JPH088782A

JPH088782A - 直接スペクトル拡散通信方式

Info

Publication number: JPH088782A
Application number: JP14158394A
Authority: JP
Inventors: Keiji Hikosou; 桂二彦惣; Naoki Okamoto; 直樹岡本
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1994-06-23
Filing date: 1994-06-23
Publication date: 1996-01-12
Anticipated expiration: 2019-02-03
Also published as: JP3492418B2

Abstract

(57)【要約】【目的】直接スペクトル拡散通信方式において、受信
信号のＣ／Ｎ比に応じてＡ／Ｄ変換器入力振幅レベルを
最適化することにより誤り率特性を最良とする。【構成】復調をディジタルで行う直接スペクトル拡散
通信方式において、受信機内にで、ＣＮ（信号電力対ノ
イズ電力）比を検知する第１処理過程と、Ａ／Ｄ変換器
における入力信号に対する量子化レベルの値を、上記第
１処理過程により検知されたＣＮ比の値に適合する値に
設定する第２処理過程とを有することを特徴とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、直接拡散スペクトル拡
散通信受信装置の改良に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来のデータ通信には、狭帯域変調方式
（ＡＭ（振幅変調）、ＦＭ（周波数変調）、ＢＰＳＫ
（２相位相シフトキーイング）、ＱＰＳＫ（４相位相シ
フトキーイング）等）を用いた通信が一般に実用されて
いる。これらは、受信機における復調を比較的小型の回
路で実現できるが、マルチパスや狭帯域雑音に弱いとい
う欠点も有している。

【０００３】これに対してスペクトル拡散通信方式は、
送信側ではデータ（アナログ、ディジタルどちらでも構
わない）の周波数スペクトルをＰＮ（ｐｓｅｕｄｏｎ
ｏｉｓｅ：擬似ランダム）符号によって拡散し、受信機
側で該ＰＮ符号と時間同期（相関）をとる事でマルチパ
ス及び狭帯域雑音の影響を軽減するという特徴を有し、
重要な技術として注目されている。

【０００４】スペクトル拡散方式の手法には、直接拡
散、周波数ホッピング、時間ホッピング及びこれらのう
ちのいくつかを組み合わせたハイブリッド方式等があ
り、この中で直接拡散方式は、データ速度よりかなり速
いチップ速度を持つＰＮ符号とデータとを乗算する事で
スペクトルを拡散する手法であり、回路的にも他の手法
に比べて容易に実現でき、またＰＮ符号の区別によって
同じ周波数帯域での多重通信が可能となる。このような
多重方式をＣＤＭＡ（ＣｏｄｅＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕ
ｌｔｉｐｌｅＡｃｃｅｓｓ：コード分割多元接続）、
またはＳＳＭＡ（ＳｐｒｅａｄＳｐｅｃｔｒｕｍＭ
ｕｌｔｉｐｌｅＡｃｃｅｓｓ：スペクトル拡散多元接
続）と呼ぶ。

【０００５】また一般にベースバンド帯域に周波数変換
した後にアナログ／ディジタル変換（サンプリング、以
後Ａ／Ｄ変換と称す）し、信号処理をすべてディジタル
処理で行われることがある。これによりベースバンド部
の小型化、簡素化が可能となる。またこの場合には、デ
ィジタルマッチドフィルタが用いられる事が多い。

【０００６】直接拡散方式、ディジタル復調方式を用い
たスペクトル拡散通信システムの概略のブロック図を図
８、図９に示す。ここで図８は送信系、図９は受信系に
関するものである。

【０００７】まず送信系について図８を用いて説明す
る。＋１、または０で表されるような２進送信データ系
列は、まずＰＮ符号発生部７９で生成されたＰＮ符号
（＋１、または０で表される２進符号系列）とＥＸ−Ｏ
Ｒ８０で排他的論理和される。これにより得られた系列
は乗算器８２で正弦波発生器８１で生成された正弦波と
乗算、ＢＰＳＫ変調される。この後この系列は周波数変
換部８３でＲＦ帯に周波数変換され、電力増幅部８４で
電力増幅され送信アンテナ８５より送信される。このよ
うに本実施例では情報変調としてＢＰＳＫ変調が用いら
れている。これらの動作は一般的なもので、一般的な直
接拡散スペクトル拡散通信方式用送信装置で構わない。

【０００８】受信機側では、図９に示すように、受信用
アンテナ８６により受信された信号は、ＲＦ増幅部８７
により電力増幅され、周波数変換部８８により中間周波
数に変換される。中間周波数に変換された信号は、ＡＧ
Ｃ（ＡｕｔｏＧａｉｎＣｏｎｔｒｏｌ：自動利得制
御）増幅器８９によりＡ／Ｄ変換器９６、９７に最適な
振幅で入力されるよう利得制御される。この後２分波さ
れ、一方はローカル正弦波信号発生部９０により発生さ
れた正弦波信号と、もう一方は該正弦波信号を９０°位
相器９１により９０°位相シフトされた信号と、それぞ
れ乗算器９３、９２で乗算され、それぞれ低域通過フィ
ルタ９５、９４を通り、Ａ／Ｄ変換器９７、９６により
ディジタル値化される。ここで情報変調にＢＰＳＫ、Ｑ
ＰＳＫ等を用いており、さらに受信機側で同期検波する
としたならば、このＡ／Ｄ変換器は３ビット程度あれば
良いとされている。このようにディジタル化された受信
信号はそれぞれディジタルマッチドフィルタ部９９、９
８により相関が取られ、そのピーク値を用いてディジタ
ル位相復調部１００により復調されデータを得る。

