JPWO2005109711A1 - Ｏｆｄｍ受信装置及びｏｆｄｍ受信方法 - Google Patents

Abstract

ＯＦＤＭ受信信号への妨害の影響の度合いを、さまざまな妨害の条件下でも精度良く推定する。ＯＦＤＭ信号を受信し復調するＯＦＤＭ受信装置であって、受信されたＯＦＤＭ信号を周波数領域のＯＦＤＭ信号に変換する高速フーリエ変換部と、前記周波数領域のＯＦＤＭ信号から、パイロット信号を伝送するキャリアに対する伝送路特性を求める伝送路特性算出部と、前記伝送路特性を補間して、結果を出力する補間部と、前記補間後の伝送路特性の大きさの２乗を、その伝送路特性に対応するキャリアごとにキャリア電力として算出する電力算出部と、前記受信されたＯＦＤＭ信号に対する妨害の影響度合いを、前記補間後の伝送路特性に対応するキャリアごとに妨害電力として算出する妨害算出部と、前記キャリア電力とこれに対応する前記妨害電力との比を、キャリアごとに算出するキャリア品質算出部とを備える。

Description

本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式で変調され、伝送された信号を受信する装置及び方法に関する。

欧州及び日本における地上デジタル放送、並びに無線ＬＡＮ等の伝送方式には、ＯＦＤＭ方式が用いられている。ＯＦＤＭ方式は、互いに直交する複数のキャリアにデータを割り当てて変復調を行う伝送方式であり、送信側では逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）処理を行い、受信側では高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）処理を行う。各キャリアには任意の変調方式を用いることが可能であり、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｔｅｒｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：直交振幅変調）等の変調方式も選択可能となっている。

ところで、地上デジタル放送等の電波を受信するアンテナの設置を行う場合に、受信装置での受信状態、すなわち受信信号の信号品質値を見ながらアンテナの位置・方向を最適になるように調整する場合がある（下記特許文献１参照）。また、チューナにより選局した受信信号の利得を一定にするＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）の制御に、受信信号の信号品質値を用いる場合もある（下記特許文献２参照）。

これらの場合、受信信号の信号品質値を一定の尺度の下に検出する技術が非常に重要となってくる。このような受信信号の信号品質値を検出する技術の例が、特許文献１に開示されている。

すなわち、特許文献１には、マルチパス妨害等の周波数選択性妨害がある場合であっても受信データ全体の受信品質に対応した信号品質値（Ｓ／Ｎ値）を検出することを目的として、３キャリアごとに挿入されているＳＰ（ｓｃａｔｔｅｒｅｄ ｐｉｌｏｔ）信号をＳ／Ｎ値の検出に用いる点が記載されている。また、マルチパス妨害を受けている場合や移動受信時等において、伝送路特性が変動したために生じるビット誤り率の劣化をＳ／Ｎ値に反映させることを目的として、伝送路特性の周波数方向及び時間方向の変動をＳ／Ｎ値の補正に用いる手法が記載されている。更に、受信信号のうちの特定のキャリアが妨害を受けた場合においても、受信データ全体の受信品質に対応したＳ／Ｎ値を検出することを目的として、妨害を受けたキャリアの数に応じてＳ／Ｎ値を補正する手法が記載されている。

また、下記特許文献３には、伝送路特性の周波数的な変化を検出する回路の例が開示されている。
特開２００２−１５８６３１号公報 特開２００１−１０２９４７号公報 特開２００２−１１８５３３号公報

マルチパス妨害、伝送路特性の変動、特定のキャリアに対する妨害等の、各種の妨害によって発生するビット誤り率の劣化を精度良く信号品質値に反映させるためには、各種の妨害の特性に応じて、妨害を検出するための回路が妨害の種類ごとに必要であった。これは、装置の回路規模、開発コスト、及び製造コストの増大要因となっていた。

また、このような各種の妨害を検出して信号品質値に反映させるには、妨害の種類に応じて信号品質値の補正を行う必要がある。すなわち、各妨害に関して適切な補正を行うための調整技術等が必要であり、このことは受信装置の開発効率の低下を招く要因になっていた。

本発明は、ＯＦＤＭ受信信号への妨害の影響の度合いを、さまざまな妨害の条件下でも精度良く推定することを目的とする。

本発明は、所定のシンボル間隔で挿入されるパイロット信号を伝送するキャリアを含む、複数のキャリアから構成されるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）信号を受信し復調するＯＦＤＭ受信装置であって、受信されたＯＦＤＭ信号を周波数領域のＯＦＤＭ信号に変換して出力する高速フーリエ変換部と、前記周波数領域のＯＦＤＭ信号から、前記パイロット信号を伝送するキャリアに対する伝送路特性を求める伝送路特性算出部と、前記パイロット信号を伝送するキャリアに対する伝送路特性を補間して、得られた結果を出力する補間部と、前記補間部で得られた補間後の伝送路特性の大きさの２乗を、その伝送路特性に対応するキャリアごとにキャリア電力として算出する電力算出部と、前記受信されたＯＦＤＭ信号に対する妨害の影響度合いを、前記補間後の伝送路特性に対応するキャリアごとに妨害電力として算出する妨害算出部と、前記電力算出部で求められたキャリア電力と、これに対応する、前記妨害算出部で求められた妨害電力との比を、キャリアごとに算出するキャリア品質算出部とを備えるものである。

これによると、受信されたＯＦＤＭ信号に対する妨害の影響の度合いを、キャリアごとに精度良く求めることができる。

本発明によれば、回路規模の増大や開発効率の低下を避けながら、受信されたＯＦＤＭ信号への妨害の影響の度合いを、さまざまな妨害の条件下でも精度良く推定することができる。したがって、受信信号の信号品質値を的確に求めること、受信信号に対する利得の制御を適切に行うこと、及び復調・誤り訂正の性能を向上させること等が可能となる。

図１は、本発明の第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置の構成例を示すブロック図である。 図２は、周波数領域のＯＦＤＭ信号Ｙ（ω）のキャリア配置に関する伝送フォーマットの例を示す図である。 図３（ａ），（ｂ）は、マルチパス妨害が存在するときについて、受信信号電力及び求められたキャリア電力ＣＰ（ω）の周波数特性をそれぞれ示す図である。 図４（ａ），（ｂ）は、伝送路においてＯＦＤＭ信号にガウス雑音が重畳した場合について、受信信号電力及び妨害電力ＩＰ（ω）の周波数特性をそれぞれ示す図である。 図５（ａ），（ｂ）は、周波数ωＩ近傍の特定キャリアに対する妨害が存在する場合について、受信信号電力及び妨害電力ＩＰ（ω）の周波数特性をそれぞれ示す図である。 図６（ａ），（ｂ）は、受信信号に、マルチパス妨害と雑音妨害とが両方同時に存在している場合について、ＯＦＤＭ信号の各キャリアの受信信号電力及びキャリア品質値ＣＳＩ（ω）をそれぞれ示す図である。 図７（ａ），（ｂ）は、周波数ωＩ近傍の特定キャリアに対する周波数選択性妨害が存在する場合について、受信信号電力及びキャリア品質値ＣＳＩ（ω）をそれぞれ示す図である。 図８は、図１の妨害算出部の変形例の構成を示すブロック図である。 図９は、本発明の第２の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置の構成例を示すブロック図である。 図１０は、図９の雑音電力算出部の変形例の構成を示すブロック図である。 図１１は、図９の雑音電力算出部の他の変形例についての構成を示すブロック図である。 図１２は、図１１の電力算出部３７４で得られる、伝送路のインパルス応答の電力を示すグラフである。 図１３は、図９の雑音電力算出部の更に他の変形例についての構成を示すブロック図である。 図１４は、本発明の第３の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置の構成例を示すブロック図である。 図１５（ａ），（ｂ），（ｃ）は、マルチパス妨害が存在する場合について、キャリア電力ＣＰ（ω），ＬＣＰ（ω）及びクリップされたキャリア電力ＣＬＣＰ（ω）の周波数特性をそれぞれ示す図である。 図１６（ａ），（ｂ），（ｃ）は、アナログ同一チャネル妨害が存在する場合について、妨害電力ＩＰ（ω），ＬＩＰ（ω）及びクリップされた妨害電力ＣＬＩＰ（ω）の周波数特性をそれぞれ示す図である。 図１７は、図１４のキャリア品質算出部の変形例の構成を示すブロック図である。 図１８は、図１４の妨害算出部の変形例の構成を示すブロック図である。 図１９は、本発明の第３の実施形態の変形例に係るＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。 図２０は、本発明の第３の実施形態の他の変形例に係るＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１４，２１４ ＡＧＣ制御部（利得制御部）
１８ ＦＦＴ部（高速フーリエ変換部）
２０ 復調部
２４ 伝送路特性算出部
２６ 補間部
３２，５３２，６３２ 軟判定部
４２ 電力算出部
４４ 平均算出部
５０，１５０，６５０ 妨害算出部
６０，５６０，６６０ キャリア品質算出部
７０，２７０，３７０，４７０ 雑音電力算出部
８０，３８０ 雑音電力候補算出部

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。

（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置の構成例を示すブロック図である。図１のＯＦＤＭ受信装置は、チューナ１２と、Ａ／Ｄ変換部１３と、利得制御部としてのＡＧＣ制御部１４と、直交検波部１６と、ＦＦＴ部（高速フーリエ変換部）１８と、復調部２０と、軟判定部３２と、誤り訂正部３４と、情報源復号部３６と、出力部３７，３８と、電力算出部４２と、平均算出部４４と、妨害算出部５０と、キャリア品質算出部６０とを備えている。

図１に示したＯＦＤＭ受信装置の動作について説明する。アンテナ１１は、ＲＦ（無線周波数）帯域のＯＦＤＭ信号を受信してチューナ１２に出力する。チューナ１２は、ＡＧＣ制御部１４からのＡＧＣ制御信号に基づく利得制御を行いながら、アンテナ１１からのＲＦ帯域のＯＦＤＭ信号から、所望のＲＦ帯域のＯＦＤＭ信号を選択し、選択されたＯＦＤＭ信号をＩＦ（中間周波数）帯域のＯＦＤＭ信号に周波数変換し、Ａ／Ｄ変換部１３に出力する。

Ａ／Ｄ変換部１３は、アナログ信号であるＩＦ帯域のＯＦＤＭ信号をサンプリングして、デジタル化されたＩＦ帯域のＯＦＤＭ信号に変換し、ＡＧＣ制御部１４及び直交検波部１６に出力する。ＡＧＣ制御部１４は、入力される信号の振幅が所定のレベルとなるように、入力される信号の平均レベルに基づいてＡＧＣ制御信号を生成し、チューナ１２に出力する。

直交検波部１６は、デジタル化されたＩＦ帯域のＯＦＤＭ信号をベースバンドのＯＦＤＭ信号に変換し、ＦＦＴ部１８に出力する。ＦＦＴ部１８は、ベースバンドのＯＦＤＭ信号に対してフーリエ変換を行う。すなわち、時間領域のＯＦＤＭ信号を周波数領域のＯＦＤＭ信号Ｙ（ω）に変換し、復調部２０に出力する。ここで、ωは周波数領域のＯＦＤＭ信号を構成するキャリアのインデックスを示す整数である。このＦＦＴ部１８の出力は、ＯＦＤＭ信号の各キャリアの位相と振幅を示すものであり、具体的にはｉ軸成分とｑ軸成分とを独立に持つ複素信号の形式（ベクトル）で表される。

図２は、周波数領域のＯＦＤＭ信号Ｙ（ω）のキャリア配置に関する伝送フォーマットの例を示す図である。図２は、日本における地上デジタルテレビジョン放送の規格の一部を例として示している。図２において、白丸Ｄは映像や音声等の情報を伝送するデータ信号の位置、黒丸Ｐはパイロット信号の位置をそれぞれ示している。これらのパイロット信号は、ＳＰ信号とも呼ばれており、３キャリアごとに１つのキャリアにおいて、４シンボルごとに１シンボルの割合で、等間隔に挿入されている。パイロット信号の振幅・位相及び挿入されている位置は、受信側で既知のものとなっている。

復調部２０は、受信したＯＦＤＭ信号が伝送された伝送路の周波数特性（以下では、伝送路特性と称する）を推定する。すなわち、復調部２０は、キャリア全体に対する伝送路特性Ｈｅ（ω）を算出し、推定された伝送路特性Ｈｅ（ω）に基づいて周波数領域のＯＦＤＭ信号Ｙ（ω）に対する波形等化を行い、復調信号Ｘｅ（ω）を求めて軟判定部３２に出力する。

また、パイロット信号を伝送するキャリア（以下では、パイロットキャリアと称する）のインデックスをωｐとするとき、復調部２０は、パイロットキャリアに対する伝送路特性Ｈｅ（ωｐ）を周波数領域のＯＦＤＭ信号Ｙ（ω）より算出して妨害算出部５０に出力し、更にキャリア全体に対する伝送路特性Ｈｅ（ω）を求めて電力算出部４２に出力する。

軟判定部３２は、入力される復調信号Ｘｅ（ω）に対して各キャリアごとに軟判定を行い、軟判定メトリックデータを算出して誤り訂正部３４に出力する。軟判定メトリックデータは、各キャリアによって伝送された“０”又は“１”それぞれのデータの確からしさ、すなわち、“０らしさ”又は“１らしさ”の度合いを表している。

誤り訂正部３４は、軟判定メトリックデータに対して、軟判定ビタビ復号とリードソロモン（Ｒｅｅｄ−Ｓｏｌｏｍｏｎ）復号による復号処理を行って伝送路で生じた誤りの訂正を行い、送信されたＴＳ（Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ Ｓｔｒｅａｍ）を再生し、情報源復号部３６に出力する。

情報源復号部３６は、再生されたＴＳから映像や音声、あるいはその他のデータを分離し、映像がＭＰＥＧにより圧縮されている場合等には必要に応じて情報の復号処理を行って、送信された映像、音声、その他のデータを求め、受信データＲＤとして出力部３７に出力する。出力部３７は、例えば、モニタ及びスピーカを有している。出力部３７は、受信データＲＤに基づいて、映像をモニタに表示し、音声をスピーカから出力する。

電力算出部４２は、各キャリアに関して、伝送路特性Ｈｅ（ω）の大きさの２乗を求め、キャリア電力ＣＰ（ω）としてキャリア品質算出部６０に出力する。

妨害算出部５０は、パイロットキャリアに対する伝送路特性Ｈｅ（ωｐ）を入力とし、受信されたＯＦＤＭ信号に重畳する、ガウス雑音（以下では、単に「雑音」と称する）妨害や、アナログ放送による同一チャネル妨害のような周波数選択性妨害等、種々の妨害の影響の度合いを、キャリアごとに推定し、算出する。妨害算出部５０は、この算出結果を妨害電力ＩＰ（ω）としてキャリア品質算出部６０に出力する。

キャリア品質算出部６０は、キャリア電力ＣＰ（ω）と、これに対応する妨害電力ＩＰ（ω）との比ＣＰ（ω）／ＩＰ（ω）を、キャリアごとに算出し、算出結果をキャリア品質値ＣＳＩ（ω）として平均算出部４４に出力する。キャリア品質値ＣＳＩ（ω）は、ＯＦＤＭ信号の各キャリアの品質値を表すものであり、妨害が雑音のときには各キャリアの搬送波電力対雑音電力比（いわゆるＣ／Ｎ）を表すものとなっている。

平均算出部４４は、入力される各キャリアのキャリア品質値ＣＳＩ（ω）の値を、周波数軸方向（キャリア方向）にわたって、又は、周波数軸方向及び時間軸方向（シンボル方向）の両方にわたって平均し、算出された平均値を、受信信号の品質を示す受信信号品質値ＳＱとして出力部３８に出力する。受信信号品質値ＳＱは、妨害の影響の度合いに応じた値となる。出力部３８は、モニタを有しており、受信信号品質値ＳＱをこのモニタに表示する。

以上のように構成された図１のＯＦＤＭ受信装置における主要部について、更に詳細にその動作を説明する。

図１の復調部２０は、除算部２２と、伝送路特性算出部２４と、補間部２６とを有している。伝送路特性算出部２４は、ＦＦＴ部１８から入力される周波数領域のＯＦＤＭ信号Ｙ（ω）を入力とし、既知のパイロット信号（ＳＰ信号）による除算を行い、各パイロットキャリアに対する伝送路特性Ｈｅ（ωｐ）を算出し、補間部２６に出力する。この伝送路特性Ｈｅ（ωｐ）は、図２の黒丸Ｐの位置について、すなわち、３キャリアごとに挿入されているパイロットキャリアにおいて、４シンボルごとに得られる。

補間部２６は、伝送路特性算出部２４で得られた伝送路特性Ｈｅ（ωｐ）を入力とし、これを時間軸方向（シンボル方向）及び周波数軸方向（キャリア方向）に内挿補間して、キャリア全体に対する伝送路特性Ｈｅ（ω）を算出し、除算部２２及び電力算出部４２に出力する。この補間後の伝送路特性Ｈｅ（ω）は、各キャリアについて、図２の白丸Ｄ及び黒丸Ｐの位置について得られる。

