
を行う制御信号を出力するＡＧＣコントロール部とを含
む構成としたものである。又、本発明は、受信信号をＡ
／Ｄ変換器によりサンプリングして量子化するＡ／Ｄ変
換器と、量子化されたディジタル値と相関をとるディジ
タルマッチドフィルタと、相関信号を用いて復調を行う
ディジタル復調部とを含む直接スペクトル拡散通信装置
の復調回路において、受信信号のＣ／Ｎ比を推定するＣ
／Ｎ比推定手段を含み、上記Ａ／Ｄ変換器は、上記Ｃ／
Ｎ比推定手段により推定されたＣ／Ｎ比に応じて量子化
ステップを変更するよう構成したものである。
【００２２】 又、本発明は、直接スペクトル拡散信号
を復調する復調装置のオートゲインコントロール方法で
あって、受信したアナログ信号をディジタル信号に変換
するステップと、ディジタル信号の相関をとるステップ
と、相関信号を用いて信号電力を求めるステップと、受
信電力を求めるステップと、信号電力と受信電力とを用
いて基準電圧を求めるステップと、基準電圧と信号電力
との比較結果に基づいて受信信号の振幅を誤り率が最小
となるように調整するステップとを含むようにしたもの
である。又、本発明は、直接スペクトル拡散信号を復調
する復調装置のオートゲインコントロール方法であっ
て、受信したアナログ信号をサンプリングして量子化す
ることによりディジタル信号に変換するステップと、量
子化されたディジタル信号の相関をとるステップと、相
関信号を用いて信号電力を求めるステップと、受信電力
を求めるステップと、信号電力と受信電力とを用いて前
記ディジタル信号に変換するステップの量子化ステップ
を調整するステップとを含むようにしたものである。
を復調する復調装置のオートゲインコントロール方法で
あって、受信したアナログ信号をディジタル信号に変換
するステップと、ディジタル信号の相関をとるステップ
と、相関信号を用いて信号電力を求めるステップと、受
信電力を求めるステップと、信号電力と受信電力とを用
いて基準電圧を求めるステップと、基準電圧と信号電力
との比較結果に基づいて受信信号の振幅を誤り率が最小
となるように調整するステップとを含むようにしたもの
である。又、本発明は、直接スペクトル拡散信号を復調
する復調装置のオートゲインコントロール方法であっ
て、受信したアナログ信号をサンプリングして量子化す
ることによりディジタル信号に変換するステップと、量
子化されたディジタル信号の相関をとるステップと、相
関信号を用いて信号電力を求めるステップと、受信電力
を求めるステップと、信号電力と受信電力とを用いて前
記ディジタル信号に変換するステップの量子化ステップ
を調整するステップとを含むようにしたものである。
【００２３】 又、本発明は、増幅部により増幅された
受信信号をサンプリングして量子化するＡ／Ｄ変換器
と、量子化されたディジタル値と相関をとるディジタル
マッチドフィルタと、相関信号を用いて信号電力を求
め、その信号電力値と基準値との比較に基づいて上記増
幅部の利得を誤り率が最小となるように調整するＡＧＣ
コントロール部と、相関信号を用いて復調を行うディジ
タル復調部とを備えた直接スペクトル拡散通信装置の基
準値設定方法であって、前記Ａ／Ｄ変換器により受信し
たアナログ信号をディジタル信号に変換するステップ
と、前記ディジタルマッチドフィルタによりディジタル
信号の相関をとるステップと、前記ＡＧＣコントロール
部により相関信号を用いて信号電力を求めるステップ
と、受信電力を求めるステップと、信号電力と受信電力
とを用いて基準電圧を決定するステップとを含むように
したものである。
受信信号をサンプリングして量子化するＡ／Ｄ変換器
と、量子化されたディジタル値と相関をとるディジタル
マッチドフィルタと、相関信号を用いて信号電力を求
め、その信号電力値と基準値との比較に基づいて上記増
幅部の利得を誤り率が最小となるように調整するＡＧＣ
コントロール部と、相関信号を用いて復調を行うディジ
タル復調部とを備えた直接スペクトル拡散通信装置の基
準値設定方法であって、前記Ａ／Ｄ変換器により受信し
たアナログ信号をディジタル信号に変換するステップ
と、前記ディジタルマッチドフィルタによりディジタル
信号の相関をとるステップと、前記ＡＧＣコントロール
部により相関信号を用いて信号電力を求めるステップ
と、受信電力を求めるステップと、信号電力と受信電力
とを用いて基準電圧を決定するステップとを含むように
したものである。
【００２４】 又、本発明は、受信信号をサンプリング
して量子化するＡ／Ｄ変換器と、量子化されたディジタ
ル値と相関をとるディジタルマッチドフィルタと、相関
信号を用いて復調を行うディジタル復調部とを備えた直
接スペクトル拡散通信装置の量子化ステップ調整方法で
あって、前記Ａ／Ｄ変換器により受信したアナログ信号
をディジタル信号に変換するステップと、前記ディジタ
ルマッチドフィルタにより前記ディジタル信号の相関を
とるステップと、相関信号を用いて信号電力を求めるス
テップと、受信電力を求めるステップと、前記信号電力
と前記受信電力とを用いて前記Ａ／Ｄ変換器の量子化ス
テップを決定するステップとを含むようにしたものであ
る。
して量子化するＡ／Ｄ変換器と、量子化されたディジタ
ル値と相関をとるディジタルマッチドフィルタと、相関
信号を用いて復調を行うディジタル復調部とを備えた直
接スペクトル拡散通信装置の量子化ステップ調整方法で
あって、前記Ａ／Ｄ変換器により受信したアナログ信号
をディジタル信号に変換するステップと、前記ディジタ
ルマッチドフィルタにより前記ディジタル信号の相関を
とるステップと、相関信号を用いて信号電力を求めるス
テップと、受信電力を求めるステップと、前記信号電力
と前記受信電力とを用いて前記Ａ／Ｄ変換器の量子化ス
テップを決定するステップとを含むようにしたものであ
る。
【００２５】
【作用】本発明によれば、受信信号ｓ（ｔ）は増幅、周
波数変換され、その後ＡＧＣ増幅部を通される。その
後、互いに直交するようなローカル正弦波信号が乗算さ
れ、同相及び直交ベースバンド成分が生成される。これ
ら両ベースバンド信号はこの後１対のＡ／Ｄ変換器によ
りディジタル化される。また、両ベースバンド信号から
受信電力が得られる。また上述のディジタル化された両
信号は、ディジタルマッチドフィルタにより相関が取ら
れ、その両相関ピーク出力から信号電力が得られると共
に、両相関ピーク出力を用いてディジタル位相復調部に
おいて復調がなされデータが得られる。また先に得られ
た受信電力と信号電力を用いて、Ａ／Ｄ変換器入力レベ
ルを最適とするよう上述のＡＧＣ増幅部を制御すること
で最良な誤り率特性が実現できる。
波数変換され、その後ＡＧＣ増幅部を通される。その
後、互いに直交するようなローカル正弦波信号が乗算さ
れ、同相及び直交ベースバンド成分が生成される。これ
ら両ベースバンド信号はこの後１対のＡ／Ｄ変換器によ
りディジタル化される。また、両ベースバンド信号から
受信電力が得られる。また上述のディジタル化された両
信号は、ディジタルマッチドフィルタにより相関が取ら
れ、その両相関ピーク出力から信号電力が得られると共
に、両相関ピーク出力を用いてディジタル位相復調部に
おいて復調がなされデータが得られる。また先に得られ
た受信電力と信号電力を用いて、Ａ／Ｄ変換器入力レベ
ルを最適とするよう上述のＡＧＣ増幅部を制御すること
で最良な誤り率特性が実現できる。
【００２６】また周波数同期検出回路を設け、ここで周
波数同期が行われたかどうかを検出し、周波数引き込み
時と周波数捕捉時でＡ／Ｄ変換器入力レベルを切り替
え、常に最適な誤り率特性を実現する。
波数同期が行われたかどうかを検出し、周波数引き込み