【０００９】また両相関出力を用いて信号電力（信号成
分、及び雑音をあわせた全受信信号電力）を得、この値
が一定となるようＡＧＣコントロール部１０１によりＡ
ＧＣ増幅部８９を制御している。ここでこのＡＧＣコン
トロール部は一般に図８に示す回路で実現される。相関
信号によって得られた信号電力は差動増幅部１０２によ
って基準電圧と比較される。この後、この差信号はルー
プフィルタ部１０３により積分されてＡＧＣ増幅部８８
を制御する制御信号が生成される。このループは、相関
信号により得られた信号電力を基準電圧と等しくするよ
うな方向に動作する。

【００１０】このようにスペクトルを拡散する事で広い
帯域幅で通信が行われる事になり、マルチパスや狭帯域
雑音に対してより効果的な通信が可能となる。さらにデ
ィジタル化（量子化）されることで復調部の微調整が不
要となり、構成も簡易、小型化されるというメリットを
有する。

【００１１】スペクトル拡散通信方式に関しては科学技
術出版社発行の「スペクトル拡散通信システム」ｐ１０
〜ｐ１６に詳しく述べられている。

【００１２】

【発明が解決しようとする問題点】一般にディジタル復
調方式を用いればベースバンド部の回路は非常に簡易、
小型化されるが、Ａ／Ｄ変換器の最大入力電圧範囲に対
して、Ａ／Ｄ変換器入力振幅レベルをどの程度のレベル
に割り当てるかで誤り率特性が異なり、さらにその最適
値が相関前の信号電力（信号成分のみの電力）対ノイズ
電力比（以後Ｃ／Ｎ比と称する。ここでは逆拡散前のＣ
／Ｎ比を表す）によって異なり、Ｃ／Ｎ比が低くなれば
低くなるほどＡ／Ｄ変換器入力振幅レベルの最適値は低
くなる。よって相関ピーク信号のみで受信信号振幅をコ
ントロールしても最適な特性は得られないという問題点
を有する。

【００１３】また周波数同期過程において、周波数引き
込み時、及び捕捉時でＡ／Ｄ変換器入力振幅レベルの最
適値も異なり、周波数引き込み時には周波数捕捉時に比
べてＡ／Ｄ変換器入力振幅レベルの最適値は低くなると
いう問題点を有する。

【００１４】また差動検波等を用いるような送受信機間
で周波数差をもつような場合にはその周波数差によって
最適なＡ／Ｄ変換器入力振幅レベルがことなり、一般に
周波数差が大きいほど最適なＡ／Ｄ変換器入力振幅レベ
ルは大きくなるという問題点を有する。

【００１５】本発明は直接拡散スペクトル通信方式及び
通信装置において、Ａ／Ｄ変換器の量子化レベルの最適
化を行うことを目的とするものである。

【００１６】

【課題を解決するための手段】本発明の復調方式におい
ては、受信信号をサンプリングし、量子化を行うＡ／Ｄ
変換器と、受信電力を知る手段と、量子化されたディジ
タル値と相関をとるディジタルマッチドフィルタ部と、
Ａ／Ｄ変換器より前段におかれたＡＧＣ（自動利得制
御）用増幅部、さらに前記マッチドフィルタの相関ピー
ク出力、及び前記受信電力を用いて、前記Ａ／Ｄ変換器
入力振幅レベルを最適化するようゲインコントロール信
号を生成し、ＡＧＣ増幅部をコントロールするＡＧＣコ
ントロール部により構成した。

【００１７】また受信信号をサンプリングし、量子化を
行うＡ／Ｄ変換器と、量子化されたディジタル値と相関
をとるディジタルマッチドフィルタ部と、Ａ／Ｄ変換器
より前段におかれたＡＧＣ（自動利得制御）用増幅部、
さらに前記マッチドフィルタの相関ピーク出力を用い
て、周波数制御信号を算出し周波数同期を行う周波数同
期部と、周波数同期確立を判断する判別手段と、その判
別結果に基づき前記Ａ／Ｄ変換器入力振幅レベルを最適
化するようゲインコントロール信号を生成し、ＡＧＣ増
幅部をコントロールするＡＧＣコントロール部により構
成した。

【００１８】また雑音電力と信号電力を知る手段と、周
波数同期確立判別手段とを併せ持ち、双方を用いてＡ／
Ｄ変換器入力振幅レベルを最適化するようゲインコント
ロール信号を生成し、ＡＧＣ増幅部をコントロールする
ＡＧＣコントロール部により構成した。

【００１９】または受信信号をサンプリングし、量子化
を行うＡ／Ｄ変換器と、受信電力を知る手段と、量子化
されたディジタル値と相関をとるディジタルマッチドフ
ィルタ部と、Ａ／Ｄ変換器より前段におかれＡ／Ｄ変換
器入力電力を一定とするＡＧＣ（自動利得制御）増幅
部、さらに前記マッチドフィルタの相関ピーク出力、及
び前記受信電力を用いて、前記Ａ／Ｄ変換器のリファレ
ンスレベルを最適化するようコントロールするＡ／Ｄコ
ントロール部により構成した。