なお、伝送路特性Ｈｅ（ωｐ）を時間軸補間する場合にはメモリを用いることが一般的であり、時間軸補間の際に一次補間（直線補間）を用いると、伝送路特性Ｈｅ（ωｐ）に対するシンボル方向への長期にわたる積分処理等が不要であるので、移動受信時等、伝送路特性の時間的な変動が比較的大きい場合においても、キャリア全体に対する伝送路特性Ｈｅ（ω）を高い推定精度で得ることができる。

除算部２２は、ＦＦＴ部１８から出力された周波数領域のＯＦＤＭ信号Ｙ（ω）を、補間部２６から出力されたキャリア全体に対する伝送路特性Ｈｅ（ω）でキャリアごとに除算して、波形等化（復調）を行い、得られた復調信号Ｘｅ（ω）を軟判定部３２に出力する。

電力算出部４２は、キャリア全体に対する伝送路特性Ｈｅ（ω）を入力とし、複素ベクトルである伝送路特性Ｈｅ（ω）のｉ軸成分及びｑ軸成分のそれぞれの２乗の和、すなわち、伝送路特性Ｈｅ（ω）の大きさの２乗を求めて、ＯＦＤＭ信号のキャリア電力ＣＰ（ω）としてキャリア品質算出部６０に出力する。電力算出部４２は、キャリアごとに、伝送路特性Ｈｅ（ω）に対応するキャリア電力ＣＰ（ω）を求める。キャリア電力ＣＰ（ω）は、シンボルごとに受信信号の電力の周波数特性を表すものとなる。

図３（ａ），（ｂ）は、マルチパス妨害が存在するときについて、受信信号電力及び求められたキャリア電力ＣＰ（ω）の周波数特性をそれぞれ示す図である。一般に、マルチパス妨害等が存在する伝送路の場合、主波と遅延波の位相によっては打ち消し合いが生じるため、両者の電力比に応じて受信信号の電力が大きく減少するキャリアが存在する。このような場合、図３（ｂ）のように、キャリア電力ＣＰ（ω）は、受信信号の電力、すなわちＯＦＤＭ信号のキャリア電力の、周波数に応じた落ち込みの状況を表すものとなる。

いま、あるシンボル（シンボルインデックスをｓとする）における、あるパイロットキャリア（キャリアインデックスをωｐとする）の送信側におけるパイロット信号をＸ（ωｐ，ｓ）とすると、送信されたこの信号は、次式の信号Ｙ（ωｐ，ｓ）、すなわち、
Ｙ（ωｐ，ｓ）＝Ｈ（ωｐ，ｓ）Ｘ（ωｐ，ｓ）＋Ｉ（ωｐ，ｓ）…（１）
として受信される。ここで、Ｈ（ωｐ，ｓ）は、キャリアインデックスωｐのパイロットキャリアに作用する伝送路特性であり、Ｉ（ωｐ，ｓ）は、このパイロットキャリアに重畳する雑音等の、ＯＦＤＭ信号に無相関な妨害であり、それぞれ複素信号の形式（ベクトル）で表される。

このとき、キャリアインデックスωｐのパイロットキャリアに対する伝送路特性Ｈｅ（ωｐ，ｓ）は、
Ｈｅ（ωｐ，ｓ）＝Ｙ（ωｐ，ｓ）／Ｘ（ωｐ，ｓ）
＝Ｈ（ωｐ，ｓ）＋Ｉ’（ωｐ，ｓ）…（２）
で求められる。ここで、
Ｉ’（ωｐ，ｓ）＝Ｉ（ωｐ，ｓ）／Ｘ（ωｐ，ｓ）…（３）
である。

同様に、パイロット信号が挿入される間隔、すなわち、４シンボル経過後のシンボルインデックスｓ＋４におけるパイロットキャリアに対する伝送路特性Ｈｅ（ωｐ，ｓ＋４）は、
Ｈｅ（ωｐ，ｓ＋４）＝Ｙ（ωｐ，ｓ＋４）／Ｘ（ωｐ，ｓ＋４）
＝Ｈ（ωｐ，ｓ＋４）＋Ｉ’（ωｐ，ｓ＋４）…（４）
（Ｉ’（ωｐ，ｓ＋４）＝Ｉ（ωｐ，ｓ＋４）／Ｘ（ωｐ，ｓ＋４））
となる。

つづいて、伝送路特性の４シンボル間の差分、すなわちＨｅ（ωｐ，ｓ）とＨｅ（ωｐ，ｓ＋４）との間の差分としてΔＨｅ（ωｐ，ｓ）を求めると、
ΔＨｅ（ωｐ，ｓ）
＝Ｈｅ（ωｐ，ｓ＋４）−Ｈｅ（ωｐ，ｓ）
＝Ｈ（ωｐ，ｓ＋４）＋Ｉ’（ωｐ，ｓ＋４）
−｛Ｈ（ωｐ，ｓ）＋Ｉ’（ωｐ，ｓ）｝…（５）
となる。

式（５）において、伝送路特性Ｈ（ωｐ，ｓ＋４）とＨ（ωｐ，ｓ）との間の時間的な変化が無視できるものとすれば、
ΔＨｅ（ωｐ，ｓ）
＝Ｉ’（ωｐ，ｓ＋４）−Ｉ’（ωｐ，ｓ）
＝｛Ｉ（ωｐ，ｓ＋４）−Ｉ（ωｐ，ｓ）｝／Ｘ（ωｐ，ｓ）…（６）
となる。ここでＸ（ωｐ，ｓ）は一定値であるので、差分ベクトルΔＨｅ（ωｐ，ｓ）として、パイロットキャリアに対する妨害のベクトルの線形和が求められることになる。

このことから、パイロットキャリアの伝送路特性に関する４シンボル間の差分ベクトルΔＨｅ（ωｐ，ｓ）の大きさは、ＯＦＤＭ信号と無相関な妨害のベクトルの大きさ、すなわち妨害の影響の度合いとの高い相関性を持つことがわかる。また、移動受信時等、伝送路特性の時間的な変化が大きな場合には、式（５）からわかるように、その変化の大きさに応じて差分ベクトルΔＨｅ（ωｐ，ｓ）が大きくなる。したがって、差分ベクトルΔＨｅ（ωｐ，ｓ）の大きさから、妨害や伝送路特性の時間的な変化等の影響度合いがキャリアごとに検出できることがわかる。

図１の妨害算出部５０について説明する。妨害算出部５０は、差分算出部５２と、電力算出部５４と、補間部５６とを有している。差分算出部５２は、伝送路特性算出部２４で得られたパイロットキャリアに対する伝送路特性Ｈｅ（ωｐ）を入力とし、同一のパイロットキャリアに関して、最新の伝送路特性と、時間軸上で１周期前（４シンボル前）の伝送路特性との間の差分値ΔＨｅ（ωｐ）を算出して、電力算出部５４に出力する。なお、差分算出部５２は、復調部２０の補間部２６が時間軸方向の補間のために用いるメモリを共用するようにし、このメモリから、４シンボル前のパイロットキャリアに対する伝送路特性を得るようにしてもよい。

電力算出部５４は、差分算出部５２で得られた複素ベクトルであるΔＨｅ（ωｐ）のｉ軸成分及びｑ軸成分のそれぞれの２乗の和を求めて、パイロットキャリアに対する妨害電力ＩＰ（ωｐ）として補間部５６に出力する。この妨害電力ＩＰ（ωｐ）は、図２における黒丸Ｐの位置について求められる。

補間部５６は、妨害電力ＩＰ（ωｐ）を入力とし、これを時間軸方向（シンボル方向）に補間した後、周波数軸方向（キャリア方向）にも補間し、得られる結果を妨害電力ＩＰ（ω）として出力する。妨害電力ＩＰ（ω）は、ＯＦＤＭ信号に対する妨害の影響の度合いを電力に換算した値であり、補間部２６で求められた補間後の伝送路特性Ｈｅ（ω）に対応するキャリアごとに求められる。

なお、妨害電力ＩＰ（ωｐ）を時間軸方向に補間する場合には、各パイロットキャリアごとに妨害電力ＩＰ（ωｐ）を時間軸方向に積分し、積分した値を用いるようにしてもよい。このとき、パイロット信号が挿入されるキャリアの数が帯域全体のキャリア数の１／３であるので、時間軸方向の補間のためには１／３シンボル分のメモリを用いることになる。

なお、妨害電力ＩＰ（ωｐ）を時間軸方向に補間した後に周波数軸方向にも補間する場合は、一次補間によって補間してもよい。

図４（ａ），（ｂ）は、伝送路においてＯＦＤＭ信号にガウス雑音が重畳した場合について、受信信号電力及び妨害電力ＩＰ（ω）の周波数特性をそれぞれ示す図である。ＯＦＤＭ信号のキャリア１本あたりに重畳する雑音電力の平均電力をＮｄとする。

上記のように伝送路特性Ｈｅ（ωｐ）の４シンボル間の差分を求めると、伝送路特性の時間的な変化が無視できる場合には、差分ベクトルΔＨｅ（ωｐ）として雑音ベクトルの線形和が得られる。この雑音ベクトルの線形和の電力は、伝送路で重畳している雑音電力の約２倍になる。このため、妨害算出部５０から得られる、ＯＦＤＭ信号のキャリア１本に対する妨害電力ＩＰ（ω）の平均値は、図４（ｂ）に示すように、約２Ｎｄとなる。つまり、妨害電力ＩＰ（ω）の値に１／２を乗じる補正を行えば、おおよその雑音電力を適切に検出することもできる。

伝送路において、アナログ信号による同一チャネル妨害等、特定キャリアに影響を与える周波数選択性妨害がＯＦＤＭ信号に重畳した場合を考える。図５（ａ），（ｂ）は、周波数ωＩ近傍の特定キャリアに対する妨害が存在する場合について、受信信号電力及び妨害電力ＩＰ（ω）の周波数特性をそれぞれ示す図である。

この場合においても、特定キャリア妨害は、ＯＦＤＭ信号に対して無相関な信号であるので、図４の場合と同様に、その妨害の強さに応じた影響度合いが電力に換算され、図５（ｂ）に示すようにその妨害の周波数位置に関しても適切に検出される。

また、移動受信時等、伝送路特性が時間的に変動する場合には、伝送路特性Ｈｅ（ωｐ）の４シンボル間の差分を求めると、伝送路特性の時間的な変化量に応じた差分ベクトルΔＨｅ（ωｐ）が得られる。このため、妨害算出部５０から得られる、ＯＦＤＭ信号のキャリア１本に対する妨害電力ＩＰ（ω）の値は、伝送路特性の時間的な変動による受信信号への影響度合いを示す。

図１のキャリア品質算出部６０は、対数算出部６２，６４と、差分算出部６６とを有している。対数算出部６２，６４は、キャリア電力ＣＰ（ω）及び妨害電力ＩＰ（ω）の対数値ＬＣＰ（ω）及びＬＩＰ（ω）をそれぞれ算出し、差分算出部６６に出力する。差分算出部６６は、対数算出部６２の出力ＬＣＰ（ω）と対数算出部６４の出力ＬＩＰ（ω）との差分値を求め、算出結果をキャリア品質値ＣＳＩ（ω）として平均算出部４４に出力する。このような、対数値の差分を求める演算は、キャリア電力ＣＰ（ω）と妨害電力ＩＰ（ω）との比を算出することに相当しているが、両者の間で直接除算する場合に比べると、除算器が不要であるので回路規模を小さくすることができる。

なお、キャリア品質値ＣＳＩ（ω）を算出するにあたっては、対数に変換せずに、キャリア電力ＣＰ（ω）を妨害電力ＩＰ（ω）で除算した値をキャリア品質値ＣＳＩ（ω）として求めてもよい。この場合には除算器が必要となる。

ここで、各種妨害環境下でのキャリア品質値ＣＳＩ（ω）の値の例について説明する。キャリア品質値ＣＳＩ（ω）は、キャリア電力ＣＰ（ω）及び妨害電力ＩＰ（ω）のそれぞれの対数値の差から求められるものとする。

図６（ａ），（ｂ）は、受信信号に、マルチパス妨害と雑音妨害とが両方同時に存在している場合について、ＯＦＤＭ信号の各キャリアの受信信号電力及びキャリア品質値ＣＳＩ（ω）をそれぞれ示す図である。図６（ａ）のように、各キャリアには雑音電力が重畳しているので、受信信号電力が小さいキャリアのキャリア品質値ＣＳＩ（ω）は、図６（ｂ）に示すようにかなり小さくなる。

図７（ａ），（ｂ）は、周波数ωＩ近傍の特定キャリアに対する周波数選択性妨害が存在する場合について、受信信号電力及びキャリア品質値ＣＳＩ（ω）をそれぞれ示す図である。図７（ｂ）に示すように、妨害を受けたキャリアのキャリア品質値ＣＳＩ（ω）が低下する。

また、移動受信時等のように伝送路特性が時々刻々変化する場合には、これに合わせて、電力算出部４２で得られるキャリア電力ＣＰ（ω）の値も各シンボルごとに変化するので、各時刻（各シンボル）における、各キャリアごとのキャリア品質値ＣＳＩ（ω）を受信信号の電力に応じて適切に算出することができる。

なお、キャリア品質算出部６０は、キャリア品質値ＣＳＩ（ω）としてＣＰ（ω）／ＩＰ（ω）を求めるものであっても、ＩＰ（ω）／ＣＰ（ω）を求めるものであっても本質的な違いはない。

また、妨害算出部５０の補間部５６は、周波数軸方向の補間処理を省略してもよい。この場合には、復調部２０の補間部２６は、キャリア電力ＣＰ（ω）を算出するための伝送路特性を算出する際に、周波数軸方向の補間処理を省略する。

図８は、図１の妨害算出部５０の変形例の構成を示すブロック図である。図８の妨害算出部１５０は、距離検出部１５４と、硬判定部１５６と、積分部１５８とを備えている。図８の妨害算出部１５０は、図１のＯＦＤＭ受信装置において、妨害算出部５０に代えて用いられる。

硬判定部１５６は、除算部２２から出力された復調信号Ｘｅ（ω）の各キャリアについて、ｉ−ｑ平面上での信号点に対して、最も近い送信信号点を判定する硬判定を行い、その判定結果を基準信号点として距離算出部１５４に出力する。距離算出部１５４は、除算部２２から出力された復調信号Ｘｅ（ω）の各キャリアの信号点と、これに対応する硬判定部１５６から出力された基準信号点との間の、ｉ−ｑ平面上の距離の２乗を差分値として求め、積分部１５８に出力する。積分部１５８は、それぞれのキャリアについて時間軸方向に差分値を平均し、得られた値（復調信号Ｘｅ（ω）の分散値）を妨害電力ＩＰ（ω）として対数算出部６４に出力する。

このように、図８の妨害算出部１５０によっても、伝送路で生じる雑音妨害や、アナログ放送による同一チャネル混信妨害をはじめとする周波数選択性の妨害等、各種妨害の影響の度合いに応じた値をキャリアごとに算出することができる。

なお、妨害算出部での妨害電力の算出方法は、以上で説明した方法には限定されず、キャリアごとに妨害の影響度として妨害電力ＩＰ（ω）が算出できるものであればよい。

以上のように、本実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置は、パイロットキャリアから推定した伝送路特性Ｈｅ（ω）に基づいでキャリア電力ＣＰ（ω）を算出するので、時々刻々変化する伝送路の状況下においても各キャリアの電力を容易に推定できる。

また、各キャリアの妨害電力ＩＰ（ω）及びキャリア電力ＣＰ（ω）から、各キャリアの品質をキャリア品質値ＣＳＩ（ω）として求め、キャリアごとに得られるキャリア品質値ＣＳＩ（ω）の周波数軸及び時間軸上の平均値を受信信号の受信信号品質値ＳＱとしている。このため、雑音妨害、マルチパス、特定キャリアに対する周波数選択性妨害、移動時に発生する伝送路特性の変動等、さまざまな妨害の条件下においても、その原因別に補正を行うことなく、簡単な回路構成で精度良く受信信号への影響を推定することができ、この影響を反映した受信信号の受信信号品質値ＳＱを検出することができる。

このようにして求められた受信信号品質値ＳＱを用いると、例えばアンテナを設置する際に、その方向や位置を適切に設定することができる。

（第２の実施形態）
ＯＦＤＭ信号を受信、復調する場合に、受信信号に重畳する雑音の量を検出して、チューナの出力信号の利得の制御に利用することがある。本実施形態では、受信信号に重畳する雑音の電力値を検出するようにしたＯＦＤＭ受信装置について説明する。

図９は、本発明の第２の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置の構成例を示すブロック図である。このＯＦＤＭ受信装置は、パイロット信号を伝送するキャリアの伝送路特性に基づいて、雑音電力を検出するものである。図９のＯＦＤＭ受信装置は、チューナ１２と、Ａ／Ｄ変換部１３と、利得制御部としてのＡＧＣ制御部２１４と、直交検波部１６と、ＦＦＴ部１８と、復調部２０と、軟判定部３２と、誤り訂正部３４と、情報源復号部３６、雑音電力算出部７０とを備えている。図９において、図１と同一の構成要素には同一の参照番号を付し、これらについての詳細な説明は省略する。

