JP2002290344A - Ｓｉｒ測定装置および測定方法 - Google Patents
Ｓｉｒ測定装置および測定方法Info
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- JP2002290344A JP2002290344A JP2001090998A JP2001090998A JP2002290344A JP 2002290344 A JP2002290344 A JP 2002290344A JP 2001090998 A JP2001090998 A JP 2001090998A JP 2001090998 A JP2001090998 A JP 2001090998A JP 2002290344 A JP2002290344 A JP 2002290344A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＳＩＲを精度良く測定できるようにする。
【解決手段】 希望波電力と雑音電力の比であるＳ／Ｎ
比または希望波電力と干渉波電力の比であるＳ／Ｉ比を
測定するＳＩＲ測定方法において、受信信号を直交復調
器１１５により直交復調した後のＩ成分（同相成分）あ
るいはＱ成分（直交成分）の信号電圧振幅をヒストグラ
ム集計器４１０を用いて、ある一定間隔で測定してその
分布のヒストグラムを作成し、そのデータをガウス分布
推定器４２０を用いて標本平均と標本分散を推定して、
ＳＩＲ演算部４３０で、希望波電力Ｓと雑音電力Ｎある
いは干渉波電力ＩよりＳ／Ｎ比あるいはＳ／Ｉ比を演算
して出力する。
比または希望波電力と干渉波電力の比であるＳ／Ｉ比を
測定するＳＩＲ測定方法において、受信信号を直交復調
器１１５により直交復調した後のＩ成分（同相成分）あ
るいはＱ成分（直交成分）の信号電圧振幅をヒストグラ
ム集計器４１０を用いて、ある一定間隔で測定してその
分布のヒストグラムを作成し、そのデータをガウス分布
推定器４２０を用いて標本平均と標本分散を推定して、
ＳＩＲ演算部４３０で、希望波電力Ｓと雑音電力Ｎある
いは干渉波電力ＩよりＳ／Ｎ比あるいはＳ／Ｉ比を演算
して出力する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＳＩＲ測定装置に
おいて、特に、信号振幅の分布からその標本平均と標本
分散を推定してＳＩＲを求めるＳＩＲ測定装置および測
定方法に関する。
おいて、特に、信号振幅の分布からその標本平均と標本
分散を推定してＳＩＲを求めるＳＩＲ測定装置および測
定方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】無線通信では、通信品質の制御や監視な
どのために、受信機において受信信号の信号対雑音電力
比Ｓ／Ｎ、あるいは信号対干渉電力比Ｓ／Ｉを測定する
必要がある。特に、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ：Ｃｏ
ｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅ
ｓｓ）方式を用いたシステムでは、干渉電力がシステム
の容量を決定する特徴があるために、Ｓ／Ｉを一定に保
つ閉ループ送信電力技術が用いられる。従って、送信電
力制御を行うためには、Ｓ／Ｎ比あるいはＳ／Ｉ比を測
定することが必須となる。
どのために、受信機において受信信号の信号対雑音電力
比Ｓ／Ｎ、あるいは信号対干渉電力比Ｓ／Ｉを測定する
必要がある。特に、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ：Ｃｏ
ｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅ
ｓｓ）方式を用いたシステムでは、干渉電力がシステム
の容量を決定する特徴があるために、Ｓ／Ｉを一定に保
つ閉ループ送信電力技術が用いられる。従って、送信電
力制御を行うためには、Ｓ／Ｎ比あるいはＳ／Ｉ比を測
定することが必須となる。
【０００３】図９は、送信電力制御の必要性を説明する
ための説明図であり、９１０は基地局、９２０〜９４０
は移動機（移動機１〜移動機ｎ）であり、ＣＤＭＡ方式
により通信が行われる。ＣＤＭＡ方式は、スペクトラム
拡散通信方式を用いた多元接続方法であり、基地局９１
０は複数のチャネルあるいはユーザの伝送情報をそれぞ
れ別の符号（ＰＮ系列）で拡散変調し、各拡散変調信号
を多重して伝送する。各移動機９２０〜９４０（移動機
１〜移動機ｎ）は、それぞれ通信時に割り当てられた符
号（例えばＰＮ系列）を用いて受信符号多重信号に逆拡
散を施して自局宛の伝送情報を復調すると共に、送信情
報をＰＮ系列で拡散変調して基地局８１０に送る。ＣＤ
ＭＡ方式による移動無線において、各移動機９２０〜９
４０（移動機１〜移動機ｎ）からの信号は、時間的に重
なって基地局９１０に到達する。各移動機９２０〜９４
０（移動機１〜移動機ｎ）から基地局９１０に到達する
信号強度（電力）は、距離、伝送路の通信環境、送信電
力の違いにより異なる。ある移動機に着目すると、他の
移動機から出力される信号は干渉波となり、他の移動機
からの信号強度が大きいと通信が不可能になる。このた
め、所定の移動機９２０〜９４０（移動機１〜移動機
ｎ）から基地局９１０に到達する信号電力と熱雑音を含
めた干渉波の電力の比であるＳ／Ｉ比を一定にする必要
がある。このために送信電力制御が必要になる。
ための説明図であり、９１０は基地局、９２０〜９４０
は移動機（移動機１〜移動機ｎ）であり、ＣＤＭＡ方式