【００２０】または雑音電力と信号電力を知る手段と、
周波数同期確立判別手段とを併せ持ち、双方を用いてＡ
／Ｄ変換器のリファレンスレベルを最適化するようコン
トロールするＡ／Ｄコントロール部により構成した。

【００２１】または受信信号をサンプリングし、量子化
を行うＡ／Ｄ変換器と、量子化されたディジタル値と相
関をとるディジタルマッチドフィルタ部と、Ａ／Ｄ変換
器より前段におかれたＡＧＣ（自動利得制御）用増幅
部、さらに前記マッチドフィルタの相関ピーク出力を用
いて、差動復調を行う際に周波数差に応じた信号を生成
する周波数差算出手段と、その算出結果に基づき前記Ａ
／Ｄ変換器入力振幅レベルを最適化するようゲインコン
トロール信号を生成し、ＡＧＣ増幅部をコントロールす
るＡＧＣコントロール部により構成した。

【００２２】もしくは受信信号をサンプリングし、量子
化を行うＡ／Ｄ変換器と、量子化されたディジタル値と
相関をとるディジタルマッチドフィルタ部と、Ａ／Ｄ変
換器より前段におかれたＡＧＣ増幅部、さらに前記マッ
チドフィルタの相関ピーク出力を用いて、差動復調を行
う際に周波数差に応じた信号を生成する周波数差算出手
段と、その算出結果に基づき前記Ａ／Ｄ変換器のリファ
レンスレベルを最適化するようＡ／Ｄコントロール部に
より構成した。

【００２３】または雑音電力と信号電力を知る手段と、
周波数差算出手段とを併せ持ち、双方を用いてＡ／Ｄ変
換器のリファレンスレベルを最適化するようコントロー
ルするＡ／Ｄコントロール部により構成した。

【００２４】また雑音電力と信号電力を知る手段と、周
波数差算出手段とを併せ持ち、双方を用いてＡ／Ｄ変換
器入力振幅レベルを最適化するようゲインコントロール
信号を生成し、ＡＧＣ増幅部をコントロールするＡＧＣ
コントロール部により構成した。

【００２５】

【作用】本発明によれば、受信信号ｓ（ｔ）は増幅、周
波数変換され、その後ＡＧＣ増幅部を通される。その
後、互いに直交するようなローカル正弦波信号が乗算さ
れ、同相及び直交ベースバンド成分が生成される。これ
ら両ベースバンド信号はこの後１対のＡ／Ｄ変換器によ
りディジタル化される。また、両ベースバンド信号から
受信電力が得られる。また上述のディジタル化された両
信号は、ディジタルマッチドフィルタにより相関が取ら
れ、その両相関ピーク出力から信号電力が得られると共
に、両相関ピーク出力を用いてディジタル位相復調部に
おいて復調がなされデータが得られる。また先に得られ
た受信電力と信号電力を用いて、Ａ／Ｄ変換器入力レベ
ルを最適とするよう上述のＡＧＣ増幅部を制御すること
で最良な誤り率特性が実現できる。

【００２６】また周波数同期検出回路を設け、ここで周
波数同期が行われたかどうかを検出し、周波数引き込み
時と周波数捕捉時でＡ／Ｄ変換器入力レベルを切り替
え、常に最適な誤り率特性を実現する。

【００２７】または、ＡＧＣ増幅部によりＡ／Ｄ変換器
への入力電力を一定とし、先に得られた受信電力と信号
電力によりＡ／Ｄ変換器のリファレンスレベルをコント
ロールすることで同様の結果が得られる。

【００２８】また非同期で復調を行うような場合、ディ
ジタルマッチドフィルタにより相関が取られ、その両相
関ピーク出力からディジタル位相復調部において差動検
波等により復調がなされデータが得られる。さらにこれ
ら両相関ピークを用いて送受信機間の周波数差に応じた
値が得られ、それに応じてＡ／Ｄ変換器入力レベルを最
適化、もしくはＡ／Ｄ変換器のリファレンスレベルをコ
ントロールする。

【００２９】または、先に得られた受信電力と信号電力
で得られたＣ／Ｎを併用することで、Ａ／Ｄ変換器入力
レベルを最適とするよう上述のＡＧＣ増幅部を制御、も
しくはＡ／Ｄ変換器のリファレンスレベルをコントロー
ルすることで最良な誤り率特性が実現できる。

【００３０】

【実施例】図１、図２に第１の実施例に関する概略ブロ
ック図を示す。ここで図１は送信系、図２は受信系を表
す。

【００３１】まず送信系について図１を用いて説明す
る。＋１、または０で表されるような２進送信データ系
列は、まずＰＮ符号発生部１で生成されたＰＮ符号（＋
１、または０で表される２進符号系列）とＥＸ−ＯＲ２
で排他的論理和される。これにより得られた系列は乗算
器４で正弦波発生器３で生成された正弦波と乗算、ＢＰ
ＳＫ変調される。この後この系列は周波数変換部５でＲ
Ｆ帯に周波数変換され、電力増幅部６で電力増幅され送
信アンテナ７より送信される。このように本実施例では
情報変調としてＢＰＳＫ変調が用いられているが、本発
明の趣旨を逸脱するものでない限り他の変調手段を用い
ても構わない。