ＡＧＣ制御部２１４には、Ａ／Ｄ変換部１３からデジタル化されたＩＦ帯域のＯＦＤＭ信号が入力されている。ＡＧＣ制御部２１４は、入力される信号の振幅が所定のレベルとなるように、入力される信号の平均レベルだけではなく、雑音電力算出部７０で求められた雑音電力ＮＰの値にも基づいて、入力される信号の利得を制御するＡＧＣ制御信号を生成し、チューナ１２に出力する。

雑音電力算出部７０は、差分算出部５２と、電力算出部５４と、平均算出部７６とを備えている。差分算出部５２及び電力算出部５４は、図１を参照して説明したものと同様である。雑音電力算出部７０は、ＳＰ信号を伝送するパイロットキャリアに対する伝送路特性Ｈｅ（ωｐ）に基づいて、受信信号に重畳する雑音の電力を検出する。

平均算出部７６は、電力算出部５４で求められた、パイロットキャリアに対する妨害電力ＩＰ（ωｐ）を、周波数軸方向にわたって、又は、周波数軸方向及び時間軸方向の両方にわたって平均し、得られた結果を受信したＯＦＤＭ信号に重畳する雑音電力ＮＰとして出力する。パイロットキャリアに対する妨害電力ＩＰ（ωｐ）は、第１の実施形態において説明したように、パイロット信号に重畳する妨害、すなわち雑音の電力を示している。平均算出部７６は、雑音電力ＮＰをＡＧＣ制御部２１４に出力する。

ところで、あるチャネルのＯＦＤＭ信号を受信する際に、隣接する他のチャネルの信号が混入した場合には、所望のチャネルの信号電力が低下する。この場合、ＯＦＤＭ信号の信号電力が雑音電力に対して相対的に低下するため、受信性能が劣化することになる。

一方、チューナ１２では、ＲＦ帯域の信号をＩＦ帯域の信号に変換する際に、ＢＰＦ（Ｂａｎｄ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）を用いて不要な帯域の信号を除去するための帯域制限を行っている。

したがって、復調部２０への不要な隣接チャネルの信号の混入を防ぐために、ＲＦ帯域の信号の利得を小さくした上で信号をＢＰＦに通過させ、ＩＦ帯域に変換した後の信号の利得を大きくすることで、ＯＦＤＭ復調部への隣接チャネルの信号の混入を抑圧することが可能となる。

そこで、ＡＧＣ制御部２１４は、例えば、雑音電力ＮＰの値が大きいときには、チューナ１２におけるＲＦ帯域の信号の利得に比べてＩＦ帯域の信号の利得が大きくなるように、ＡＧＣ制御信号を出力する。また、雑音電力ＮＰの値が小さいときには、チューナ１２におけるＲＦ帯域の信号の利得に比べてＩＦ帯域の信号の利得が小さくなるように、ＡＧＣ制御信号を出力する。

第１の実施形態において説明したように、受信信号に雑音が重畳している場合、パイロットキャリアに対する伝送路特性Ｈｅ（ωｐ）の４シンボル間の差分を求めると、伝送路特性の時間的な変化が無視できる場合には、差分ベクトルΔＨｅ（ωｐ）としては雑音ベクトルの線形和が得られ、その電力は伝送路で重畳している雑音電力の約２倍になる。そこで、電力算出部５４の算出結果又は平均算出部７６の算出結果の値に１／２を乗じる補正を行えば、雑音妨害のおおよその電力を適切に検出することができる。

このように、雑音電力算出部７０によれば、ＳＰ信号の４シンボル間の差分の電力を雑音の電力としているので、マルチパス妨害がある場合においても、その影響を受けずに受信信号に重畳した雑音電力を検出することができる。

このような雑音電力の検出手法を用いれば、受信信号に重畳する雑音の電力を指標としてチューナの利得制御を行おうとする場合に、マルチパス妨害の影響を受けることなく、受信開始後、早期に利得制御を行うことが可能となる。

図１０は、図９の雑音電力算出部７０の変形例の構成を示すブロック図である。図１０の雑音電力算出部２７０は、差分算出部２７１，２７２，２７３と、電力算出部２７４と、平均算出部２７６とを備えている。

差分算出部２７１は、伝送路特性算出部２４で得られたパイロットキャリアに対する伝送路特性Ｈｅ（ωｐ）を入力とし、同一のパイロットキャリアに関して、最新の伝送路特性と、時間軸上で１周期前（４シンボル前）の伝送路特性との差分値ΔＨｅ１（ωｐ）を算出して、差分算出部２７３に出力する。

差分算出部２７２は、伝送路特性算出部２４で得られたパイロットキャリアに対する伝送路特性Ｈｅ（ωｐ）を入力とし、同一のパイロットキャリアに関して、最新の伝送路特性に対して４シンボル前の伝送路特性と、その１周期前、すなわち最新の伝送路特性に対して８シンボル前の伝送路特性との差分値ΔＨｅ２（ωｐ）を算出して、差分算出部２７３に出力する。

差分算出部２７３は、差分値ΔＨｅ１（ωｐ）と差分値ΔＨｅ２（ωｐ）とを入力とし、両者の差分値ΔΔＨｅ（ωｐ）を算出し、電力算出部２７４に出力する。

電力算出部２７４は、差分算出部２７３で得られた差分値ΔΔＨｅ（ωｐ）を入力とし、複素ベクトルである差分値ΔΔＨｅ（ωｐ）のｉ軸成分及びｑ軸成分のそれぞれの２乗の和を求めて、ＳＰ信号が挿入されているパイロットキャリアに対する妨害電力ＩＰ（ωｐ）として平均算出部２７６に出力する。

平均算出部２７６は、パイロットキャリアに対する妨害電力ＩＰ（ωｐ）を、周波数軸方向にわたって、又は、周波数軸方向及び時間軸方向の両方にわたって平均し、その結果を、受信したＯＦＤＭ信号に重畳する雑音電力ＮＰとしてＡＧＣ制御部２１４に出力する。

第１の実施形態で示したように、伝送路特性の４シンボル間の差分、すなわちＨｅ（ωｐ，ｓ）とＨｅ（ωｐ，ｓ＋４）との差分としてΔＨｅ１（ωｐ，ｓ）を求めると、
ΔＨｅ１（ωｐ，ｓ）
＝Ｈ（ωｐ，ｓ＋４）＋Ｉ’（ωｐ，ｓ＋４）
−｛Ｈ（ωｐ，ｓ）＋Ｉ’（ωｐ，ｓ）｝…（７）
である。同様に、Ｈｅ（ωｐ，ｓ＋８）とＨｅ（ωｐ，ｓ＋４）との差分としてΔＨｅ２（ωｐ，ｓ）を求めると、
ΔＨｅ２（ωｐ，ｓ）
＝Ｈ（ωｐ，ｓ＋８）＋Ｉ’（ωｐ，ｓ＋８）
−｛Ｈ（ωｐ，ｓ＋４）＋Ｉ’（ωｐ，ｓ＋４）｝…（８）
である。

更に、ΔＨｅ１（ωｐ，ｓ）とΔＨｅ２（ωｐ，ｓ）との差分ΔΔＨｅ（ωｐ，ｓ）は、次式、
ΔΔＨｅ（ωｐ，ｓ）
＝｛（Ｈ（ωｐ，ｓ＋８）−Ｈ（ωｐ，ｓ＋４））
−（Ｈ（ωｐ，ｓ＋４）−Ｈ（ωｐ，ｓ））｝
＋｛（Ｉ’（ωｐ，ｓ＋８）−Ｉ’（ωｐ，ｓ＋４））
−（Ｉ’（ωｐ，ｓ＋４）−Ｉ’（ωｐ，ｓ））｝…（９）
のようになる。

式（９）からわかるように、移動受信時などで、伝送路特性が時間的に変化する場合であっても、その変化が一様、すなわち、
Ｈ（ωｐ，ｓ＋４）−Ｈ（ωｐ，ｓ）≒Ｈ（ωｐ，ｓ＋８）−Ｈ（ωｐ，ｓ＋４）
である場合には、ΔΔＨｅ（ωｐ，ｓ）には、次式、
ΔΔＨｅ（ωｐ，ｓ）
≒（Ｉ’（ωｐ，ｓ＋８）−Ｉ’（ωｐ，ｓ＋４））
−（Ｉ’（ωｐ，ｓ＋４）−Ｉ’（ωｐ，ｓ））…（１０）
のように妨害の項だけが残り、ΔΔＨｅ（ωｐ，ｓ）の大きさは妨害の大きさと高い相関を持つことがわかる。

以上からわかるように、受信信号に雑音が重畳している場合であって、伝送路特性の時間的な変化が無視できるときには、差分ベクトルΔＨｅ１（ωｐ，ｓ）と差分ベクトルΔＨｅ２（ωｐ，ｓ）との差分ベクトルΔΔＨｅ（ωｐ，ｓ）を求めると、妨害ベクトルの線形和だけが得られる。また、差分ベクトルΔΔＨｅ（ωｐ，ｓ）の電力は、受信信号に重畳した雑音電力の約４倍になる。そこで、電力算出部２７４の算出結果又は平均算出部２７６の算出結果の値に１／４を乗じる補正を行えば、雑音妨害のおおよその電力を適切に極出することができる。

また、図１０の雑音電力算出部２７０によれば、伝送路特性が時間的に変動する場合であっても、その変化が一様と見なせる場合には、雑音電力の検出精度が図９に示した構成に比べて向上する。

なお、平均算出部７６又は２７６が、電力算出部５４又は２７４の出力について、周波数軸方向にわたる平均によって平均値を算出する場合には、受信動作開始後、早期に雑音電力の検出結果を得ることができる。また、平均算出部７６又は２７６が、電力算出部５４又は２７４の出力について、周波数軸方向に加えて時間軸方向にもわたる平均によって平均値を算出する場合には、周波数軸方向のみの場合に比べてより精度の高い雑音電力の検出結果を得ることができる。このため、状況に応じて最適な平均値の算出方法を選択するようにしてもよい。

図１１は、図９の雑音電力算出部７０の他の変形例についての構成を示すブロック図である。図１１の雑音電力算出部３７０は、ＩＦＦＴ部３７２と、電力算出部３７４と、条件付平均算出部３７６とを備えている。

図１１において、ＩＦＦＴ部３７２は、パイロットキャリアに対する伝送路特性Ｈｅ（ωｐ）に対して、シンボルごとに逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行って、時間領域の信号であるインパルス応答を得て、これを電力算出部３７４に出力する。なお、このインパルス応答も複素信号である。電力算出部３７４は、入力されたインパルス応答のｉ軸成分及びｑ軸成分のそれぞれの２乗の和をインパルス応答の電力として算出し、条件付平均算出部３７６に出力する。

図１２は、図１１の電力算出部３７４で得られる、伝送路のインパルス応答の電力を示すグラフである。図１２のインパルス応答は、伝送路にマルチパス妨害及び雑音妨害が存在する場合を示している。図１２のように、伝送路のインパルス応答は、主波及び遅延波を示すピークを有し、主波及び遅延波ともに局所的に電力が集中していることを示しているが、雑音成分は、フロア部分に時間に関わりなくほぼ一定のレベルに分布する。

条件付平均算出部３７６は、図１２に示すような所定の閾値以下の電力値を雑音と見なし、これらを所定のシンボルにわたって平均し、得られた平均値を雑音電力ＮＰとして出力する。この閾値は、固定値としてもよいし、ＯＦＤＭ信号成分の主波を示すピーク値に対して所定の比を有する値としてもよい。ただし、受信するＯＦＤＭ信号の主波及び遅延波のレベルよりも十分小さな値になるように設定する。

また、ＩＦＦＴを行う前に、伝送路特性Ｈｅ（ωｐ）に適切な窓関数を周波数軸上で乗じてもよい。この場合にはＯＦＤＭ信号成分の波形の立ち上がり・立ち下りが急峻になり、雑音電力の検出精度をより向上させることができる。

このように、図１１の雑音電力算出部３７０は、雑音が重畳した受信信号から求められたパイロットキャリアに対する伝送路特性Ｈｅ（ωｐ）にＩＦＦＴを行い、シンボルごとにインパルス応答を得て、所定の閾値以下の成分に基づいて雑音電力を検出するようにしている。このため、伝送路特性の時間変動の影響を受けにくく、図９の雑音電力算出部７０よりも雑音電力の検出精度の向上を図ることができる。

図１３は、図９の雑音電力算出部７０の更に他の変形例についての構成を示すブロック図である。図１３の雑音電力算出部４７０は、雑音電力候補算出部８０，３８０と、最小値選択部４７８とを備えている。雑音電力候補算出部８０，３８０は、図９の雑音電力算出部７０、及び図１１の雑音電力算出部３７０とそれぞれ同様に構成されている。

雑音電力候補算出部８０は、パイロットキャリアに対する伝送路特性Ｈｅ（ωｐ）の４シンボル間の差分に基づいて、雑音電力Ｎ１を求めて最小値選択部４７８に出力する。雑音電力候補算出部３８０は、パイロットキャリアに対する伝送路特性Ｈｅ（ωｐ）のインパルス応答に基づいて、雑音電力Ｎ２を求めて最小値選択部４７８に出力する。最小値選択部４７８は、雑音電力Ｎ１及びＮ２のうち、小さい方を選択して、雑音電力ＮＰとして出力する。

雑音電力候補算出部８０は、伝送路特性の差分の電力に基づいて雑音電力を検出しようとするものであるが、移動受信時等、伝送路特性が時間的に変動する環境下においては、差分の算出結果には、雑音成分以外に伝送路特性の変化分が含まれてしまうことから、算出される雑音電力Ｎ１の値が実際の伝送路の雑音電力よりも大きくなってしまう可能性がある。

一方、雑音電力候補算出部３８０は、伝送路のインパルス応答の電力に基づいて雑音電力を検出しようとするものであるが、主波に比べて電力が小さい遅延波が複数ある場合には、雑音とＯＦＤＭ信号とを区別する閾値によっては、電力の小さな遅延波成分を雑音と見なしてしまい、算出される雑音電力Ｎ２の値が実際の伝送路の雑音電力よりも大きくなってしまう可能性がある。

このように雑音電力候補算出部８０及び３８０のそれぞれが算出する雑音電力Ｎ１及びＮ２の値は、伝送路の条件によっては、実際の雑音電力値よりも大きくなってしまう場合があるが、それぞれの求め方は異なるので、雑音電力Ｎ１及びＮ２のうちの最小値を選択することにより、実際の雑音電力値に対する誤差をなるべく少なくすることができる。このため、図１３の雑音電力算出部４７０によれば、伝送路特性の時間変動の影響を受けにくく、図９の雑音電力算出部７０よりも雑音電力の検出精度の向上を図ることができる。

なお、図１１の雑音電力算出部３７０及び図１３の雑音電力算出部４７０において、パイロットキャリアに対する伝送路特性Ｈｅ（ωｐ）に対してＩＦＦＴを行ってシンボルごとにインパルス応答を得る前に、時間軸方向に補間を行ってから（すなわち、周波数軸上で伝送路特性を３キャリアごとに求めておいてから）、ＩＦＦＴによりシンボルごとにインパルス応答を得るようにしてもよい。この場合、インパルス応答における折り返し歪み（ａｌｉａｓｉｎｇ）の影響を低減することができる。

また、雑音電力算出部３７０及び４７０において、パイロットキャリアに対する伝送路特性Ｈｅ（ωｐ）に対してＩＦＦＴを行って、シンボルごとにインパルス応答を得る前に（時間軸方向の補間をする場合は補間後に）、周波数軸上で伝送路特性に適切な窓関数を乗じておいてから、ＩＦＦＴによりシンボルごとにインパルス応答を得るようにしてもよい。この場合にはＯＦＤＭ信号成分の波形の立ち上がり・立ち下りが急峻になり、雑音電力の検出精度をより向上させることができる。

（第３の実施形態）
受信したＯＦＤＭ信号を復調・誤り訂正する場合に、復調した各キャリアの信頼性を推定し、その情報を用いて復調信号の軟判定（デマッピング）を行う場合がある。伝送路においてマルチパス妨害や特定キャリア妨害等の周波数選択性の妨害が発生した場合であっても、これらの妨害を受けたキャリアの位置と妨害の影響の度合いを、これらのキャリアの信頼性として適切に検出し、その情報に基づいて復調信号の軟判定を行うことにより、妨害環境下での誤り訂正の能力が大きく向上する。

本実施形態では、簡単な回路構成で、雑音妨害やマルチパス、特定キャリアに対する周波数選択性妨害、移動時に発生する妨害等、さまざまな妨害の条件下でも、各キャリアに対する信頼性を、以下に示すキャリア品質値として求め、この値を用いて軟判定を行うようにしたＯＦＤＭ受信装置について説明する。

図１４は、本発明の第３の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置の構成例を示すブロック図である。図１４のＯＦＤＭ受信装置は、図１のＯＦＤＭ受信装置において、軟判定部３２に代えて軟判定部５３２を備え、平均算出部４４を備えないようにしたものである。

このように構成された図１４のＯＦＤＭ受信装置では、受信したＯＦＤＭ信号よりキャリアごとにキャリア電力ＣＰ（ω）を算出し、キャリアごとに妨害の影響度を電力に換算した妨害電力ＩＰ（ω）を算出し、これらの対数値の差分によりキャリア品質値ＣＳＩ（ω）を求めている。例えば、ＣＳＩ（ω）＝ＬＣＰ（ω）−ＬＩＰ（ω）である場合には、キャリア品質値ＣＳＩ（ω）の値が大きいほど妨害の影響が低く、当該キャリアの信頼性は高いと言える。

