KR101400852B1 - 다중 안테나 시스템에서 간섭 제거 장치 및 방법 - Google Patents

다중 안테나 시스템에서 간섭 제거 장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 다중 안테나 시스템의 수신 단에서 최대 우도(Maximum Likelihood) 기반으로 간섭을 제거하기 위한 장치 및 방법에 관한 것으로서, 적어도 하나의 수신 안테나들을 통해 수신되는 신호를 이용하여 채널을 추정하는 과정과, 상기 추정한 채널을 이용하여 간섭을 제거하기 위한 적어도 하나의 가중치들을 생성하는 과정과, 제 1 가중치를 이용한 최대 우도(Maximum Likelihood)를 통해 유클리디안 거리가 가장 짧은 후보 심볼을 검출하는 과정과, 상기 후보 심볼에 대해 제 2 가중치를 이용한 연성 복호(Soft Decoding)를 수행하는 과정을 포함하여 간섭 환경에서도 ML기반으로 신호를 수신하여 시스템의 용량을 증대시키고 수신 성능을 향상시킬 수 있는 이점이 있다.
다중 안테나 시스템, 최대 우도(ML : Maximum Likelihood) 기법, 최소평균제곱오류(MMSE : Minimium Mean Squared Error) 기법, 채널 상관, 간섭 제거

Description

다중 안테나 시스템에서 간섭 제거 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR CANCELLING OF INTERFERENCE IN MULTI-ANTENNA SYSTEM}
본 발명은 다중 안테나 시스템에서 간섭을 제거하기 위한 장치 및 방법에 관한 것으로서, 특히 다중 안테나 시스템의 수신 단에서 최대 우도(ML : Maximum Likelihood) 기반으로 간섭을 제거하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.
무선 이동통신 시장의 급성장으로 인하여 무선 환경에서 다양한 멀티미디어 서비스가 요구된다. 이에 따라, 멀티미디어 서비스를 제공하기 위해 한정된 자원을 이용하여 대용량의 데이터를 고속으로 전송할 수 있는 다중 안테나 시스템의 연구가 진행되고 있다. 예를 들어, 다중 안테나 시스템은 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 시스템을 나타낸다.
다중 안테나 시스템은 안테나별로 서로 독립적인 채널을 이용하여 데이터를 전송하여 추가적인 주파수나 송신 전력 할당 없이도 단일 안테나 시스템에 비해 전송 신뢰도와 전송률을 증가시킬 수 있다.
다중 안테나 시스템에서 공간 다중화 방식(Spatial Multiplexing)을 사용하는 경우, 송신 단은 다수의 송신 스트림을 통해 동시에 데이터를 전송한다. 이 경우, 송신 단에서 전송하는 다수의 송신 스트림들 간 간섭이 발생하여 수신 단의 성능이 저하될 수 있다.
따라서, 다중 안테나 시스템의 수신 단은 최소평균제곱오류(MMSE : Minimum Mean Squared Error) 기반으로 검출할 스트림의 채널 방향으로 간섭신호를 널링(Nulling)하여 간섭에 대한 영향을 줄인다.
하지만, 수신 단에서 MMSE 기반으로 신호를 수신받는 경우, 상기 수신 단은 ML 기반의 수신 단보다 수신 성능이 저하되는 문제점이 있다. 즉, MMSE 기반으로 신호를 수신받는 경우, 수신 단은 자기 신호를 제외한 나머지 신호들을 간섭으로 인식하여 널링을 수행하기 위한 가중치 벡터를 생성한다. 따라서, 자기 신호가 다수 개인 경우, 수신 단은 자기 신호들을 고려하지 않고 널링을 위한 가중치 벡터를 생성하므로 널링 효과가 감소하는 문제점이 있다.
또한, MMSE 기반의 수신 단은 ML 기반의 수신 단과는 달리 다중 안테나 결합 검출(Joint detection)의 이득을 모두 활용할 수 없는 문제점이 있다.
수신 단에서 ML 기반으로 신호를 수신하는 경우, 상기 수신 단은 간섭을 고려하지 않기 때문에 간섭에 의해 수신 성능이 저하되는 문제가 발생한다. 여기서, ML 기반으로 신호를 수신받는 수신 단은 하기 도 1에 도시된 바와 같이 구성된다.
도 1은 종래 기술에 따른 다중 안테나 시스템에서 수신 단의 블록 구성을 도시하고 있다.