【００３２】次に図２を用いて受信系について説明す
る。受信アンテナ８で受信された受信信号はまずＲＦ増
幅部９によって電力増幅され、周波数変換部１０により
ＩＦ帯に周波数変換される。その後ＡＧＣ増幅部１１を
経由した後に分波される。ここでＡＧＣ増幅部１１は後
段のＡ／Ｄ変換器１９、２０の入力振幅を調整するため
のものであり、特にこの場所に置かれる必要性はなく、
Ａ／Ｄ変換器１９、２０の前段であればどこでも構わな
い。

【００３３】この後、両信号に、ローカル正弦波信号発
振部１４で発生された信号を９０°位相器１５で９０°
位相回転されたローカル正弦波信号と位相回転されない
ローカル正弦波信号をそれぞれ乗算器１２、１３で乗算
する。これらの信号をそれぞれ低域通過フィルタ１６、
１７を通過することで直交したベースバンド信号が生成
される。

【００３４】この後これら両信号を用いて検波部１８に
よって受信電力が得られる。この受信電力は、ＡＧＣコ
ントロール部２４においてＡＧＣ増幅部１１の制御に用
いられる。

【００３５】これらの両信号はＡ／Ｄ変換器１９、２０
によってディジタル値化されるが、この時にＡ／Ｄ変換
器の最大変換入力レベルに対してどの程度の振幅で入力
させるかで誤り率特性が異なる。よって誤り率が最小と
なるよう前述のＡＧＣ増幅部１１で利得を調整してやら
なければならない。

【００３６】ここで得られる直交したそれぞれのディジ
タル値は、ディジタルマッチドフィルタ２１、２２によ
ってそれぞれ相関がとられる。ここで得られた相関ピー
クを用いてディジタル位相復調部２２によってディジタ
ル的に復調が行われる。またこの相関ピークを用いて周
波数誤差信号を生成し、それを基準ローカル正弦波発生
部１４に帰還させる事で周波数同期が実現できる。

【００３７】また前述のように、誤り率を最小とするＡ
／Ｄ変換器入力振幅レベルの最適値は受信信号のＣ／Ｎ
によって異なる。よって上記両相関ピークを用いて信号
電力を求め、先に算出した受信信号レベルと共に用いて
受信信号のＣ／Ｎを算出し、ＡＧＣコントロール部２４
によってＡ／Ｄ変換器入力振幅を最適化するようＡＧＣ
増幅部１８をコントロールする。ここで信号電力の算出
は、例えば両相関ピーク値をそれぞれＩ_O _U _T 、Ｑ_O _U
_T とすれば、Ｓ＝（Ｉ_O _U _T ² ＋Ｑ_O _U _T ² ）⁰ ^. ⁵で
求められる。

【００３８】図３にＡＧＣコントロール部の概略ブロッ
ク図を示す。まず信号電力（実際には少量の雑音を含ん
でいる）と検波部１８によって得られた受信電力を用い
てＣ／Ｎ比が計算される。このようにして得られたＣ／
Ｎ比に応じて、ＲＯＭテーブル２６中に記憶されている
情報により、最適な基準電圧が選ばれ出力される。この
ようにして得られた基準電圧と信号電力は差動増幅部２
７により比較され、さらにループフィルタ部２８を経て
ＡＧＣ増幅部１１への制御信号が出力される。この動作
によって常に最適な誤り率特性が得られる。

【００３９】次に図４を用いて第２の実施例に関する送
信系の動作を説明する。ここで第１の実施例と異なって
いる点は、情報変調にＱＰＳＫ変調を用いている点であ
る。

【００４０】まず送信すべきデータ系列は、シリアル／
パラレル変換部２９によって２つのデータ系列に分割さ
れ、それぞれのデータ系列はＰＮ符号発生部３２により
発生されたＰＮ符号系列とＥＸ−ＯＲ３０、３１におい
て排他的論理和がとられる。このようにして得られた系
列は、一方は基準搬送波発生部３５によって発生された
正弦波と、もう一方は基準搬送波発生部３５によって発
生された正弦波を９０°位相器３６によって位相回転し
た信号と、それぞれ乗算器３３、３４によって乗算され
る。このようにして得られた両信号が加算器３７によっ
て加算されＱＰＳＫ変調波が得られる。

【００４１】このようにして得られた信号は第１の実施
例同様周波数変換部３８によってＲＦ帯に周波数変換さ
れ、さらに電力増幅部３９によって電力増幅され、送信
アンテナ４０によって送信される。

【００４２】次に受信系について説明する。受信系の概
略ブロック図は第１の実施例に用いた図２と同様であ
り、異なる点は、図２におけるディジタル位相復調部２
３がＢＰＳＫ復調を行うのではなく、ＱＰＳＫ復調を行
う点にある。これにより、第１の実施例と同様にしてデ
ータ復調が可能となる。