により通信が行われる。ＣＤＭＡ方式は、スペクトラム
拡散通信方式を用いた多元接続方法であり、基地局９１
０は複数のチャネルあるいはユーザの伝送情報をそれぞ
れ別の符号（ＰＮ系列）で拡散変調し、各拡散変調信号
を多重して伝送する。各移動機９２０〜９４０（移動機
１〜移動機ｎ）は、それぞれ通信時に割り当てられた符
号（例えばＰＮ系列）を用いて受信符号多重信号に逆拡
散を施して自局宛の伝送情報を復調すると共に、送信情
報をＰＮ系列で拡散変調して基地局８１０に送る。ＣＤ
ＭＡ方式による移動無線において、各移動機９２０〜９
４０（移動機１〜移動機ｎ）からの信号は、時間的に重
なって基地局９１０に到達する。各移動機９２０〜９４
０（移動機１〜移動機ｎ）から基地局９１０に到達する
信号強度（電力）は、距離、伝送路の通信環境、送信電
力の違いにより異なる。ある移動機に着目すると、他の
移動機から出力される信号は干渉波となり、他の移動機
からの信号強度が大きいと通信が不可能になる。このた
め、所定の移動機９２０〜９４０（移動機１〜移動機
ｎ）から基地局９１０に到達する信号電力と熱雑音を含
めた干渉波の電力の比であるＳ／Ｉ比を一定にする必要
がある。このために送信電力制御が必要になる。
【０００４】図１０は、閉ループ送信電力制御方式の処
理フローである。基地局は、移動機ｉ（ｉ＝１，２・・
・ｎ）から受信信号電力と干渉波電力の比であるＳ／Ｉ
比を測定し（ステップ１０１０）、測定したＳ／Ｉ比を
下り信号で移動機ｉに通知する（ステップ１０２０）。
移動機ｉは、基地局よりＳ／Ｉ比の通知があったか確認
し（ステップ１０３０）、通知されたＳ／Ｉ比に基づい
て送信電力を決定し、その送信電力で信号を送信する
（ステップ１０４０）。
理フローである。基地局は、移動機ｉ（ｉ＝１，２・・
・ｎ）から受信信号電力と干渉波電力の比であるＳ／Ｉ
比を測定し（ステップ１０１０）、測定したＳ／Ｉ比を
下り信号で移動機ｉに通知する（ステップ１０２０）。
移動機ｉは、基地局よりＳ／Ｉ比の通知があったか確認
し（ステップ１０３０）、通知されたＳ／Ｉ比に基づい
て送信電力を決定し、その送信電力で信号を送信する
（ステップ１０４０）。
【０００５】図１１はＳ／Ｉ比（ＳＩＲ：Ｓｉｇｎａｌ
Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｒａｔｉｏ）を測定する
従来のＳＩＲ測定装置であり、１００は受信機、１０１
０はＳＩＲ測定装置である。受信機１００において１０
５はアンテナ、１１０は必要周波数帯域のみを通過する
広帯域のバンドパスフィルタ、１１５は直交復調器（Ｑ
−ＤＥＭ）であり拡散変調信号ＶＩ、ＶＱを復調するも
の、１２０ａ，ｂは逆拡散回路であり、Ｉ成分及びＱ成
分の拡散変調信号ＶＩ、ＶＱが入力されＩ成分及びＱ成
分のデータＤＩ、ＤＱを出力するもの、１４０はデータ
復調部であり、伝送による位相回転分データＤＩ、ＤＱ
に逆方向回転処理を施し、回転処理結果のレベルを判定
して再生データを出力するものである。
Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｒａｔｉｏ）を測定する
従来のＳＩＲ測定装置であり、１００は受信機、１０１
０はＳＩＲ測定装置である。受信機１００において１０
５はアンテナ、１１０は必要周波数帯域のみを通過する
広帯域のバンドパスフィルタ、１１５は直交復調器（Ｑ
−ＤＥＭ）であり拡散変調信号ＶＩ、ＶＱを復調するも
の、１２０ａ，ｂは逆拡散回路であり、Ｉ成分及びＱ成
分の拡散変調信号ＶＩ、ＶＱが入力されＩ成分及びＱ成
分のデータＤＩ、ＤＱを出力するもの、１４０はデータ
復調部であり、伝送による位相回転分データＤＩ、ＤＱ
に逆方向回転処理を施し、回転処理結果のレベルを判定
して再生データを出力するものである。
【０００６】逆拡散回路１２０ａ，ｂにおいて、１２５
ａ，ｂは、ＰＮ系列ＣｃＩ、ＣｃＱを拡散変調信号Ｖ
Ｉ、ＶＱに乗算する乗算器、１３０ａ，ｂは乗算器出力
信号を１シンボル期間積分して積分結果、すなわちＩ成
分及びＱ成分のデータＤＩ、ＤＱを順次出力する積分器
である。Ｉ成分及びＱ成分の拡散変調信号ＶＩ、ＶＱ
は、Ｉ、ｊＱ複素平面上で表すと図１２に示すようにな
り、その合成ベクトルＶがＩ、ｊＱ複素平面における拡
散変調信号のベクトルとなる。
ａ，ｂは、ＰＮ系列ＣｃＩ、ＣｃＱを拡散変調信号Ｖ
Ｉ、ＶＱに乗算する乗算器、１３０ａ，ｂは乗算器出力
信号を１シンボル期間積分して積分結果、すなわちＩ成
分及びＱ成分のデータＤＩ、ＤＱを順次出力する積分器
である。Ｉ成分及びＱ成分の拡散変調信号ＶＩ、ＶＱ
は、Ｉ、ｊＱ複素平面上で表すと図１２に示すようにな
り、その合成ベクトルＶがＩ、ｊＱ複素平面における拡
散変調信号のベクトルとなる。
【０００７】ＳＩＲ測定装置１１１０内の１１２０は、
逆拡散変調回路部である。１１５０は、逆拡散前の拡散
変調信号の電力Ｐを次式 Ｐ＝ＶＩ2＋ＶＱ2 により演算するベクトルスカラー量演算部、１１６０
は、Ｎシンボル分の電力の平均値を演算する平均値演算
部、１１７０は、平均電力を１／拡散率 して干渉電力
Ｉを演算する干渉波電力算出部、１１３０は、逆拡散後
の希望波電力Ｐｂを次式 Ｐｂ＝ＤＩ2＋ＤＱ2 により演算する希望波電力演算部、１１４０は希望波電
力のＮシンボル分の平均値Ｓを演算する平均値演算部、
１１８０は希望波電力Ｓと干渉波電力Ｉより次式 ＳＩＲ＝Ｓ／Ｉ によりＳＩＲを演算するＳＩＲ演算部である。
逆拡散変調回路部である。１１５０は、逆拡散前の拡散
変調信号の電力Ｐを次式 Ｐ＝ＶＩ2＋ＶＱ2 により演算するベクトルスカラー量演算部、１１６０
は、Ｎシンボル分の電力の平均値を演算する平均値演算
