JP2011139450A - 受信機において、無線ネットワークを介して受信されるシンボルにおけるノイズを緩和するための方法 - Google Patents

Abstract

【課題】無線ＯＦＤＭネットワークにおいてインパルス性ノイズが存在する時、誤り補正及び復号後のネットワークビット誤り率を改善する。
【解決手段】ＳＮＲベースのブランキング方式の利益を十分に得るために、２つの方法、すなわち、時間領域、空間領域、及び周波数領域におけるマルチレベル閾値処理方式、並びに重み付け入力誤り補正復号が開発される。シンボルは、推定されたＳＮＲの関数として、時間領域、周波数領域、若しくは空間領域、又はそれらの組み合わせにおいて調整され、この調整は、振幅、位相、若しくはエネルギーレベル、又はそれらの任意の組み合わせに適用される。
【選択図】図１Ａ

Description

本発明は、包括的には無線通信システムに関し、特に直交周波数分割多重ベースの無線システムにおいて信頼性のある無線通信を達成するための、インパルス性干渉の緩和のための方法及びシステムに関する。

無線ネットワーク、特に産業環境における無線ネットワークは、電気機器によって生成されるインパルス性ノイズの影響を受けやすい。このインパルス性機器ノイズは、一般的に、所望の信号と比較したときの短い持続期間で高電力のスパイクによって特徴付けられる。このため、インパルス性ノイズは、瞬時ＳＮＲの急激な低下を引き起こし、これはデータパケット損失及びそれに続くネットワーク性能不良をもたらす場合がある。データパケット損失を再送信によって軽減することができるにもかかわらず、そのような再送信は遅延を引き起こし、これは厳しい遅延制約を有する無線産業ネットワークにはむしろ望ましくない。

さらに、高電力インパルス性ノイズは、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）ベースの無線産業ネットワークに対し特に悪影響を及ぼす。ＯＦＤＭブロックは、複数のシンボルを含み、送信シンボルを回復するためには、ブロック全体が受信機において一緒に復調されなくてはならない。その結果、短期間のインパルス性ノイズがいくつかのシンボルに付加される場合であっても、高電力インパルス性ノイズが、一緒に復調された後のブロック全体にわたって伝播し、それによって、いくつかのシンボルのみではなく、ブロック全体を再送信しなくてはならない。

図１０は、送信機１１０及び受信機１２０を備える従来のＯＦＤＭシステムの概略図を示している。送信機において、信号Ｚ（ｍ）は符号化され（１１１）、インターリーブされ（１１２）、マッピングされ（１１３）、逆離散フーリエ変換を受け（１１４）、パラレルからシリアルに変換され（１１５）、デジタルからアナログに変換され（１１６）、ノイズｎ（ｔ）を受けるチャネル１１７上で送信される。

受信機において、受信信号ｒ（ｔ）はアナログからデジタルに変換され（１２１）、ブランキング（ｂｌａｎｋｉｎｇ）される（１２２）。次に、信号はシリアルからパラレルに変換され（１２３）、離散フーリエ変換を受け（１２４）、マッピング解除され（１２５）、インターリーブ解除され（１２６）、復号され（１２７）、Ｚ（ｍ）（ハット）を回復する。

従来技術において、ノイズブランカーは、ノイズが所定の閾値又は基準レベルを超えたときに信号経路を遮断することによって、望ましくないノイズスパイクから信号処理回路を保護する（例えば、特許文献１参照）。

米国特許第４，４７９，２５１号明細書

インパルス性ノイズに対処するため、ブランキング１２２が適用される。図１１に示すように、従来のブランキングは、受信信号ｙ（ｎ）の振幅のみに基づく単一の閾値によって特徴付けられる。加えて、従来のブランキングは、振幅をゼロに降下させることしかできない。

図１１に示すように、データシンボルｙ（ｎ）の各サンプルの振幅は、まず所定の閾値Ｔ_０と比較される。振幅が閾値よりも大きい場合、従来の方法は、信号をゼロにセットし、他の値にセットしないことによって、データシンボルｙ（ｎ）の対応する第ｎのサンプルをブランキングする。そうでない場合、ブランカーは、単にサンプルを変更せずに出力する。

本発明の実施の形態は、無線ネットワークにおけるインパルス性ノイズを緩和するための方法を提供する。本方法のノイズ緩和は、信号対ノイズ比（ＳＮＲ）に基づく。信号振幅がブランキング判定に使用される従来のブランキング方式とは対照的に、本発明によるブランキング方式は、各受信シンボルの推定ＳＮＲを使用することによってブランキング判定を行う。

本発明は、信号ＳＮＲが信号振幅よりも正確な品質測定基準であるということによって動機付けされている。ＳＮＲベースのブランキング方式の利益を十分に得るために、２つの実施の形態、すなわちマルチレベル閾値処理方式、及び重み付け入力誤り補正復号が開発される。