時と周波数捕捉時でＡ／Ｄ変換器入力レベルを切り替
え、常に最適な誤り率特性を実現する。
【００２７】または、ＡＧＣ増幅部によりＡ／Ｄ変換器
への入力電力を一定とし、先に得られた受信電力と信号
電力によりＡ／Ｄ変換器のリファレンスレベルをコント
ロールすることで同様の結果が得られる。
への入力電力を一定とし、先に得られた受信電力と信号
電力によりＡ／Ｄ変換器のリファレンスレベルをコント
ロールすることで同様の結果が得られる。
【００２８】また非同期で復調を行うような場合、ディ
ジタルマッチドフィルタにより相関が取られ、その両相
関ピーク出力からディジタル位相復調部において差動検
波等により復調がなされデータが得られる。さらにこれ
ら両相関ピークを用いて送受信機間の周波数差に応じた
値が得られ、それに応じてＡ／Ｄ変換器入力レベルを最
適化、もしくはＡ／Ｄ変換器のリファレンスレベルをコ
ントロールする。
ジタルマッチドフィルタにより相関が取られ、その両相
関ピーク出力からディジタル位相復調部において差動検
波等により復調がなされデータが得られる。さらにこれ
ら両相関ピークを用いて送受信機間の周波数差に応じた
値が得られ、それに応じてＡ／Ｄ変換器入力レベルを最
適化、もしくはＡ／Ｄ変換器のリファレンスレベルをコ
ントロールする。
【００２９】または、先に得られた受信電力と信号電力
で得られたＣ／Ｎを併用することで、Ａ／Ｄ変換器入力
レベルを最適とするよう上述のＡＧＣ増幅部を制御、も
しくはＡ／Ｄ変換器のリファレンスレベルをコントロー
ルすることで最良な誤り率特性が実現できる。
で得られたＣ／Ｎを併用することで、Ａ／Ｄ変換器入力
レベルを最適とするよう上述のＡＧＣ増幅部を制御、も
しくはＡ／Ｄ変換器のリファレンスレベルをコントロー
ルすることで最良な誤り率特性が実現できる。
【００３０】
【実施例】図１、図２に第１の実施例に関する概略ブロ
ック図を示す。ここで図１は送信系、図２は受信系を表
す。
ック図を示す。ここで図１は送信系、図２は受信系を表
す。
【００３１】まず送信系について図１を用いて説明す
る。＋１、または０で表されるような２進送信データ系
列は、まずＰＮ符号発生部１で生成されたＰＮ符号（＋
１、または０で表される２進符号系列）とＥＸ−ＯＲ２
で排他的論理和される。これにより得られた系列は乗算
器４で正弦波発生器３で生成された正弦波と乗算、ＢＰ
ＳＫ変調される。この後この系列は周波数変換部５でＲ
Ｆ帯に周波数変換され、電力増幅部６で電力増幅され送
信アンテナ７より送信される。このように本実施例では
情報変調としてＢＰＳＫ変調が用いられているが、本発
明の趣旨を逸脱するものでない限り他の変調手段を用い
ても構わない。
る。＋１、または０で表されるような２進送信データ系
列は、まずＰＮ符号発生部１で生成されたＰＮ符号（＋
１、または０で表される２進符号系列）とＥＸ−ＯＲ２
で排他的論理和される。これにより得られた系列は乗算
器４で正弦波発生器３で生成された正弦波と乗算、ＢＰ
ＳＫ変調される。この後この系列は周波数変換部５でＲ
Ｆ帯に周波数変換され、電力増幅部６で電力増幅され送
信アンテナ７より送信される。このように本実施例では
情報変調としてＢＰＳＫ変調が用いられているが、本発
明の趣旨を逸脱するものでない限り他の変調手段を用い
ても構わない。
【００３２】次に図２を用いて受信系について説明す
る。受信アンテナ８で受信された受信信号はまずＲＦ増
幅部９によって電力増幅され、周波数変換部１０により
ＩＦ帯に周波数変換される。その後ＡＧＣ増幅部１１を
経由した後に分波される。ここでＡＧＣ増幅部１１は後
段のＡ／Ｄ変換器１９、２０の入力振幅を調整するため
のものであり、特にこの場所に置かれる必要性はなく、
Ａ／Ｄ変換器１９、２０の前段であればどこでも構わな
い。
る。受信アンテナ８で受信された受信信号はまずＲＦ増
幅部９によって電力増幅され、周波数変換部１０により
ＩＦ帯に周波数変換される。その後ＡＧＣ増幅部１１を
経由した後に分波される。ここでＡＧＣ増幅部１１は後
段のＡ／Ｄ変換器１９、２０の入力振幅を調整するため
のものであり、特にこの場所に置かれる必要性はなく、
Ａ／Ｄ変換器１９、２０の前段であればどこでも構わな
い。
【００３３】この後、両信号に、ローカル正弦波信号発
振部１４で発生された信号を９０°位相器１５で９０°
位相回転されたローカル正弦波信号と位相回転されない
ローカル正弦波信号をそれぞれ乗算器１２、１３で乗算
する。これらの信号をそれぞれ低域通過フィルタ１６、
１７を通過することで直交したベースバンド信号が生成
される。
振部１４で発生された信号を９０°位相器１５で９０°
位相回転されたローカル正弦波信号と位相回転されない
ローカル正弦波信号をそれぞれ乗算器１２、１３で乗算
する。これらの信号をそれぞれ低域通過フィルタ１６、
１７を通過することで直交したベースバンド信号が生成
される。
【００３４】この後これら両信号を用いて検波部１８に
よって受信電力が得られる。この受信電力は、ＡＧＣコ
ントロール部２４においてＡＧＣ増幅部１１の制御に用
いられる。
よって受信電力が得られる。この受信電力は、ＡＧＣコ
ントロール部２４においてＡＧＣ増幅部１１の制御に用
いられる。
【００３５】これらの両信号はＡ／Ｄ変換器１９、２０
によってディジタル値化されるが、この時にＡ／Ｄ変換
器の最大変換入力レベルに対してどの程度の振幅で入力
させるかで誤り率特性が異なる。よって誤り率が最小と
なるよう前述のＡＧＣ増幅部１１で利得を調整してやら
なければならない。
によってディジタル値化されるが、この時にＡ／Ｄ変換
器の最大変換入力レベルに対してどの程度の振幅で入力
させるかで誤り率特性が異なる。よって誤り率が最小と
なるよう前述のＡＧＣ増幅部１１で利得を調整してやら
なければならない。
【００３６】ここで得られる直交したそれぞれのディジ
タル値は、ディジタルマッチドフィルタ２１、２２によ
ってそれぞれ相関がとられる。ここで得られた相関ピー
クを用いてディジタル位相復調部２３によってディジタ
ル的に復調が行われる。またこの相関ピークを用いて周
波数誤差信号を生成し、これを基準ローカル正弦波発生
部１４に帰還させる事で周波数同期が実現できる。
タル値は、ディジタルマッチドフィルタ２１、２２によ
ってそれぞれ相関がとられる。ここで得られた相関ピー
クを用いてディジタル位相復調部２３によってディジタ
ル的に復調が行われる。またこの相関ピークを用いて周
波数誤差信号を生成し、これを基準ローカル正弦波発生
部１４に帰還させる事で周波数同期が実現できる。
【００３７】また前述のように、誤り率を最小とするＡ
／Ｄ変換器入力振幅レベルの最適値は受信信号のＣ／Ｎ
によって異なる。よって上記両相関ピークを用いて信号
電力を求め、先に算出した受信信号レベルと共に用いて
受信信号のＣ／Ｎを算出し、ＡＧＣコントロール部２４
によってＡ／Ｄ変換器入力振幅を最適化するようＡＧＣ
増幅部１８をコントロールする。ここで信号電力の算出
は、例えば両相関ピーク値をそれぞれＩO U T 、ＱO U
T とすれば、Ｓ＝（ＩO U T 2 ＋ＱO U T 2 ）0 . 5で
求められる。
／Ｄ変換器入力振幅レベルの最適値は受信信号のＣ／Ｎ
によって異なる。よって上記両相関ピークを用いて信号
電力を求め、先に算出した受信信号レベルと共に用いて
受信信号のＣ／Ｎを算出し、ＡＧＣコントロール部２４
によってＡ／Ｄ変換器入力振幅を最適化するようＡＧＣ
増幅部１８をコントロールする。ここで信号電力の算出
は、例えば両相関ピーク値をそれぞれＩO U T 、ＱO U