部、１１７０は、平均電力を１／拡散率 して干渉電力
Ｉを演算する干渉波電力算出部、１１３０は、逆拡散後
の希望波電力Ｐｂを次式 Ｐｂ＝ＤＩ2＋ＤＱ2 により演算する希望波電力演算部、１１４０は希望波電
力のＮシンボル分の平均値Ｓを演算する平均値演算部、
１１８０は希望波電力Ｓと干渉波電力Ｉより次式 ＳＩＲ＝Ｓ／Ｉ によりＳＩＲを演算するＳＩＲ演算部である。
【０００８】スペクトラム拡散方式において、送信機の
拡散回路は、デジタル信号にＰＮ系列（±１のレベル値
をランダムにとる矩形波）を乗算して拡散変調する。Ｐ
Ｎ系列の変化速度（矩形波時間幅Ｔｃ）は、それによっ
て変調を受けるシンボル切替速度（データの１ビット区
間幅Ｔ）に比べはるかに早い速度で切り替わるように設
定されている。すなわちＴ≫Ｔｃとなる。このＴの時間
幅をビット区間（ｂｉｔ ｄｕｒａｔｉｏｎ）、Ｔｃの
時間幅をチップ区間（ｃｈｉｐ ｄｕｒａｔｉｏｎ）と
いう。ＴとＴｃのとの比、すなわちＴ／Ｔｃが拡散率あ
るいは拡散比（ｓｐｒｅａｄｉｎｇ ｒａｔｉｏ）であ
る。拡散変調により、希望信号の帯域（＝２／Ｔ）は拡
散されて２／Ｔｃとなる。すなわち、帯域が拡散率倍に
拡散される。この結果、受信機には、図１３に示すよう
に拡散変調により帯域が拡散率倍された希望信号Ｓｄと
干渉信号Ｓｉが入力される。ベクトルスカラー量演算部
１１５０は、希望波信号Ｓｄと干渉信号Ｓｉの合成信号
の電力を演算し、干渉波電力算出部１１７０は平均電力
を１／拡散率 して希望信号と同一帯域幅の干渉波電力
Ｉ（図１２の右上がりハッチング部）を算出する。一
方、希望波電力演算部１１３０及び平均値演算部１０４
０は逆拡散後の希望波電力の平均値Ｓを演算し、ＳＩＲ
演算部１１８０はＳ／Ｉの演算によりＳＩＲを演算して
出力する。
拡散回路は、デジタル信号にＰＮ系列（±１のレベル値
をランダムにとる矩形波）を乗算して拡散変調する。Ｐ
Ｎ系列の変化速度（矩形波時間幅Ｔｃ）は、それによっ
て変調を受けるシンボル切替速度（データの１ビット区
間幅Ｔ）に比べはるかに早い速度で切り替わるように設
定されている。すなわちＴ≫Ｔｃとなる。このＴの時間
幅をビット区間（ｂｉｔ ｄｕｒａｔｉｏｎ）、Ｔｃの
時間幅をチップ区間（ｃｈｉｐ ｄｕｒａｔｉｏｎ）と
いう。ＴとＴｃのとの比、すなわちＴ／Ｔｃが拡散率あ
るいは拡散比（ｓｐｒｅａｄｉｎｇ ｒａｔｉｏ）であ
る。拡散変調により、希望信号の帯域（＝２／Ｔ）は拡
散されて２／Ｔｃとなる。すなわち、帯域が拡散率倍に
拡散される。この結果、受信機には、図１３に示すよう
に拡散変調により帯域が拡散率倍された希望信号Ｓｄと
干渉信号Ｓｉが入力される。ベクトルスカラー量演算部
１１５０は、希望波信号Ｓｄと干渉信号Ｓｉの合成信号
の電力を演算し、干渉波電力算出部１１７０は平均電力
を１／拡散率 して希望信号と同一帯域幅の干渉波電力
Ｉ（図１２の右上がりハッチング部）を算出する。一
方、希望波電力演算部１１３０及び平均値演算部１０４
０は逆拡散後の希望波電力の平均値Ｓを演算し、ＳＩＲ
演算部１１８０はＳ／Ｉの演算によりＳＩＲを演算して
出力する。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】図１１に示すＳＩＲ測
定方法では、希望信号Ｓｄと干渉信号Ｓｉの合成信号の
平均電力を１／拡散率して干渉電力Ｉ（図１３の右上が
りハッチング部）を算出するため、演算された干渉波電
力Ｉに希望波電力が含まれ（図１３のダブルハッチング
部参照）、測定誤差の要因になる。このためＣＤＭＡに
おける多重チャネルあるいはユーザ数が少ないと干渉電
力Ｉに含まれる希望波電力の割合が大きくなりＳＩＲの
測定誤差が大きくなる問題がある。以上から、本発明の
目的は、高精度で広範囲のＳＩＲを測定できるＳＩＲ測
定装置を提供することである。
定方法では、希望信号Ｓｄと干渉信号Ｓｉの合成信号の
平均電力を１／拡散率して干渉電力Ｉ（図１３の右上が
りハッチング部）を算出するため、演算された干渉波電
力Ｉに希望波電力が含まれ（図１３のダブルハッチング
部参照）、測定誤差の要因になる。このためＣＤＭＡに
おける多重チャネルあるいはユーザ数が少ないと干渉電
力Ｉに含まれる希望波電力の割合が大きくなりＳＩＲの
測定誤差が大きくなる問題がある。以上から、本発明の
目的は、高精度で広範囲のＳＩＲを測定できるＳＩＲ測
定装置を提供することである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１記載の発明では、Ｉ成分（同相成分）とＱ
成分（直交成分）を含む受信信号を、前記Ｉ成分（同相
成分）とＱ成分（直交成分）に分離するための直交復調
手段１１５を用いて直交復調し、前記直交復調した信号
を逆拡散した後のＩ信号あるいはＱ信号のいずれかの信
号を、ある一定間隔で、ある一定時間サンプリングし
て、その信号振幅の分布を信号振幅分布記憶手段４１０
に記憶する。その結果例が、図５で示した本発明のＳＩ
Ｒ測定装置内ヒストグラム集計器４１０で取得した、Ｉ
信号電圧の振幅分布ヒストグラムである。
め、請求項１記載の発明では、Ｉ成分（同相成分）とＱ
成分（直交成分）を含む受信信号を、前記Ｉ成分（同相
成分）とＱ成分（直交成分）に分離するための直交復調
手段１１５を用いて直交復調し、前記直交復調した信号
を逆拡散した後のＩ信号あるいはＱ信号のいずれかの信
号を、ある一定間隔で、ある一定時間サンプリングし
て、その信号振幅の分布を信号振幅分布記憶手段４１０
に記憶する。その結果例が、図５で示した本発明のＳＩ
Ｒ測定装置内ヒストグラム集計器４１０で取得した、Ｉ