図１４のキャリア品質算出部６０は、キャリア電力ＣＰ（ω）及び妨害電力ＩＰ（ω）の対数値をそれぞれＬＣＰ（ω）、ＬＩＰ（ω）として算出し、両者の差分値を求め、算出結果をキャリア品質値ＣＳＩ（ω）として軟判定部５３２に出力する。

ここで、各種の妨害環境下でのキャリア品質算出部６０における各信号について説明する。

図１５（ａ），（ｂ）は、マルチパス妨害が存在する場合について、キャリア電力ＣＰ（ω），ＬＣＰ（ω）の周波数特性をそれぞれ示す図である。図１５（ａ）に示すように、周波数ωａ、ωｂ、ωｃの近傍でマルチパス妨害による、キャリア電力ＣＰ（ω）の落ち込みが存在し、それらの落ち込み度合いはそれぞれ異なるものとする。このとき、図１５（ｂ）に示すように、対数値であるキャリア電力ＬＣＰ（ω）の落ち込み度合いは、最も深く落ち込んだ周波数ωｂの近傍では図１５（ａ）に比べるとより明瞭なものとなるのに対し、落ち込みの度合いが少ない周波数ωａ、ωｃの近傍では図１５（ａ）に比べると不明瞭なものとなる。

すなわち、マルチパス妨害によって各キャリアの電力に度合いの異なる落ち込みが発生した場合、対数値であるキャリア電力ＬＣＰ（ω）は、キャリア電力ＣＰ（ω）に比べて、受信性能劣化の支配的な要因となる、落ち込み度合いの比較的大きなキャリアについて、妨害の影響をより正確に推定できることを示している。

図１６（ａ），（ｂ）は、アナログ同一チャネル妨害が存在する場合について、妨害電力ＩＰ（ω），ＬＩＰ（ω）の周波数特性をそれぞれ示す図である。図１６（ａ）に示すように、周波数ωａ、ωｂ、ωｃの近傍でアナログ同一チャネル妨害による、妨害電力ＩＰ（ω）のピークが存在するものとする。このとき、図１６（ｂ）に示すように、対数値である妨害電力ＬＩＰ（ω）のピークは、図１６（ａ）では判別しにくかった小さなピークの存在も明暸になり、これらの小さなピークと、図１６（ａ）では大きく示されていた周波数ωａ、ωｂ、ωｃの近傍のピークとの間の差が縮まって見えるようになる。

すなわち、アナログ同一チャネル妨害などによって各キャリアの妨害電力に度合いの異なるピークが発生した場合、対数値である妨害電力ＬＩＰ（ω）は、妨害電力ＩＰ（ω）に比べて、妨害電力の比較的ホさなキャリアについても、妨害の影響をより正確に推定できることを示している。

差分算出部６６は、キャリア電力ＬＣＰ（ω）と妨害電力ＬＩＰ（ω）との間の差分値を求めてキャリア品質値ＣＳＩ（ω）として出力する。このため、マルチパス妨害が存在する場合には特にその影響の強いキャリアの品質値を、またアナログ同一チャネル妨害等の特定キャリア妨害等が存在する場合にはその影響を受けたキャリアの品質値を、より明瞭に算出することが可能となる。

軟判定部５３２は、キャリア品質算出部６０において得られるキャリア品質値ＣＳＩ（ω）に基づいて、復調部２０から出力された復調信号Ｘｅ（ω）に対してキャリアごとに軟判定を行い、軟判定メトリックデータを算出して誤り訂正部３４に出力する。

軟判定部５３２は、例えば、信頼性の非常に高いキャリアに対しては、軟判定メトリックデータとして、最も“０らしい”又は“１らしい”ことを示す値（尤度（ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ））を算出し、逆に信頼性の非常に低いキャリアに対しては、軟判定メトリックデータとして、“０”と“１”との中間であることを表す値を算出し、それ以外のキャリアに対しては、受信した信号点と理想的な信号点との間の距離と、キャリア品質値ＣＳＩ（ω）の値とに応じて値を算出する。このように、図１４のＯＦＤＭ受信装置は、周波数選択性妨害を受けたキャリアに対しては、そのメトリックデータに関して“０らしさ”、“１らしさ”の確からしさを低めて、誤り訂正への寄与を減らすので、受信信号全体に対する誤り訂正の効果を高めることができる。

図１７は、図１４のキャリア品質算出部６０の変形例の構成を示すブロック図である。図１７のキャリア品質算出部５６０は、対数算出部６２，６４と、クリップ部５６３，５６５と、差分算出部５６６とを有している。対数算出部６２，６４は、キャリア電力ＣＰ（ω）及び妨害電力ＩＰ（ω）の対数値をそれぞれＬＣＰ（ω）、ＬＩＰ（ω）として算出し、クリップ部５６３，５６５にそれぞれ出力する。

クリップ部５６３は、対数値であるキャリア電力ＬＣＰ（ω）から所定のクリップ値を減算して、減算の結果が正となる場合は０を出力し、減算の結果が負の場合はその減算結果を出力するクリップを行い、クリップされたキャリア電力ＣＬＣＰ（ω）を差分算出部５６６に出力する。クリップ部５６５は、対数値である妨害電力ＬＩＰ（ω）から所定のクリップ値を減算して、減算の結果が負となる場合は０を出力し、減算の結果が正の場合はその減算結果を出力するクリップを行い、クリップされた妨害電力ＣＬＩＰ（ω）を差分算出部５６６に出力する。差分算出部５６６は、クリップ部５６３の出力とクリップ部５６５の出力との間の差分値を求め、算出結果をキャリア品質値ＣＳＩ（ω）として軟判定部５３２に出力する。

ここで、各種の妨害環境下でのキャリア品質算出部５６０における各信号について説明する。

図１５（ｃ）は、マルチパス妨害が存在する場合について、クリップされたキャリア電力ＣＬＣＰ（ω）の周波数特性を示す図である。クリップ部５６３は、図１５（ｂ）のキャリア電力ＬＣＰ（ω）に対して、クリップ値をＴＨＣとするクリップを行う。その結果得られるキャリア電力ＣＬＣＰ（ω）は、図１５（ｃ）に示すように、最も深く落ち込んだ周波数ωｂの近傍の状況を図１５（ｂ）に比べてより明暸に示すものとなり、それ以外の部分の落ち込みはほとんど示さないものとなる。

すなわち、マルチパス妨害によってキャリアの電力に度合いの異なる落ち込みが発生した場合、クリップされたキャリア電力ＣＬＣＰ（ω）によると、キャリア電力ＣＰ（ω）又はＬＣＰ（ω）に比べて、受信性能劣化の支配的要因となる、落ち込み程度の大きなキャリアについて、妨害の影響を更に正確に推定できることを示している。

図１６（ｃ）は、アナログ同一チャネル妨害が存在する場合について、クリップされた妨害電力ＣＬＩＰ（ω）の周波数特性を示す図である。クリップ部５６５は、図１６（ｂ）の妨害電力ＬＩＰ（ω）に対して、クリップ値をＴＨＩとするクリップを行う。その結果得られる妨害電力ＣＬＩＰ（ω）は、図１６（ｃ）に示すように、一定レベル以上の大きなレベルを有するピークのみが判別できるようになり、それ以外の部分のピークはほとんど示さないものとなる。

すなわち、アナログ同一チャネル妨害によって妨害電力に度合いの異なるピークが発生した場合、クリップされた妨害電力ＣＬＩＰ（ω）によると、妨害電力ＣＩ（ω）又はＬＣＩ（ω）に比べて、受信性能にあまり影響を与えることのない、妨害電力の非常に小さなキャリアよりも、受信性能劣化の支配的要因となる、一定レベル以上の比較的大きな妨害電力を示すキャリアについて、妨害の影響をより正確に推定できることを示している。

差分算出部５６６は、クリップされたキャリア電力ＣＬＣＰ（ω）と妨害電力ＣＬＩＰ（ω）との間の差分値（ＣＬＣＰ（ω）−ＣＬＩＰ（ω））を求めて、キャリア品質値ＣＳＩ（ω）として出力する。このため、マルチパス妨害が存在する場合には特に妨害の影響の強いキャリアの品質値を、また、アナログ同一チャネル妨害等の特定キャリア妨害等が存在する場合には妨害の影響を受けたキャリアの品質値をより適切に算出することが可能となる。

図１８は、図１４の妨害算出部５０の変形例の構成を示すブロック図である。図１８の妨害算出部６５０は、差分算出部２７１，２７２，２７３と、電力算出部２７４と、補間部６５６とを備えている。差分算出部２７１〜２７３及び電力算出部２７４は、図１０を参照して説明したものと同様であるので、説明を省略する。補間部６５６は、電力算出部２７４で求められた、パイロットキャリアに対する妨害電力ＩＰ（ωｐ）を、時間軸方向及び周波数軸方向に補間して妨害電力ＩＰ（ω）を求め、出力する。

妨害算出部６５０によると、伝送路特性が時間的に変動する場合であっても、その変化が一様と見なせる場合には、妨害電力ＩＰ（ω）の検出精度が図１４に示した構成に比べて向上する。

図１９は、本発明の第３の実施形態の変形例に係るＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。図１９のＯＦＤＭ受信装置は、図１４のＯＦＤＭ受信装置において、図１の平均算出部４４を更に備えたものである。

図１９のＯＦＤＭ受信装置によると、平均算出部４４は、軟判定のために求められたキャリア品質値ＣＳＩ（ω）を用いるので、受信信号品質値ＳＱを求めるために、妨害算出部５０やキャリア品質算出部６０を更に備える必要がない。このため、妨害の影響の度合いを考慮して軟判定を行うことに加えて、受信信号品質値ＳＱを求める場合において、回路規模の増大化を防ぐことができる。

図２０は、本発明の第３の実施形態の他の変形例に係るＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。図２０のＯＦＤＭ受信装置は、図１４のＯＦＤＭ受信装置において、キャリア品質算出部６０と軟判定部５３２とに代えて、キャリア品質算出部６６０と軟判定部６３２とをそれぞれ備えるものである。

図２０のキャリア品質算出部６６０は、図１７で示したキャリア品質算出部５６０から、差分算出部５６５を取り去ったものである。このキャリア品質算出部６６０は、クリップ部５６３，５６５からそれぞれ得られるクリップされたキャリア電力ＣＬＣＰ（ω）及びクリップされた妨害電力ＣＬＣＰ（ω）を、軟判定部６３２に出力する。

軟判定部６３２は、クリップされたキャリア電力ＣＬＣＰ（ω）及びクリップされた妨害電力ＣＬＣＰ（ω）の両方、又はいずれか一方に基づいて、復調部２０から出力された復調信号Ｘｅ（ω）に対してキャリアごとに軟判定を行い、軟判定メトリックデータを算出して誤り訂正部３４に出力する。

図２０のＯＦＤＭ受信装置によると、キャリア品質算出部６６０がキャリア電力ＣＬＣＰ（ω）と妨害電力ＣＬＩＰ（ω）とを別個に出力し、軟判定部６３２は、キャリア電力ＣＬＣＰ（ω）と妨害電力ＣＬＩＰ（ω）との両方、又はいずれか一方を用いて軟判定を行うようにしている。この場合、軟判定部６３２において、キャリア電力ＣＬＣＰ（ω）と妨害電力ＣＬＩＰ（ω）とのそれぞれに異なる重み付けをして尤度の計算を行うことができる。より柔軟な軟判定の処理が可能となり、誤り訂正能力を向上させることができる。

以上のように、本実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置は、受信したＯＦＤＭ信号の各キャリアについて、キャリア電力と妨害の影響度を表す妨害電力とから、キャリアごとに得られる品質値に基づいて、軟判定を行うようにしている。このため、各キャリアへの妨害の影響の度合いを、精度良く推定し、この情報を用いて効果的な軟判定を行うことが可能となり、復調・誤り訂正能力を高くすることができる。

なお、図１４のＯＦＤＭ受信装置において、妨害算出部５０に代えて、図８の妨害算出部１５０を備えるようにしてもよい。

また、図１のＯＦＤＭ受信装置において、妨害算出部５０に代えて、図１８の妨害算出部６５０を備えるようにしてもよい。

以上説明したように、本発明によると、簡単な回路構成で、さまざまな妨害の条件下においても精度良く、受信されたＯＦＤＭ信号への妨害の影響を反映した受信信号の信号品質値や、雑音電力の値を検出することができる。また、各キャリアの信頼性を適切に算出して、復調・誤り訂正の能力を向上させることができる。このため、本発明は、ＯＦＤＭ受信装置等について有用である。

本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式で変調され、伝送された信号を受信する装置及び方法に関する。

欧州及び日本における地上デジタル放送、並びに無線ＬＡＮ等の伝送方式には、ＯＦＤＭ方式が用いられている。ＯＦＤＭ方式は、互いに直交する複数のキャリアにデータを割り当てて変復調を行う伝送方式であり、送信側では逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Inverse Fast Fourier Transform）処理を行い、受信側では高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）処理を行う。各キャリアには任意の変調方式を用いることが可能であり、ＱＰＳＫ（Quaternary Phase Shift Keying）、ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation：直交振幅変調）等の変調方式も選択可能となっている。

ところで、地上デジタル放送等の電波を受信するアンテナの設置を行う場合に、受信装置での受信状態、すなわち受信信号の信号品質値を見ながらアンテナの位置・方向を最適になるように調整する場合がある（下記特許文献１参照）。また、チューナにより選局した受信信号の利得を一定にするＡＧＣ（Automatic Gain Control）の制御に、受信信号の信号品質値を用いる場合もある（下記特許文献２参照）。

これらの場合、受信信号の信号品質値を一定の尺度の下に検出する技術が非常に重要となってくる。このような受信信号の信号品質値を検出する技術の例が、特許文献１に開示されている。

すなわち、特許文献１には、マルチパス妨害等の周波数選択性妨害がある場合であっても受信データ全体の受信品質に対応した信号品質値（Ｓ／Ｎ値）を検出することを目的として、３キャリアごとに挿入されているＳＰ（scattered pilot）信号をＳ／Ｎ値の検出に用いる点が記載されている。また、マルチパス妨害を受けている場合や移動受信時等において、伝送路特性が変動したために生じるビット誤り率の劣化をＳ／Ｎ値に反映させることを目的として、伝送路特性の周波数方向及び時間方向の変動をＳ／Ｎ値の補正に用いる手法が記載されている。更に、受信信号のうちの特定のキャリアが妨害を受けた場合においても、受信データ全体の受信品質に対応したＳ／Ｎ値を検出することを目的として、妨害を受けたキャリアの数に応じてＳ／Ｎ値を補正する手法が記載されている。

また、下記特許文献３には、伝送路特性の周波数的な変化を検出する回路の例が開示されている。
特開２００２−１５８６３１号公報 特開２００１−１０２９４７号公報 特開２００２−１１８５３３号公報

マルチパス妨害、伝送路特性の変動、特定のキャリアに対する妨害等の、各種の妨害によって発生するビット誤り率の劣化を精度良く信号品質値に反映させるためには、各種の妨害の特性に応じて、妨害を検出するための回路が妨害の種類ごとに必要であった。これは、装置の回路規模、開発コスト、及び製造コストの増大要因となっていた。

また、このような各種の妨害を検出して信号品質値に反映させるには、妨害の種類に応じて信号品質値の補正を行う必要がある。すなわち、各妨害に関して適切な補正を行うための調整技術等が必要であり、このことは受信装置の開発効率の低下を招く要因になっていた。

本発明は、ＯＦＤＭ受信信号への妨害の影響の度合いを、さまざまな妨害の条件下でも精度良く推定することを目的とする。

本発明は、所定のシンボル間隔で挿入されるパイロット信号を伝送するキャリアを含む、複数のキャリアから構成されるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）信号を受信し復調するＯＦＤＭ受信装置であって、受信されたＯＦＤＭ信号を周波数領域のＯＦＤＭ信号に変換して出力する高速フーリエ変換部と、前記周波数領域のＯＦＤＭ信号から、前記パイロット信号を伝送するキャリアに対する伝送路特性を求める伝送路特性算出部と、前記パイロット信号を伝送するキャリアに対する伝送路特性を補間して、得られた結果を出力する補間部と、前記補間部で得られた補間後の伝送路特性の大きさの２乗を、その伝送路特性に対応するキャリアごとにキャリア電力として算出する電力算出部と、前記受信されたＯＦＤＭ信号に対する妨害の影響度合いを、前記補間後の伝送路特性に対応するキャリアごとに妨害電力として算出する妨害算出部と、前記電力算出部で求められたキャリア電力と、これに対応する、前記妨害算出部で求められた妨害電力との比を、キャリアごとに算出するキャリア品質算出部とを備えるものである。

これによると、受信されたＯＦＤＭ信号に対する妨害の影響の度合いを、キャリアごとに精度良く求めることができる。

本発明によれば、回路規模の増大や開発効率の低下を避けながら、受信されたＯＦＤＭ信号への妨害の影響の度合いを、さまざまな妨害の条件下でも精度良く推定することができる。したがって、受信信号の信号品質値を的確に求めること、受信信号に対する利得の制御を適切に行うこと、及び復調・誤り訂正の性能を向上させること等が可能となる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。

