JP6073189B2 - Ｏｆｄｍ受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）変調によるデジタル無線通信に係り、特に、受信信号を雑音振幅により正規化を行うＯＦＤＭ受信装置において、正規化後のダイナミックレンジを有効利用するための正規化手段に関する。

デジタル通信方式の受信装置では、受信した信号を復調し、復調結果に対して復号処理を行うことで伝送を完了する。復号処理では、ＣＮＲ（Carrier to Noise Ratio）に対応した信号振幅が尤度の指標となるが、実装まで考慮するとその信号振幅の中でも復号処理に必要な範囲をダイナミックレンジに適切に収まるように調整しなくてはならない。ただし、一般的に、受信装置側にはＡＧＣ（Automatic Gain Control）アンプが備えられているため、信号振幅は一定に保たれることになる。そこで、雑音振幅を一定としたときの信号振幅（つまり、ＡＧＣアンプの入力時点の信号振幅）を得るために正規化処理が必要となる。以下に、従来の受信装置での正規化処理について、図１７〜図２３を参照して説明する。

図１７は、従来のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図であり、従来のＯＦＤＭ受信装置において正規化を行うまでの構成の一例を示す。
図１８は、図１７のＦＦＴ処理部８０５の出力信号を示す図であり、また、図１９は、図１７の正規化部８０８の出力信号を示す図であり、マルチパスフェージングによる影響を受けたスペクトラムが図１７の処理過程で変化するイメージ図を示す。なお、図１８及び図１９において、横軸は周波数、縦軸は振幅である。
図２０は、従来のＯＦＤＭ受信装置の構成の他の例を示すブロック図であり、従来のＯＦＤＭ受信装置において正規化を行うまでの他の構成を示す。
図２１は、パイロットキャリア配置の一例を示す図であり、横軸がキャリア方向、縦軸がシンボル方向であり、ｋ（０〜２９７）はキャリア番号、黒丸はパイロットキャリア、白丸はデータキャリアを示している。
図２２は、図２０の雑音振幅算出部９０７においてパイロットキャリアから雑音振幅を算出する構成を示すためのブロック図である。
図２３は、図２０の平均振幅算出部９０８の構成を示すブロック図である。

図１７に示すように、従来のＯＦＤＭ受信装置８００は、受信アンテナ８０１と、ＬＮＡ（Low Noise Amplifier） ８０２と、ＡＧＣアンプ８０３と、Ａ／Ｄ（Analog/Digital）部８０４と、信号を高速フーリエ変換するＦＦＴ(Fast Fourier Transform)処理部８０５と、振幅調整部８０６と、係数選択部８０７と、正規化部８０８と、復調・復号処理部８０９とを備えている。

次に、従来のＯＦＤＭ受信装置８００の動作・処理について、図１７を参照して説明する。
ＬＮＡ８０２は、受信アンテナ８０１を介して受信した信号を、定められた倍率で増幅し、ＡＧＣアンプ８０３に出力する。ＡＧＣアンプ８０３は、ＬＮＡ８０２からの入力信号を、予め設定してある目標値となるよう振幅調整を行い、Ａ／Ｄ部８０４に出力する。また、ＡＧＣアンプ８０３は、振幅調整を行った利得の値を正規化部８０８に出力する。Ａ／Ｄ部８０４は、入力された信号をデジタル信号に変換し、ＦＦＴ処理部８０５に出力する。ＦＦＴ処理部８０５は、入力されたデジタル信号を周波数領域の信号に変換し、振幅調整部８０６に出力する。

振幅調整部８０６は、係数選択部８０７から出力される係数とＦＦＴ処理部８０５での処理結果を乗算することで振幅調整を行う。これは、後段の復調・復号処理部８０９におけるダイナミックレンジに対して信号振幅が適切となるように調整するための処理である。振幅調整部８０６は、振幅調整した信号を正規化部８０８に出力し、正規化部８０８は、振幅調整部８０６で振幅調整された信号を、ＡＧＣアンプ８０３で振幅調整した際の利得により正規化を行い、復調・復号処理部８０９に出力する。これにより、入力信号に対応した信号振幅を復調・復号処理部８０９に通知することができる。復調・復号処理部８０９では、正規化された信号が復調され、最終的に復号処理がなされる。
上述したように、従来のＯＦＤＭ受信装置８００では、ＡＧＣアンプ８０３の利得を用いて正規化する処理を示したが、ＯＦＤＭ信号帯域内に、例えば、電力の大きな狭帯域干渉波が混入した場合、ＡＧＣアンプ８０３の利得の周波数特性はフラットであるため、正規化結果も干渉波周波数の振幅は大きい値のまま復調・復号処理部８０９へ通知することになる。

また、図２０に示すように、従来のＯＦＤＭ受信装置９００は、受信アンテナ９０１と、ＬＮＡ９０２と、ＡＧＣアンプ９０３と、Ａ／Ｄ部９０４と、ＦＦＴ処理部９０５と、パイロット抽出部９０６と、雑音振幅算出部９０７と、平均振幅算出部９０８と、振幅調整部９０９と、係数選択部９１０と、正規化部９１１と、復調・復号処理部９１２とを備えている。

また、雑音振幅算出部９０７（１１０ｒ）は、図２２に示すように、メモリ１１０４と、位相器１１０５と、加算器１１０６と、電力算出部１１０７と、振幅変換部１１０８とを備える構成となっており、図２２においては、１１０ｔが送信装置、１１０１が送信アンテナ、１１０２が受信アンテナ、１１０３がＬＮＡである。
また、平均振幅算出部９０８は、図２３に示すように、周波数方向に平均化を行う周波数方向平均化部１２０１と、時間方向に平均化を行う時間方向平均化部１２０２とを備えている。