信号電圧の振幅分布ヒストグラムである。
【００１１】前記信号振幅分布記憶手段４１０によって
得られた信号振幅分布（図５）から分布推定手段４２０
を用いて、第一の推定値である標本平均：μ0と第二の
推定値である標本分散：σを推定し、ＳＩＲを演算する
ためのＳＩＲ演算部４３０にて、前記第一の推定値であ
る標本平均：μ0を二乗して希望波電力（μ0 2）とし、
前記第二の推定値である標本分散：σを二乗して雑音電
力あるいは干渉波電力（σ2）とし、前記希望波電力と
前記雑音電力あるいは干渉波電力により、Ｓ／Ｎ比ある
いはＳ／Ｉ比を以下数式１、
得られた信号振幅分布（図５）から分布推定手段４２０
を用いて、第一の推定値である標本平均：μ0と第二の
推定値である標本分散：σを推定し、ＳＩＲを演算する
ためのＳＩＲ演算部４３０にて、前記第一の推定値であ
る標本平均：μ0を二乗して希望波電力（μ0 2）とし、
前記第二の推定値である標本分散：σを二乗して雑音電
力あるいは干渉波電力（σ2）とし、前記希望波電力と
前記雑音電力あるいは干渉波電力により、Ｓ／Ｎ比ある
いはＳ／Ｉ比を以下数式１、
【００１２】
【数式１】 で演算して出力する手段を備えたＳＩＲ測定装置により
達成される。
達成される。
【００１３】以上のＳＩＲ測定装置によれば、従来のよ
うにベクトル誤差演算、ベクトル誤差の二乗演算をシン
ボル毎に実行し、その平均演算を行う必要がないため、
回路構成を簡単化でき、さらに、広範囲なレンジにわた
って測定精度を向上させることができる。
うにベクトル誤差演算、ベクトル誤差の二乗演算をシン
ボル毎に実行し、その平均演算を行う必要がないため、
回路構成を簡単化でき、さらに、広範囲なレンジにわた
って測定精度を向上させることができる。
【００１４】また請求項２では、さらに測定精度を向上
させるために、同一の条件下で測定可能な信号スロット
内の固定データ区間（例えば、パイロット信号挿入部）
を用いて信号振幅の測定を行うことができるため、測定
サンプリング数を軽減しても、高精度なＳＩＲを測定す
ることが可能である。
させるために、同一の条件下で測定可能な信号スロット
内の固定データ区間（例えば、パイロット信号挿入部）
を用いて信号振幅の測定を行うことができるため、測定
サンプリング数を軽減しても、高精度なＳＩＲを測定す
ることが可能である。
【００１５】また、請求項３記載のＳＩＲ測定方法にお
いても、請求項１と同じ作用効果が得られる。
いても、請求項１と同じ作用効果が得られる。
【００１６】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図に
基づいて説明する。
基づいて説明する。
【００１７】図１は、本発明のＳＩＲ測定装置を備えた
送受信装置の概略構成図を示すブロック図である。１０
０は受信部、１５０は送信部、１４５はＳＩＲ測定装置
である。なお、送信側より、直列データを１ビットづつ
交互に振り分けて同相成分（Ｉ成分：Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ
ｃｏｍｐｏｒｎｅｎｔ）データと直交成分データ（Ｑ
成分：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ｃｏｍｐｏｒｎｅｎｔ）
の２系列に分け、各２系列のデータにＰＮ系列を乗算し
て拡散変調し、得られたＩ成分及びＱ成分の拡散変調信
号にＱＰＳＫ直交変調を施した信号が送られてくるもの
とする。
送受信装置の概略構成図を示すブロック図である。１０
０は受信部、１５０は送信部、１４５はＳＩＲ測定装置
である。なお、送信側より、直列データを１ビットづつ
交互に振り分けて同相成分（Ｉ成分：Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ
ｃｏｍｐｏｒｎｅｎｔ）データと直交成分データ（Ｑ
成分：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ｃｏｍｐｏｒｎｅｎｔ）
の２系列に分け、各２系列のデータにＰＮ系列を乗算し
て拡散変調し、得られたＩ成分及びＱ成分の拡散変調信
号にＱＰＳＫ直交変調を施した信号が送られてくるもの
とする。
【００１８】受信部１００において、１０５はアンテ
ナ、１１０は必要周波数帯域のみを通過する広帯域のバ
ンドパスフィルタ、１１５はＱＰＳＫ直交復調器（ＱＤ
ＥＭ）であり拡散変調信号ＶＩ、ＶＱを復調するもの、
１２０ａ，ｂは逆拡散回路であり、Ｉ成分及びＱ成分の
拡散変調信号ＶＩ、ＶＱを入力されＩ成分及びＱ成分の
データＲＩ、ＲＱを出力するもの、１４０はデータ復調
部であり、伝送による位相回転分データＲＩ、ＲＱに逆
方向回転処理を施し、回転処理結果のレベルを判定して
再生データを出力するものである。逆拡散回路１２０
ａ，ｂにおいて、１２５ａ、ｂはＰＮ系列ＣｃＩ、Ｃｃ
Ｑを拡散変調信号ＶＩ、ＶＱに乗算する乗算器、１３０
ａ，ｂは乗算器出力信号を１シンボル期間積分して積分
結果、すなわち、Ｉ成分およびＱ成分のデータＲＩ、Ｒ
Ｑを順次出力する積分器である。
ナ、１１０は必要周波数帯域のみを通過する広帯域のバ
ンドパスフィルタ、１１５はＱＰＳＫ直交復調器（ＱＤ
ＥＭ）であり拡散変調信号ＶＩ、ＶＱを復調するもの、
１２０ａ，ｂは逆拡散回路であり、Ｉ成分及びＱ成分の
拡散変調信号ＶＩ、ＶＱを入力されＩ成分及びＱ成分の
データＲＩ、ＲＱを出力するもの、１４０はデータ復調
部であり、伝送による位相回転分データＲＩ、ＲＱに逆
方向回転処理を施し、回転処理結果のレベルを判定して
再生データを出力するものである。逆拡散回路１２０