T とすれば、Ｓ＝（ＩO U T 2 ＋ＱO U T 2 ）0 . 5で
求められる。
【００３８】図３にＡＧＣコントロール部の概略ブロッ
ク図を示す。まず信号電力（実際には少量の雑音を含ん
でいる）と検波部１８によって得られた受信電力を用い
てＣ／Ｎ比が計算される。このようにして得られたＣ／
Ｎ比に応じて、ＲＯＭテーブル２６中に記憶されている
情報により、最適な基準電圧が選ばれ出力される。この
ようにして得られた基準電圧と信号電力は差動増幅部２
７により比較され、さらにループフィルタ部２８を経て
ＡＧＣ増幅部１１への制御信号が出力される。この動作
によって常に最適な誤り率特性が得られる。
ク図を示す。まず信号電力（実際には少量の雑音を含ん
でいる）と検波部１８によって得られた受信電力を用い
てＣ／Ｎ比が計算される。このようにして得られたＣ／
Ｎ比に応じて、ＲＯＭテーブル２６中に記憶されている
情報により、最適な基準電圧が選ばれ出力される。この
ようにして得られた基準電圧と信号電力は差動増幅部２
７により比較され、さらにループフィルタ部２８を経て
ＡＧＣ増幅部１１への制御信号が出力される。この動作
によって常に最適な誤り率特性が得られる。
【００３９】次に図４を用いて第２の実施例に関する送
信系の動作を説明する。ここで第１の実施例と異なって
いる点は、情報変調にＱＰＳＫ変調を用いている点であ
る。
信系の動作を説明する。ここで第１の実施例と異なって
いる点は、情報変調にＱＰＳＫ変調を用いている点であ
る。
【００４０】まず送信すべきデータ系列は、シリアル／
パラレル変換部２９によって２つのデータ系列に分割さ
れ、それぞれのデータ系列はＰＮ符号発生部３２により
発生されたＰＮ符号系列とＥＸ−ＯＲ３０、３１におい
て排他的論理和がとられる。このようにして得られた系
列は、一方は基準搬送波発生部３５によって発生された
正弦波と、もう一方は基準搬送波発生部３５によって発
生された正弦波を９０°位相器３６によって位相回転し
た信号と、それぞれ乗算器３３、３４によって乗算され
る。このようにして得られた両信号が加算器３７によっ
て加算されＱＰＳＫ変調波が得られる。
パラレル変換部２９によって２つのデータ系列に分割さ
れ、それぞれのデータ系列はＰＮ符号発生部３２により
発生されたＰＮ符号系列とＥＸ−ＯＲ３０、３１におい
て排他的論理和がとられる。このようにして得られた系
列は、一方は基準搬送波発生部３５によって発生された
正弦波と、もう一方は基準搬送波発生部３５によって発
生された正弦波を９０°位相器３６によって位相回転し
た信号と、それぞれ乗算器３３、３４によって乗算され
る。このようにして得られた両信号が加算器３７によっ
て加算されＱＰＳＫ変調波が得られる。
【００４１】このようにして得られた信号は第１の実施
例同様周波数変換部３８によってＲＦ帯に周波数変換さ
れ、さらに電力増幅部３９によって電力増幅され、送信
アンテナ４０によって送信される。
例同様周波数変換部３８によってＲＦ帯に周波数変換さ
れ、さらに電力増幅部３９によって電力増幅され、送信
アンテナ４０によって送信される。
【００４２】次に受信系について説明する。受信系の概
略ブロック図は第１の実施例に用いた図２と同様であ
り、異なる点は、図２におけるディジタル位相復調部２
３がＢＰＳＫ復調を行うのではなく、ＱＰＳＫ復調を行
う点にある。これにより、第１の実施例と同様にしてデ
ータ復調が可能となる。
略ブロック図は第１の実施例に用いた図２と同様であ
り、異なる点は、図２におけるディジタル位相復調部２
３がＢＰＳＫ復調を行うのではなく、ＱＰＳＫ復調を行
う点にある。これにより、第１の実施例と同様にしてデ
ータ復調が可能となる。
【００４３】次に第３の実施例について説明する。ここ
で送信系は図１と同様に情報変調にＢＰＳＫ変調を用い
ている。
で送信系は図１と同様に情報変調にＢＰＳＫ変調を用い
ている。
【００４４】次に受信系の動作について図５を用いて説
明する。ここで第１の実施例（図２）と異なる点は、周
波数同期確認部５７を付加した点である。
明する。ここで第１の実施例（図２）と異なる点は、周
波数同期確認部５７を付加した点である。
【００４５】第１の実施例同様受信アンテナ４１で受信
された信号はＲＦ増幅部４２で電力増幅され、周波数変
換部４３でＩＦ帯に周波数変換される。この後ＡＧＣ増
幅部４４によりレベル調整される。このＡＧＣ増幅部４
４は、先の実施例同様、後段ベースバンド部のＡ／Ｄ変
換部５２、５３の入力振幅レベルを最適に保つためのも
のであり、特にこの段階に置かれる必要性はなく、本願
の趣旨を逸脱するものでなければ他の段階に置かれても
構わない。
された信号はＲＦ増幅部４２で電力増幅され、周波数変
換部４３でＩＦ帯に周波数変換される。この後ＡＧＣ増
幅部４４によりレベル調整される。このＡＧＣ増幅部４
４は、先の実施例同様、後段ベースバンド部のＡ／Ｄ変
換部５２、５３の入力振幅レベルを最適に保つためのも
のであり、特にこの段階に置かれる必要性はなく、本願
の趣旨を逸脱するものでなければ他の段階に置かれても
構わない。
【００４６】このようにして得られた信号を２分波し、
一方は乗算器４６で基準ローカル正弦波発生部４７で生
成されたローカル信号と乗算され、もう一方は上記ロー
カル信号を９０°位相器４８で９０°位相回転されたロ
ーカル信号と乗算器４５で乗算され、それぞれ低域通過
フィルタ５０、４９を通り、互いに直交したベースバン
ド信号に変換される。
一方は乗算器４６で基準ローカル正弦波発生部４７で生
成されたローカル信号と乗算され、もう一方は上記ロー
カル信号を９０°位相器４８で９０°位相回転されたロ
ーカル信号と乗算器４５で乗算され、それぞれ低域通過
フィルタ５０、４９を通り、互いに直交したベースバン
ド信号に変換される。
【００４７】このようにして得られた両信号は検波部５
１によって電力検波され、受信電力が測られ、この検波
結果の情報はＡＧＣコントロール部５８に送られ、ＡＧ
Ｃ増幅部４４の制御に用いられる。
１によって電力検波され、受信電力が測られ、この検波
結果の情報はＡＧＣコントロール部５８に送られ、ＡＧ
Ｃ増幅部４４の制御に用いられる。
【００４８】また上記両信号はそれぞれＡ／Ｄ変換器５
３、５２によりディジタル化され、さらにディジタルマ
ッチドフィルタ５５、５４によりそれぞれ相関がとられ
る。これら両相関ピークを用いてディジタル位相復調部
５６によりＢＰＳＫ復調がなされ、データ復調が行われ
る。さらに上述両相関ピークを用いて信号成分の電力を
検波し、この信号もＡＧＣコントロール部５８に送られ
る。ここで信号電力Ｓは、例えば上述のような方法で求
めることが可能である。先に得られた受信電力と共に用
いられ、Ｃ／Ｎ比が求められ、これによりＡＧＣ増幅部
４４の制御に用いられる。この制御については上述と同
様の方法にて実現できる。さらにディジタル位相復調部
５６では、搬送波の周波数位相誤差信号を検出し、これ
を基準ローカル正弦波発生部４７に帰還させることで同
期検波が可能となる。
３、５２によりディジタル化され、さらにディジタルマ
ッチドフィルタ５５、５４によりそれぞれ相関がとられ
る。これら両相関ピークを用いてディジタル位相復調部
５６によりＢＰＳＫ復調がなされ、データ復調が行われ
る。さらに上述両相関ピークを用いて信号成分の電力を
検波し、この信号もＡＧＣコントロール部５８に送られ
る。ここで信号電力Ｓは、例えば上述のような方法で求
めることが可能である。先に得られた受信電力と共に用
いられ、Ｃ／Ｎ比が求められ、これによりＡＧＣ増幅部
４４の制御に用いられる。この制御については上述と同
様の方法にて実現できる。さらにディジタル位相復調部