상기 도 1에 도시된 바와 같이 상기 수신 단은 다수 개(NR)의 수신 안테나, 전처리기(101), ML 검출기(103), LLR(Log Likelihood Ratio)생성기(105), 복호기(107) 및 채널추정기(109)를 포함하여 구성된다.
상기 전처리기(101)는 다수 개의 수신 안테나들로부터 수신되는 고주파 신호를 기저대역 신호로 변환한다.
상기 ML 검출기(103)는 상기 전처리기(101)로부터 제공받은 수신 신호들에 적용 가능한 모든 후보 심볼들을 이용하여 유클리디안 거리가 가장 짧은 심볼을 선택하여 출력한다. 이때, 상기 ML검출기(103)는 간섭 신호를 고려하지 않고 자신이 수신받은 신호만을 고려하여 유클리디안 거리가 가장 짧은 심볼을 선택한다.
상기 LLR생성기(105)는 상기 ML 검출기(103)로부터 제공받은 심볼에 대한 연판정 값(=로그 우도율(LLR))을 생성하여 출력한다.
상기 복호기(107)는 상기 LLR생성기(105)로부터 제공받은 LLR값에 대한 복호를 수행하여 출력한다.
상술한 바와 같이 ML 기반의 수신 단은 ML 검출기(103)를 통해 선택한 후보 심볼을 연성 복호(Soft decoding)하기 위해 별도의 LLR생성기(105)를 사용한다. 하지만, 상기 ML 검출기(103)는 간섭 신호를 고려하지 않고 후보 심볼을 선택하므로 간섭 신호가 잡음으로 인식되어 상기 선택한 후보 심볼에 큰 잡음이 포함되어 있다. 따라서, 상기 LLR 생성기(105)는 상기 ML검출기(103)로부터 제공받은 후보 심볼에 포함된 잡음에 의해 부정확한 LLR 값을 생성하여 수신 성능이 크게 저하되는 문제가 발생한다.
따라서, 본 발명의 목적은 다중 안테나 시스템의 수신 단에서 간섭을 제거하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 다중 안테나 시스템의 수신 단에서 최대 우도(ML : Maximum Likelihood) 기반으로 간섭을 제거하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제 1 견지에 따르면, 다중 안테나 시스템의 수신 단에서 신호 수신 방법은, 적어도 하나의 수신 안테나들을 통해 수신되는 신호를 이용하여 채널을 추정하는 과정과, 상기 추정한 채널을 이용하여 간섭을 제거하기 위한 적어도 하나의 가중치들을 생성하는 과정과, 제 1 가중치를 이용한 최대 우도(Maximum Likelihood)를 통해 유클리디안 거리가 가장 짧은 후보 심볼을 검출하는 과정과, 상기 후보 심볼에 대해 제 2 가중치를 이용한 연성 복호(Soft Decoding)를 수행하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 제 2 견지에 따르면, 다중 안테나 시스템의 수신 단 장치는, 적어도 하나의 수신 안테나들과, 상기 안테나들을 통해 수신된 신호를 이용하여 채널을 추정하는 채널 추정기와, 상기 추정한 채널을 이용하여 간섭을 제거하기 위한 적어도 하나의 가중치들을 생성하는 가중치 생성기와, 제 1 가중치를 이용한 최대 우도(Maximum Likelihood)를 통해 유클리디안 거리가 가장 짧은 후보 심볼을 검출하는 최대 우도 검출기와, 상기 후보 심볼에 대해 제 2 가중치를 이용한 연성 복호(Soft Decoding)를 수행하는 연성 복호부를 포함하는 구성되는 것을 특징으로 한다.
상술한 바와 같이 다중 안테나 시스템의 수신 단에서 간섭 제거를 고려한 최대 우도(ML: Maximun Likelihood) 기반으로 신호를 검출함으로써, 간섭 환경에서도 ML기반으로 신호를 수신하여 시스템의 용량을 증대시키고 수신 성능을 향상시킬 수 있는 이점이 있다.
이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 그리고, 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략한다.
이하 본 발명은 다중 안테나 시스템의 수신 단에서 최대 우도(ML : Maximum Likelihood) 기반으로 간섭을 제거하기 위한 기술에 대해 설명한다. 이하 설명에서 수신 단이 서빙 기지국으로부터 수신되는 신호들 중 자신이 수신받을 신호에 대한 다중 안테나 스트림의 수를 Ns라 가정하고, 간섭 신호의 수를 NI라 가정한다. 여기서, 상기 Ns는 1보다 크거나 같고, 상기 수신 단에 포함되는 수신 안테나의 수(NR)보다 작거나 같다(1≤Ns≤NR).