このブランキング方式は、任意の無線ネットワークに、それらの変調方式、たとえばシングルキャリア又はマルチキャリアに関わらず適用可能であることを強調すべきである。

重み付け入力誤り補正復号方法及びブランキング方法は、独立して使用することができることにも留意されたい。

本発明は、インパルス性ノイズが存在するとき、ＯＦＤＭネットワークにおいて、誤り補正及び復号後のネットワークビット誤り率（ＢＥＲ）を改善する。

本発明の実施の形態によるブランカーを有する受信機のブロック図である。 本発明の実施の形態によるブランカーを有する受信機のブロック図である。 本発明の実施の形態によるマルチレベル閾値を用いたブランカーの動作の概略図である。 本発明の実施の形態によるマルチレベル閾値関数を用いた図２の調節器の入出力関係の概略図である。 本発明の実施の形態による２レベル閾値関数を用いた図２の調節器の入出力関係の概略図である。 本発明の実施の形態によるブランカーによって使用される、ＳＮＲの関数としての重み付け係数のグラフである。 本発明の実施の形態による時間領域ブランキングプロセスの概略図である。 本発明の実施の形態による周波数領域ＳＮＲベースの重み付けされた出力プロセスの概略図である。 本発明の実施の形態による複数の受信アンテナを用いたブランキングプロセスの概略図である。 本発明の実施の形態による、時間領域ブランキング、周波数領域重み付け、及び複数のアンテナのブランキング／結合を含むプロセスの概略図である。 従来技術のブランカーを備える受信機を有する従来技術のＯＦＤＭシステムのブロック図である。 図１０のブランカーのための従来技術の振幅ベースの単一の閾値の概略図である。

図１Ａ及び図１Ｂは、本発明の実施の形態による受信機３３０を示している。受信信号ｒ（ｔ）はアナログからデジタルに変換され（３３１）、ブランキングされる（３１０）。次に、信号はシリアルからパラレルに変換され、離散フーリエ変換を受け（３３３）、マッピング解除され（３３４）、インターリーブ解除され（３３５）、復号され（３３７）、信号推定値Ｚ（ｍ）（ハット）を回復する。

より詳細には、受信機は、まず離散時間領域において受信信号ｒ（ｔ）をサンプリングし、その後、ＳＮＲベースのブランカー３１０にデジタル化されたデータを供給する。

ＳＮＲベースのブランカー３１０の詳細な機能構造及び動作が図２に示されている。本ブランカー３１０は、ブランカー３１０に供給される受信シンボル４０１毎に、まずＳＮＲを推定する（４１０）。

次に、推定されたＳＮＲが、第１のレベル閾値Ｔ_１、第２のレベル閾値Ｔ_２、そして第Ｎの閾値Ｔ_Ｎに至るまで、それらの閾値と比較される（４２０、４２１、及び４２２）。ここで、図３に閾値関数に関して示すように、Ｔ_１＜Ｔ_２＜…＜Ｔ_Ｎである、すなわち昇順である。

図３に示す入出力関係は、区分線形又は区分非線形であり得ることを強調すべきである。すなわち、本ブランカーは、複数のレベルでＳＮＲベースのブランカーを使用する。閾値関数は、不連続又は連続とすることができる。

推定されたＳＮＲがＴ_１未満である場合、本発明に従って、現在のシンボルのためのサンプル値は、このサンプル値をゼロにセットすることによって調整される（４３０）。そうでない場合、本方法は、推定されたＳＮＲを第２の閾値Ｔ_２と比較すること（４２１）へと進む。推定されたＳＮＲが閾値Ｔ_２未満である場合、本方法は現在のシンボルを調整する。後述するように、調整は、受信データシンボルの振幅、位相、又はエネルギーを変更することができる。そうでない場合、本方法は、推定されたＳＮＲが閾値よりも小さいか、又は第Ｎのレベル閾値に達するまで、推定されたＳＮＲを次のレベルの閾値と比較することへと進む。推定されたＳＮＲがＴ_Ｎよりも大きい場合、ブランカーは、現在のサンプルを変更することなく出力する（４３１）。

図４は、２つのレベルの閾値関数を有する図３の特定の例を示している。ここで、第２のレベルは、第１のレベルよりも大きい。

マルチ閾値ブランキングに加えて、ＳＮＲベースのブランカーは、オプションでデータシンボル毎に重み付け係数ｗ５０１を生成する（４５０）こともできる。重み付け係数は、受信データシンボルの信頼性を数値化するように設計される。