５６では、搬送波の周波数位相誤差信号を検出し、これ
を基準ローカル正弦波発生部４７に帰還させることで同
期検波が可能となる。
【００４９】また上記周波数位相誤差信号は、同期確認
部５７に送られ、ここで今周波数位相同期が引き込み状
態なのか、もしくは捕捉状態なのかを検出し、この結果
を用いてＡＧＣコントロール部５８で、引き込み状態な
のか、もしくは捕捉状態なのかに応じてＡ／Ｄ変換器５
２、５３入力レベルを最適な状態とするようにＡＧＣ増
幅部４４をコントロールしている。ここでこの同期確認
部５７の同期確認方法としては、一例として周波数位相
誤差信号を高域通過フィルタを通した後に検波し、その
検波電力があるしきい値より低くなった場合に同期した
と判断する方法が考えられるが、本実施例に限られず、
どのような手法を用いても構わない。周波数位相誤差信
号生成についても一般的なコスタスループ等どのような
方法を用いても構わない。
部５７に送られ、ここで今周波数位相同期が引き込み状
態なのか、もしくは捕捉状態なのかを検出し、この結果
を用いてＡＧＣコントロール部５８で、引き込み状態な
のか、もしくは捕捉状態なのかに応じてＡ／Ｄ変換器５
２、５３入力レベルを最適な状態とするようにＡＧＣ増
幅部４４をコントロールしている。ここでこの同期確認
部５７の同期確認方法としては、一例として周波数位相
誤差信号を高域通過フィルタを通した後に検波し、その
検波電力があるしきい値より低くなった場合に同期した
と判断する方法が考えられるが、本実施例に限られず、
どのような手法を用いても構わない。周波数位相誤差信
号生成についても一般的なコスタスループ等どのような
方法を用いても構わない。
【００５０】ＡＧＣコントロール部の概略ブロック部を
図６に示す。ここで図３と異なる点は、ＲＯＭテーブル
６０に同期・非同期確認信号を入力している点である。
上述と同様に、相関出力により得られた信号電力と検波
部５１によって得られた受信電力を用いてＣ／Ｎが計算
される。また上述のようにして得られた同期・非同期確
認信号に応じて（同期引き込み状態か同期捕捉状態かに
応じて）ＲＯＭテーブル６０の内容を切り替える。そし
て上述のようにして得られたＣ／Ｎに応じてＲＯＭテー
ブル６０により最適な基準電圧が出力される。このよう
にして得られた基準電圧と信号電力が差動増幅部６１に
より比較され、さらにループフィルタ部６２を経てＡＧ
Ｃ増幅部４４制御信号が出力される。この動作によって
常に最適な誤り率特性が得られる。これらの情報から、
常にＡ／Ｄ変換器入力レベルを最適な状態にし最良の誤
り率特性得ることが可能となる。
図６に示す。ここで図３と異なる点は、ＲＯＭテーブル
６０に同期・非同期確認信号を入力している点である。
上述と同様に、相関出力により得られた信号電力と検波
部５１によって得られた受信電力を用いてＣ／Ｎが計算
される。また上述のようにして得られた同期・非同期確
認信号に応じて（同期引き込み状態か同期捕捉状態かに
応じて）ＲＯＭテーブル６０の内容を切り替える。そし
て上述のようにして得られたＣ／Ｎに応じてＲＯＭテー
ブル６０により最適な基準電圧が出力される。このよう
にして得られた基準電圧と信号電力が差動増幅部６１に
より比較され、さらにループフィルタ部６２を経てＡＧ
Ｃ増幅部４４制御信号が出力される。この動作によって
常に最適な誤り率特性が得られる。これらの情報から、
常にＡ／Ｄ変換器入力レベルを最適な状態にし最良の誤
り率特性得ることが可能となる。
【００５１】また明らかに、図４のような送信機を用
い、受信系でのディジタル位相復調部５６にＱＰＳＫ復
調器を用いれば第２の実施例同様、ＱＰＳＫでも使用可
能である。
い、受信系でのディジタル位相復調部５６にＱＰＳＫ復
調器を用いれば第２の実施例同様、ＱＰＳＫでも使用可
能である。
【００５２】次に図７を用いて第４の実施例について説
明する。ここでは送信系は図１と同様のＢＰＳＫ変調系
を用いて受信系の動作について説明する。ここで第１の
実施例と異なる点は受信電力検波部を取り除いた点であ
る。
明する。ここでは送信系は図１と同様のＢＰＳＫ変調系
を用いて受信系の動作について説明する。ここで第１の
実施例と異なる点は受信電力検波部を取り除いた点であ
る。
【００５３】受信アンテナ６３により受信された信号
は、先と同様ＲＦ増幅部６４により電力増幅され、さら
に周波数変換部６５によってＩＦ帯に周波数変換されＡ
ＧＣ増幅部６６に入力される。ここでＡＧＣ増幅部６６
は後段のＡ／Ｄ変換部７３、７４の入力振幅を誤り率特
性が最適となるようコントロールするためのもので、上
述と同様、ここに置かれる必要性はない。
は、先と同様ＲＦ増幅部６４により電力増幅され、さら
に周波数変換部６５によってＩＦ帯に周波数変換されＡ
ＧＣ増幅部６６に入力される。ここでＡＧＣ増幅部６６
は後段のＡ／Ｄ変換部７３、７４の入力振幅を誤り率特
性が最適となるようコントロールするためのもので、上
述と同様、ここに置かれる必要性はない。
【００５４】この後２分配され、一方はローカル正弦波
信号発生部６９より発生された正弦波信号と、もう一方
は９０°位相器７０により位相回転された正弦波信号と
それぞれ乗算器６８、６７によって乗算され、さらにそ
れぞれ低域通過フィルタ７２、７１によって高周波成分
が除去され、ベースバンド信号に変換される。この後そ
れぞれＡ／Ｄ変換器７４、７３によりディジタル化さ
れ、ディジタルマッチドフィルタ７６、７５により相関
が取られる。
信号発生部６９より発生された正弦波信号と、もう一方
は９０°位相器７０により位相回転された正弦波信号と
それぞれ乗算器６８、６７によって乗算され、さらにそ
れぞれ低域通過フィルタ７２、７１によって高周波成分
が除去され、ベースバンド信号に変換される。この後そ
れぞれＡ／Ｄ変換器７４、７３によりディジタル化さ
れ、ディジタルマッチドフィルタ７６、７５により相関
が取られる。
【００５５】これらそれぞれの相関ピークを用いてディ
ジタル位相復調部７７において位相復調される。またこ
の位相復調部７７においてさらに周波数誤差信号生成
し、これをローカル正弦波信号発生部６９に帰還させる
ことで周波数引き込み、並びに周波数捕捉が可能とな
る。また相関ピークを利用して信号電力、及びその分散
から受信信号のＣ／Ｎ比（処理利得を換算する）を得
る。これをＡＧＣコントロール部７８で用いることでＡ
ＧＣ増幅部６６を制御することができる。ここでＡＧＣ
コントロール部７８は、図３よりＣ／Ｎ演算部２５を取
り除いた構成で実現でき、よって本実施例により、第１
の実施例と比較して検波部１８をも取り除けるので、よ
り小型化が可能となる。明らかに送信系を図４のＱＰＳ
Ｋ変調器に変更し、さらに図中６９のＢＰＳＫ復調器を
ＱＰＳＫ変調器に変更することで、１次変調をＱＰＳＫ
変調とした場合にも対応可能である。
ジタル位相復調部７７において位相復調される。またこ
の位相復調部７７においてさらに周波数誤差信号生成
し、これをローカル正弦波信号発生部６９に帰還させる
ことで周波数引き込み、並びに周波数捕捉が可能とな
る。また相関ピークを利用して信号電力、及びその分散
から受信信号のＣ／Ｎ比（処理利得を換算する）を得
る。これをＡＧＣコントロール部７８で用いることでＡ
ＧＣ増幅部６６を制御することができる。ここでＡＧＣ
コントロール部７８は、図３よりＣ／Ｎ演算部２５を取
り除いた構成で実現でき、よって本実施例により、第１
の実施例と比較して検波部１８をも取り除けるので、よ
り小型化が可能となる。明らかに送信系を図４のＱＰＳ
Ｋ変調器に変更し、さらに図中６９のＢＰＳＫ復調器を