（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置の構成例を示すブロック図である。図１のＯＦＤＭ受信装置は、チューナ１２と、Ａ／Ｄ変換部１３と、利得制御部としてのＡＧＣ制御部１４と、直交検波部１６と、ＦＦＴ部（高速フーリエ変換部）１８と、復調部２０と、軟判定部３２と、誤り訂正部３４と、情報源復号部３６と、出力部３７，３８と、電力算出部４２と、平均算出部４４と、妨害算出部５０と、キャリア品質算出部６０とを備えている。

図１に示したＯＦＤＭ受信装置の動作について説明する。アンテナ１１は、ＲＦ（無線周波数）帯域のＯＦＤＭ信号を受信してチューナ１２に出力する。チューナ１２は、ＡＧＣ制御部１４からのＡＧＣ制御信号に基づく利得制御を行いながら、アンテナ１１からのＲＦ帯域のＯＦＤＭ信号から、所望のＲＦ帯域のＯＦＤＭ信号を選択し、選択されたＯＦＤＭ信号をＩＦ（中間周波数）帯域のＯＦＤＭ信号に周波数変換し、Ａ／Ｄ変換部１３に出力する。

Ａ／Ｄ変換部１３は、アナログ信号であるＩＦ帯域のＯＦＤＭ信号をサンプリングして、デジタル化されたＩＦ帯域のＯＦＤＭ信号に変換し、ＡＧＣ制御部１４及び直交検波部１６に出力する。ＡＧＣ制御部１４は、入力される信号の振幅が所定のレベルとなるように、入力される信号の平均レベルに基づいてＡＧＣ制御信号を生成し、チューナ１２に出力する。

直交検波部１６は、デジタル化されたＩＦ帯域のＯＦＤＭ信号をベースバンドのＯＦＤＭ信号に変換し、ＦＦＴ部１８に出力する。ＦＦＴ部１８は、ベースバンドのＯＦＤＭ信号に対してフーリエ変換を行う。すなわち、時間領域のＯＦＤＭ信号を周波数領域のＯＦＤＭ信号Ｙ（ω）に変換し、復調部２０に出力する。ここで、ωは周波数領域のＯＦＤＭ信号を構成するキャリアのインデックスを示す整数である。このＦＦＴ部１８の出力は、ＯＦＤＭ信号の各キャリアの位相と振幅を示すものであり、具体的にはｉ軸成分とｑ軸成分とを独立に持つ複素信号の形式（ベクトル）で表される。

図２は、周波数領域のＯＦＤＭ信号Ｙ（ω）のキャリア配置に関する伝送フォーマットの例を示す図である。図２は、日本における地上デジタルテレビジョン放送の規格の一部を例として示している。図２において、白丸Ｄは映像や音声等の情報を伝送するデータ信号の位置、黒丸Ｐはパイロット信号の位置をそれぞれ示している。これらのパイロット信号は、ＳＰ信号とも呼ばれており、３キャリアごとに１つのキャリアにおいて、４シンボルごとに１シンボルの割合で、等間隔に挿入されている。パイロット信号の振幅・位相及び挿入されている位置は、受信側で既知のものとなっている。

復調部２０は、受信したＯＦＤＭ信号が伝送された伝送路の周波数特性（以下では、伝送路特性と称する）を推定する。すなわち、復調部２０は、キャリア全体に対する伝送路特性Ｈｅ（ω）を算出し、推定された伝送路特性Ｈｅ（ω）に基づいて周波数領域のＯＦＤＭ信号Ｙ（ω）に対する波形等化を行い、復調信号Ｘｅ（ω）を求めて軟判定部３２に出力する。

また、パイロット信号を伝送するキャリア（以下では、パイロットキャリアと称する）のインデックスをωｐとするとき、復調部２０は、パイロットキャリアに対する伝送路特性Ｈｅ（ωｐ）を周波数領域のＯＦＤＭ信号Ｙ（ω）より算出して妨害算出部５０に出力し、更にキャリア全体に対する伝送路特性Ｈｅ（ω）を求めて電力算出部４２に出力する。

軟判定部３２は、入力される復調信号Ｘｅ（ω）に対して各キャリアごとに軟判定を行い、軟判定メトリックデータを算出して誤り訂正部３４に出力する。軟判定メトリックデータは、各キャリアによって伝送された“０”又は“１”それぞれのデータの確からしさ、すなわち、“０らしさ”又は“１らしさ”の度合いを表している。

誤り訂正部３４は、軟判定メトリックデータに対して、軟判定ビタビ復号とリードソロモン（Reed-Solomon）復号による復号処理を行って伝送路で生じた誤りの訂正を行い、送信されたＴＳ（Transport Stream）を再生し、情報源復号部３６に出力する。

情報源復号部３６は、再生されたＴＳから映像や音声、あるいはその他のデータを分離し、映像がＭＰＥＧにより圧縮されている場合等には必要に応じて情報の復号処理を行って、送信された映像、音声、その他のデータを求め、受信データＲＤとして出力部３７に出力する。出力部３７は、例えば、モニタ及びスピーカを有している。出力部３７は、受信データＲＤに基づいて、映像をモニタに表示し、音声をスピーカから出力する。

電力算出部４２は、各キャリアに関して、伝送路特性Ｈｅ（ω）の大きさの２乗を求め、キャリア電力ＣＰ（ω）としてキャリア品質算出部６０に出力する。

妨害算出部５０は、パイロットキャリアに対する伝送路特性Ｈｅ（ωｐ）を入力とし、受信されたＯＦＤＭ信号に重畳する、ガウス雑音（以下では、単に「雑音」と称する）妨害や、アナログ放送による同一チャネル妨害のような周波数選択性妨害等、種々の妨害の影響の度合いを、キャリアごとに推定し、算出する。妨害算出部５０は、この算出結果を妨害電力ＩＰ（ω）としてキャリア品質算出部６０に出力する。

キャリア品質算出部６０は、キャリア電力ＣＰ（ω）と、これに対応する妨害電力ＩＰ（ω）との比ＣＰ（ω）／ＩＰ（ω）を、キャリアごとに算出し、算出結果をキャリア品質値ＣＳＩ（ω）として平均算出部４４に出力する。キャリア品質値ＣＳＩ（ω）は、ＯＦＤＭ信号の各キャリアの品質値を表すものであり、妨害が雑音のときには各キャリアの搬送波電力対雑音電力比（いわゆるＣ／Ｎ）を表すものとなっている。

平均算出部４４は、入力される各キャリアのキャリア品質値ＣＳＩ（ω）の値を、周波数軸方向（キャリア方向）にわたって、又は、周波数軸方向及び時間軸方向（シンボル方向）の両方にわたって平均し、算出された平均値を、受信信号の品質を示す受信信号品質値ＳＱとして出力部３８に出力する。受信信号品質値ＳＱは、妨害の影響の度合いに応じた値となる。出力部３８は、モニタを有しており、受信信号品質値ＳＱをこのモニタに表示する。

以上のように構成された図１のＯＦＤＭ受信装置における主要部について、更に詳細にその動作を説明する。

図１の復調部２０は、除算部２２と、伝送路特性算出部２４と、補間部２６とを有している。伝送路特性算出部２４は、ＦＦＴ部１８から入力される周波数領域のＯＦＤＭ信号Ｙ（ω）を入力とし、既知のパイロット信号（ＳＰ信号）による除算を行い、各パイロットキャリアに対する伝送路特性Ｈｅ（ωｐ）を算出し、補間部２６に出力する。この伝送路特性Ｈｅ（ωｐ）は、図２の黒丸Ｐの位置について、すなわち、３キャリアごとに挿入されているパイロットキャリアにおいて、４シンボルごとに得られる。

補間部２６は、伝送路特性算出部２４で得られた伝送路特性Ｈｅ（ωｐ）を入力とし、これを時間軸方向（シンボル方向）及び周波数軸方向（キャリア方向）に内挿補間して、キャリア全体に対する伝送路特性Ｈｅ（ω）を算出し、除算部２２及び電力算出部４２に出力する。この補間後の伝送路特性Ｈｅ（ω）は、各キャリアについて、図２の白丸Ｄ及び黒丸Ｐの位置について得られる。

なお、伝送路特性Ｈｅ（ωｐ）を時間軸補間する場合にはメモリを用いることが一般的であり、時間軸補間の際に一次補間（直線補間）を用いると、伝送路特性Ｈｅ（ωｐ）に対するシンボル方向への長期にわたる積分処理等が不要であるので、移動受信時等、伝送路特性の時間的な変動が比較的大きい場合においても、キャリア全体に対する伝送路特性Ｈｅ（ω）を高い推定精度で得ることができる。

除算部２２は、ＦＦＴ部１８から出力された周波数領域のＯＦＤＭ信号Ｙ（ω）を、補間部２６から出力されたキャリア全体に対する伝送路特性Ｈｅ（ω）でキャリアごとに除算して、波形等化（復調）を行い、得られた復調信号Ｘｅ（ω）を軟判定部３２に出力する。

電力算出部４２は、キャリア全体に対する伝送路特性Ｈｅ（ω）を入力とし、複素ベクトルである伝送路特性Ｈｅ（ω）のｉ軸成分及びｑ軸成分のそれぞれの２乗の和、すなわち、伝送路特性Ｈｅ（ω）の大きさの２乗を求めて、ＯＦＤＭ信号のキャリア電力ＣＰ（ω）としてキャリア品質算出部６０に出力する。電力算出部４２は、キャリアごとに、伝送路特性Ｈｅ（ω）に対応するキャリア電力ＣＰ（ω）を求める。キャリア電力ＣＰ（ω）は、シンボルごとに受信信号の電力の周波数特性を表すものとなる。

図３（ａ），（ｂ）は、マルチパス妨害が存在するときについて、受信信号電力及び求められたキャリア電力ＣＰ（ω）の周波数特性をそれぞれ示す図である。一般に、マルチパス妨害等が存在する伝送路の場合、主波と遅延波の位相によっては打ち消し合いが生じるため、両者の電力比に応じて受信信号の電力が大きく減少するキャリアが存在する。このような場合、図３（ｂ）のように、キャリア電力ＣＰ（ω）は、受信信号の電力、すなわちＯＦＤＭ信号のキャリア電力の、周波数に応じた落ち込みの状況を表すものとなる。

いま、あるシンボル（シンボルインデックスをｓとする）における、あるパイロットキャリア（キャリアインデックスをωｐとする）の送信側におけるパイロット信号をＸ（ωｐ,ｓ）とすると、送信されたこの信号は、次式の信号Ｙ（ωｐ,ｓ）、すなわち、
Ｙ（ωｐ,ｓ）＝Ｈ（ωｐ,ｓ）Ｘ（ωｐ,ｓ）＋Ｉ（ωｐ,ｓ） …（１）
として受信される。ここで、Ｈ（ωｐ,ｓ）は、キャリアインデックスωｐのパイロットキャリアに作用する伝送路特性であり、Ｉ（ωｐ，ｓ）は、このパイロットキャリアに重畳する雑音等の、ＯＦＤＭ信号に無相関な妨害であり、それぞれ複素信号の形式（ベクトル）で表される。

このとき、キャリアインデックスωｐのパイロットキャリアに対する伝送路特性Ｈｅ（ωｐ,ｓ）は、
Ｈｅ（ωｐ,ｓ）＝Ｙ（ωｐ,ｓ）／Ｘ（ωｐ,ｓ）
＝Ｈ（ωｐ,ｓ）＋Ｉ’（ωｐ,ｓ） …（２）
で求められる。ここで、
Ｉ’（ωｐ,ｓ）＝Ｉ（ωｐ,ｓ）／Ｘ（ωｐ,ｓ） …（３）
である。

同様に、パイロット信号が挿入される間隔、すなわち、４シンボル経過後のシンボルインデックスｓ＋４におけるパイロットキャリアに対する伝送路特性Ｈｅ（ωｐ,ｓ＋４）は、
Ｈｅ（ωｐ,ｓ＋４）＝Ｙ（ωｐ,ｓ＋４）／Ｘ（ωｐ,ｓ＋４）
＝Ｈ（ωｐ,ｓ＋４）＋Ｉ’（ωｐ,ｓ＋４） …（４）
（Ｉ’（ωｐ,ｓ＋４）＝Ｉ（ωｐ,ｓ＋４）／Ｘ（ωｐ,ｓ＋４））
となる。

つづいて、伝送路特性の４シンボル間の差分、すなわちＨｅ（ωｐ,ｓ）とＨｅ（ωｐ,ｓ＋４）との間の差分としてΔＨｅ（ωｐ,ｓ）を求めると、
ΔＨｅ（ωｐ,ｓ）
＝Ｈｅ（ωｐ,ｓ＋４）−Ｈｅ（ωｐ,ｓ）
＝Ｈ（ωｐ,ｓ＋４）＋Ｉ’（ωｐ,ｓ＋４）
−｛Ｈ（ωｐ,ｓ）＋Ｉ’（ωｐ,ｓ）｝ …（５）
となる。

式（５）において、伝送路特性Ｈ（ωｐ,ｓ＋４）とＨ（ωｐ,ｓ）との間の時間的な変化が無視できるものとすれば、
ΔＨｅ（ωｐ,ｓ）
＝Ｉ’（ωｐ,ｓ＋４）−Ｉ’（ωｐ,ｓ）
＝｛Ｉ（ωｐ,ｓ＋４）−Ｉ（ωｐ,ｓ）｝／Ｘ（ωｐ,ｓ） …（６）
となる。ここでＸ（ωｐ,ｓ）は一定値であるので、差分ベクトルΔＨｅ（ωｐ,ｓ）として、パイロットキャリアに対する妨害のベクトルの線形和が求められることになる。

このことから、パイロットキャリアの伝送路特性に関する４シンボル間の差分ベクトルΔＨｅ（ωｐ,ｓ）の大きさは、ＯＦＤＭ信号と無相関な妨害のベクトルの大きさ、すなわち妨害の影響の度合いとの高い相関性を持つことがわかる。また、移動受信時等、伝送路特性の時間的な変化が大きな場合には、式（５）からわかるように、その変化の大きさに応じて差分ベクトルΔＨｅ（ωｐ,ｓ）が大きくなる。したがって、差分ベクトルΔＨｅ（ωｐ,ｓ）の大きさから、妨害や伝送路特性の時間的な変化等の影響度合いがキャリアごとに検出できることがわかる。

図１の妨害算出部５０について説明する。妨害算出部５０は、差分算出部５２と、電力算出部５４と、補間部５６とを有している。差分算出部５２は、伝送路特性算出部２４で得られたパイロットキャリアに対する伝送路特性Ｈｅ（ωｐ）を入力とし、同一のパイロットキャリアに関して、最新の伝送路特性と、時間軸上で１周期前（４シンボル前）の伝送路特性との間の差分値ΔＨｅ（ωｐ）を算出して、電力算出部５４に出力する。なお、差分算出部５２は、復調部２０の補間部２６が時間軸方向の補間のために用いるメモリを共用するようにし、このメモリから、４シンボル前のパイロットキャリアに対する伝送路特性を得るようにしてもよい。

電力算出部５４は、差分算出部５２で得られた複素ベクトルであるΔＨｅ（ωｐ）のｉ軸成分及びｑ軸成分のそれぞれの２乗の和を求めて、パイロットキャリアに対する妨害電力ＩＰ（ωｐ）として補間部５６に出力する。この妨害電力ＩＰ（ωｐ）は、図２における黒丸Ｐの位置について求められる。

補間部５６は、妨害電力ＩＰ（ωｐ）を入力とし、これを時間軸方向（シンボル方向）に補間した後、周波数軸方向（キャリア方向）にも補間し、得られる結果を妨害電力ＩＰ（ω）として出力する。妨害電力ＩＰ（ω）は、ＯＦＤＭ信号に対する妨害の影響の度合いを電力に換算した値であり、補間部２６で求められた補間後の伝送路特性Ｈｅ（ω）に対応するキャリアごとに求められる。

なお、妨害電力ＩＰ（ωｐ）を時間軸方向に補間する場合には、各パイロットキャリアごとに妨害電力ＩＰ（ωｐ）を時間軸方向に積分し、積分した値を用いるようにしてもよい。このとき、パイロット信号が挿入されるキャリアの数が帯域全体のキャリア数の１／３であるので、時間軸方向の補間のためには１／３シンボル分のメモリを用いることになる。

なお、妨害電力ＩＰ（ωｐ）を時間軸方向に補間した後に周波数軸方向にも補間する場合は、一次補間によって補間してもよい。

図４（ａ），（ｂ）は、伝送路においてＯＦＤＭ信号にガウス雑音が重畳した場合について、受信信号電力及び妨害電力ＩＰ（ω）の周波数特性をそれぞれ示す図である。ＯＦＤＭ信号のキャリア１本あたりに重畳する雑音電力の平均電力をＮｄとする。