たとえば、ｉ番目のビットＳ_ｉの対数尤度は、次式のように概算することができる。

ここで、μはＳ_ｉ＝ｖの場合の入力の平均値を表し、σ_ｉ ^２はノイズエネルギーを表す。通常、σ_ｉ ^２＝σ^２は定数であると推定される。しかしながら、インパルス性ノイズが存在する場合、σ_ｉ ^２は時変性である。

このため、σ_ｉ ^２＝σ_Ｔ ^２＋σ_Ｉ ^２をモデル化することができる。ここで、σ_Ｔ ^２は一定のガウスノイズレベルであり、σ_Ｉ ^２はインパルスノイズの時間と共に変動するエネルギーである。

尤度関数は、次式のように表すことができる。

ここで、ｗ_ｉはｉ番目のデータシンボルのための重み付け係数である。ｗ_ｉの値は、ｉ番目のデータサンプルにおいて推定されたノイズレベルに基づいて計算される。通常、重み割り当て関数は、総ノイズレベルが増加すると共に重みが減少するように設計される。

図５は、次式によって与えられる重み割り当て関数の一例を示している。

ここで、ｋは１よりはるかに大きい定数である。ＯＦＤＭシステムの場合、ｗ_ｉは、ビットＳ_ｉが属するＯＦＤＭシンボル全体に関して推定される。

図１Ａに示されるように、ブランカーは、処理されたデータサンプル及び重み付け係数５１１の双方を出力することができる。次に、処理されたデータサンプルは、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）演算を介して周波数領域に変換される（３３３）。

その後、ＤＦＴ出力は、まずマッピング解除されて（３３４）、Ｐ（ｎ）になり、インターリーブ解除されて（３３５）、Ｑ（ｎ）になる。ブランカーから得られる対応する重み付け係数ｗ（ｎ）５１１もインターリーブ解除されて（３３５）、ｗ（ｎ）（チルダ）になる。最後に、重みｗ（ｎ）（チルダ）が誤り訂正復号器３３７に供給され、復号器のためのコスト測定基準を生成するのに使用される。

Ｑ（ｎ）及びｗ（ｎ）（チルダ）を使用する復号器３３７の例が図１Ｂに示され、ここで、インターリーブ解除された重み付け係数ｗ（ｎ）（チルダ）がＱ（ｎ）と乗算される（３２６）。次に、結果としてのサンプルＱ（ｎ）（チルダ）＝Ｑ（ｎ）×ｗ（ｎ）（チルダ）がビタビ復号器３２８に供給される。

ＳＮＲ推定を、異なる複数の方法を使用して実施することができることは注目に値する。１つの実施の形態では、ノイズレベルは、所定の閾値を超えるエネルギーを有する時間領域サンプルの総数をカウントすることによって推定することができる。

別の実施の形態では、ネットワークが一定エネルギーのシンボルを利用する場合、ブランカーは、総シンボルエネルギーからノイズ電力を推定することができる。

ＯＦＤＭネットワークの場合、ブランカーは、信号が全く伝送されないヌルサブキャリア内のエネルギーに基づいてノイズレベルを求めることもできる。

空間領域ノイズ低減
受信機が複数のアンテナを装備している場合、図８に示すように、各アンテナからの受信信号にブランキングを適用することができる。

ここで、ＳＮＲ１０１１は、各アンテナからの入力シンボル１００１について推定される（１０１０）。関数１００２を使用して係数γ１０２１が生成される（１０２０）。シンボルは、調整され（１０３０）、結合され（１００９）、その後ＤＦＴ１０３５に渡される。

時間領域ノイズ低減
図６は、時間領域ノイズ低減のための基本ステップを示している。本発明は、まず、入力シンボル８０１を使用して、ＳＮＲ８１１を推定し（８１０）、その後マルチレベル閾値関数８０２に従って重み付け係数α８２１を生成する（８２０）。その後、シンボルは、α８２１によって調整され（８３０）、その後ＤＦＴ８３５に出力される（８０９）。

周波数領域ノイズ低減
図７は、周波数領域ノイズ低減のための基本ステップを示している。本発明は、まず、各時間領域入力シンボル９０１を、ＤＦＴ８３５を介して周波数領域に変換する。その後、周波数領域シンボルを使用して、推定された（９１０）ＳＮＲ９１１、及びマルチレベル閾値関数９０２に基づいて重み付け係数ｗ９２１を生成する（９２０）。最後に、周波数領域シンボルは、ｗによって調整され（９３０）、その後出力シンボル９０９が復号される。

時間領域ノイズ低減及び周波数領域ノイズ低減の組み合わせ
図９は、時間領域ノイズ低減、空間領域ノイズ低減、及び周波数領域ノイズ低減が組み合わせて使用される受信機を示している。１つの受信機アンテナしか存在しない場合、ｗ＝１又はα＝１をセットすることによって、時間領域ノイズ低減又は周波数領域ノイズ低減のいずれかをそれぞれ崩す（ｃｏｌｌａｐｓｅ）ことができる。