ＱＰＳＫ変調器に変更することで、１次変調をＱＰＳＫ
変調とした場合にも対応可能である。
【００５６】また本実施例に、第３の実施例であげた周
波数同期確認部を同様に設け、周波数引き込み時、及び
周波数捕捉時でＡ／Ｄ変換器入力レベルを切り替えるこ
とで先と同様の効果が得られる。
波数同期確認部を同様に設け、周波数引き込み時、及び
周波数捕捉時でＡ／Ｄ変換器入力レベルを切り替えるこ
とで先と同様の効果が得られる。
【００５７】また上記すべての実施例において送信側１
次変調を差動位相変調とし、受信側ディジタル位相復調
部をディジタル差動位相復調部とすることでＤＰＳＫ、
ＤＱＰＳＫにも対応可能である。
次変調を差動位相変調とし、受信側ディジタル位相復調
部をディジタル差動位相復調部とすることでＤＰＳＫ、
ＤＱＰＳＫにも対応可能である。
【００５８】次に図１１を用いて第５の実施例について
説明する。ここでは送信系は図１と同様のＢＰＳＫ変調
系を用いて受信系の動作について説明する。ここで第１
の実施例と異なる点は、Ｃ／ＮでＡＧＣ増幅部をコント
ロールするのではなく、Ａ／Ｄ変換器のリファレンスレ
ベル（Ａ／Ｄ変換器の信号入力範囲）をコントロールす
る点である。
説明する。ここでは送信系は図１と同様のＢＰＳＫ変調
系を用いて受信系の動作について説明する。ここで第１
の実施例と異なる点は、Ｃ／ＮでＡＧＣ増幅部をコント
ロールするのではなく、Ａ／Ｄ変換器のリファレンスレ
ベル（Ａ／Ｄ変換器の信号入力範囲）をコントロールす
る点である。
【００５９】受信アンテナ１０４により受信された信号
は、先と同様ＲＦ増幅部１０５により電力増幅され、さ
らに周波数変換部１０６によってＩＦ帯に周波数変換さ
れＡＧＣ増幅部１０７に入力される。ここでＡＧＣ増幅
部６６は後段のＡ／Ｄ変換部１１５、１１６の入力電力
を一定とするためのものであり、前述のＡＧＣ増幅部と
は利用目的が異なるが、上述と同様、ここに置かれる必
要性はない。
は、先と同様ＲＦ増幅部１０５により電力増幅され、さ
らに周波数変換部１０６によってＩＦ帯に周波数変換さ
れＡＧＣ増幅部１０７に入力される。ここでＡＧＣ増幅
部６６は後段のＡ／Ｄ変換部１１５、１１６の入力電力
を一定とするためのものであり、前述のＡＧＣ増幅部と
は利用目的が異なるが、上述と同様、ここに置かれる必
要性はない。
【００６０】この後２分配され、一方はローカル正弦波
信号発生部１０８より発生された正弦波信号と、もう一
方は９０°位相器１０９により位相回転された正弦波信
号とそれぞれ乗算器１１０、１１１によって乗算され、
さらにそれぞれ低域通過フィルタ１１２、１１３よって
高周波成分が除去され、ベースバンド信号に変換され
る。この後これら直交した両信号を用いて検波部１１４
により受信電力が得られ、さらに両信号は、それぞれＡ
／Ｄ変換器１１５、１１６によりディジタル化され、デ
ィジタルマッチドフィルタ１１７、１１８により相関が
取られる。
信号発生部１０８より発生された正弦波信号と、もう一
方は９０°位相器１０９により位相回転された正弦波信
号とそれぞれ乗算器１１０、１１１によって乗算され、
さらにそれぞれ低域通過フィルタ１１２、１１３よって
高周波成分が除去され、ベースバンド信号に変換され
る。この後これら直交した両信号を用いて検波部１１４
により受信電力が得られ、さらに両信号は、それぞれＡ
／Ｄ変換器１１５、１１６によりディジタル化され、デ
ィジタルマッチドフィルタ１１７、１１８により相関が
取られる。
【００６１】これらそれぞれの相関ピークを用いてディ
ジタル位相復調部１１９において位相復調される。また
この位相復調部１１９においてさらに周波数誤差信号生
成し、これをローカル正弦波信号発生部１０８に帰還さ
せることで周波数引き込み、並びに周波数捕捉が可能と
なる。また相関ピークを利用して信号電力を得る。この
信号電力と先の受信電力を用いてＡ／Ｄコントロール部
１２０にてＡ／Ｄ変換器１１５、１１６のリファレンス
レベルを制御することができる。ここでＡ／Ｄコントロ
ール部１２０は、図１２に示したような構成で実現でき
る。図１２を用いてＡ／Ｄコントロール部１２０の動作
について説明する。まず先に得られた受信電力と信号電
力でＣ／Ｎ演算部１２１によりＣ／Ｎを得る。ここで得
られたＣ／ＮはＲＯＭテーブル１２２に入力されＣ／Ｎ
に応じた最適なＡ／Ｄ変換器リファレンスレベル（ここ
ではＡ／Ｄ変換器の信号入力範囲の最大値（ＶIH）、最
小値（ＶIL）を表す）を出力し、これをＤ／Ａ変換器１
２３、１２４によりアナログ電圧に変換し、これらをＡ
／Ｄ変換器１１５、１１６のリファレンス入力に入力す
る事で最適な特性を得ることができる。また本実施例に
用いた制御方法は、ディジタル位相復調部１１９をＱＰ
ＳＫ復調部とするだけで第２の実施例にも応用可能であ
り、また本実施例に、第３の実施例であげた周波数同期
確認部を同様に設け、周波数引き込み時、及び周波数捕
捉時でＡ／Ｄ変換器リファレンスレベルを切り替えるこ
とで先と同様の効果が得られる。また第４の実施例同様
Ｃ／Ｎを得る際に検波部を用いず、相関ピーク値とその
分散により算出することで先と同様検波部１１４を省く
事が可能である。この場合のＡ／Ｄコントロール部は、
図１２の構成よりＣ／Ｎ演算部を省いた形で構成でき
る。
ジタル位相復調部１１９において位相復調される。また
この位相復調部１１９においてさらに周波数誤差信号生
成し、これをローカル正弦波信号発生部１０８に帰還さ
せることで周波数引き込み、並びに周波数捕捉が可能と
なる。また相関ピークを利用して信号電力を得る。この
信号電力と先の受信電力を用いてＡ／Ｄコントロール部
１２０にてＡ／Ｄ変換器１１５、１１６のリファレンス
レベルを制御することができる。ここでＡ／Ｄコントロ
ール部１２０は、図１２に示したような構成で実現でき
る。図１２を用いてＡ／Ｄコントロール部１２０の動作
について説明する。まず先に得られた受信電力と信号電
力でＣ／Ｎ演算部１２１によりＣ／Ｎを得る。ここで得
られたＣ／ＮはＲＯＭテーブル１２２に入力されＣ／Ｎ
に応じた最適なＡ／Ｄ変換器リファレンスレベル（ここ
ではＡ／Ｄ変換器の信号入力範囲の最大値（ＶIH）、最
小値（ＶIL）を表す）を出力し、これをＤ／Ａ変換器１
２３、１２４によりアナログ電圧に変換し、これらをＡ
／Ｄ変換器１１５、１１６のリファレンス入力に入力す
る事で最適な特性を得ることができる。また本実施例に
用いた制御方法は、ディジタル位相復調部１１９をＱＰ
ＳＫ復調部とするだけで第２の実施例にも応用可能であ
り、また本実施例に、第３の実施例であげた周波数同期
確認部を同様に設け、周波数引き込み時、及び周波数捕
捉時でＡ／Ｄ変換器リファレンスレベルを切り替えるこ
とで先と同様の効果が得られる。また第４の実施例同様
Ｃ／Ｎを得る際に検波部を用いず、相関ピーク値とその
分散により算出することで先と同様検波部１１４を省く
事が可能である。この場合のＡ／Ｄコントロール部は、
図１２の構成よりＣ／Ｎ演算部を省いた形で構成でき
る。
【００６２】また上記すべての実施例において送信側１
次変調を差動位相変調とし、受信側ディジタル位相復調
部をディジタル差動位相復調部とすることでＤＰＳＫ、
ＤＱＰＳＫにも対応可能である。
次変調を差動位相変調とし、受信側ディジタル位相復調
部をディジタル差動位相復調部とすることでＤＰＳＫ、
ＤＱＰＳＫにも対応可能である。
【００６３】次に図１３を用いて第６の実施例について
説明する。ここでは送信系は図１と同様のＢＰＳＫ変調
系を用いて受信系の動作について説明する。ここで第１
の実施例と異なる点は、周波数同期を行わない点であ
る。