【００４３】次に第３の実施例について説明する。ここ
で送信系は図１と同様に情報変調にＢＰＳＫ変調を用い
ている。

【００４４】次に受信系の動作について図５を用いて説
明する。ここで第１の実施例（図２）と異なる点は、周
波数同期確認部５７を付加した点である。

【００４５】第１の実施例同様受信アンテナ４１で受信
された信号はＲＦ増幅部４２で電力増幅され、周波数変
換部４３でＩＦ帯に周波数変換される。この後ＡＧＣ増
幅部４４によりレベル調整される。このＡＧＣ増幅部４
４は、先の実施例同様、後段ベースバンド部のＡ／Ｄ変
換部５２、５３の入力振幅レベルを最適に保つためのも
のであり、特にこの段階に置かれる必要性はなく、本願
の趣旨を逸脱するものでなければ他の段階に置かれても
構わない。

【００４６】このようにして得られた信号を２分波し、
一方は乗算器４６で基準ローカル正弦波発生部４７で生
成されたローカル信号と乗算され、もう一方は上記ロー
カル信号を９０°位相器４８で９０°位相回転されたロ
ーカル信号と乗算器４５で乗算され、それぞれ低域通過
フィルタ５０、４９を通り、互いに直交したベースバン
ド信号に変換される。

【００４７】このようにして得られた両信号は検波部５
１によって電力検波され、受信電力が測られ、この検波
結果の情報はＡＧＣコントロール部５８に送られ、ＡＧ
Ｃ増幅部４４の制御に用いられる。

【００４８】また上記両信号はそれぞれＡ／Ｄ変換器５
３、５２によりディジタル化され、さらにディジタルマ
ッチドフィルタ５５、５４によりそれぞれ相関がとられ
る。これら両相関ピークを用いてディジタル位相復調部
５６によりＢＰＳＫ復調がなされ、データ復調が行われ
る。さらに上述両相関ピークを用いて信号成分の電力を
検波し、この信号もＡＧＣコントロール部５８に送られ
る。ここで信号電力Ｓは、例えば上述のような方法で求
めることが可能である。先に得られた受信電力と共に用
いられ、Ｃ／Ｎ比が求められ、これによりＡＧＣ増幅部
４４の制御に用いられる。この制御については上述と同
様の方法にて実現できる。さらにディジタル位相復調部
５６では、搬送波の周波数位相誤差信号を検出し、これ
を基準ローカル正弦波発生部４７に帰還させることで同
期検波が可能となる。

【００４９】また上記周波数位相誤差信号は、同期確認
部５７に送られ、ここで今周波数位相同期が引き込み状
態なのか、もしくは捕捉状態なのかを検出し、この結果
を用いてＡＧＣコントロール部５８で、引き込み状態な
のか、もしくは捕捉状態なのかに応じてＡ／Ｄ変換器５
２、５３入力レベルを最適な状態とするようにＡＧＣ増
幅部４４をコントロールしている。ここでこの同期確認
部５７の同期確認方法としては、一例として周波数位相
誤差信号を高域通過フィルタを通した後に検波し、その
検波電力があるしきい値より低くなった場合に同期した
と判断する方法が考えられるが、本実施例に限られず、
どのような手法を用いても構わない。周波数位相誤差信
号生成についても一般的なコスタスループ等どのような
方法を用いても構わない。

【００５０】ＡＧＣコントロール部の概略ブロック部を
図６に示す。ここで図３と異なる点は、ＲＯＭテーブル
６０に同期・非同期確認信号を入力している点である。
上述と同様に、相関出力により得られた信号電力と検波
部５１によって得られた受信電力を用いてＣ／Ｎが計算
される。また上述のようにして得られた同期・非同期確
認信号に応じて（同期引き込み状態か同期捕捉状態かに
応じて）ＲＯＭテーブル６０の内容を切り替える。そし
て上述のようにして得られたＣ／Ｎに応じてＲＯＭテー
ブル６０により最適な基準電圧が出力される。このよう
にして得られた基準電圧と信号電力が差動増幅部６１に
より比較され、さらにループフィルタ部６２を経てＡＧ
Ｃ増幅部４４制御信号が出力される。この動作によって
常に最適な誤り率特性が得られる。これらの情報から、
常にＡ／Ｄ変換器入力レベルを最適な状態にし最良の誤
り率特性得ることが可能となる。

【００５１】また明らかに、図４のような送信機を用
い、受信系でのディジタル位相復調部５６にＱＰＳＫ復
調器を用いれば第２の実施例同様、ＱＰＳＫでも使用可
能である。

【００５２】次に図７を用いて第４の実施例について説
明する。ここでは送信系は図１と同様のＢＰＳＫ変調系
を用いて受信系の動作について説明する。ここで第１の
実施例と異なる点は受信電力検波部を取り除いた点であ
る。

【００５３】受信アンテナ６３により受信された信号
は、先と同様ＲＦ増幅部６４により電力増幅され、さら
に周波数変換部６５によってＩＦ帯に周波数変換されＡ
ＧＣ増幅部６６に入力される。ここでＡＧＣ増幅部６６
は後段のＡ／Ｄ変換部７３、７４の入力振幅を誤り率特
性が最適となるようコントロールするためのもので、上
述と同様、ここに置かれる必要性はない。