次に、従来のＯＦＤＭ受信装置９００の動作・処理について、図２０を参照して説明する。
従来のＯＦＤＭ受信装置９００は、図１７に例示した従来のＯＦＤＭ受信装置８００の構成とは異なり、ＡＧＣアンプ９０３から利得を受け取ることができないシステムであり、ＡＧＣアンプ９０３からの利得と同様の信号をＦＦＴ処理部９０５の出力から算出するものである。
まず、ＬＮＡ９０２は、受信アンテナ９０１を介して受信した信号を、定められた倍率で増幅し、ＡＧＣアンプ９０３に出力する。ＡＧＣアンプ９０３は、ＬＮＡ９０２から入力された信号を予め設定してある目標値となるよう振幅調整を行い、Ａ／Ｄ部９０４に出力する。次に、Ａ／Ｄ部９０４は、入力された信号をデジタル信号に変換して、ＦＦＴ処理部９０５に出力する。ＦＦＴ処理部９０５は、入力されたデジタル信号を所定の周波数領域の信号に変換し、パイロット抽出部９０６並びに振幅調整部９０９に出力する。

以下に、ＡＧＣアンプ９０３からの利得情報と同様の信号をＦＦＴ処理部９０５の出力から算出する方法について述べる。
ＬＮＡ９０２では一定量の雑音が付加され、ＡＧＣアンプ９０３で入力信号の振幅に応じて増幅される。そのため、雑音振幅の変化量を算出することでＡＧＣアンプ９０３の利得情報を算出することができる。つまり、既知信号であるパイロットキャリアから信号に付加されている雑音振幅を算出し、それによりＡＧＣアンプ９０３の利得を求める
そこで、パイロット抽出部９０６は、パイロットキャリアを抽出し、その結果を雑音振幅算出部９０７に出力する。雑音振幅算出部９０７は、パイロット抽出部９０６が抽出したパイロットキャリアを用いて雑音振幅を算出し、算出した雑音振幅を平均振幅算出部９０８に出力する。

ここで、雑音振幅算出部９０７で行われる動作・処理の詳細について、図２２を参照して説明する。
図２２は、送信装置１１０ｔ側でデータキャリアとパイロットキャリアを送信して、受信装置側の雑音振幅算出部９０７（１１０ｒ）でそのパイロットキャリアから雑音振幅を算出するまでの一連の処理を示したブロック図であり、図２０に示した雑音振幅算出部９０７の処理を中心に示したものである。また、図２２は、従来の送受信系統それぞれが１系統の場合の送信装置１１０ｔと受信装置側の雑音振幅算出部９０７（１１０ｒ）の一実施例の構成を示すブロック図である。
図２２において、送信装置１１０ｔに入力されたデータ信号ｄ（ｋ，ｍ）とパイロットキャリア信号ｐ（ｋ，ｍ）は、符号化及び変調された信号Ｘ（ｔ）として、送信アンテナ１１０１を介して、伝送路特性Ｈ（ｔ）の伝送路中に送信される（ここで、添え字ｋはシンボル番号、添え字ｍはサブキャリア番号、添え字ｔは時間を示している）。信号Ｘ（ｔ）は、伝送路を伝搬し、受信アンテナ１１０２が受信して、ＬＮＡ１１０３に入力される。ＬＮＡ１１０３では、受信アンテナ１１０２を介して受信した信号に、雑音Ｎ（ｔ）が加算され、信号Ｒ（ｔ）のＦＦＴ処理結果をメモリ１１０４に出力する。
メモリ１１０４は、入力された信号を格納し、ｒ（ｋ，ｍ）及びｒ（ｋ＋１，ｍ）を加算器１１０６に出力する（位相器１１０５は、位相回転に使用する。）。加算器１１０６は、それらの信号を加算してその結果を電力算出部１１０７に出力する。電力算出部１１０７は、入力された信号の電力Ｐ_ｐｌｔ（ｋ，ｍ）を算出し、振幅変換部１１０８に出力する。振幅変換部１１０８は、電力Ｐ_ｐｌｔ（ｋ，ｍ）を振幅値に変換し、平均振幅算出部９０８に出力する。ここで、パイロットキャリアから雑音振幅を算出する上記処理について、具体的に説明する。

図２２のように、パイロットキャリアをｐ（ｋ，ｍ）とし、周波数領域の伝搬路特性をｈ（ｋ，ｍ）、雑音振幅算出部９０７（１１０ｒ）側のＬＮＡ１１０３で付加される雑音振幅をｎ（ｋ，ｍ）とすると、時刻ｔにおける受信信号ｒ（ｋ，ｍ）は、次の式（１）のようになり、
シンボルｋ＋１における受信信号Ｒ（ｋ＋１）は、式（２）のようになる。

これらをメモリ１１０４に格納し、加算器１１０６で減算すると、パイロットキャリアの差分電力ｐ_ｐｌｔ（ｋ，ｍ）は、伝搬路特性ｈ（ｋ，ｍ）を一定とみなせる範囲での期待値Ｅ［ ］を考えた場合、次の式（３）のようになる。

ここで、ｎ（ｋ，ｍ）はガウス雑音であり、σ^２は雑音電力である。

このようにして、パイロットキャリアの差分からサブキャリア毎の差分電力を算出できる。また、付加された雑音の電力ｎ_ｐｏｗ（ｋ，ｍ）及び振幅ｎ_ａｍｐ（ｋ，ｍ）は、次の式（４）を求めることにより得ることができる。

そして、雑音振幅算出部９０７は、算出した雑音振幅を平均振幅算出部９０８に出力し、平均振幅算出部９０８は雑音振幅を平均化して正規化部９１１に出力する。
平均振幅算出部９０８では、図２３に示すように、周波数方向平均化部１２０１で周波数方向に平均化を行い、さらに、時間方向平均化部１２０２で時間方向の平均化を行う。時間方向の平均化は、例えば、ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３３で規定されているような時間インターリーブ長よりも十分に長い時間に渡って平均化処理を行う。これにより、伝搬路特性の変動や時間インターリーブ長によることなく安定した平均値を得ることができる。