上記のように伝送路特性Ｈｅ（ωｐ）の４シンボル間の差分を求めると、伝送路特性の時間的な変化が無視できる場合には、差分ベクトルΔＨｅ（ωｐ）として雑音ベクトルの線形和が得られる。この雑音ベクトルの線形和の電力は、伝送路で重畳している雑音電力の約２倍になる。このため、妨害算出部５０から得られる、ＯＦＤＭ信号のキャリア１本に対する妨害電力ＩＰ（ω）の平均値は、図４（ｂ）に示すように、約２Ｎｄとなる。つまり、妨害電力ＩＰ（ω）の値に１／２を乗じる補正を行えば、おおよその雑音電力を適切に検出することもできる。

伝送路において、アナログ信号による同一チャネル妨害等、特定キャリアに影響を与える周波数選択性妨害がＯＦＤＭ信号に重畳した場合を考える。図５（ａ），（ｂ）は、周波数ωＩ近傍の特定キャリアに対する妨害が存在する場合について、受信信号電力及び妨害電力ＩＰ（ω）の周波数特性をそれぞれ示す図である。

この場合においても、特定キャリア妨害は、ＯＦＤＭ信号に対して無相関な信号であるので、図４の場合と同様に、その妨害の強さに応じた影響度合いが電力に換算され、図５（ｂ）に示すようにその妨害の周波数位置に関しても適切に検出される。

また、移動受信時等、伝送路特性が時間的に変動する場合には、伝送路特性Ｈｅ（ωｐ）の４シンボル間の差分を求めると、伝送路特性の時間的な変化量に応じた差分ベクトルΔＨｅ（ωｐ）が得られる。このため、妨害算出部５０から得られる、ＯＦＤＭ信号のキャリア１本に対する妨害電力ＩＰ（ω）の値は、伝送路特性の時間的な変動による受信信号への影響度合いを示す。

図１のキャリア品質算出部６０は、対数算出部６２，６４と、差分算出部６６とを有している。対数算出部６２，６４は、キャリア電力ＣＰ（ω）及び妨害電力ＩＰ（ω）の対数値ＬＣＰ（ω）及びＬＩＰ（ω）をそれぞれ算出し、差分算出部６６に出力する。差分算出部６６は、対数算出部６２の出力ＬＣＰ（ω）と対数算出部６４の出力ＬＩＰ（ω）との差分値を求め、算出結果をキャリア品質値ＣＳＩ（ω）として平均算出部４４に出力する。このような、対数値の差分を求める演算は、キャリア電力ＣＰ（ω）と妨害電力ＩＰ（ω）との比を算出することに相当しているが、両者の間で直接除算する場合に比べると、除算器が不要であるので回路規模を小さくすることができる。

なお、キャリア品質値ＣＳＩ（ω）を算出するにあたっては、対数に変換せずに、キャリア電力ＣＰ（ω）を妨害電力ＩＰ（ω）で除算した値をキャリア品質値ＣＳＩ（ω）として求めてもよい。この場合には除算器が必要となる。

ここで、各種妨害環境下でのキャリア品質値ＣＳＩ（ω）の値の例について説明する。キャリア品質値ＣＳＩ（ω）は、キャリア電力ＣＰ（ω）及び妨害電力ＩＰ（ω）のそれぞれの対数値の差から求められるものとする。

図６（ａ），（ｂ）は、受信信号に、マルチパス妨害と雑音妨害とが両方同時に存在している場合について、ＯＦＤＭ信号の各キャリアの受信信号電力及びキャリア品質値ＣＳＩ（ω）をそれぞれ示す図である。図６（ａ）のように、各キャリアには雑音電力が重畳しているので、受信信号電力が小さいキャリアのキャリア品質値ＣＳＩ（ω）は、図６（ｂ）に示すようにかなり小さくなる。

図７（ａ），（ｂ）は、周波数ωＩ近傍の特定キャリアに対する周波数選択性妨害が存在する場合について、受信信号電力及びキャリア品質値ＣＳＩ（ω）をそれぞれ示す図である。図７（ｂ）に示すように、妨害を受けたキャリアのキャリア品質値ＣＳＩ（ω）が低下する。

また、移動受信時等のように伝送路特性が時々刻々変化する場合には、これに合わせて、電力算出部４２で得られるキャリア電力ＣＰ（ω）の値も各シンボルごとに変化するので、各時刻（各シンボル）における、各キャリアごとのキャリア品質値ＣＳＩ（ω）を受信信号の電力に応じて適切に算出することができる。

なお、キャリア品質算出部６０は、キャリア品質値ＣＳＩ（ω）としてＣＰ（ω）／ＩＰ（ω）を求めるものであっても、ＩＰ（ω）／ＣＰ（ω）を求めるものであっても本質的な違いはない。

また、妨害算出部５０の補間部５６は、周波数軸方向の補間処理を省略してもよい。この場合には、復調部２０の補間部２６は、キャリア電力ＣＰ（ω）を算出するための伝送路特性を算出する際に、周波数軸方向の補間処理を省略する。

図８は、図１の妨害算出部５０の変形例の構成を示すブロック図である。図８の妨害算出部１５０は、距離検出部１５４と、硬判定部１５６と、積分部１５８とを備えている。図８の妨害算出部１５０は、図１のＯＦＤＭ受信装置において、妨害算出部５０に代えて用いられる。

硬判定部１５６は、除算部２２から出力された復調信号Ｘｅ（ω）の各キャリアについて、ｉ−ｑ平面上での信号点に対して、最も近い送信信号点を判定する硬判定を行い、その判定結果を基準信号点として距離算出部１５４に出力する。距離算出部１５４は、除算部２２から出力された復調信号Ｘｅ（ω）の各キャリアの信号点と、これに対応する硬判定部１５６から出力された基準信号点との間の、ｉ−ｑ平面上の距離の２乗を差分値として求め、積分部１５８に出力する。積分部１５８は、それぞれのキャリアについて時間軸方向に差分値を平均し、得られた値（復調信号Ｘｅ（ω）の分散値）を妨害電力ＩＰ（ω）として対数算出部６４に出力する。

このように、図８の妨害算出部１５０によっても、伝送路で生じる雑音妨害や、アナログ放送による同一チャネル混信妨害をはじめとする周波数選択性の妨害等、各種妨害の影響の度合いに応じた値をキャリアごとに算出することができる。

なお、妨害算出部での妨害電力の算出方法は、以上で説明した方法には限定されず、キャリアごとに妨害の影響度として妨害電力ＩＰ（ω）が算出できるものであればよい。

以上のように、本実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置は、パイロットキャリアから推定した伝送路特性Ｈｅ（ω）に基づいてキャリア電力ＣＰ（ω）を算出するので、時々刻々変化する伝送路の状況下においても各キャリアの電力を容易に推定できる。

また、各キャリアの妨害電力ＩＰ（ω）及びキャリア電力ＣＰ（ω）から、各キャリアの品質をキャリア品質値ＣＳＩ（ω）として求め、キャリアごとに得られるキャリア品質値ＣＳＩ（ω）の周波数軸及び時間軸上の平均値を受信信号の受信信号品質値ＳＱとしている。このため、雑音妨害、マルチパス、特定キャリアに対する周波数選択性妨害、移動時に発生する伝送路特性の変動等、さまざまな妨害の条件下においても、その原因別に補正を行うことなく、簡単な回路構成で精度良く受信信号への影響を推定することができ、この影響を反映した受信信号の受信信号品質値ＳＱを検出することができる。

このようにして求められた受信信号品質値ＳＱを用いると、例えばアンテナを設置する際に、その方向や位置を適切に設定することができる。

（第２の実施形態）
ＯＦＤＭ信号を受信、復調する場合に、受信信号に重畳する雑音の量を検出して、チューナの出力信号の利得の制御に利用することがある。本実施形態では、受信信号に重畳する雑音の電力値を検出するようにしたＯＦＤＭ受信装置について説明する。

図９は、本発明の第２の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置の構成例を示すブロック図である。このＯＦＤＭ受信装置は、パイロット信号を伝送するキャリアの伝送路特性に基づいて、雑音電力を検出するものである。図９のＯＦＤＭ受信装置は、チューナ１２と、Ａ／Ｄ変換部１３と、利得制御部としてのＡＧＣ制御部２１４と、直交検波部１６と、ＦＦＴ部１８と、復調部２０と、軟判定部３２と、誤り訂正部３４と、情報源復号部３６、雑音電力算出部７０とを備えている。図９において、図１と同一の構成要素には同一の参照番号を付し、これらについての詳細な説明は省略する。

ＡＧＣ制御部２１４には、Ａ／Ｄ変換部１３からデジタル化されたＩＦ帯域のＯＦＤＭ信号が入力されている。ＡＧＣ制御部２１４は、入力される信号の振幅が所定のレベルとなるように、入力される信号の平均レベルだけではなく、雑音電力算出部７０で求められた雑音電力ＮＰの値にも基づいて、入力される信号の利得を制御するＡＧＣ制御信号を生成し、チューナ１２に出力する。

雑音電力算出部７０は、差分算出部５２と、電力算出部５４と、平均算出部７６とを備えている。差分算出部５２及び電力算出部５４は、図１を参照して説明したものと同様である。雑音電力算出部７０は、ＳＰ信号を伝送するパイロットキャリアに対する伝送路特性Ｈｅ（ωｐ）に基づいて、受信信号に重畳する雑音の電力を検出する。

平均算出部７６は、電力算出部５４で求められた、パイロットキャリアに対する妨害電力ＩＰ（ωｐ）を、周波数軸方向にわたって、又は、周波数軸方向及び時間軸方向の両方にわたって平均し、得られた結果を受信したＯＦＤＭ信号に重畳する雑音電力ＮＰとして出力する。パイロットキャリアに対する妨害電力ＩＰ（ωｐ）は、第１の実施形態において説明したように、パイロット信号に重畳する妨害、すなわち雑音の電力を示している。平均算出部７６は、雑音電力ＮＰをＡＧＣ制御部２１４に出力する。

ところで、あるチャネルのＯＦＤＭ信号を受信する際に、隣接する他のチャネルの信号が混入した場合には、所望のチャネルの信号電力が低下する。この場合、ＯＦＤＭ信号の信号電力が雑音電力に対して相対的に低下するため、受信性能が劣化することになる。

一方、チューナ１２では、ＲＦ帯域の信号をＩＦ帯域の信号に変換する際に、ＢＰＦ（Band Pass Filter）を用いて不要な帯域の信号を除去するための帯域制限を行っている。

したがって、復調部２０への不要な隣接チャネルの信号の混入を防ぐために、ＲＦ帯域の信号の利得を小さくした上で信号をＢＰＦに通過させ、ＩＦ帯域に変換した後の信号の利得を大きくすることで、ＯＦＤＭ復調部への隣接チャネルの信号の混入を抑圧することが可能となる。

そこで、ＡＧＣ制御部２１４は、例えば、雑音電力ＮＰの値が大きいときには、チューナ１２におけるＲＦ帯域の信号の利得に比べてＩＦ帯域の信号の利得が大きくなるように、ＡＧＣ制御信号を出力する。また、雑音電力ＮＰの値が小さいときには、チューナ１２におけるＲＦ帯域の信号の利得に比べてＩＦ帯域の信号の利得が小さくなるように、ＡＧＣ制御信号を出力する。

第１の実施形態において説明したように、受信信号に雑音が重畳している場合、パイロットキャリアに対する伝送路特性Ｈｅ（ωｐ）の４シンボル間の差分を求めると、伝送路特性の時間的な変化が無視できる場合には、差分ベクトルΔＨｅ（ωｐ）としては雑音ベクトルの線形和が得られ、その電力は伝送路で重畳している雑音電力の約２倍になる。そこで、電力算出部５４の算出結果又は平均算出部７６の算出結果の値に１／２を乗じる補正を行えば、雑音妨害のおおよその電力を適切に検出することができる。

このように、雑音電力算出部７０によれば、ＳＰ信号の４シンボル間の差分の電力を雑音の電力としているので、マルチパス妨害がある場合においても、その影響を受けずに受信信号に重畳した雑音電力を検出することができる。

このような雑音電力の検出手法を用いれば、受信信号に重畳する雑音の電力を指標としてチューナの利得制御を行おうとする場合に、マルチパス妨害の影響を受けることなく、受信開始後、早期に利得制御を行うことが可能となる。

図１０は、図９の雑音電力算出部７０の変形例の構成を示すブロック図である。図１０の雑音電力算出部２７０は、差分算出部２７１，２７２，２７３と、電力算出部２７４と、平均算出部２７６とを備えている。

差分算出部２７１は、伝送路特性算出部２４で得られたパイロットキャリアに対する伝送路特性Ｈｅ（ωｐ）を入力とし、同一のパイロットキャリアに関して、最新の伝送路特性と、時間軸上で１周期前（４シンボル前）の伝送路特性との差分値ΔＨｅ１（ωｐ）を算出して、差分算出部２７３に出力する。

差分算出部２７２は、伝送路特性算出部２４で得られたパイロットキャリアに対する伝送路特性Ｈｅ（ωｐ）を入力とし、同一のパイロットキャリアに関して、最新の伝送路特性に対して４シンボル前の伝送路特性と、その１周期前、すなわち最新の伝送路特性に対して８シンボル前の伝送路特性との差分値ΔＨｅ２（ωｐ）を算出して、差分算出部２７３に出力する。

差分算出部２７３は、差分値ΔＨｅ１（ωｐ）と差分値ΔＨｅ２（ωｐ）とを入力とし、両者の差分値ΔΔＨｅ（ωｐ）を算出し、電力算出部２７４に出力する。

電力算出部２７４は、差分算出部２７３で得られた差分値ΔΔＨｅ（ωｐ）を入力とし、複素ベクトルである差分値ΔΔＨｅ（ωｐ）のｉ軸成分及びｑ軸成分のそれぞれの２乗の和を求めて、ＳＰ信号が挿入されているパイロットキャリアに対する妨害電力ＩＰ（ωｐ）として平均算出部２７６に出力する。

平均算出部２７６は、パイロットキャリアに対する妨害電力ＩＰ（ωｐ）を、周波数軸方向にわたって、又は、周波数軸方向及び時間軸方向の両方にわたって平均し、その結果を、受信したＯＦＤＭ信号に重畳する雑音電力ＮＰとしてＡＧＣ制御部２１４に出力する。

第１の実施形態で示したように、伝送路特性の４シンボル間の差分、すなわちＨｅ（ωｐ,ｓ）とＨｅ（ωｐ,ｓ＋４）との差分としてΔＨｅ１（ωｐ,ｓ）を求めると、
ΔＨｅ１（ωｐ,ｓ）
＝Ｈ（ωｐ,ｓ＋４）＋Ｉ’（ωｐ,ｓ＋４）
−｛Ｈ（ωｐ,ｓ）＋Ｉ’（ωｐ,ｓ）｝ …（７）
である。同様に、Ｈｅ（ωｐ,ｓ＋８）とＨｅ（ωｐ,ｓ＋４）との差分としてΔＨｅ２（ωｐ,ｓ）を求めると、
ΔＨｅ２（ωｐ,ｓ）
＝Ｈ（ωｐ,ｓ＋８）＋Ｉ’（ωｐ,ｓ＋８）
−｛Ｈ（ωｐ,ｓ＋４）＋Ｉ’（ωｐ,ｓ＋４）｝ …（８）
である。

更に、ΔＨｅ１（ωｐ,ｓ）とΔＨｅ２（ωｐ,ｓ）との差分ΔΔＨｅ（ωｐ,ｓ）は、次式、
ΔΔＨｅ（ωｐ,ｓ）
＝｛（Ｈ（ωｐ,ｓ＋８）−Ｈ（ωｐ,ｓ＋４））
−（Ｈ（ωｐ,ｓ＋４）−Ｈ（ωｐ,ｓ））｝
＋｛（Ｉ’（ωｐ,ｓ＋８）−Ｉ’（ωｐ,ｓ＋４））
−（Ｉ’（ωｐ,ｓ＋４）−Ｉ’（ωｐ,ｓ））｝ …（９）
のようになる。

式（９）からわかるように、移動受信時などで、伝送路特性が時間的に変化する場合であっても、その変化が一様、すなわち、
Ｈ（ωｐ,ｓ＋４）−Ｈ（ωｐ,ｓ）≒Ｈ（ωｐ,ｓ＋８）−Ｈ（ωｐ,ｓ＋４）
である場合には、ΔΔＨｅ（ωｐ,ｓ）には、次式、
ΔΔＨｅ（ωｐ,ｓ）
≒（Ｉ’（ωｐ,ｓ＋８）−Ｉ’（ωｐ,ｓ＋４））
−（Ｉ’（ωｐ,ｓ＋４）−Ｉ’（ωｐ,ｓ）） …（１０）
のように妨害の項だけが残り、ΔΔＨｅ（ωｐ,ｓ）の大きさは妨害の大きさと高い相関を持つことがわかる。

以上からわかるように、受信信号に雑音が重畳している場合であって、伝送路特性の時間的な変化が無視できるときには、差分ベクトルΔＨｅ１（ωｐ,ｓ）と差分ベクトルΔＨｅ２（ωｐ,ｓ）との差分ベクトルΔΔＨｅ（ωｐ,ｓ）を求めると、妨害ベクトルの線形和だけが得られる。また、差分ベクトルΔΔＨｅ（ωｐ,ｓ）の電力は、受信信号に重畳した雑音電力の約４倍になる。そこで、電力算出部２７４の算出結果又は平均算出部２７６の算出結果の値に１／４を乗じる補正を行えば、雑音妨害のおおよその電力を適切に検出することができる。