説明する。ここでは送信系は図１と同様のＢＰＳＫ変調
系を用いて受信系の動作について説明する。ここで第１
の実施例と異なる点は、周波数同期を行わない点であ
る。
【００６４】受信アンテナ１２５により受信された信号
は、先と同様ＲＦ増幅部１２６により電力増幅され、さ
らに周波数変換部１２７によってＩＦ帯に周波数変換さ
れＡＧＣ増幅部１２８に入力される。ここでＡＧＣ増幅
部１２８は、後段のＡ／Ｄ変換部１３６、１３７の入力
電力を最適に制御するためのものであり、上述と同様に
この位置に置かれる必要性はない。
は、先と同様ＲＦ増幅部１２６により電力増幅され、さ
らに周波数変換部１２７によってＩＦ帯に周波数変換さ
れＡＧＣ増幅部１２８に入力される。ここでＡＧＣ増幅
部１２８は、後段のＡ／Ｄ変換部１３６、１３７の入力
電力を最適に制御するためのものであり、上述と同様に
この位置に置かれる必要性はない。
【００６５】この後２分配され、一方はローカル正弦波
信号発生部１２９より発生された正弦波信号と、もう一
方は９０°位相器１３０により位相回転された正弦波信
号とそれぞれ乗算器１３２、１３１によって乗算され、
さらにそれぞれ低域通過フィルタ１３４、１３３によっ
て高周波成分が除去され、ベースバンド信号に変換され
る。この後これら直交した両信号を用いて検波部１３５
により受信電力が得られ、さらに両信号は、それぞれＡ
／Ｄ変換器１３７、１３６によりディジタル化され、デ
ィジタルマッチドフィルタ１３９、１３８により相関が
取られる。
信号発生部１２９より発生された正弦波信号と、もう一
方は９０°位相器１３０により位相回転された正弦波信
号とそれぞれ乗算器１３２、１３１によって乗算され、
さらにそれぞれ低域通過フィルタ１３４、１３３によっ
て高周波成分が除去され、ベースバンド信号に変換され
る。この後これら直交した両信号を用いて検波部１３５
により受信電力が得られ、さらに両信号は、それぞれＡ
／Ｄ変換器１３７、１３６によりディジタル化され、デ
ィジタルマッチドフィルタ１３９、１３８により相関が
取られる。
【００６６】これらそれぞれの相関ピークを用いてディ
ジタル差動位相復調部１４０において差動検波される。
またこの位相復調部１４０においてシンボル間の位相差
をみることで送受信機間の搬送波の周波数差を得る。ま
た相関ピークを利用して信号電力を得る。この信号電力
と先の受信電力を用いてＣ／Ｎを得、ＡＧＣコントロー
ル部１４１にてＣ／Ｎ、周波数差を用いてＡ／Ｄ変換器
１３６、１３７の入力レベルを最適化するようＡＧＣ増
幅部１２８をコントロールする。ここでＡＧＣコントロ
ール部１４１は、図１４に示したような構成で実現でき
る。図１４を用いてＡＧＣコントロール部１４１の動作
について説明する。まず先に得られた受信電力と信号電
力でＣ／Ｎ演算部１４２でＣ／Ｎを得る。ここで得られ
たＣ／Ｎと先に得られた周波数差はＲＯＭテーブル１４
３に入力され、最適なＡ／Ｄ変換器入力レベルに制御で
きるよう基準電圧が出力される。この基準電圧と信号電
力が比較され、その比較結果はループフィルタ部１４５
を通りＡＧＣ増幅部１２８を制御する。
ジタル差動位相復調部１４０において差動検波される。
またこの位相復調部１４０においてシンボル間の位相差
をみることで送受信機間の搬送波の周波数差を得る。ま
た相関ピークを利用して信号電力を得る。この信号電力
と先の受信電力を用いてＣ／Ｎを得、ＡＧＣコントロー
ル部１４１にてＣ／Ｎ、周波数差を用いてＡ／Ｄ変換器
１３６、１３７の入力レベルを最適化するようＡＧＣ増
幅部１２８をコントロールする。ここでＡＧＣコントロ
ール部１４１は、図１４に示したような構成で実現でき
る。図１４を用いてＡＧＣコントロール部１４１の動作
について説明する。まず先に得られた受信電力と信号電
力でＣ／Ｎ演算部１４２でＣ／Ｎを得る。ここで得られ
たＣ／Ｎと先に得られた周波数差はＲＯＭテーブル１４
３に入力され、最適なＡ／Ｄ変換器入力レベルに制御で
きるよう基準電圧が出力される。この基準電圧と信号電
力が比較され、その比較結果はループフィルタ部１４５
を通りＡＧＣ増幅部１２８を制御する。
【００６７】また本実施例に用いた制御方法は、ディジ
タル差動位相復調部をＤＱＰＳＫ復調部とするだけで第
２の実施例にも応用可能であり、また第４の実施例同様
Ｃ／Ｎを得る際に検波部を用いず、相関ピーク値とその
分散により算出することで先と同様検波部１３５を省く
事が可能である。この場合のＡＧＣコントロール部は、
図１４の構成よりＣ／Ｎ演算部を省いた形で構成でき
る。
タル差動位相復調部をＤＱＰＳＫ復調部とするだけで第
２の実施例にも応用可能であり、また第４の実施例同様
Ｃ／Ｎを得る際に検波部を用いず、相関ピーク値とその
分散により算出することで先と同様検波部１３５を省く
事が可能である。この場合のＡＧＣコントロール部は、
図１４の構成よりＣ／Ｎ演算部を省いた形で構成でき
る。
【００６８】また第５の実施例で用いたＡ／Ｄ変換器リ
ファレンスレベルを制御する手法を用い、本方式に応用
できる。この場合のＡ／Ｄコントロール部は、図１５に
示したような構成で実現できる。
ファレンスレベルを制御する手法を用い、本方式に応用
できる。この場合のＡ／Ｄコントロール部は、図１５に
示したような構成で実現できる。
【００６９】
【発明の効果】本発明によれば、一般の直接拡散スペク
トル拡散ディジタルＢＰＳＫ復調装置において、信号電
力検波部と受信電力検波部を設け、受信Ｃ／Ｎを得、そ
の値によってＡ／Ｄ入力振幅を最適な値にコントロール
し、最良の誤り率特性を実現できる。
トル拡散ディジタルＢＰＳＫ復調装置において、信号電
力検波部と受信電力検波部を設け、受信Ｃ／Ｎを得、そ
の値によってＡ／Ｄ入力振幅を最適な値にコントロール
し、最良の誤り率特性を実現できる。
【００７０】また、上記方式をＱＰＳＫ、ＤＰＳＫ、Ｄ
ＱＰＳＫ方式にも適用できる。
ＱＰＳＫ方式にも適用できる。
【００７１】また、上記方式において、信号電力検波部
でその分散からノイズ電力を得、これらの値から受信Ｃ
／Ｎを得、その値によってＡ／Ｄ入力振幅を最適な値に
コントロールし、最良の誤り率特性を実現でき、先に比
べ、受信電力検波部を省けるのでより小型化が実現でき
る。
でその分散からノイズ電力を得、これらの値から受信Ｃ
／Ｎを得、その値によってＡ／Ｄ入力振幅を最適な値に
コントロールし、最良の誤り率特性を実現でき、先に比
べ、受信電力検波部を省けるのでより小型化が実現でき
る。
【００７２】また、周波数位相同期過程において、引き
込み時、捕捉時でＡ／Ｄ変換器入力振幅レベルを切り替
えることでどの過程においても最適な誤り率特性が実現
できる。
込み時、捕捉時でＡ／Ｄ変換器入力振幅レベルを切り替
えることでどの過程においても最適な誤り率特性が実現
できる。
【００７３】また、信号電力検波部と受信電力検波部を
設け、受信Ｃ／Ｎを得、その値によってＡ／Ｄ変換器リ
ファレンスレベルを最適な値にコントロールし、最良の
誤り率特性を実現できる。
設け、受信Ｃ／Ｎを得、その値によってＡ／Ｄ変換器リ
ファレンスレベルを最適な値にコントロールし、最良の
誤り率特性を実現できる。
【００７４】また、非同期差動検波を行うようなスペク
トル拡散ディジタル復調装置において、周波数差を知る
手段を設け、その周波数差に応じてＡ／Ｄ変換器入力レ
ベルを最適な値にコントロールし、最良の誤り率特性を
実現できる。
トル拡散ディジタル復調装置において、周波数差を知る
手段を設け、その周波数差に応じてＡ／Ｄ変換器入力レ
ベルを最適な値にコントロールし、最良の誤り率特性を
実現できる。
【図１】本発明に係る第１の実施例の送信系概略ブロッ