ａ，ｂにおいて、１２５ａ、ｂはＰＮ系列ＣｃＩ、Ｃｃ
Ｑを拡散変調信号ＶＩ、ＶＱに乗算する乗算器、１３０
ａ，ｂは乗算器出力信号を１シンボル期間積分して積分
結果、すなわち、Ｉ成分およびＱ成分のデータＲＩ、Ｒ
Ｑを順次出力する積分器である。
【００１９】送信部１５０において、１８０は送信デー
タを１ビットづつ振り分けてＩ成分データＤＩとＱ成分
データＤＱの２系列に変換する直列／並列変換器（Ｓ／
Ｐ変換器）、１７５ａ，ｂは拡散回路であり、ＰＮ系列
ＣｃＩ′、ＣｃＱ′を発生するＰＮ系列発生部（図示せ
ず）とＩ成分データＤＩとＱ成分データＤＱにそれぞれ
ＰＮ系列ＣｃＩ′、ＣｃＱ′を乗算する乗算器ＭＬＩ，
ＭＬＱを有している。１７０は送信電力制御用のアッテ
ネータ部であり、乗算器１７０ａ，ｂを備え、受信信号
のＳＩＲ値に応じた送信電力制御係数ｐをＩ，Ｑ成分の
拡散変調信号に乗算して送信電力を制御する。尚、アッ
テネータは、後述する直交変調器１６５の後段に設ける
こともできる。１６５はアッテネータ出力をＱＰＳＫ直
交変調する直交変調器（ＱＭＯＤ）、１６０は直交変調
器出力を増幅する電力増幅器、１５５はアンテナであ
る。図２は直交復調器１１５の構成図であり、２３０は
所定の周波数の搬送波ｃｏｓω1ｔを出力する搬送波発
生部、２２０は搬送波の位相を９０°移相して−ｓｉｎ
ω1ｔ出力する９０°移相器、２１０ａは入力信号にｃ
ｏｓωｔを乗算して拡散変調信号のＩ成分ＶＩを出力す
る乗算部、２１０ｂは入力信号に−ｓｉｎωｔを乗算し
て拡散変調信号のＱ成分ＶＱを出力する乗算部である。
タを１ビットづつ振り分けてＩ成分データＤＩとＱ成分
データＤＱの２系列に変換する直列／並列変換器（Ｓ／
Ｐ変換器）、１７５ａ，ｂは拡散回路であり、ＰＮ系列
ＣｃＩ′、ＣｃＱ′を発生するＰＮ系列発生部（図示せ
ず）とＩ成分データＤＩとＱ成分データＤＱにそれぞれ
ＰＮ系列ＣｃＩ′、ＣｃＱ′を乗算する乗算器ＭＬＩ，
ＭＬＱを有している。１７０は送信電力制御用のアッテ
ネータ部であり、乗算器１７０ａ，ｂを備え、受信信号
のＳＩＲ値に応じた送信電力制御係数ｐをＩ，Ｑ成分の
拡散変調信号に乗算して送信電力を制御する。尚、アッ
テネータは、後述する直交変調器１６５の後段に設ける
こともできる。１６５はアッテネータ出力をＱＰＳＫ直
交変調する直交変調器（ＱＭＯＤ）、１６０は直交変調
器出力を増幅する電力増幅器、１５５はアンテナであ
る。図２は直交復調器１１５の構成図であり、２３０は
所定の周波数の搬送波ｃｏｓω1ｔを出力する搬送波発
生部、２２０は搬送波の位相を９０°移相して−ｓｉｎ
ω1ｔ出力する９０°移相器、２１０ａは入力信号にｃ
ｏｓωｔを乗算して拡散変調信号のＩ成分ＶＩを出力す
る乗算部、２１０ｂは入力信号に−ｓｉｎωｔを乗算し
て拡散変調信号のＱ成分ＶＱを出力する乗算部である。
【００２０】図３は直交変調器１６５の構成図であり、
３１０は所定周波数の搬送波ｃｏｓω2ｔを出力する搬
送波発生部、３３０は搬送波の位相を９０°移相して−
ｓｉｎω2ｔ出力する９０°移相器、３２０ａは入力信
号（拡散変調信号のＩ成分）にｃｏｓω2ｔを乗算する
乗算部、３２０ｂは入力信号（拡散変調信号のＱ成分）
に−ｓｉｎω2ｔを乗算する乗算部、３４０は各乗算器
出力を合成して電力増幅器１６０に入力する合成部であ
る。
３１０は所定周波数の搬送波ｃｏｓω2ｔを出力する搬
送波発生部、３３０は搬送波の位相を９０°移相して−
ｓｉｎω2ｔ出力する９０°移相器、３２０ａは入力信
号（拡散変調信号のＩ成分）にｃｏｓω2ｔを乗算する
乗算部、３２０ｂは入力信号（拡散変調信号のＱ成分）
に−ｓｉｎω2ｔを乗算する乗算部、３４０は各乗算器
出力を合成して電力増幅器１６０に入力する合成部であ
る。
【００２１】図４は本発明のＳＩＲ測定装置の概略構成
図である。Ｉ成分（同相成分）とＱ成分（直交成分）を
含む受信信号を、図１中の直交復調器１１５を用いて直
交復調し、直交復調されたＩ成分あるいはＱ成分の拡散
変調信号ＶＩあるいはＶＱを、ヒストグラム集計器４１
０でクロック周波数あるいはＡＤコンバータのサンプリ
ング周波数等ある一定周期で、決まった時間サンプリン
グして、その信号振幅の分布をヒストグラム集計器４１
０内部のメモリに記憶する。ここで、本発明のＳＩＲ測
定装置内ヒストグラム集計器４１０で取得した、Ｉ成分
の拡散変調信号電圧ＶＩの振幅分布ヒストグラムを図５
に示す。
図である。Ｉ成分（同相成分）とＱ成分（直交成分）を
含む受信信号を、図１中の直交復調器１１５を用いて直
交復調し、直交復調されたＩ成分あるいはＱ成分の拡散
変調信号ＶＩあるいはＶＱを、ヒストグラム集計器４１
０でクロック周波数あるいはＡＤコンバータのサンプリ
ング周波数等ある一定周期で、決まった時間サンプリン
グして、その信号振幅の分布をヒストグラム集計器４１
０内部のメモリに記憶する。ここで、本発明のＳＩＲ測
定装置内ヒストグラム集計器４１０で取得した、Ｉ成分
の拡散変調信号電圧ＶＩの振幅分布ヒストグラムを図５
に示す。
【００２２】ヒストグラム集計器４１０によって得られ
た信号振幅分布（図５）をガウス分布推定器４２０で以
下数式２
た信号振幅分布（図５）をガウス分布推定器４２０で以
下数式２
【００２３】
【数式２】 に当てはめて、ＬＳＭ（Ｌｅａｓｔ−Ｓｑｕａｒｅ−Ｍ
ｅｔｈｏｄ）法、Ｌｅｖｅｎｂｅｒｇ−Ｍａｒｑｕａｒ
ｄｔ法等を用いて標本平均：μ0と標本分散：σを推定
する。そこで推定した標本平均：μ0と標本分散：σを
用いて、ＳＩＲ演算部４３０で、標本平均：μ0の二乗
（μ0 2）と、標本分散：σの二乗（σ2）を求め、希望
波電力と干渉波電力により、Ｓ／Ｉ比を上記数式１で演