正規化部９１１では、振幅調整部９０９でダイナミックレンジに対して信号振幅が適切となるように選択した係数を乗じた受信信号を正規化し、復調・復号処理部９１２に出力する。そして、復調・復号処理部９１２により復号処理がなされる。以上の処理により、図１７のＯＦＤＭ受信装置８００と同様に、入力信号に対応した信号振幅を復調・復号処理部９１２に通知することができる。
以上の処理により、従来のＯＦＤＭ受信装置８００及びＯＦＤＭ受信装置９００では、図１８に示すようなＦＦＴ処理結果から、図１９に示すような正規化結果を得ることができる。

上述した従来のＯＦＤＭ受信装置９００では、ＦＦＴ処理結果から雑音量を算出し、それにより正規化する処理を示したが、ＯＦＤＭ信号帯域内に、例えば、狭帯域干渉波が混入した場合、パイロットキャリアから干渉波の影響を雑音量として算出できない限り、図２０に示した処理と同様に干渉波周波数の振幅は大きい値のまま、復調・復号処理部８０９へ通知することになる。
なお、特許文献１のように、シングルキャリアでは、雑音振幅を用いて受信信号を正規化して合成する技術が開示されている。しかし、ＯＦＤＭ通信方式の無線通信装置において、サブキャリアごとに雑音振幅を用いて受信信号を正規化して合成する技術は開示されていない。

特開２０１１−０５５１５３号公報

従来技術では、ＡＧＣアンプの利得、または、雑音振幅を用いて受信信号を正規化し、更に、運用上の所要ＣＮＲの範囲において正規化出力が復号処理部のダイナミックレンジに対して適切な信号振幅となるように、受信信号に係数を乗算することで、高ＣＮＲから低ＣＮＲにおける信号振幅を表現することができる。
しかし、所要ＣＮＲは変調方式によって異なり、運用時の環境によって確保できるＣＮＲも変わってくるため、受信信号に乗じる係数はそれらに応じて随時設定しなければならないという問題があった。
また、後段の復号処理では信号振幅を尤度の指標として用いており、受信信号に干渉波が含まれる場合、干渉波によってデータ誤りの可能性が高い（尤度が低い）にも関わらず、信号振幅が大きいために尤度が高いと判断されてしまうという問題があった。

本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであって、受信信号の正規化出力が雑音振幅の絶対量ではなく、算出した雑音振幅と干渉波振幅を加算した雑音干渉波振幅（以下、雑音干渉波振幅と呼ぶ）の平均値を基準に変動するようにすることにより、所要ＣＮＲが異なる変調方式や運用環境の違いごとに予め係数を準備する必要がなく、ダイナミックレンジを有効に利用することができ、また、雑音や干渉波の影響を受けながらも、適切な尤度を算出することが可能なＯＦＤＭ受信装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するための本発明の一態様のＯＦＤＭ受信装置は、ＯＦＤＭ変調方式によるデジタル無線通信におけるＯＦＤＭ受信装置であって、受信した信号を高速フーリエ変換するＦＦＴ処理部と、前記ＦＦＴ処理部で高速フーリエ変換された信号から干渉波を検出する干渉波振幅検出部と、前記ＦＦＴ処理部で高速フーリエ変換された信号からパイロット信号を抽出するパイロット信号抽出部と、前記パイロット信号抽出部で抽出されたパイロット信号の雑音振幅値を算出する雑音振幅算出部と、前記雑音振幅算出部によって算出された雑音振幅と前記干渉波振幅検出部によって算出された干渉波振幅を加算する加算器と、前記加算器の加算結果である前記雑音干渉波振幅を周波数方向に平均化すると共に、時間インターリーブ長よりも十分長い期間で時間方向に平均化する平均振幅算出部と、前記加算器から入力された前記雑音干渉波振幅を前記平均振幅算出部で算出した前記雑音干渉波振幅の平均値で正規化する第一正規化部と、前記ＦＦＴ処理部で高速フーリエ変換された信号を前記第一正規化部で正規化された信号で正規化する第二正規化部と、を備え、前記雑音干渉波振幅をその平均値で正規化した前記雑音干渉波振幅の相対値により受信信号を正規化したことを特徴とする。

また、上記目的を達成するための本発明の一態様のＯＦＤＭ受信装置は、送信装置側が複数系統のＯＦＤＭ変調方式によるデジタル無線通信において当該複数系統の信号を受信するＯＦＤＭ受信装置であって、受信した信号のそれぞれを高速フーリエ変換するＦＦＴ処理部と、前記ＦＦＴ処理部で高速フーリエ変換された信号から干渉波を検出する干渉波振幅検出部と、前記ＦＦＴ処理部で高速フーリエ変換された信号からそれぞれのパイロット信号を抽出するパイロット信号抽出部と、前記パイロット信号抽出部で抽出されたそれぞれのパイロット信号の雑音振幅値を算出する雑音振幅算出部と、前記雑音振幅算出部によって算出されたそれぞれの雑音振幅と前記干渉波振幅検出部によって算出されたそれぞれの干渉波振幅を加算する加算器と、前記ＦＦＴ処理部で高速フーリエ変換された信号と前記雑音干渉波振幅から各系統のＣＩＮＲを算出し、ＣＩＮＲが最大となる系統の前記雑音干渉波振幅を、周波数方向に平均化すると共に、時間インターリーブ長よりも十分長い期間で時間方向に平均化するＣＩＮＲ最大系統平均振幅算出部と、前記各系統の雑音干渉波振幅を最大ＣＩＮＲとなる系統の雑音干渉波振幅の平均値で正規化する第一正規化部と、前記ＦＦＴ処理部で高速フーリエ変換された信号を前記第一正規化部で正規化された信号で正規化する第二正規化部と、を備え、前記雑音干渉波振幅を前記最大ＣＩＮＲとなる系統の雑音干渉波振幅の平均値で正規化した雑音相対値により各系統の受信信号をそれぞれ正規化したことを特徴とする。

本発明によれば、受信信号の正規化出力が雑音振幅の絶対量ではなく、雑音振幅と干渉波振幅を加算した雑音干渉波振幅の平均値を基準に変動することになるため、復調・復号処理部への入力信号を一定の大きさに保つことができる。そのため、所要ＣＮＲが異なる変調方式や運用環境の違いごとに予め係数を準備することなく、ダイナミックレンジを有効に利用できる。また、サブキャリアごとに正規化を行うため、後段の信号処理にサブキャリア単位で正確な尤度を通知でき、隣接干渉や帯域内干渉、周波数特性歪による影響を最小限にすることができる。