ク図である。
ク図である。
【図２】本発明に係る第１の実施例の受信系概略ブロッ
ク図である。
ク図である。
【図３】本発明に係る第１の実施例におけるＡＧＣコン
トロール部の構成図である。
トロール部の構成図である。
【図４】本発明に係る第２の実施例の送信系概略ブロッ
ク図である。
ク図である。
【図５】本発明に係る第３の実施例の受信系概略ブロッ
ク図である。
ク図である。
【図６】本発明に係る第４の実施例の受信系概略ブロッ
ク図である。
ク図である。
【図７】本発明に係る第４の実施例におけるＡＧＣコン
トロール部の構成図である。
トロール部の構成図である。
【図８】従来の直接拡散スペクトル拡散通信方式に係る
送信系概略ブロック図である。
送信系概略ブロック図である。
【図９】従来の直接拡散スペクトル拡散通信方式に係る
受信系概略ブロック図である。
受信系概略ブロック図である。
【図１０】従来の直接拡散スペクトル拡散通信方式に係
る受信系におけるＡＧＣコントロール部の構成図であ
る。
る受信系におけるＡＧＣコントロール部の構成図であ
る。
【図１１】本発明に係る第５の実施例の受信系概略ブロ
ック図である。
ック図である。
【図１２】本発明に係る第５の実施例におけるＡ／Ｄコ
ントロール部の構成図である。
ントロール部の構成図である。
【図１３】本発明に係る第６の実施例の受信系概略ブロ
ック図である。
ック図である。
【図１４】本発明に係る第６の実施例におけるＡＧＣコ
ントロール部の構成図である。
ントロール部の構成図である。
【図１５】本発明に係る第６の実施例におけるＡ／Ｄコ
ントロール部の構成図である。
ントロール部の構成図である。
１、３２、７９ ＰＮ符号発生部
２、３０、３１、８０ ＥＸ−ＯＲ部
３、３５、８１ 基準搬送波発生部
４、１２、１３、３３、３４、４５、４６、６７、６
８、８２、９２、９３、１１０、１１１、１３１、１３
２乗算器 ５、１０、３８、４３、６５、８３、８８、１０６、１
２７ 周波数変換部 ６、３９、８４ 電力増幅部 ７、４０、８５ 送信アンテナ ８、４１、６３、８６、１０４、１２５ 受信アンテナ ９、４２、６４、８７、１０５、１２６ ＲＦ増幅部 １１、４４、６６、８９、１０７、１２８ ＡＧＣ増幅
部 １４、４７、６９、９０、１０８、１２９ 基準ローカ
ル正弦波発生部 １５、４８、７０、９１、１０９、１３０ ９０°位相
器 １６、１７、４９、５０、７１、７２、９４、９５、１
１２、１１３、１３３、 １３４ 低域通過フィルタ １８、５１、１１４、１３５ 電力検波部 １９、２０、５２、５３、７３、７４、９６、９７、１
１５、１１６、１３６、 １３７ Ａ／Ｄ変換器 ２１、２２、５４、５５、７５、７６、９８、９９、１
１７、１１８、１３８、 １３９ ディジタルマッチド
フィルタ ２３、５６、７７、１００、１１９、１４０ ディジタ
ル位相復調部 ２４、５８、７８、１４１ ＡＧＣコントロール部 ５４ 同期確認部 ２５、５９、１２１、１４２、１４６ Ｃ／Ｎ演算部 ２６、６０、１２２、１４３、１４７ ＲＯＭテーブル
部 ２７、６１、１０２、１４４ 差動増幅部 ２８、６２、１０３、１４５ ループフィルタ部 １２０ Ａ／Ｄコントロール部 １２３、１２４、１４８、１４９ Ｄ／Ａコンバータ部
８、８２、９２、９３、１１０、１１１、１３１、１３
２乗算器 ５、１０、３８、４３、６５、８３、８８、１０６、１
２７ 周波数変換部 ６、３９、８４ 電力増幅部 ７、４０、８５ 送信アンテナ ８、４１、６３、８６、１０４、１２５ 受信アンテナ ９、４２、６４、８７、１０５、１２６ ＲＦ増幅部 １１、４４、６６、８９、１０７、１２８ ＡＧＣ増幅
部 １４、４７、６９、９０、１０８、１２９ 基準ローカ
ル正弦波発生部 １５、４８、７０、９１、１０９、１３０ ９０°位相
器 １６、１７、４９、５０、７１、７２、９４、９５、１
１２、１１３、１３３、 １３４ 低域通過フィルタ １８、５１、１１４、１３５ 電力検波部 １９、２０、５２、５３、７３、７４、９６、９７、１
１５、１１６、１３６、 １３７ Ａ／Ｄ変換器 ２１、２２、５４、５５、７５、７６、９８、９９、１
１７、１１８、１３８、 １３９ ディジタルマッチド
フィルタ ２３、５６、７７、１００、１１９、１４０ ディジタ
ル位相復調部 ２４、５８、７８、１４１ ＡＧＣコントロール部 ５４ 同期確認部 ２５、５９、１２１、１４２、１４６ Ｃ／Ｎ演算部 ２６、６０、１２２、１４３、１４７ ＲＯＭテーブル
部 ２７、６１、１０２、１４４ 差動増幅部 ２８、６２、１０３、１４５ ループフィルタ部 １２０ Ａ／Ｄコントロール部 １２３、１２４、１４８、１４９ Ｄ／Ａコンバータ部
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04J 13/00 - 13/06
H04B 1/69 - 1/713
Claims (14)
- 【請求項１】 受信信号を増幅する増幅部と、 増幅された受信信号をサンプリングして量子化するＡ／
Ｄ変換器と、 量子化されたディジタル値と相関をとるディジタルマッ
チドフィルタと、 相関信号を用いて信号電力を求め、その信号電力値と基
準値との比較に基づいて上記増幅部の利得を誤り率が最
小となるように 調整するＡＧＣコントロール部と、 相関信号を用いて復調を行うディジタル復調部とを備え
た直接スペクトル拡散通信装置において、 受信信号のＣ／Ｎ比を推定するＣ／Ｎ比推定手段を備え
る一方、 上記ＡＧＣコントロール部は、上記Ｃ／Ｎ比推定手段に
より推定されたＣ／Ｎ比に応じて上記基準値を変更する
ことを特徴とする直接スペクトル拡散通信装置。 - 【請求項２】 受信信号を増幅する増幅部と、 増幅された受信信号をサンプリングして量子化するＡ／
Ｄ変換器と、 量子化されたディジタル値と相関をとるディジタルマッ
チドフィルタと、 相関信号を用いて信号電力を求め、その信号電力値と基
準値との比較に基づいて上記増幅部の利得を調整するＡ
ＧＣコントロール部と、 相関信号を用いて復調を行うディジタル復調部とを備え
た直接スペクトル拡散通信装置において、 受信信号のＣ／Ｎ比を推定するＣ／Ｎ比推定手段と、 同期引き込み状態か同期捕捉判定状態かを判断する同期
確認手段とを備える一方、 上記ＡＧＣコントロール部は、上記同期確認手段の判断
結果と上記Ｃ／Ｎ比推定手段により推定されたＣ／Ｎ比
とに応じて上記基準値を変更することを特徴とする直接
スペクトル拡散通信装置。 - 【請求項３】 受信信号を増幅する増幅部と、 増幅された受信信号をサンプリングして量子化するＡ／
Ｄ変換器と、 量子化されたディジタル値と相関をとるディジタルマッ
チドフィルタと、 相関信号を用いて信号電力を求め、その信号電力値と基
準値との比較に基づいて上記増幅部の利得を調整するＡ
ＧＣコントロール部と、 相関信号を用いて復調を行うディジタル復調部とを備え
た直接スペクトル拡散通信装置において、 受信信号のＣ／Ｎ比を推定するＣ／Ｎ比推定手段と、 送受信機間の搬送波の周波数差を検出する周波数誤差検
出手段とを備える一方、 上記ＡＧＣコントロール部は、上記周波数誤差検出手段
の検出結果と上記Ｃ／Ｎ比推定手段により推定されたＣ
／Ｎ比とに応じて上記基準値を変更することを特徴とす
る直接スペクトル拡散通信装置。 - 【請求項４】 受信信号をサンプリングして量子化する
Ａ／Ｄ変換器と、 量子化されたディジタル値と相関をとるディジタルマッ
チドフィルタと、 相関信号を用いて復調を行うディジタル復調部とを備え
た直接スペクトル拡散通信装置において、 受信信号のＣ／Ｎ比を推定するＣ／Ｎ比推定手段を備え