算してＳＩＲ値を出力することができる。
ｅｔｈｏｄ）法、Ｌｅｖｅｎｂｅｒｇ−Ｍａｒｑｕａｒ
ｄｔ法等を用いて標本平均：μ0と標本分散：σを推定
する。そこで推定した標本平均：μ0と標本分散：σを
用いて、ＳＩＲ演算部４３０で、標本平均：μ0の二乗
（μ0 2）と、標本分散：σの二乗（σ2）を求め、希望
波電力と干渉波電力により、Ｓ／Ｉ比を上記数式１で演
算してＳＩＲ値を出力することができる。
【００２４】以上のＳＩＲ測定装置によれば、従来のよ
うにパイロットシンボル検出、ベクトル誤差演算、ベク
トル誤差の二乗演算をシンボル毎に実行し、その平均演
算を行う必要がないため、回路構成を簡単化でき、しか
も測定精度を向上させることができる。
うにパイロットシンボル検出、ベクトル誤差演算、ベク
トル誤差の二乗演算をシンボル毎に実行し、その平均演
算を行う必要がないため、回路構成を簡単化でき、しか
も測定精度を向上させることができる。
【００２５】また、ＱＰＳＫ直交復調器（ＱＤＥＭ）１
１５により直交復調された拡散変調信号ＶＩ、ＶＱを各
々二乗して加算し平方根を数式１で求めた
１５により直交復調された拡散変調信号ＶＩ、ＶＱを各
々二乗して加算し平方根を数式１で求めた
【００２６】
【数式３】 を、ヒストグラム集計器４１０内で演算した後、その信
号振幅の分布を求めるものであり、Ｉ−Ｑ複素平面上の
ベクトルの大きさの分布を測定するものである。
号振幅の分布を求めるものであり、Ｉ−Ｑ複素平面上の
ベクトルの大きさの分布を測定するものである。
【００２７】その後のＳＩＲ値の計算については、前述
と同様の推定および演算を行う。
と同様の推定および演算を行う。
【００２８】ＳＩＲ演算部４３０で演算したＳ／Ｎ比あ
るいはＳ／Ｉ比の大きさに応じて、標本数決定部６１０
で判断し、ヒストグラム集計器４１０のサンプリング数
を可変制御することができる。例えばノイズや干渉波電
力が極端に大きい場合や小さい場合には、ヒストグラム
集計器４１０で、測定サンプリング数を増加してＳＩＲ
の測定精度を増し、通常のＳＩＲ測定時には、測定サン
プリング数を減らして測定の高速化を図ることができ
る。
るいはＳ／Ｉ比の大きさに応じて、標本数決定部６１０
で判断し、ヒストグラム集計器４１０のサンプリング数
を可変制御することができる。例えばノイズや干渉波電
力が極端に大きい場合や小さい場合には、ヒストグラム
集計器４１０で、測定サンプリング数を増加してＳＩＲ
の測定精度を増し、通常のＳＩＲ測定時には、測定サン
プリング数を減らして測定の高速化を図ることができ
る。
【００２９】また、受信ＳＩＲが小さくなる程、すなわ
ち、干渉波電力Ｉが大きくなる程、ＳＩＲの測定誤差が
大きくなる。そこで、ＳＩＲ／（ＳＩＲ＋１）を演算し
て補正係数Ｃを求め、前記補正係数ＣをＳＩＲに乗算し
て補正係数Ｃを求め、前記補正係数ＣをＳＩＲに乗算し
て真のＳＩＲとすることにより高精度の測定を可能にす
る。図７は以上を考慮したＳＩＲ補正部の構成図であ
り、４３０は、図４のＳＩＲ演算部である。７１０はＳ
ＩＲ補正部であり、７２０は次式 Ｃ＝ＳＩＲ／（ＳＩＲ＋１） によりＳＩＲ補正係数Ｃを算出する補正係数算出部、７
３０は次式 ＳＩＲ′＝Ｃ・ＳＩＲ により、ＳＩＲを補正して真のＳＩＲ′を出力する補正
部である。このようにすれば、シンボル数に関係なく正
しいＳＩＲ値を測定出力することができる。
ち、干渉波電力Ｉが大きくなる程、ＳＩＲの測定誤差が
大きくなる。そこで、ＳＩＲ／（ＳＩＲ＋１）を演算し
て補正係数Ｃを求め、前記補正係数ＣをＳＩＲに乗算し
て補正係数Ｃを求め、前記補正係数ＣをＳＩＲに乗算し
て真のＳＩＲとすることにより高精度の測定を可能にす
る。図７は以上を考慮したＳＩＲ補正部の構成図であ
り、４３０は、図４のＳＩＲ演算部である。７１０はＳ
ＩＲ補正部であり、７２０は次式 Ｃ＝ＳＩＲ／（ＳＩＲ＋１） によりＳＩＲ補正係数Ｃを算出する補正係数算出部、７
３０は次式 ＳＩＲ′＝Ｃ・ＳＩＲ により、ＳＩＲを補正して真のＳＩＲ′を出力する補正
部である。このようにすれば、シンボル数に関係なく正
しいＳＩＲ値を測定出力することができる。
【００３０】さらに、測定精度を上げるために、図８に
示す様な同一の条件下で測定可能な信号スロット内の固
定データ区間８３０（例えば、パイロット信号挿入部）
を用いて、信号振幅の測定区間８４０でデータの測定を
行い、できる限り少ない測定サンプリング数で精度の高
いＳＩＲ値を得ることが可能である。
示す様な同一の条件下で測定可能な信号スロット内の固
定データ区間８３０（例えば、パイロット信号挿入部）
を用いて、信号振幅の測定区間８４０でデータの測定を
行い、できる限り少ない測定サンプリング数で精度の高
いＳＩＲ値を得ることが可能である。
【００３１】以上では、希望波電力と干渉波電力の比で
あるＳ／Ｉ比をＳＩＲとして測定した場合について、主
に説明したが希望波電力と雑音電力の比であるＳ／Ｎ比
をＳＩＲとした場合にも本発明を適用することができ
る。また、以上では、本発明の拡散変調による無線通信
におけるＳＩＲ測定について説明したが、拡散変調によ
らない無線通信においても本発明を適用することができ
る。以上、本発明を実施例により説明したが、本発明は
請求の範囲に記載した本発明の主旨に従い種々の変形が
可能であり、本発明はこれらを排除するものではない。
あるＳ／Ｉ比をＳＩＲとして測定した場合について、主
に説明したが希望波電力と雑音電力の比であるＳ／Ｎ比
をＳＩＲとした場合にも本発明を適用することができ
る。また、以上では、本発明の拡散変調による無線通信
におけるＳＩＲ測定について説明したが、拡散変調によ
らない無線通信においても本発明を適用することができ