【００５４】この後２分配され、一方はローカル正弦波
信号発生部６９より発生された正弦波信号と、もう一方
は９０°位相器７０により位相回転された正弦波信号と
それぞれ乗算器６８、６７によって乗算され、さらにそ
れぞれ低域通過フィルタ７２、７１によって高周波成分
が除去され、ベースバンド信号に変換される。この後そ
れぞれＡ／Ｄ変換器７４、７３によりディジタル化さ
れ、ディジタルマッチドフィルタ７６、７５により相関
が取られる。

【００５５】これらそれぞれの相関ピークを用いてディ
ジタル位相復調部７７において位相復調される。またこ
の位相復調部７７においてさらに周波数誤差信号生成
し、これをローカル正弦波信号発生部６９に帰還させる
ことで周波数引き込み、並びに周波数捕捉が可能とな
る。また相関ピークを利用して信号電力、及びその分散
から受信信号のＣ／Ｎ比（処理利得を換算する）を得
る。これをＡＧＣコントロール部７８で用いることでＡ
ＧＣ増幅部６６を制御することができる。ここでＡＧＣ
コントロール部７８は、図３よりＣ／Ｎ演算部２５を取
り除いた構成で実現でき、よって本実施例により、第１
の実施例と比較して検波部１８をも取り除けるので、よ
り小型化が可能となる。明らかに送信系を図４のＱＰＳ
Ｋ変調器に変更し、さらに図中６９のＢＰＳＫ復調器を
ＱＰＳＫ変調器に変更することで、１次変調をＱＰＳＫ
変調とした場合にも対応可能である。

【００５６】また本実施例に、第３の実施例であげた周
波数同期確認部を同様に設け、周波数引き込み時、及び
周波数捕捉時でＡ／Ｄ変換器入力レベルを切り替えるこ
とで先と同様の効果が得られる。

【００５７】また上記すべての実施例において送信側１
次変調を差動位相変調とし、受信側ディジタル位相復調
部をディジタル差動位相復調部とすることでＤＰＳＫ、
ＤＱＰＳＫにも対応可能である。

【００５８】次に図１１を用いて第５の実施例について
説明する。ここでは送信系は図１と同様のＢＰＳＫ変調
系を用いて受信系の動作について説明する。ここで第１
の実施例と異なる点は、Ｃ／ＮでＡＧＣ増幅部をコント
ロールするのではなく、Ａ／Ｄ変換器のリファレンスレ
ベル（Ａ／Ｄ変換器の信号入力範囲）をコントロールす
る点である。

【００５９】受信アンテナ１０４により受信された信号
は、先と同様ＲＦ増幅部１０５により電力増幅され、さ
らに周波数変換部１０６によってＩＦ帯に周波数変換さ
れＡＧＣ増幅部１０７に入力される。ここでＡＧＣ増幅
部６６は後段のＡ／Ｄ変換部１１５、１１６の入力電力
を一定とするためのものであり、前述のＡＧＣ増幅部と
は利用目的が異なるが、上述と同様、ここに置かれる必
要性はない。

【００６０】この後２分配され、一方はローカル正弦波
信号発生部１０８より発生された正弦波信号と、もう一
方は９０°位相器１０９により位相回転された正弦波信
号とそれぞれ乗算器１１０、１１１によって乗算され、
さらにそれぞれ低域通過フィルタ１１２、１１３よって
高周波成分が除去され、ベースバンド信号に変換され
る。この後これら直交した両信号を用いて検波部１１４
により受信電力が得られ、さらに両信号は、それぞれＡ
／Ｄ変換器１１５、１１６によりディジタル化され、デ
ィジタルマッチドフィルタ１１７、１１８により相関が
取られる。

【００６１】これらそれぞれの相関ピークを用いてディ
ジタル位相復調部１１９において位相復調される。また
この位相復調部１１９においてさらに周波数誤差信号生
成し、これをローカル正弦波信号発生部１０８に帰還さ
せることで周波数引き込み、並びに周波数捕捉が可能と
なる。また相関ピークを利用して信号電力を得る。この
信号電力と先の受信電力を用いてＡ／Ｄコントロール部
１２０にてＡ／Ｄ変換器１１５、１１６のリファレンス
レベルを制御することができる。ここでＡ／Ｄコントロ
ール部１２０は、図１２に示したような構成で実現でき
る。図１２を用いてＡ／Ｄコントロール部１２０の動作
について説明する。まず先に得られた受信電力と信号電
力でＣ／Ｎ演算部１２１によりＣ／Ｎを得る。ここで得
られたＣ／ＮはＲＯＭテーブル１２２に入力されＣ／Ｎ
に応じた最適なＡ／Ｄ変換器リファレンスレベル（ここ
ではＡ／Ｄ変換器の信号入力範囲の最大値（Ｖ_IH）、最
小値（Ｖ_IL）を表す）を出力し、これをＤ／Ａ変換器１
２３、１２４によりアナログ電圧に変換し、これらをＡ
／Ｄ変換器１１５、１１６のリファレンス入力に入力す
る事で最適な特性を得ることができる。また本実施例に
用いた制御方法は、ディジタル位相復調部１１９をＱＰ
ＳＫ復調部とするだけで第２の実施例にも応用可能であ
り、また本実施例に、第３の実施例であげた周波数同期
確認部を同様に設け、周波数引き込み時、及び周波数捕
捉時でＡ／Ｄ変換器リファレンスレベルを切り替えるこ
とで先と同様の効果が得られる。また第４の実施例同様
Ｃ／Ｎを得る際に検波部を用いず、相関ピーク値とその
分散により算出することで先と同様検波部１１４を省く
事が可能である。この場合のＡ／Ｄコントロール部は、
図１２の構成よりＣ／Ｎ演算部を省いた形で構成でき
る。