また、図１０の雑音電力算出部２７０によれば、伝送路特性が時間的に変動する場合であっても、その変化が一様と見なせる場合には、雑音電力の検出精度が図９に示した構成に比べて向上する。

なお、平均算出部７６又は２７６が、電力算出部５４又は２７４の出力について、周波数軸方向にわたる平均によって平均値を算出する場合には、受信動作開始後、早期に雑音電力の検出結果を得ることができる。また、平均算出部７６又は２７６が、電力算出部５４又は２７４の出力について、周波数軸方向に加えて時間軸方向にもわたる平均によって平均値を算出する場合には、周波数軸方向のみの場合に比べてより精度の高い雑音電力の検出結果を得ることができる。このため、状況に応じて最適な平均値の算出方法を選択するようにしてもよい。

図１１は、図９の雑音電力算出部７０の他の変形例についての構成を示すブロック図である。図１１の雑音電力算出部３７０は、ＩＦＦＴ部３７２と、電力算出部３７４と、条件付平均算出部３７６とを備えている。

図１１において、ＩＦＦＴ部３７２は、パイロットキャリアに対する伝送路特性Ｈｅ（ωｐ）に対して、シンボルごとに逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行って、時間領域の信号であるインパルス応答を得て、これを電力算出部３７４に出力する。なお、このインパルス応答も複素信号である。電力算出部３７４は、入力されたインパルス応答のｉ軸成分及びｑ軸成分のそれぞれの２乗の和をインパルス応答の電力として算出し、条件付平均算出部３７６に出力する。

図１２は、図１１の電力算出部３７４で得られる、伝送路のインパルス応答の電力を示すグラフである。図１２のインパルス応答は、伝送路にマルチパス妨害及び雑音妨害が存在する場合を示している。図１２のように、伝送路のインパルス応答は、主波及び遅延波を示すピークを有し、主波及び遅延波ともに局所的に電力が集中していることを示しているが、雑音成分は、フロア部分に時間に関わりなくほぼ一定のレベルに分布する。

条件付平均算出部３７６は、図１２に示すような所定の閾値以下の電力値を雑音と見なし、これらを所定のシンボルにわたって平均し、得られた平均値を雑音電力ＮＰとして出力する。この閾値は、固定値としてもよいし、ＯＦＤＭ信号成分の主波を示すピーク値に対して所定の比を有する値としてもよい。ただし、受信するＯＦＤＭ信号の主波及び遅延波のレベルよりも十分小さな値になるように設定する。

また、ＩＦＦＴを行う前に、伝送路特性Ｈｅ（ωｐ）に適切な窓関数を周波数軸上で乗じてもよい。この場合にはＯＦＤＭ信号成分の波形の立ち上がり・立ち下りが急峻になり、雑音電力の検出精度をより向上させることができる。

このように、図１１の雑音電力算出部３７０は、雑音が重畳した受信信号から求められたパイロットキャリアに対する伝送路特性Ｈｅ（ωｐ）にＩＦＦＴを行い、シンボルごとにインパルス応答を得て、所定の閾値以下の成分に基づいて雑音電力を検出するようにしている。このため、伝送路特性の時間変動の影響を受けにくく、図９の雑音電力算出部７０よりも雑音電力の検出精度の向上を図ることができる。

図１３は、図９の雑音電力算出部７０の更に他の変形例についての構成を示すブロック図である。図１３の雑音電力算出部４７０は、雑音電力候補算出部８０，３８０と、最小値選択部４７８とを備えている。雑音電力候補算出部８０，３８０は、図９の雑音電力算出部７０、及び図１１の雑音電力算出部３７０とそれぞれ同様に構成されている。

雑音電力候補算出部８０は、パイロットキャリアに対する伝送路特性Ｈｅ（ωｐ）の４シンボル間の差分に基づいて、雑音電力Ｎ１を求めて最小値選択部４７８に出力する。雑音電力候補算出部３８０は、パイロットキャリアに対する伝送路特性Ｈｅ（ωｐ）のインパルス応答に基づいて、雑音電力Ｎ２を求めて最小値選択部４７８に出力する。最小値選択部４７８は、雑音電力Ｎ１及びＮ２のうち、小さい方を選択して、雑音電力ＮＰとして出力する。

雑音電力候補算出部８０は、伝送路特性の差分の電力に基づいて雑音電力を検出しようとするものであるが、移動受信時等、伝送路特性が時間的に変動する環境下においては、差分の算出結果には、雑音成分以外に伝送路特性の変化分が含まれてしまうことから、算出される雑音電力Ｎ１の値が実際の伝送路の雑音電力よりも大きくなってしまう可能性がある。

一方、雑音電力候補算出部３８０は、伝送路のインパルス応答の電力に基づいて雑音電力を検出しようとするものであるが、主波に比べて電力が小さい遅延波が複数ある場合には、雑音とＯＦＤＭ信号とを区別する閾値によっては、電力の小さな遅延波成分を雑音と見なしてしまい、算出される雑音電力Ｎ２の値が実際の伝送路の雑音電力よりも大きくなってしまう可能性がある。

このように雑音電力候補算出部８０及び３８０のそれぞれが算出する雑音電力Ｎ１及びＮ２の値は、伝送路の条件によっては、実際の雑音電力値よりも大きくなってしまう場合があるが、それぞれの求め方は異なるので、雑音電力Ｎ１及びＮ２のうちの最小値を選択することにより、実際の雑音電力値に対する誤差をなるべく少なくすることができる。このため、図１３の雑音電力算出部４７０によれば、伝送路特性の時間変動の影響を受けにくく、図９の雑音電力算出部７０よりも雑音電力の検出精度の向上を図ることができる。

なお、図１１の雑音電力算出部３７０及び図１３の雑音電力算出部４７０において、パイロットキャリアに対する伝送路特性Ｈｅ（ωｐ）に対してＩＦＦＴを行ってシンボルごとにインパルス応答を得る前に、時間軸方向に補間を行ってから（すなわち、周波数軸上で伝送路特性を３キャリアごとに求めておいてから）、ＩＦＦＴによりシンボルごとにインパルス応答を得るようにしてもよい。この場合、インパルス応答における折り返し歪み（aliasing）の影響を低減することができる。

また、雑音電力算出部３７０及び４７０において、パイロットキャリアに対する伝送路特性Ｈｅ（ωｐ）に対してＩＦＦＴを行って、シンボルごとにインパルス応答を得る前に（時間軸方向の補間をする場合は補間後に）、周波数軸上で伝送路特性に適切な窓関数を乗じておいてから、ＩＦＦＴによりシンボルごとにインパルス応答を得るようにしてもよい。この場合にはＯＦＤＭ信号成分の波形の立ち上がり・立ち下りが急峻になり、雑音電力の検出精度をより向上させることができる。

（第３の実施形態）
受信したＯＦＤＭ信号を復調・誤り訂正する場合に、復調した各キャリアの信頼性を推定し、その情報を用いて復調信号の軟判定（デマッピング）を行う場合がある。伝送路においてマルチパス妨害や特定キャリア妨害等の周波数選択性の妨害が発生した場合であっても、これらの妨害を受けたキャリアの位置と妨害の影響の度合いを、これらのキャリアの信頼性として適切に検出し、その情報に基づいて復調信号の軟判定を行うことにより、妨害環境下での誤り訂正の能力が大きく向上する。

本実施形態では、簡単な回路構成で、雑音妨害やマルチパス、特定キャリアに対する周波数選択性妨害、移動時に発生する妨害等、さまざまな妨害の条件下でも、各キャリアに対する信頼性を、以下に示すキャリア品質値として求め、この値を用いて軟判定を行うようにしたＯＦＤＭ受信装置について説明する。

図１４は、本発明の第３の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置の構成例を示すブロック図である。図１４のＯＦＤＭ受信装置は、図１のＯＦＤＭ受信装置において、軟判定部３２に代えて軟判定部５３２を備え、平均算出部４４を備えないようにしたものである。

このように構成された図１４のＯＦＤＭ受信装置では、受信したＯＦＤＭ信号よりキャリアごとにキャリア電力ＣＰ（ω）を算出し、キャリアごとに妨害の影響度を電力に換算した妨害電力ＩＰ（ω）を算出し、これらの対数値の差分によりキャリア品質値ＣＳＩ（ω）を求めている。例えば、ＣＳＩ（ω）＝ＬＣＰ（ω）−ＬＩＰ（ω）である場合には、キャリア品質値ＣＳＩ（ω）の値が大きいほど妨害の影響が低く、当該キャリアの信頼性は高いと言える。

図１４のキャリア品質算出部６０は、キャリア電力ＣＰ（ω）及び妨害電力ＩＰ（ω）の対数値をそれぞれＬＣＰ（ω）、ＬＩＰ（ω）として算出し、両者の差分値を求め、算出結果をキャリア品質値ＣＳＩ（ω）として軟判定部５３２に出力する。

ここで、各種の妨害環境下でのキャリア品質算出部６０における各信号について説明する。

図１５（ａ），（ｂ）は、マルチパス妨害が存在する場合について、キャリア電力ＣＰ（ω），ＬＣＰ（ω）の周波数特性をそれぞれ示す図である。図１５（ａ）に示すように、周波数ωａ、ωｂ、ωｃの近傍でマルチパス妨害による、キャリア電力ＣＰ（ω）の落ち込みが存在し、それらの落ち込み度合いはそれぞれ異なるものとする。このとき、図１５（ｂ）に示すように、対数値であるキャリア電力ＬＣＰ（ω）の落ち込み度合いは、最も深く落ち込んだ周波数ωｂの近傍では図１５（ａ）に比べるとより明瞭なものとなるのに対し、落ち込みの度合いが少ない周波数ωａ、ωｃの近傍では図１５（ａ）に比べると不明瞭なものとなる。

すなわち、マルチパス妨害によって各キャリアの電力に度合いの異なる落ち込みが発生した場合、対数値であるキャリア電力ＬＣＰ（ω）は、キャリア電力ＣＰ（ω）に比べて、受信性能劣化の支配的な要因となる、落ち込み度合いの比較的大きなキャリアについて、妨害の影響をより正確に推定できることを示している。

図１６（ａ），（ｂ）は、アナログ同一チャネル妨害が存在する場合について、妨害電力ＩＰ（ω），ＬＩＰ（ω）の周波数特性をそれぞれ示す図である。図１６（ａ）に示すように、周波数ωａ、ωｂ、ωｃの近傍でアナログ同一チャネル妨害による、妨害電力ＩＰ（ω）のピークが存在するものとする。このとき、図１６（ｂ）に示すように、対数値である妨害電力ＬＩＰ（ω）のピークは、図１６（ａ）では判別しにくかった小さなピークの存在も明瞭になり、これらの小さなピークと、図１６（ａ）では大きく示されていた周波数ωａ、ωｂ、ωｃの近傍のピークとの間の差が縮まって見えるようになる。

すなわち、アナログ同一チャネル妨害などによって各キャリアの妨害電力に度合いの異なるピークが発生した場合、対数値である妨害電力ＬＩＰ（ω）は、妨害電力ＩＰ（ω）に比べて、妨害電力の比較的小さなキャリアについても、妨害の影響をより正確に推定できることを示している。

差分算出部６６は、キャリア電力ＬＣＰ（ω）と妨害電力ＬＩＰ（ω）との間の差分値を求めてキャリア品質値ＣＳＩ（ω）として出力する。このため、マルチパス妨害が存在する場合には特にその影響の強いキャリアの品質値を、またアナログ同一チャネル妨害等の特定キャリア妨害等が存在する場合にはその影響を受けたキャリアの品質値を、より明瞭に算出することが可能となる。

軟判定部５３２は、キャリア品質算出部６０において得られるキャリア品質値ＣＳＩ（ω）に基づいて、復調部２０から出力された復調信号Ｘｅ（ω）に対してキャリアごとに軟判定を行い、軟判定メトリックデータを算出して誤り訂正部３４に出力する。

軟判定部５３２は、例えば、信頼性の非常に高いキャリアに対しては、軟判定メトリックデータとして、最も“０らしい”又は“１らしい”ことを示す値（尤度（likelihood））を算出し、逆に信頼性の非常に低いキャリアに対しては、軟判定メトリックデータとして、“０”と“１”との中間であることを表す値を算出し、それ以外のキャリアに対しては、受信した信号点と理想的な信号点との間の距離と、キャリア品質値ＣＳＩ（ω）の値とに応じて値を算出する。このように、図１４のＯＦＤＭ受信装置は、周波数選択性妨害を受けたキャリアに対しては、そのメトリックデータに関して“０らしさ”、“１らしさ”の確からしさを低めて、誤り訂正への寄与を減らすので、受信信号全体に対する誤り訂正の効果を高めることができる。

図１７は、図１４のキャリア品質算出部６０の変形例の構成を示すブロック図である。図１７のキャリア品質算出部５６０は、対数算出部６２，６４と、クリップ部５６３，５６５と、差分算出部５６６とを有している。対数算出部６２，６４は、キャリア電力ＣＰ（ω）及び妨害電力ＩＰ（ω）の対数値をそれぞれＬＣＰ（ω）、ＬＩＰ（ω）として算出し、クリップ部５６３，５６５にそれぞれ出力する。

クリップ部５６３は、対数値であるキャリア電力ＬＣＰ（ω）から所定のクリップ値を減算して、減算の結果が正となる場合は０を出力し、減算の結果が負の場合はその減算結果を出力するクリップを行い、クリップされたキャリア電力ＣＬＣＰ（ω）を差分算出部５６６に出力する。クリップ部５６５は、対数値である妨害電力ＬＩＰ（ω）から所定のクリップ値を減算して、減算の結果が負となる場合は０を出力し、減算の結果が正の場合はその減算結果を出力するクリップを行い、クリップされた妨害電力ＣＬＩＰ（ω）を差分算出部５６６に出力する。差分算出部５６６は、クリップ部５６３の出力とクリップ部５６５の出力との間の差分値を求め、算出結果をキャリア品質値ＣＳＩ（ω）として軟判定部５３２に出力する。

ここで、各種の妨害環境下でのキャリア品質算出部５６０における各信号について説明する。

図１５（ｃ）は、マルチパス妨害が存在する場合について、クリップされたキャリア電力ＣＬＣＰ（ω）の周波数特性を示す図である。クリップ部５６３は、図１５（ｂ）のキャリア電力ＬＣＰ（ω）に対して、クリップ値をＴＨＣとするクリップを行う。その結果得られるキャリア電力ＣＬＣＰ（ω）は、図１５（ｃ）に示すように、最も深く落ち込んだ周波数ωｂの近傍の状況を図１５（ｂ）に比べてより明瞭に示すものとなり、それ以外の部分の落ち込みはほとんど示さないものとなる。

すなわち、マルチパス妨害によってキャリアの電力に度合いの異なる落ち込みが発生した場合、クリップされたキャリア電力ＣＬＣＰ（ω）によると、キャリア電力ＣＰ（ω）又はＬＣＰ(ω)に比べて、受信性能劣化の支配的要因となる、落ち込み程度の大きなキャリアについて、妨害の影響を更に正確に推定できることを示している。

図１６（ｃ）は、アナログ同一チャネル妨害が存在する場合について、クリップされた妨害電力ＣＬＩＰ（ω）の周波数特性を示す図である。クリップ部５６５は、図１６（ｂ）の妨害電力ＬＩＰ(ω)に対して、クリップ値をＴＨＩとするクリップを行う。その結果得られる妨害電力ＣＬＩＰ（ω）は、図１６（ｃ）に示すように、一定レベル以上の大きなレベルを有するピークのみが判別できるようになり、それ以外の部分のピークはほとんど示さないものとなる。

すなわち、アナログ同一チャネル妨害によって妨害電力に度合いの異なるピークが発生した場合、クリップされた妨害電力ＣＬＩＰ（ω）によると、妨害電力ＣＩ（ω）又はＬＣＩ（ω）に比べて、受信性能にあまり影響を与えることのない、妨害電力の非常に小さなキャリアよりも、受信性能劣化の支配的要因となる、一定レベル以上の比較的大きな妨害電力を示すキャリアについて、妨害の影響をより正確に推定できることを示している。

差分算出部５６６は、クリップされたキャリア電力ＣＬＣＰ（ω）と妨害電力ＣＬＩＰ（ω）との間の差分値（ＣＬＣＰ（ω）−ＣＬＩＰ（ω））を求めて、キャリア品質値ＣＳＩ（ω）として出力する。このため、マルチパス妨害が存在する場合には特に妨害の影響の強いキャリアの品質値を、また、アナログ同一チャネル妨害等の特定キャリア妨害等が存在する場合には妨害の影響を受けたキャリアの品質値をより適切に算出することが可能となる。

図１８は、図１４の妨害算出部５０の変形例の構成を示すブロック図である。図１８の妨害算出部６５０は、差分算出部２７１，２７２，２７３と、電力算出部２７４と、補間部６５６とを備えている。差分算出部２７１〜２７３及び電力算出部２７４は、図１０を参照して説明したものと同様であるので、説明を省略する。補間部６５６は、電力算出部２７４で求められた、パイロットキャリアに対する妨害電力ＩＰ（ωｐ）を、時間軸方向及び周波数軸方向に補間して妨害電力ＩＰ（ω）を求め、出力する。