る一方、 上記Ａ／Ｄ変換器は、上記Ｃ／Ｎ比推定手段により推定
されたＣ／Ｎ比に応じて量子化ステップを変更すること
を特徴とする直接スペクトル拡散通信装置。 - 【請求項５】 同期引き込み状態か同期捕捉判定状態か
を判断する同期確認手段を備える一方、 上記Ａ／Ｄ変換器は、上記同期確認手段の判断結果と上
記Ｃ／Ｎ比推定手段により推定されたＣ／Ｎ比とに応じ
て量子化ステップを変更することを特徴とする請求項４
記載の直接スペクトル拡散通信装置。 - 【請求項６】 送受信機間の搬送波の周波数差を検出す
る周波数誤差検出手段を備える一方、 上記Ａ／Ｄ変換器は、上記周波数誤差検出手段の検出結
果と上記Ｃ／Ｎ比推定手段により推定されたＣ／Ｎ比と
に応じて量子化ステップを変更することを特徴とする請
求項４記載の直接スペクトル拡散通信装置。 - 【請求項７】 上記Ｃ／Ｎ比推定手段は、相関信号によ
り求められた信号電力と受信信号から求められた受信電
力とに基づいて受信信号のＣ／Ｎ比を推定することを特
徴とする請求項１乃至請求項６の何れかに記載の直接ス
ペクトル拡散通信装置。 - 【請求項８】 上記Ｃ／Ｎ比推定手段は、相関信号によ
り求められた信号電力と相関信号の分散とに基づいて受
信信号のＣ／Ｎ比を推定することを特徴とする請求項１
乃至請求項６の何れかに記載の直接スペクトル拡散通信
装置。 - 【請求項９】 増幅部により増幅された受信信号をＡ／
Ｄ変換器によりサンプリングして量子化するＡ／Ｄ変換
器と、 量子化されたディジタル値と相関をとるディジタルマッ
チドフィルタと、 相関信号を用いて復調を行うディジタル復調部とを含む
直接スペクトル拡散通信装置の復調回路において、 受信信号のＣ／Ｎ比を推定するＣ／Ｎ比推定手段と、 上記Ｃ／Ｎ比推定手段により推定されたＣ／Ｎ比に応じ
て決定された基準値と相関信号に基づいて求められた信
号電力との比較に基づいて上記増幅部の利得を誤り率が
最小となるように調整を行う制御信号を出力するＡＧＣ
コントロール部とを含むことを特徴とする直接スペクト
ル拡散通信装置の復調回路。 - 【請求項１０】 受信信号をＡ／Ｄ変換器によりサンプ
リングして量子化するＡ／Ｄ変換器と、 量子化されたディジタル値と相関をとるディジタルマッ
チドフィルタと、 相関信号を用いて復調を行うディジタル復調部とを含む
直接スペクトル拡散通信装置の復調回路において、 受信信号のＣ／Ｎ比を推定するＣ／Ｎ比推定手段を含
み、 上記Ａ／Ｄ変換器は、上記Ｃ／Ｎ比推定手段により推定
されたＣ／Ｎ比に応じて量子化ステップを変更すること
を特徴とする直接スペクトル拡散通信装置の復調回路。 - 【請求項１１】 直接スペクトル拡散信号を復調する復
調装置のオートゲインコントロール方法であって、 受信したアナログ信号をディジタル信号に変換するステ
ップと、 ディジタル信号の相関をとるステップと、 相関信号を用いて信号電力を求めるステップと、 受信電力を求めるステップと、 信号電力と受信電力とを用いて基準電圧を求めるステッ
プと、 基準電圧と信号電力との比較結果に基づいて受信信号の
振幅を誤り率が最小となるように調整するステップとを
含むことを特徴とする復調装置のオートゲインコントロ
ール方法。 - 【請求項１２】 直接スペクトル拡散信号を復調する復
調装置のオートゲインコントロール方法であって、 受信したアナログ信号をサンプリングして量子化するこ
とによりディジタル信号に変換するステップと、量子化された ディジタル信号の相関をとるステップと、 相関信号を用いて信号電力を求めるステップと、 受信電力を求めるステップと、 信号電力と受信電力とを用いて前記ディジタル信号に変
換するステップの量子化ステップを調整するステップと
を含むことを特徴とする復調装置のオートゲインコント
ロール方法。 - 【請求項１３】 増幅部により増幅された受信信号をサ
ンプリングして量子化するＡ／Ｄ変換器と、量子化され
たディジタル値と相関をとるディジタルマッチドフィル
タと、相関信号を用いて信号電力を求め、その信号電力
値と基準値との比較に基づいて上記増幅部の利得を誤り
率が最小となるように調整するＡＧＣコントロール部
と、相関信号を用いて復調を行うディジタル復調部とを
備えた直接スペクトル拡散通信装置の基準値設定方法で
あって、前記Ａ／Ｄ変換器により 受信したアナログ信号をディジ
タル信号に変換するステップと、前記ディジタルマッチドフィルタにより ディジタル信号
の相関をとるステップと、前記ＡＧＣコントロール部により 相関信号を用いて信号
電力を求めるステップと、 受信電力を求めるステップと、 信号電力と受信電力とを用いて基準電圧を決定するステ
ップとを含むことを特徴とする直接スペクトル拡散通信
装置の基準値設定方法。 - 【請求項１４】 受信信号をサンプリングして量子化す
るＡ／Ｄ変換器と、量子化されたディジタル値と相関を
とるディジタルマッチドフィルタと、相関信号を用いて
復調を行うディジタル復調部とを備えた直接スペクトル
拡散通信装置の量子化ステップ調整方法であって、前記Ａ／Ｄ変換器により 受信したアナログ信号をディジ
タル信号に変換するステップと、前記ディジタルマッチドフィルタにより 前記ディジタル
信号の相関をとるステップと、 相関信号を用いて信号電力を求めるステップと、 受信電力を求めるステップと、前記 信号電力と前記受信電力とを用いて前記Ａ／Ｄ変換
器の量子化ステップを決定するステップとを含むことを
特徴とする直接スペクトル拡散通信装置の量子化ステッ
プ調整方法。
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| JP14158394A JP3492418B2 (ja) | 1994-06-23 | 1994-06-23 | 直接スペクトル拡散通信装置、その復調回路、オートゲインコントロール方法、及び直接スペクトル拡散通信装置の基準値設定方法 |
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|---|---|
| JPH088782A JPH088782A (ja) | 1996-01-12 |
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ID=15295379
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| JP14158394A Expired - Fee Related JP3492418B2 (ja) | 1994-06-23 | 1994-06-23 | 直接スペクトル拡散通信装置、その復調回路、オートゲインコントロール方法、及び直接スペクトル拡散通信装置の基準値設定方法 |
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| Country | Link |
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| JP (1) | JP3492418B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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-
1994
- 1994-06-23 JP JP14158394A patent/JP3492418B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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