調整
調整は、データシンボル信号の任意の面、たとえば、振幅、位相、若しくはエネルギー、又はそれらの任意の組み合わせに適用することができる。調整は、位相若しくはエネルギーを増加若しくは減少させることもでき、位相をシフトすることもできる。

本発明を好ましい実施の形態の例として説明してきたが、本発明の精神及び範囲内で様々な他の適合及び変更を行うことができることを理解されたい。したがって、添付の特許請求の範囲の目的は、本発明の真の精神及び範囲に入る全ての変形形態及び変更形態を包含することである。

Claims (16)

1. 受信機において、無線ネットワークを介して受信されるシンボルにおけるノイズを緩和するための方法であって、
   前記受信機において、各前記シンボルの信号対ノイズ比（ＳＮＲ）を推定するステップと、
   前記受信機において前記シンボルを調整するステップであって、前記調整するステップは、前記推定されたＳＮＲの関数として実行され、前記調整するステップは、時間領域、周波数領域、若しくは空間領域、又はそれらの組み合わせにおいて実行され、前記調整するステップは、振幅、位相、若しくはエネルギーレベル、又はそれらの組み合わせに適用される、調整するステップと、
   を含む、受信機において無線ネットワークを介して受信されるシンボルにおけるノイズを緩和するための方法。
2. 前記ネットワークは、直交周波数分割多重を使用する、請求項１に記載の受信機において無線ネットワークを介して受信されるシンボルにおけるノイズを緩和するための方法。
3. 前記関数は、連続している、請求項１に記載の受信機において無線ネットワークを介して受信されるシンボルにおけるノイズを緩和するための方法。
4. 前記関数は、不連続である、請求項１に記載の受信機において無線ネットワークを介して受信されるシンボルにおけるノイズを緩和するための方法。
5. 前記関数は、区分線形である、請求項１に記載の受信機において無線ネットワークを介して受信されるシンボルにおけるノイズを緩和するための方法。
6. 前記関数は、区分非線形である、請求項１に記載の受信機において無線ネットワークを介して受信されるシンボルにおけるノイズを緩和するための方法。
7. 受信データシンボルの信頼性を数値化する、前記シンボルのための重み付け係数ｗを生成するステップをさらに含む、請求項１に記載の受信機において無線ネットワークを介して受信されるシンボルにおけるノイズを緩和するための方法。
8. 前記信頼性は、次式のようにシンボルのｉ番目のビットＳ_ｉの対数尤度ｖであると推定するステップをさらに含み、
   

   

   ここで、ｘ_ｉは前記シンボルを表し、μはＳ_ｉ＝ｖの場合の平均値を表し、σ_ｉ ^２はノイズエネルギーである、請求項７に記載の受信機において無線ネットワークを介して受信されるシンボルにおけるノイズを緩和するための方法。
9. σ_ｉ ^２＝σ^２は定数である、請求項８に記載の受信機において無線ネットワークを介して受信されるシンボルにおけるノイズを緩和するための方法。
10. 前記ノイズは、インパルス性ノイズであり、σ_ｉ ^２は時変性である、請求項８に記載の受信機において無線ネットワークを介して受信されるシンボルにおけるノイズを緩和するための方法。
11. 前記対数尤度は、
    

    

    であり、ここで、ｗ_ｉは、ｉ番目のデータシンボルのための重み付け係数である、請求項８に記載の受信機において無線ネットワークを介して受信されるシンボルにおけるノイズを緩和するための方法。
12. 総ノイズレベルが増加すると共に重みが減少する、請求項８に記載の受信機において無線ネットワークを介して受信されるシンボルにおけるノイズを緩和するための方法。
13. 重み割り当て関数は、
    

    

    であり、ここで、ｋは、１よりはるかに大きい定数である、請求項８に記載の受信機において無線ネットワークを介して受信されるシンボルにおけるノイズを緩和するための方法。
14. 前記推定するステップは、所定の閾値を超えるエネルギーを有する時間領域サンプルの総数をカウントする、請求項１に記載の受信機において無線ネットワークを介して受信されるシンボルにおけるノイズを緩和するための方法。
15. 前記ネットワークが一定エネルギーのシンボルを利用する場合、前記推定するステップは、総シンボルエネルギーに基づく、請求項１に記載の受信機において無線ネットワークを介して受信されるシンボルにおけるノイズを緩和するための方法。
16. 前記推定するステップは、信号が全く伝送されないヌルサブキャリア内のエネルギーに基づく、請求項１に記載の受信機において無線ネットワークを介して受信されるシンボルにおけるノイズを緩和するための方法。

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