さらに、複数系統の信号を受信する受信装置の場合、各系統の受信信号の正規化出力は最もＣＩＮＲ（Carrier to Interference and Noise Ratio）の高い系統の雑音干渉波振幅の平均値を基準に変動することになるため、最もＣＩＮＲの高い系統の復号処理部への入力信号を一定の大きさに保つことができる。その他の系統ではＣＩＮＲに応じて復号処理部への入力信号を小さくするため、各系統で雑音干渉波振幅が異なる場合においても復号処理に正確な尤度を通知できる。

本発明の実施の形態１に係るＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。 図１のＦＦＴ処理部９０５の出力のスペクトルを示した図である。 図１の第一正規化部１１１の出力のスペクトルを示した図である。 図１の第二正規化部１１２の出力のスペクトルを示した図である。 図１の干渉波振幅検出部１０８の構成の一例を示すブロック図である。 図１のＦＦＴ処理部９０５の出力のスペクトルを示した図である。 図５の低域通過フィルタ２０１の出力のスペクトルを示した図である。 図５の除算器２０２の出力信号のスペクトルを示した図である。 本発明の実施の形態２に係るＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。 送信系統（ａ）のパイロットキャリア配置を示す図である。 送信系統（ｂ）のパイロットキャリア配置を示す図である。 本発明における送受信側が２系統（系統（ａ）４０ａ及び系統（ｂ）４０ｂ）の場合の送信装置４０ｔと受信装置側の雑音振幅算出部４０ｒの構成の一例を示すブロック図である。 図９のＣＩＮＲ最大系統平均振幅算出部５０９の構成の一例を示すブロック図である。 図１３のＣＩＮＲ算出部６０３の構成の一例を示すブロック図である。 各系統のＦＦＴ処理部９０５の出力信号における周波数特性歪、帯域内干渉、隣接干渉を示す図である。 各系統の第二正規化部１１２の出力信号を示す図である。 従来のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。 図１７のＦＦＴ処理部８０５の出力信号を示す図である。 図１７の正規化部８０８の出力信号を示す図である。 従来のＯＦＤＭ受信装置の構成の他の例を示すブロック図である。 パイロットキャリア配置の一例を示す図である。 図２０の雑音振幅算出部９０７においてパイロットキャリアから雑音振幅を算出する構成を示すためのブロック図である。 図２０の平均振幅算出部９０８の構成を示すブロック図である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して説明する。
＜実施の形態１＞
本発明の実施の形態１に係るＯＦＤＭ受信装置は、受信信号からパイロットキャリアを抽出し、そこからサブキャリア毎に算出した雑音振幅と、受信信号のＦＦＴ出力から検出した干渉波振幅を加算する。加算結果である雑音干渉波振幅を周波数方向、並びに時間インターリーブ長よりも十分長い期間で時間方向に平均化を行い、前記雑音干渉波振幅をその平均値で正規化することで雑音干渉波振幅の相対値を算出する。その相対値により受信信号をさらに正規化する。以下に本発明の一実施形態について、図面等を用いて説明する。なお、以下の説明は、本発明の一実施形態を説明するためのものであり、本願発明の範囲を制限するものではない。従って、当業者であればこれらの各要素若しくは全要素をこれと均等なものに置換した実施形態を採用することが可能であり、これらの実施形態も本願発明の範囲に含まれる。また、各図の説明において、共通な機能を有する構成要素には同一の参照番号を付し、できるだけ説明の重複を避ける。

（ＯＦＤＭ受信装置１００の構成）
以下、本発明の実施の形態１に係るＯＦＤＭ受信装置について、図１〜図８を参照して詳細に説明する。
図１は、本発明の実施の形態１に係るＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。図２は、図１のＦＦＴ処理部９０５の出力のスペクトルを示した図である。図３は、図１の第一正規化部１１１の出力のスペクトルを示した図である。図４は、図１の第二正規化部１１２の出力のスペクトルを示した図である。図５は、図１の干渉波振幅検出部１０８の構成の一例を示すブロック図である。図６は、図１のＦＦＴ処理部９０５の出力のスペクトルを示した図である。図７は、図５の低域通過フィルタ２０１の出力のスペクトルを示した図である。また、図８は、図５の除算器２０２の出力信号のスペクトルを示した図である。

図１に示すように、本発明の実施の形態１に係るＯＦＤＭ受信装置１００は、受信アンテナ９０１と、ＬＮＡ(Low Noise Amplifier)９０２と、ＡＧＣ（Automatic Gain Control）アンプ９０３と、Ａ／Ｄ（Analog/Digital）部９０４と、ＦＦＴ(Fast Fourier Transform)処理部９０５と、パイロット抽出部９０６と、雑音振幅算出部９０７と、干渉波振幅検出部１０８と、加算器１０９と、平均振幅算出部１１０と、第一正規化部１１１と、第二正規化部１１２と、復調・復号処理部１１３とを備えている。また、干渉波振幅検出部１０８は、図５に示すように、低域通過フィルタ２０１と、除算器２０２と、振幅補正部２０３と、時間方向平均化部２０４と、判定部２０５とで構成される。なお、振幅補正部２０３及び時間方向平均化部２０４は、低域通過フィルタ２０１と除算器２０２の前段に配置することも可能である。

（ＯＦＤＭ受信装置１００の動作・処理）
次に、本発明の実施の形態１に係るＯＦＤＭ受信装置の動作・処理について、図１を参照して説明する。
図１において、受信信号をＦＦＴ処理し、雑音振幅を算出するまでの構成要素（受信アンテナ９０１〜雑音振幅算出部９０７）は、図２０に示した従来技術の場合と同様である。ただし、雑音振幅算出部９０７は、その出力信号を加算器１０９に出力する。また、ＦＦＴ処理部９０５の出力は干渉波振幅検出部１０８にも入力され、干渉波振幅検出部１０８では、受信信号に干渉波が存在する場合に、その振幅を検出する。