【００６２】また上記すべての実施例において送信側１
次変調を差動位相変調とし、受信側ディジタル位相復調
部をディジタル差動位相復調部とすることでＤＰＳＫ、
ＤＱＰＳＫにも対応可能である。

【００６３】次に図１３を用いて第６の実施例について
説明する。ここでは送信系は図１と同様のＢＰＳＫ変調
系を用いて受信系の動作について説明する。ここで第１
の実施例と異なる点は、周波数同期を行わない点であ
る。

【００６４】受信アンテナ１２５により受信された信号
は、先と同様ＲＦ増幅部１２６により電力増幅され、さ
らに周波数変換部１２７によってＩＦ帯に周波数変換さ
れＡＧＣ増幅部１２８に入力される。ここでＡＧＣ増幅
部１２８は、後段のＡ／Ｄ変換部１３６、１３７の入力
電力を最適に制御するためのものであり、上述と同様に
この位置に置かれる必要性はない。

【００６５】この後２分配され、一方はローカル正弦波
信号発生部１２９より発生された正弦波信号と、もう一
方は９０°位相器１３０により位相回転された正弦波信
号とそれぞれ乗算器１３２、１３１によって乗算され、
さらにそれぞれ低域通過フィルタ１３４、１３３によっ
て高周波成分が除去され、ベースバンド信号に変換され
る。この後これら直交した両信号を用いて検波部１３５
により受信電力が得られ、さらに両信号は、それぞれＡ
／Ｄ変換器１３７、１３６によりディジタル化され、デ
ィジタルマッチドフィルタ１３９、１３８により相関が
取られる。

【００６６】これらそれぞれの相関ピークを用いてディ
ジタル差動位相復調部１４０において差動検波される。
またこの位相復調部１４０においてシンボル間の位相差
をみることで送受信機間の搬送波の周波数差を得る。ま
た相関ピークを利用して信号電力を得る。この信号電力
と先の受信電力を用いてＣ／Ｎを得、ＡＧＣコントロー
ル部１４１にてＣ／Ｎ、周波数差を用いてＡ／Ｄ変換器
１３６、１３７の入力レベルを最適化するようＡＧＣ増
幅部１２８をコントロールする。ここでＡＧＣコントロ
ール部１４１は、図１４に示したような構成で実現でき
る。図１４を用いてＡＧＣコントロール部１４１の動作
について説明する。まず先に得られた受信電力と信号電
力でＣ／Ｎ演算部１４２でＣ／Ｎを得る。ここで得られ
たＣ／Ｎと先に得られた周波数差はＲＯＭテーブル１４
３に入力され、最適なＡ／Ｄ変換器入力レベルに制御で
きるよう基準電圧が出力される。この基準電圧と信号電
力が比較され、その比較結果はループフィルタ部１４５
を通りＡＧＣ増幅部１２８を制御する。

【００６７】また本実施例に用いた制御方法は、ディジ
タル差動位相復調部をＤＱＰＳＫ復調部とするだけで第
２の実施例にも応用可能であり、また第４の実施例同様
Ｃ／Ｎを得る際に検波部を用いず、相関ピーク値とその
分散により算出することで先と同様検波部１３５を省く
事が可能である。この場合のＡＧＣコントロール部は、
図１０の構成よりＣ／Ｎ演算部を省いた形で構成でき
る。

【００６８】また第５の実施例で用いたＡ／Ｄ変換器リ
ファレンスレベルを制御する手法を用い、本方式に応用
できる。この場合のＡ／Ｄコントロール部は、図１１に
示したような構成で実現できる。

【００６９】

【発明の効果】本発明によれば、一般の直接拡散スペク
トル拡散ディジタルＢＰＳＫ復調装置において、信号電
力検波部と受信電力検波部を設け、受信Ｃ／Ｎを得、そ
の値によってＡ／Ｄ入力振幅を最適な値にコントロール
し、最良の誤り率特性を実現できる。

【００７０】また、上記方式をＱＰＳＫ、ＤＰＳＫ、Ｄ
ＱＰＳＫ方式にも適用できる。

【００７１】また、上記方式において、信号電力検波部
でその分散からノイズ電力を得、これらの値から受信Ｃ
／Ｎを得、その値によってＡ／Ｄ入力振幅を最適な値に
コントロールし、最良の誤り率特性を実現でき、先に比
べ、受信電力検波部を省けるのでより小型化が実現でき
る。

【００７２】また、周波数位相同期過程において、引き
込み時、捕捉時でＡ／Ｄ変換器入力振幅レベルを切り替
えることでどの過程においても最適な誤り率特性が実現
できる。

【００７３】また、信号電力検波部と受信電力検波部を
設け、受信Ｃ／Ｎを得、その値によってＡ／Ｄ変換器リ
ファレンスレベルを最適な値にコントロールし、最良の
誤り率特性を実現できる。