る。以上、本発明を実施例により説明したが、本発明は
請求の範囲に記載した本発明の主旨に従い種々の変形が
可能であり、本発明はこれらを排除するものではない。
【図１】本発明のＳＩＲ測定装置を備えた送受信装置の
概略構成図である。
概略構成図である。
【図２】直交復調器の概略構成図である。
【図３】直交変調器の概略構成図である。
【図４】本発明のＳＩＲ測定装置の概略構成図である。
【図５】本発明のＳＩＲ測定装置内ヒストグラム集計器
で取得した、Ｉ信号電圧の振幅分布ヒストグラムであ
る。
で取得した、Ｉ信号電圧の振幅分布ヒストグラムであ
る。
【図６】干渉波電力Ｉに基づいてＳＩＲ測定の標本数を
可変制御する変形例である。
可変制御する変形例である。
【図７】ＳＩＲ補正部の概略構成図である。
【図８】固定信号データ区間でのＳＩＲ測定変形例であ
る。
る。
【図９】送信電力制御の必要性を示す概略構成図であ
る。
る。
【図１０】閉ループ電力制御方式の処理フローである。
【図１１】従来のＳＩＲ測定装置の概略構成図である。
【図１２】拡散変調信号のベクトル表現説明図である。
【図１３】従来のＳＩＲ測定方式の説明図である。
１１５・・・直交復調器、 １２０ａ，ｂ・・・逆拡散回路部 １４５・・・ＳＩＲ測定部 ２２０、３３０・・・９０°移相器、 ２３０、３１０・・・搬送波発生部 ４１０・・・ヒストグラム集計器、 ４２０・・・ガウス分布推定器 ４３０・・・ＳＩＲ演算部 ６１０・・・標本数決定部 ７１０・・・ＳＩＲ補正部、 ７２０・・・補正係数算出部 ７３０・・・補正ＳＩＲ演算部 ８１０・・・信号スロット時間列、 ８２０・・・ＳＩＲ測定タイミング ９１０・・・基地局、 ９２０、９３０、９４０・・・移動機 １１１０・・・ＳＩＲ測定部、 １１２０・・・逆拡散変調回路部 １１３０・・・希望波電力演算部、 １１４０・・・平均値演算部 １１５０・・・ベクトルスカラー量演算部、 １１６０・・・平均値演算部 １１７０・・・干渉波電力算出部、 １１８０・・・ＳＩＲ演算部
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5K022 DD01 DD31 EE01 EE31 5K042 AA06 CA02 CA23 DA16 GA12 5K067 AA33 BB02 CC04 CC10 EE02 EE10 HH21 LL11
Claims (3)
- 【請求項１】 希望波電力と雑音電力の比であるＳ／Ｎ
比または希望電力と干渉波電力の比であるＳ／Ｉ比を測
定する測定装置において、 Ｉ成分（同相成分）とＱ成分（直交成分）を含む受信信
号を、前記Ｉ成分（同相成分）とＱ成分（直交成分）に
分離する直交復調手段と、 前記直交復調した信号を逆拡散した後のＩ信号あるいは
Ｑ信号のいずれかの信号を一定間隔で一定区間サンプリ
ングして、その信号振幅の分布を記憶する信号振幅分布
記憶手段と、 前記信号振幅分布記憶手段によって得られた信号振幅分
布から第一の推定値である標本平均と第二の推定値であ
る標本分散を演算する分布推定手段と、 前記第一の推定値である標本平均を二乗して希望波電力
とし、前記第二の推定値である標本分散を二乗して雑音
電力あるいは干渉波電力とし、前記希望波電力と前記雑
音電力あるいは干渉波電力により、Ｓ／Ｎ比あるいはＳ
／Ｉ比を演算して出力する手段を有することを特徴とす
るＳＩＲ測定装置。 - 【請求項２】 前記Ｓ／Ｎ比あるいはＳ／Ｉ比の測定
は、測定精度を向上させるために信号スロット内の決ま
った区間のみ（例えば、パイロット信号挿入部）で測定
することを特徴とする請求項１に記載のＳＩＲ測定装
置。 - 【請求項３】 希望波電力と雑音電力の比であるＳ／Ｎ
比または希望電力と干渉波電力の比であるＳ／Ｉ比を測
定する測定方法において、 Ｉ成分（同相成分）とＱ成分（直交成分）を含む受信信
号を、前記Ｉ成分（同相成分）とＱ成分（直交成分）に
分離する直交復調手段と、 前記直交復調された前記直交復調した信号を逆拡散した
後のＩ信号あるいはＱ信号のいずれかの信号を一定間隔
で一定区間サンプリングして、その信号振幅の分布を記
憶する信号振幅分布記憶手段と 、 前記信号振幅分布記憶手段によって得られた信号振幅分
布から第一の推定値である標本平均と第二の推定値であ
る標本分散を演算する分布推定手段と、 前記第一の推定値である標本平均を二乗して希望波電力
とし、前記第二の推定値である標本分散を二乗して雑音
電力あるいは干渉波電力とし、該希望波電力と該雑音電
力あるいは干渉波電力により、Ｓ／Ｎ比あるいはＳ／Ｉ
比を演算して出力する手段を有することを特徴とするＳ
ＩＲ測定方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001090998A JP2002290344A (ja) | 2001-03-27 | 2001-03-27 | Ｓｉｒ測定装置および測定方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001090998A JP2002290344A (ja) | 2001-03-27 | 2001-03-27 | Ｓｉｒ測定装置および測定方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002290344A true JP2002290344A (ja) | 2002-10-04 |
Family
ID=18945700