ここで、干渉波振幅検出部１０８で行われる動作・処理の詳細について、図５を参照して説明する。
干渉波振幅検出部１０８では、図５に示すように、ＦＦＴ処理部９０５の出力信号を低域通過フィルタ２０１と除算器２０２に入力し、低域通過フィルタ２０１では、ＦＦＴ処理結果に含まれる低周波成分を抽出する。そして、抽出した低周波成分を除算器２０２に入力し、ＦＦＴ処理結果を低周波成分で除算する。以上の処理により、図６のようなスペクトルディップが観測されるＦＦＴ処理結果から、図７のような包絡線成分を抽出し、除算することで、図８に示すようなスペクトルディップ成分を除去してスペクトルを平坦化することができる。

除算器２０２の出力信号は、振幅補正部２０３に入力され、振幅補正部２０３では図８に示すような、受信信号に対して大きな振幅値を示す干渉波を強調するような処理を行う。例として、信号の４乗やデガンマ補正などがある。

そして、振幅補正部２０３の出力を時間方向平均化部２０４に出力し、時間方向平均化部２０４では時間方向に平均化を行う。この処理により、振幅補正部２０３にて強調された信号を平滑化することで受信信号振幅のじょう乱成分を軽減する。そして、平均結果は判定部２０５に入力され、判定部２０５では、予め用意されたしきい値と入力信号を比較し、しきい値を超える信号を検出した場合には、その振幅値に応じて、最終的にそのサブキャリアの尤度が低くなるような大きな値を加算器１０９に出力する。ここで、詳細は後述するが、判定部２０５の出力レベルに関して、図１に示す第二正規化部１１２の出力時点で干渉波の影響を受けたサブキャリアの振幅を小さくするために、対象となるサブキャリアについては第一正規化部１１１の出力を大きくする必要がある。そのため、判定部２０５では対象となるサブキャリアについては大きな値（最大値もしくは干渉波の振幅に応じる）を出力する。

上記したように、干渉波振幅検出部１０８では、干渉波を検出し、それに応じた値を算出し、加算器１０９に出力する。加算器１０９は、雑音振幅算出部９０７の出力と干渉波振幅検出部１０８の出力を加算し、雑音振幅と干渉波振幅を一つの信号で表現する信号（以下、雑音干渉波振幅と呼ぶ）を平均振幅算出部１１０と第一正規化部１１１に出力する。平均振幅算出部１１０は、入力された雑音干渉波振幅を周波数方向、並びに時間インターリーブ長よりも十分長い期間で時間方向に平均化を行い、平均値を第一正規化部１１１に出力する。

第一正規化部１１１は、平均振幅算出部１１０より入力された雑音干渉波振幅の平均値で加算器１０９から入力された雑音干渉波振幅を正規化する。この処理により、受信信号に含まれる雑音干渉波振幅の絶対量ではなく、その平均値を基準に変動する相対値を算出する。第一正規化部１１１は、この正規化された雑音干渉波振幅を第二正規化部１１２に出力し、第二正規化部１１２は、第一正規化部１１１で正規化された雑音干渉波振幅を用いて、ＦＦＴ処理部９０５から入力された信号を正規化し、復調・復号処理部１１３に出力する。以上の処理により、図２に示すような隣接干渉、帯域内干渉、周波数特性歪の影響を受けたＦＦＴ処理結果から、図３に示すような雑音干渉波振幅の相対値を算出し、それらを用いてＦＦＴ処理結果を正規化することで図４に示すような正規化結果を得ることができる。第二正規化部１１２は、その結果を復調・復号処理部１１３に出力し、以降の処理は、従来技術と同様の処理を行う。

以上説明したように、本発明の実施の形態１によれば、ＯＦＤＭ信号の受信装置において、高速フーリエ変換された信号から抽出された信号の雑音干渉波振幅をその平均値で正規化した相対値をサブキャリアごとに算出する。その相対値によりＦＦＴ出力を正規化することができるため、所要ＣＮＲが異なる変調方式や運用環境の違いごとに予め係数を準備することなく、ダイナミックレンジを有効に利用できる。また、サブキャリアごとの雑音レベルで正規化を行うため、後段の復号処理にサブキャリア単位で正確な尤度を通知することができ、隣接干渉や帯域内干渉、周波数特性歪による影響を最小限にすることができる。

＜実施の形態２＞
上記したように、本発明の実施の形態１に係るＯＦＤＭ受信装置１００では、送信側及び受信側が１系統の場合について説明した。しかし、近年では無線通信において伝送ビットレートの増加、並びに伝送の安定化が求められており、ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output)技術を用いることが必要となってきている。そこで、ＭＩＭＯの場合について例を用いて以下に説明する。送信及び受信アンテナがそれぞれ２系統以上になっても、雑音振幅の算出方法や平均雑音振幅の算出方法も基本的な考え方は同じである。
そこで、以下に、本発明の実施の形態２に係るＯＦＤＭ受信装置について、図９〜図１６を参照して詳細に説明する。本発明の実施の形態２に係るＯＦＤＭ受信装置は、送信側が２系統、受信側２系統の場合を例に説明する。