妨害算出部６５０によると、伝送路特性が時間的に変動する場合であっても、その変化が一様と見なせる場合には、妨害電力ＩＰ（ω）の検出精度が図１４に示した構成に比べて向上する。

図１９は、本発明の第３の実施形態の変形例に係るＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。図１９のＯＦＤＭ受信装置は、図１４のＯＦＤＭ受信装置において、図１の平均算出部４４を更に備えたものである。

図１９のＯＦＤＭ受信装置によると、平均算出部４４は、軟判定のために求められたキャリア品質値ＣＳＩ（ω）を用いるので、受信信号品質値ＳＱを求めるために、妨害算出部５０やキャリア品質算出部６０を更に備える必要がない。このため、妨害の影響の度合いを考慮して軟判定を行うことに加えて、受信信号品質値ＳＱを求める場合において、回路規模の増大化を防ぐことができる。

図２０は、本発明の第３の実施形態の他の変形例に係るＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。図２０のＯＦＤＭ受信装置は、図１４のＯＦＤＭ受信装置において、キャリア品質算出部６０と軟判定部５３２とに代えて、キャリア品質算出部６６０と軟判定部６３２とをそれぞれ備えるものである。

図２０のキャリア品質算出部６６０は、図１７で示したキャリア品質算出部５６０から、差分算出部５６５を取り去ったものである。このキャリア品質算出部６６０は、クリップ部５６３，５６５からそれぞれ得られるクリップされたキャリア電力ＣＬＣＰ（ω）及びクリップされた妨害電力ＣＬＣＰ（ω）を、軟判定部６３２に出力する。

軟判定部６３２は、クリップされたキャリア電力ＣＬＣＰ（ω）及びクリップされた妨害電力ＣＬＣＰ（ω）の両方、又はいずれか一方に基づいて、復調部２０から出力された復調信号Ｘｅ（ω）に対してキャリアごとに軟判定を行い、軟判定メトリックデータを算出して誤り訂正部３４に出力する。

図２０のＯＦＤＭ受信装置によると、キャリア品質算出部６６０がキャリア電力ＣＬＣＰ（ω）と妨害電力ＣＬＩＰ（ω）とを別個に出力し、軟判定部６３２は、キャリア電力ＣＬＣＰ（ω）と妨害電力ＣＬＩＰ（ω）との両方、又はいずれか一方を用いて軟判定を行うようにしている。この場合、軟判定部６３２において、キャリア電力ＣＬＣＰ（ω）と妨害電力ＣＬＩＰ（ω）とのそれぞれに異なる重み付けをして尤度の計算を行うことができる。より柔軟な軟判定の処理が可能となり、誤り訂正能力を向上させることができる。

以上のように、本実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置は、受信したＯＦＤＭ信号の各キャリアについて、キャリア電力と妨害の影響度を表す妨害電力とから、キャリアごとに得られる品質値に基づいて、軟判定を行うようにしている。このため、各キャリアへの妨害の影響の度合いを、精度良く推定し、この情報を用いて効果的な軟判定を行うことが可能となり、復調・誤り訂正能力を高くすることができる。

なお、図１４のＯＦＤＭ受信装置において、妨害算出部５０に代えて、図８の妨害算出部１５０を備えるようにしてもよい。

また、図１のＯＦＤＭ受信装置において、妨害算出部５０に代えて、図１８の妨害算出部６５０を備えるようにしてもよい。

以上説明したように、本発明によると、簡単な回路構成で、さまざまな妨害の条件下においても精度良く、受信されたＯＦＤＭ信号への妨害の影響を反映した受信信号の信号品質値や、雑音電力の値を検出することができる。また、各キャリアの信頼性を適切に算出して、復調・誤り訂正の能力を向上させることができる。このため、本発明は、ＯＦＤＭ受信装置等について有用である。

図１は、本発明の第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置の構成例を示すブロック図である。 図２は、周波数領域のＯＦＤＭ信号Ｙ（ω）のキャリア配置に関する伝送フォーマットの例を示す図である。 図３（ａ），（ｂ）は、マルチパス妨害が存在するときについて、受信信号電力及び求められたキャリア電力ＣＰ（ω）の周波数特性をそれぞれ示す図である。 図４（ａ），（ｂ）は、伝送路においてＯＦＤＭ信号にガウス雑音が重畳した場合について、受信信号電力及び妨害電力ＩＰ（ω）の周波数特性をそれぞれ示す図である。 図５（ａ），（ｂ）は、周波数ωＩ近傍の特定キャリアに対する妨害が存在する場合について、受信信号電力及び妨害電力ＩＰ（ω）の周波数特性をそれぞれ示す図である。 図６（ａ），（ｂ）は、受信信号に、マルチパス妨害と雑音妨害とが両方同時に存在している場合について、ＯＦＤＭ信号の各キャリアの受信信号電力及びキャリア品質値ＣＳＩ（ω）をそれぞれ示す図である。 図７（ａ），（ｂ）は、周波数ωＩ近傍の特定キャリアに対する周波数選択性妨害が存在する場合について、受信信号電力及びキャリア品質値ＣＳＩ（ω）をそれぞれ示す図である。 図８は、図１の妨害算出部の変形例の構成を示すブロック図である。 図９は、本発明の第２の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置の構成例を示すブロック図である。 図１０は、図９の雑音電力算出部の変形例の構成を示すブロック図である。 図１１は、図９の雑音電力算出部の他の変形例についての構成を示すブロック図である。 図１２は、図１１の電力算出部３７４で得られる、伝送路のインパルス応答の電力を示すグラフである。 図１３は、図９の雑音電力算出部の更に他の変形例についての構成を示すブロック図である。 図１４は、本発明の第３の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置の構成例を示すブロック図である。 図１５（ａ），（ｂ），（ｃ）は、マルチパス妨害が存在する場合について、キャリア電力ＣＰ（ω），ＬＣＰ（ω）及びクリップされたキャリア電力ＣＬＣＰ（ω）の周波数特性をそれぞれ示す図である。 図１６（ａ），（ｂ），（ｃ）は、アナログ同一チャネル妨害が存在する場合について、妨害電力ＩＰ（ω），ＬＩＰ（ω）及びクリップされた妨害電力ＣＬＩＰ（ω）の周波数特性をそれぞれ示す図である。 図１７は、図１４のキャリア品質算出部の変形例の構成を示すブロック図である。 図１８は、図１４の妨害算出部の変形例の構成を示すブロック図である。 図１９は、本発明の第３の実施形態の変形例に係るＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。 図２０は、本発明の第３の実施形態の他の変形例に係るＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１４，２１４ ＡＧＣ制御部（利得制御部）
１８ ＦＦＴ部（高速フーリエ変換部）
２０ 復調部
２４ 伝送路特性算出部
２６ 補間部
３２，５３２，６３２ 軟判定部
４２ 電力算出部
４４ 平均算出部
５０，１５０，６５０ 妨害算出部
６０，５６０，６６０ キャリア品質算出部
７０，２７０，３７０，４７０ 雑音電力算出部
８０，３８０ 雑音電力候補算出部

Claims (16)

1. 所定のシンボル間隔で挿入されるパイロット信号を伝送するキャリアを含む、複数のキャリアから構成されるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）信号を受信し復調するＯＦＤＭ受信装置であって、
   受信されたＯＦＤＭ信号を周波数領域のＯＦＤＭ信号に変換して出力する高速フーリエ変換部と、
   前記周波数領域のＯＦＤＭ信号から、前記パイロット信号を伝送するキャリアに対する伝送路特性を求める伝送路特性算出部と、
   前記パイロット信号を伝送するキャリアに対する伝送路特性を補間して、得られた結果を出力する補間部と、
   前記補間部で得られた補間後の伝送路特性の大きさの２乗を、その伝送路特性に対応するキャリアごとにキャリア電力として算出する電力算出部と、
   前記受信されたＯＦＤＭ信号に対する妨害の影響度合いを、前記補間後の伝送路特性に対応するキャリアごとに妨害電力として算出する妨害算出部と、
   前記電力算出部で求められたキャリア電力と、これに対応する、前記妨害算出部で求められた妨害電力との比を、キャリアごとに算出するキャリア品質算出部と
   を備えるＯＦＤＭ受信装置。
2. 請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置において、
   前記キャリア品質算出部は、
   前記電力算出部で求められたキャリア電力を第１の対数値に変換し、前記妨害算出部で求められた妨害電力を第２の対数値に変換し、前記第１の対数値と前記第２の対数値との間の差分値を求め、前記求められた差分値を、前記電力算出部で求められたキャリア電力と前記妨害算出部で求められた妨害電力との比として出力するものである
   ことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
3. 請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置において、
   前記キャリア品質算出部で求められた比を、複数のキャリアについて平均し、得られた結果を、前記受信されたＯＦＤＭ信号の信号品質値として出力する平均算出部を更に備える
   ことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
4. 請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置において、
   前記妨害算出部は、
   前記パイロット信号を伝送するキャリアについて、前記所定のシンボル間隔を隔てて隣接するパイロット信号に対する伝送路特性の間の差分値を算出し、前記差分値のそれぞれの大きさの２乗を求めて、時間軸方向、又は時間軸方向及び周波数軸方向の両方に補間し、得られた結果を前記妨害電力として出力するものである
   ことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
5. 請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置において、
   前記妨害算出部は、
   前記周波数領域のＯＦＤＭ信号が等化されて得られた復調信号を硬判定し、前記復調信号の信号点と、これを硬判定して得られた基準信号点との間の距離に応じた値を求め、それぞれのキャリアについて時間軸方向に積分し、得られた結果を前記妨害電力として出力するものである
   ことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
6. 請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置において、
   前記妨害算出部は、
   前記パイロット信号を伝送するキャリアについて、第１のパイロット信号に対する伝送路特性と前記第１のパイロット信号から前記所定のシンボル間隔の後に伝送された第２のパイロット信号に対する伝送路特性との間の第１の差分値と、前記第２のパイロット信号に対する伝送路特性と前記第２のパイロット信号から前記所定のシンボル間隔の後に伝送された第３のパイロット信号に対する伝送路特性との間の第２の差分値と、前記第１の差分値と前記第２の差分値との間の第３の差分値とを算出し、前記第３の差分値の大きさの２乗を求めて、時間軸方向、又は時間軸方向及び周波数軸方向の両方に補間して、得られた結果を前記妨害電力として出力するものである
   ことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
7. 請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置において、
   前記周波数領域のＯＦＤＭ信号が等化されて得られた復調信号を、前記キャリア品質算出部の出力に基づいて軟判定する軟判定部を更に備えるものである
   ことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
8. 請求項７に記載のＯＦＤＭ受信装置において、
   前記キャリア品質算出部は、
   前記電力算出部で求められたキャリア電力を第１の対数値に変換し、前記妨害算出部で求められた妨害電力を第２の対数値に変換し、前記第１の対数値と前記第２の対数値との間の差分値を求め、前記求められた差分値を、前記電力算出部で求められたキャリア電力と前記妨害算出部で求められた妨害電力との比として出力するものである
   ことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
9. 請求項７に記載のＯＦＤＭ受信装置において、
   前記キャリア品質算出部は、
   前記電力算出部で求められたキャリア電力を第１の対数値に変換し、前記第１の対数値に対して第１の所定値でクリップを行って第１のクリップされた対数値を算出し、前記妨害算出部で求められた妨害電力を第２の対数値に変換し、前記第２の対数値に対して第２の所定値でクリップを行って第２のクリップされた対数値を算出し、前記第１のクリップされた対数値と前記第２のクリップされた対数値との間の差分値を求め、前記求められた差分値を、前記電力算出部で求められたキャリア電力と前記妨害算出部で求められた妨害電力との比として出力するものである
   ことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
10. 請求項７に記載のＯＦＤＭ受信装置において、
    前記キャリア品質算出部は、
    前記電力算出部で求められたキャリア電力を第１の対数値に変換し、前記第１の対数値に対して第１の所定値でクリップを行って第１のクリップされた対数値を算出し、前記妨害算出部で求められた妨害電力を第２の対数値に変換し、前記第２の対数値に対して第２の所定値でクリップを行って第２のクリップされた対数値を算出するものであり、
    前記軟判定部は、
    前記周波数領域のＯＦＤＭ信号が等化されて得られた復調信号を、前記第１及び第２のクリップされた対数値のうちの少なくともいずれか一方に基づいて軟判定するものである
    ことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
11. 所定のシンボル間隔で挿入されるパイロット信号を伝送するキャリアを含む、複数のキャリアから構成されるＯＦＤＭ信号を受信し復調するＯＦＤＭ受信装置であって、
    受信されたＯＦＤＭ信号を周波数領域のＯＦＤＭ信号に変換して出力する高速フーリエ変換部と、
    前記周波数領域のＯＦＤＭ信号から、前記パイロット信号を伝送するキャリアに対する伝送路特性を求める伝送路特性算出部と、
    前記伝送路特性に基づいて、前記受信されたＯＦＤＭ信号に重畳する雑音電力を算出して出力する雑音電力算出部と、
    前記受信されたＯＦＤＭ信号と前記雑音電力とに基づいて、前記受信されたＯＦＤＭ信号の振幅を制御するための制御信号を生成して出力する利得制御部とを備える
    ＯＦＤＭ受信装置。
12. 請求項１１に記載のＯＦＤＭ受信装置において、
    前記雑音電力算出部は、
    前記パイロット信号を伝送するキャリアについて、前記所定のシンボル間隔を隔てて隣接するパイロット信号に対する伝送路特性の間の差分値を算出し、前記差分値のそれぞれの大きさの２乗を求めて、周波数軸方向、又は周波数軸方向及び時間軸方向の両方に平均して、得られた結果を前記雑音電力として求めるものである
    ことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
13. 請求項１１に記載のＯＦＤＭ受信装置において、
    前記雑音電力算出部は、
    前記パイロット信号を伝送するキャリアについて、第１のパイロット信号に対する伝送路特性と前記第１のパイロット信号から前記所定のシンボル間隔の後に伝送された第２のパイロット信号に対する伝送路特性との間の第１の差分値と、前記第２のパイロット信号に対する伝送路特性と前記第２のパイロット信号から前記所定のシンボル間隔の後に伝送された第３のパイロット信号に対する伝送路特性との間の第２の差分値と、前記第１の差分値と前記第２の差分値との間の第３の差分値とを算出し、得られた前記第３の差分値の大きさの２乗を求めて、周波数軸方向、又は周波数軸方向及び時間軸方向の両方に平均して、得られた結果を前記雑音電力として出力するものである
    ことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
14. 請求項１１に記載のＯＦＤＭ受信装置において、
    前記雑音電力算出部は、
    前記パイロット信号を伝送するキャリアに対する伝送路特性に対して逆フーリエ変換を行い、得られたインパルス応答における、所定の閾値以下の電力を平均して、得られた結果を前記雑音電力として求めるものである
    ことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
15. 請求項１１に記載のＯＦＤＭ受信装置において、
    前記雑音電力算出部は、
    前記パイロット信号を伝送するキャリアについて、第１のパイロット信号に対する伝送路特性と前記第１のパイロット信号から前記所定のシンボル間隔の後に伝送された第２のパイロット信号に対する伝送路特性との間の第１の差分値と、前記第２のパイロット信号に対する伝送路特性と前記第２のパイロット信号から前記所定のシンボル間隔の後に伝送された第３のパイロット信号に対する伝送路特性との間の第２の差分値と、前記第１の差分値と前記第２の差分値との間の第３の差分値とを算出し、得られた前記第３の差分値の大きさの２乗を求めて、周波数軸方向、又は周波数軸方向及び時間軸方向の両方に平均して出力する第１の雑音電力候補算出部と、
    前記パイロット信号を伝送するキャリアに対する伝送路特性に対して逆フーリエ変換を行い、得られたインパルス応答における、所定の閾値以下の電力を平均して出力する第２の雑音電力候補算出部と、
    第１及び第２の雑音電力候補算出部の出力のうち、値が小さい方を選択して、前記雑音電力として出力する最小値選択部とを有するものである
    ことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
16. 所定のシンボル間隔で挿入されるパイロット信号を伝送するキャリアを含む、複数のキャリアから構成されるＯＦＤＭ信号を受信し復調するＯＦＤＭ受信方法であって、
    受信されたＯＦＤＭ信号を周波数領域のＯＦＤＭ信号に変換する高速フーリエ変換ステップと、
    前記周波数領域のＯＦＤＭ信号から、前記パイロット信号を伝送するキャリアに対する伝送路特性を求める伝送路特性算出ステップと、
    前記パイロット信号を伝送するキャリアに対する伝送路特性を補間する補間ステップと、
    前記補間ステップで得られた補間後の伝送路特性の大きさの２乗を、その伝送路特性に対応するキャリアごとにキャリア電力として算出する電力算出ステップと、
    前記受信されたＯＦＤＭ信号に対する妨害の影響度合いを、前記補間後の伝送路特性に対応するキャリアごとに妨害電力として算出する妨害算出ステップと、
    前記電力算出ステップで求められたキャリア電力と、これに対応する、前記妨害算出ステップで求められた妨害電力との比を、キャリアごとに算出するキャリア品質算出ステップと
    を備えるＯＦＤＭ受信方法。

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