【００７４】また、非同期差動検波を行うようなスペク
トル拡散ディジタル復調装置において、周波数差を知る
手段を設け、その周波数差に応じてＡ／Ｄ変換器入力レ
ベルを最適な値にコントロールし、最良の誤り率特性を
実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る第１の実施例の送信系概略ブロッ
ク図である。

【図２】本発明に係る第１の実施例の受信系概略ブロッ
ク図である。

【図３】本発明に係る第１の実施例におけるＡＧＣコン
トロール部の構成図である。

【図４】本発明に係る第２の実施例の送信系概略ブロッ
ク図である。

【図５】本発明に係る第３の実施例の受信系概略ブロッ
ク図である。

【図６】本発明に係る第４の実施例の受信系概略ブロッ
ク図である。

【図７】本発明に係る第４の実施例におけるＡＧＣコン
トロール部の構成図である。

【図８】従来の直接拡散スペクトル拡散通信方式に係る
送信系概略ブロック図である。

【図９】従来の直接拡散スペクトル拡散通信方式に係る
受信系概略ブロック図である。

【図１０】従来の直接拡散スペクトル拡散通信方式に係
る受信系におけるＡＧＣコントロール部の構成図であ
る。

【図１１】本発明に係る第５の実施例の受信系概略ブロ
ック図である。

【図１２】本発明に係る第５の実施例におけるＡ／Ｄコ
ントロール部の構成図である。

【図１３】本発明に係る第６の実施例の受信系概略ブロ
ック図である。

【図１４】本発明に係る第６の実施例におけるＡＧＣコ
ントロール部の構成図である。

【図１５】本発明に係る第６の実施例におけるＡ／Ｄコ
ントロール部の構成図である。

【符号の説明】

１、３２、７９ＰＮ符号発生部２、３０、３１、８０ＥＸ−ＯＲ部３、３５、８１基準搬送波発生部４、１２、１３、３３、３４、４５、４６、６７、６
８、８２、９２、９３、１１０、１１１、１３１、１３
２乗算器５、１０、３８、４３、６５、８３、８８、１０６、１
２７周波数変換部６、３９、８４電力増幅部７、４０、８５送信アンテナ８、４１、６３、８６、１０４、１２５受信アンテナ９、４２、６４、８７、１０５、１２６ＲＦ増幅部１１、４４、６６、８９、１０７、１２８ＡＧＣ増幅
部１４、４７、６９、９０、１０８、１２９基準ローカ
ル正弦波発生部１５、４８、７０、９１、１０９、１３０９０°位相
器１６、１７、４９、５０、７１、７２、９４、９５、１
１２、１１３、１３３、１３４低域通過フィルタ１８、５１、１１４、１３５電力検波部１９、２０、５２、５３、７３、７４、９６、９７、１
１５、１１６、１３６、１３７Ａ／Ｄ変換器２１、２２、５４、５５、７５、７６、９８、９９、１
１７、１１８、１３８、１３９ディジタルマッチド
フィルタ２３、５６、７７、１００、１１９、１４０ディジタ
ル位相復調部２４、５８、７８、１４１ＡＧＣコントロール部５４同期確認部２５、５９、１２１、１４２、１４６Ｃ／Ｎ演算部２６、６０、１２２、１４３、１４７ＲＯＭテーブル
部２７、６１、１０２、１４４差動増幅部２８、６２、１０３、１４５ループフィルタ部１２０Ａ／Ｄコントロール部１２３、１２４、１４８、１４９Ｄ／Ａコンバータ部

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】復調をディジタルで行う直接スペクトル
拡散通信方式において、受信機内の処理において以下の第１、第２の処理過程；
ＣＮ（信号電力対ノイズ電力）比を検知する第１処理過
程と、Ａ／Ｄ変換器における入力信号に対する量子化レベルの
値を、上記第１処理過程により検知されたＣＮ比の値に
適合する値に設定する第２処理過程；とを有することを
特徴とする直接スペクトル拡散通信方式。
【請求項２】請求項１記載の第２処理過程におけるＡ
／Ｄ変換器の量子化レベルの値は、測定されたＣＮ比の
値に適合する、入力信号の振幅レベルの値によって設定
されることを特徴とする直接拡散スペクトル拡散通信方
式。
【請求項３】請求項１記載の第２処理過程におけるＡ
／Ｄ変換器の量子化レベルの値は、測定されたＣＮ比の
値に適合する、受信信号に対するＡ／Ｄ変換器のリファ
レンスレベルの値によって設定されることを特徴とする
スペクトル拡散通信方式。
【請求項４】復調をディジタルで行う直接スペクトル
拡散通信方式において、Ａ／Ｄ変換器における入力信号に対する量子化レベルの
値を、同期引き込み時、及び同期捕捉時それぞれに適合
する量子化レベル値に設定することを特徴とする直接拡
散スペクトル拡散通信方式。
【請求項５】復調を非同期で行い、かつディジタルで
行う直接拡散スペクトル拡散通信方式において、前記受信機内の処理において以下の第１、第２の処理過
程；送受信機間の搬送波の周波数差を検知する第１処理
過程と、前記Ａ／Ｄ変換器における入力信号に対する量子化レベ
ルの値を上記第１処理過程により検知された搬送波周波
数差の値に適合する値に設定する第２処理過程；とを有
することを特徴とする直接拡散スペクトル拡散通信方
式。