図９は、本発明の実施の形態２に係るＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図であり、図９中、図１と同一構成部分には同一番号を付している。なお、送信装置側が２系統の場合、一例として図１０及び図１１に示すようなパイロットキャリア配置とすることができる。図１０は、送信系統（ａ）のパイロットキャリア配置を示す図であり、図１１は、送信系統（ｂ）のパイロットキャリア配置を示す図である。また、ｋ（０〜２９７）はキャリア番号、黒丸はパイロットキャリア、白丸はデータキャリアである。
図１２は、本発明における送受信側が２系統（系統（ａ）４０ａ及び系統（ｂ）４０ｂ）の場合の送信装置４０ｔと受信装置側の雑音振幅算出部４０ｒの構成の一例を示すブロック図である。なお、受信装置側の２系統目は１系統目と処理が同じため省略している。
図１３は、図９のＣＩＮＲ最大系統平均振幅算出部５０９の構成の一例を示すブロック図である。ＣＩＮＲ最大系統平均振幅算出部５０９は、周波数方向平均化部６０１と、時間方向平均化部６０２と、ＣＩＮＲ算出部６０３と、ＣＩＮＲ大小判定部６０４と、切替器６０５とで構成される。
図１４は、図１３のＣＩＮＲ算出部６０３の構成の一例を示すブロック図である。ＣＩＮＲ算出部６０３は、加算器７０１と、除算器７０２とで構成される。
図１５は、各系統のＦＦＴ処理部９０５の出力信号における周波数特性歪、帯域内干渉、隣接干渉を示す図であり、受信信号#aと#bでは信号振幅や干渉波の振幅と周波数、雑音振幅、周波数特性歪などが異なる。
図１６は、各系統の第二正規化部１１２の出力信号を示す図であり、最もＣＩＮＲの高い系統（#a）の信号振幅を変化させず、それ以外（#b）の系統では雑音振幅の大きさに合わせて信号振幅を小さくする。また、両系統で干渉波振幅の大きさに合わせて信号振幅を小さくする。図１５及び図１６において、横軸は周波数、縦軸は振幅である。

（ＯＦＤＭ受信装置３００の構成）
図９に示すように、本発明の実施の形態２に係るＯＦＤＭ受信装置３００のＣＩＮＲ最大系統平均振幅算出部５０９を除く構成は、図１のＯＦＤＭ受信装置１００を二つ組み合わせた構成となっている。ただし、雑音振幅算出部９０７では送信系統が２系統備える場合に対応した雑音振幅算出処理が必要である。また、各加算器１０９の出力とＦＦＴ処理部９０５の出力をＣＩＮＲ最大系統平均振幅算出部５０９に入力し、ＣＩＮＲ最大系統平均振幅算出部５０９は、ＣＩＮＲが最も高い系統における雑音干渉波振幅の平均値を各系統の第一正規化部１１１に出力する。
そこで、まず、送信系統が２系統の場合の雑音振幅算出処理について説明する。

（ＯＦＤＭ受信装置３００の動作・処理）
図１０及び図１１に示すように、それぞれの系統（ａ）、（ｂ）において、パイロットキャリア位置は同じであるが、送信系統（ｂ）では、１シンボル毎に位相を１８０°反転している。ＯＦＤＭ受信装置３００側では、パイロットキャリアを抽出するまでの処理は、実施の形態１に係るＯＦＤＭ受信装置１００と同様である。
図１２において、送信装置４０ｔに入力された信号ｄ_a（ｋ，ｍ）、ｄ_b（ｋ，ｍ）、ｐ_a（ｋ，ｍ）、ｐ_b（ｋ，ｍ）は、系統（ａ）の符号化及び変調された信号Ｘ_ｔａ（ｔ）と系統（ｂ）の符号化及び変調された信号Ｘ_ｔｂ（ｔ）に分かれて出力される。系統（ａ）の信号Ｘ_ｔａ（ｔ）は、位相器４０１から送信アンテナ４０３を介して、伝送路特性Ｈ_１１（ｔ）の伝送路中に送信される。また、系統（ｂ）の信号Ｘ_ｔｂ（ｔ）は、位相器４０２から送信アンテナ４０４を介して、伝送路特性Ｈ_１２（ｔ）の伝送路中に送信される。

伝送路を経由した信号Ｘ_ｔａ（ｔ）と信号Ｘ_ｔｂ（ｔ）は、それぞれ受信アンテナ４０５が受信して、ＬＮＡ４０６に入力される。受信アンテナ４０５を介して受信した信号に、ＬＮＡ４０６ではＮ_ａ（ｔ）が加算され、ＦＦＴ処理結果のパイロットキャリアを信号ｒ（ｋ，ｍ）としてメモリ４０７に出力する。メモリ４０７は、入力された４シンボルを格納し、下記式（５）に示すｒ（ｋ−１，ｍ）、ｒ（ｋ，ｍ）、ｒ（ｋ＋１，ｍ）及びｒ（ｋ＋２，ｍ）に０°、０°、１８０°、１８０°の位相回転を与え、（位相器４０８と４０９は、それらの位相回転に使用する。）加算器４１０に出力する。

加算器４１０は、それらの信号を加算して、加算結果を電力算出部４１１に出力する。電力算出部４１１は、入力された信号の電力ｐ_ｐｌｔ（ｋ，ｍ）を算出し、振幅変換部４１２に出力する。振幅変換部４１２は、電力ｐ_ｐｌｔ（ｋ，ｍ）を振幅値に変換し、加算器１０９に出力する。ここで、パイロットキャリアから雑音振幅を算出する方法について具体的に説明する。
図１２に示すように、パイロットキャリアをｐ_a（ｋ，ｍ）、ｐ_ｂ（ｋ，ｍ）とし、周波数領域の伝搬路特性をｈ_１１（ｋ，ｍ）、ｈ_１２（ｋ，ｍ）。受信側のＬＮＡで付加される雑音振幅をｎ_a（ｋ，ｍ）とすると、シンボル番号ｋ−１〜ｋ＋２における受信信号のＦＦＴ処理結果ｒ（ｋ−１，ｍ）〜ｒ（ｋ＋２，ｍ）は式（５）のようになる。

ｋ−１〜ｋ＋２の間で伝搬路特性ｈ_１１（ｋ，ｍ）及びｈ_１２（ｋ，ｍ）を一定とみなして加算器４１０で加算すると、パイロットキャリアの差分電力Ｐ_ｐｌｔ（ｋ，ｍ）は、次の式（６）のようになる。