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001090998A Withdrawn JP2002290344A (ja) | 2001-03-27 | 2001-03-27 | Ｓｉｒ測定装置および測定方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002290344A (ja) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100561617B1 (ko) | 2004-01-30 | 2006-03-15 | 삼성전자주식회사 | 구현이 간단한 ｒｓｓｉ 측정 장치 및 그 방법과, 그방법을 구현하는 프로그램이 저장된 기록매체 |
| JP2007318750A (ja) * | 2006-05-19 | 2007-12-06 | Mitsubishi Electric Information Technology Centre Europa Bv | データ送信品質の指標を評価する方法、通信システム、及びデバイス |
| CN100426708C (zh) * | 2003-03-03 | 2008-10-15 | 华为技术有限公司 | 一种信干比的估计方法 |
| JP2009521886A (ja) * | 2005-12-28 | 2009-06-04 | エレクトロビット・システム・テスト・オサケユキテュア | 伝搬経路をサーチする方法、装置、アナライザ及びコンピュータプログラム |
| JP2011211514A (ja) * | 2010-03-30 | 2011-10-20 | Nec Corp | 故障予測装置、故障予測方法、電磁干渉検出装置、電磁干渉検出方法、及び制御プログラム |
| DE102018206162B3 (de) | 2018-04-20 | 2019-09-19 | Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. | Interferenzdetektion und Unterdrückung in nichtkoordinierten Systemen |
| DE102018010284B3 (de) | 2018-04-20 | 2019-09-19 | Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. | Interferenzdetektion und Unterdrückung in nichtkoordinierten Systemen |
| DE102018010283B3 (de) | 2018-04-20 | 2019-09-19 | Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. | Interferenzdetektion und Unterdrückung in nichtkoordinierten Systemen |
-
2001
- 2001-03-27 JP JP2001090998A patent/JP2002290344A/ja not_active Withdrawn
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100426708C (zh) * | 2003-03-03 | 2008-10-15 | 华为技术有限公司 | 一种信干比的估计方法 |
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| JP2011211514A (ja) * | 2010-03-30 | 2011-10-20 | Nec Corp | 故障予測装置、故障予測方法、電磁干渉検出装置、電磁干渉検出方法、及び制御プログラム |
| DE102018206162B3 (de) | 2018-04-20 | 2019-09-19 | Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. | Interferenzdetektion und Unterdrückung in nichtkoordinierten Systemen |
| DE102018010284B3 (de) | 2018-04-20 | 2019-09-19 | Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. | Interferenzdetektion und Unterdrückung in nichtkoordinierten Systemen |
| DE102018010283B3 (de) | 2018-04-20 | 2019-09-19 | Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. | Interferenzdetektion und Unterdrückung in nichtkoordinierten Systemen |
| US11923881B2 (en) | 2018-04-20 | 2024-03-05 | Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. | Interference detection and suppression in non-coordinated systems |
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|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20080603 |