ここで、Ｎ（ｔ）はガウス雑音であり、σは雑音電力である。このようにして、送信系統を２系統備える場合でもサブキャリア毎の差分電力を算出できる。電力算出部４１１では、この差分電力から、雑音電力ｎ_ＰＯＷ（ｋ，ｍ）を算出して振幅変換部４１２に出力する。振幅変換部４１２では、入力された雑音電力を雑音振幅に変換して出力する。雑音振幅は、加算器１０９を介してＣＩＮＲ最大系統平均振幅算出部５０９に入力される。
図１３に示すように、ＣＩＮＲ最大系統平均振幅算出部５０９では、入力された各系統の加算器１０９ａ，１０９ｂの出力である雑音干渉波振幅をそれぞれ周波数方向平均化部６０１ａ，６０１ｂで周波数方向に平均化し、その結果をそれぞれ時間方向平均化部６０２ａ，６０２ｂに出力する。

時間方向平均化部６０２ａ，６０２ｂは、周波数方向に平均化された信号を、時間インターリーブ長よりも十分長い期間で時間方向に平均化して、切替器６０５とＣＩＮＲ算出部６０３ａ，６０３ｂに出力する。この信号は各系統の受信信号に含まれる雑音干渉波振幅の絶対量を周波数方向と時間方向で平均した値を表す。この雑音干渉波振幅の平均値は、それぞれＣＩＮＲ算出部６０３ａ，６０３ｂに入力される。また、ＣＩＮＲ算出部６０３ａ，６０３ｂのもう一方の入力端子には、各系統のＦＦＴ処理部９０５ａ，９０５ｂの出力信号がそれぞれ入力される。

図１４に示すように、ＣＩＮＲ算出部６０３では、入力されたＦＦＴ処理部９０５の出力（信号振幅、干渉波振幅、雑音振幅を含む）から同じく入力された時間方向平均化部６０２の出力（干渉波振幅と雑音振幅を含む）を減算器７０１で減算する。この処理によって、信号振幅のみを算出することができる。また、信号振幅の算出方式に関する他の構成例として、ＦＦＴ処理部９０５の出力信号の二乗と時間方向平均化部６０２の出力信号の二乗の減算を行い、減算結果の平方根演算をすることにより、上記算出方式よりも正確に信号振幅を算出することができる。

得られた信号振幅は除算器７０２に入力され、除算器７０２では入力された信号振幅のみを持つ減算器７０１の出力信号を時間方向平均化部６０２の出力である雑音干渉波振幅の平均値で除算することでＣＩＮＲを算出し、ＣＩＮＲ大小判定部６０４に出力する。

図１３に示すＣＩＮＲ大小判定部６０４は、各系統のＣＩＮＲを比較してＣＩＮＲが最も高い、つまり受信状況の最も良い系統の雑音干渉波振幅の平均値を後段に伝えられるように、切替制御信号を切替器６０５に出力する。なお、受信系統が２つではなく３つ以上の場合にも、ＣＩＮＲ大小判定部６０４は、ＣＩＮＲが最も高い受信系統の雑音干渉波振幅の平均値を出力するように、切替器６０５を制御する。切替器６０５は、入力されたＣＩＮＲ大小判定部６０４からの制御信号に基づき、ＣＩＮＲの最も高い系統の雑音干渉波振幅の平均値を各系統の第一正規化部１１１ａ，１１１ｂに出力する。以降は、図１に示した実施の形態１と同様に、第一正規化部１１１ａ，１１１ｂが第二正規化部１１２ａ，１１２ｂを介して、復調・復号処理部１１３ａ，１１３ｂでそれぞれ信号処理される。以上の処理により、図１５に示すような隣接干渉、帯域内干渉、周波数特性歪の影響を受けた２系統のＦＦＴ処理結果から、図１６に示すような正規化結果を得ることができる。

以上説明したように、本発明の実施の形態２によれば、ＯＦＤＭ信号を複数系統受信する受信装置において、高速フーリエ変換された信号から抽出された信号の雑音干渉波振幅と信号振幅の比（ＣＩＮＲ）を各系統で算出し、それらの大小を比較してＣＩＮＲの最も高い系統の雑音干渉波振幅の平均値で各系統の雑音干渉波振幅を正規化した相対値をサブキャリアごと算出する。更に、その相対値で受信信号を正規化することで、最大ＣＩＮＲとなる系統の第二正規化部ではＦＦＴ出力の振幅を変化させることなく正規化を行い、その他の系統ではＣＩＮＲに応じてＦＦＴ出力の振幅を下げて正規化を行う。このため、各系統でＣＩＮＲが異なる場合でも、後段の復号処理に対して各系統の尤度を正確に通知することができ、所要ＣＮＲが異なる変調方式や運用環境の違いごとにあらかじめ係数を準備することなく、ダイナミックレンジを有効に利用できる。また、サブキャリアごとに正規化を行っているため、後段の復号処理にサブキャリア単位で正確な尤度を通知することができ、隣接干渉や帯域内干渉、周波数特性歪による影響を最小限にすることができる。

また、復調・復号処理部１１３ａ，１１３ｂにおいて、Ｈ_１１（ｔ）、Ｈ_１２（ｔ）など各伝搬路の遅延プロファイルを生成する際に、それぞれのＣＩＮＲに応じた振幅値を反映でき、例えば、その情報を表示することで伝搬路の状態が分かりやすくなる。さらに、雑音振幅が全系統で同一されている、復調・復号処理部１１３ａ，１１３ｂにおいて入力される第二正規化部１１２ａ，１１２ｂの出力信号の単純な振幅比によって最大比合成ダイバーシティを容易に行うことができる。

ここで、本発明に係るシステムや装置などの構成としては、必ずしも上記に示したものに限られず、種々な構成が用いられてもよい。また、本発明は、例えば、本発明に係る処理を実行する方法或いは方式や、このような方法や方式を実現するためのプログラムや当該プログラムを記録する記録媒体などとして提供することも可能であり、また、種々なシステムや装置として提供することも可能である。
また、本発明の適用分野としては、必ずしも以上に示したものに限られず、本発明は、種々な分野に適用することが可能なものである。
また、本発明に係るシステムや装置などにおいて行われる各種の処理としては、例えば、プロセッサやメモリ等のハードウェア資源を備えたコンピュータが、コンピュータ読み取り可能な記録媒体に永続的に格納されたプログラムを実行することにより、制御される構成が用いられてもよい。また、当該処理を実行するための各機能手段が独立したハードウェア回路として構成されてもよい。

４０ｔ：送信装置、４０ｒ：雑音振幅算出部、１００，１００ａ，１００ｂ：ＯＦＤＭ受信装置、１０８，１０８ａ，１０８ｂ：干渉波振幅検出部、１０９，１０９ａ，１０９ｂ：加算器、１１０：平均振幅算出部、１１０ｔ：送信装置、１１０ｒ：雑音振幅算出部、１１１，１１１ａ，１１１ｂ：第一正規化部、１１２，１１２ａ，１１２ｂ：第二正規化部、１１３，１１３ａ，１１３ｂ：復調・復号処理部、２０１：低域通過フィルタ、２０２：除算器、２０３：振幅補正部、２０４：時間方向平均化部、２０５：判定部、３００：ＯＦＤＭ受信装置、４０１：位相器、４０２：位相器、４０３：送信アンテナ、４０４：送信アンテナ、４０５：受信アンテナ、４０６：ＬＮＡ、４０７：メモリ、４０８：位相器、４０９：位相器、４１０：加算器、４１１：電力算出部、４１２：振幅変換部、５０９：ＣＩＮＲ最大系統平均振幅算出部、６０１，６０１ａ，６０１ｂ：周波数方向平均化部、６０２，６０２ａ，６０２ｂ：時間方向平均化部、６０３，６０３ａ，６０３ｂ：ＣＩＮＲ算出部、６０４：ＣＩＮＲ大小判定部、６０５：切替器、７０１：減算器、７０２：除算器、８００：ＯＦＤＭ受信装置、８０１：受信アンテナ、８０２：ＬＮＡ、８０３：ＡＧＣアンプ、８０４：Ａ／Ｄ部、８０５：ＦＦＴ処理部、８０６：振幅調整部、８０７：係数選択部、８０８：正規化部、８０９：復調・復号処理部、９００：ＯＦＤＭ受信装置、９０１，９０１ａ，９０１ｂ：受信アンテナ、９０２，９０２ａ，９０２ｂ：ＬＮＡ、９０３，９０３ａ，９０３ｂ：ＡＧＣアンプ、９０４，９０４ａ，９０４ｂ：Ａ／Ｄ部、９０５，９０５ａ，９０５ｂ：ＦＦＴ処理部、９０６，９０６ａ，９０６ｂ：パイロット抽出部、９０７，９０７ａ，９０７ｂ：雑音振幅算出部、９０８：平均振幅算出部、９０９：振幅調整部、９１０：係数選択部、９１１：正規化部、９１２：復調・復号処理部、１１０１：送信アンテナ、１１０２：受信アンテナ、１１０３：ＬＮＡ、１１０４：メモリ、１１０５：位相器、１１０６：加算器、１１０７：電力算出部、１１０８：振幅変換部、１２０１：周波数方向平均化部、１２０２：時間方向平均化部。

Claims (2)

1. ＯＦＤＭ変調方式によるデジタル無線通信におけるＯＦＤＭ受信装置であって、
   受信した信号を高速フーリエ変換するＦＦＴ処理部と、
   前記ＦＦＴ処理部で高速フーリエ変換された信号から干渉波を検出する干渉波振幅検出部と、
   前記ＦＦＴ処理部で高速フーリエ変換された信号からパイロット信号を抽出するパイロット信号抽出部と、
   前記パイロット信号抽出部で抽出されたパイロット信号の雑音振幅値を算出する雑音振幅算出部と、
   前記雑音振幅算出部によって算出された雑音振幅と前記干渉波振幅検出部によって算出された干渉波振幅を加算する加算器と、
   前記加算器の加算結果である前記雑音干渉波振幅を周波数方向に平均化すると共に、時間インターリーブ長よりも十分長い期間で時間方向に平均化する平均振幅算出部と、
   前記加算器から入力された前記雑音干渉波振幅を前記平均振幅算出部で算出した前記雑音干渉波振幅の平均値で正規化する第一正規化部と、
   前記ＦＦＴ処理部で高速フーリエ変換された信号を前記第一正規化部で正規化された信号で正規化する第二正規化部と、を備え、
   前記雑音干渉波振幅をその平均値で正規化した前記雑音干渉波振幅の相対値により受信信号を正規化したことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
2. 送信装置側が複数系統のＯＦＤＭ変調方式によるデジタル無線通信において当該複数系統の信号を受信するＯＦＤＭ受信装置であって、
   受信した信号のそれぞれを高速フーリエ変換するＦＦＴ処理部と、
   前記ＦＦＴ処理部で高速フーリエ変換された信号から干渉波を検出する干渉波振幅検出部と、
   前記ＦＦＴ処理部で高速フーリエ変換された信号からそれぞれのパイロット信号を抽出するパイロット信号抽出部と、
   前記パイロット信号抽出部で抽出されたそれぞれのパイロット信号の雑音振幅値を算出する雑音振幅算出部と、
   前記雑音振幅算出部によって算出されたそれぞれの雑音振幅と前記干渉波振幅検出部によって算出されたそれぞれの干渉波振幅を加算する加算器と、
   前記ＦＦＴ処理部で高速フーリエ変換された信号と前記雑音干渉波振幅から各系統のＣＩＮＲを算出し、ＣＩＮＲが最大となる系統の前記雑音干渉波振幅を、周波数方向に平均化すると共に、時間インターリーブ長よりも十分長い期間で時間方向に平均化するＣＩＮＲ最大系統平均振幅算出部と、
   前記各系統の雑音干渉波振幅を最大ＣＩＮＲとなる系統の雑音干渉波振幅の平均値で正規化する第一正規化部と、
   前記ＦＦＴ処理部で高速フーリエ変換された信号を前記第一正規化部で正規化された信号で正規化する第二正規化部と、を備え、
   前記雑音干渉波振幅を前記最大ＣＩＮＲとなる系統の雑音干渉波振幅の平均値で正規化した雑音相対値により各系統の受信信号をそれぞれ正規化したことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。