다중 안테나 시스템에서 간섭이 존재할 경우, 수신 단은 하기 <수학식 1>과 같이 자신의 신호와 간섭 신호가 포함된 신호를 수신받는다.
Figure 112007087552581-pat00001
여기서, 상기 r은 NR×1 크기의 수신신호벡터를 나타내고, 상기 H는 상기 서빙 기지국으로부터 수신되는 신호에 대한 NR×NS 크기의 채널행렬을 나타내며, 상기 s는 서빙 기지국에서 전송한 Ns×1 크기의 송신신호벡터를 나타낸다. 또한, 상기 G는 인접 기지국들로부터 수신되는 신호에 대한 NR×NI 크기의 채널행렬을 나타내고, 상기 i는 인접 기지국들에서 전송한 NI×1 크기의 간섭신호벡터를 나타내며, 상기 N은 NR×1 크기의 잡음벡터를 나타낸다. 또한, 상기 F는 상기 H와 G를 포함하여 NR×(NS+NI) 크기의 채널 행렬을 나타내고, 상기 x는 상기 s와 i를 포함하여 (Ns+NI)×1 크기의 전송신호벡터를 나타낸다.
상기 <수학식 1>과 같이 간섭이 존재할 경우, 상기 수신 단은 안테나들을 퉁해 자신이 수신받을 신호에 간섭 신호가 포함된 신호를 수신받는다.
이때, 상기 수신 단에서 간섭을 고려하여 ML 기반으로 신호를 검출하기 위해서는 하기 <수학식 2>와 같이 서빙 기지국과의 채널 행렬과 인접 기지국들과의 채널 행렬을 포함하는 F을 고려하여 유클리디안 거리가 가장 짧은 심볼을 선택해야한다.
Figure 112007087552581-pat00002
여기서, 상기
Figure 112009005423209-pat00003
은 서빙 기지국과의 채널 행렬과 인접 기지국들과의 채널 행렬을 함께 고려하여 ML 검출을 통해 선택한 심볼을 나타내고, 상기 r은 수신신호벡터를 나타내며, 상기
Figure 112009005423209-pat00004
는 서빙 기지국과의 채널 추정 행렬과 인접 기지국들과의 채널 추정 행렬을 포함하는 채널 추정 행렬을 나타내고, 상기 x는 수신 단에서 ML 검출에 적용할 후보 심볼을 나타낸다. 이때, 상기 x는 서빙 기지국에서 전송한 송신신호벡터와 인접 기지국들에서 전송한 간섭신호벡터를 포함한다.
상기 <수학식 2>에서
Figure 112009005423209-pat00005
이 서빙 기지국 및 인접 기지국들이 전송한 신호 벡터와 동일한 경우, 최소 유클리디안 거리는 잡음벡터의 크기와 동일하다. 따라서, 상기 수신 단에서 상기 <수학식 2>와 같이 ML 검출을 수행하는 경우, 최적의 LLR을 생성할 수 있다.
하지만, 상기 수신 단은 간섭 신호에 대한 채널을 추정할 수 없다. 따라서, 상기 수신 단은 하기 <수학식 3>을 이용하여 ML 검출을 수행한다.
Figure 112007087552581-pat00006
여기서, 상기
Figure 112009005423209-pat00007
은 서빙 기지국과의 채널 행렬을 고려하여 ML 검출을 통해 선택한 심볼을 나타내고, 상기 r은 수신신호벡터를 나타내며, 상기
Figure 112009005423209-pat00008
는 서빙 기지국이 전송한 신호를 이용하여 추정한 채널 행렬을 나타내고, 상기 s는 수신 단에서 ML 검출에 적용할 후보 심볼을 나타낸다.
간섭이 존재하고, 상기 <수학식 3>에서
Figure 112009005423209-pat00009
이 서빙 기지국이 전송한 신호 벡터와 동일한 경우, 최소 유클리디안 거리는 잡음벡터의 크기와 간섭 신호의 크기의 합과 동일하게 된다. 즉, 상기 <수학식 3>을 이용하여 신호를 검출하는 경우, 수신 단은 상기 <수학식 3>과 같은 ML 검출을 통해 최적의 LLR을 생성할 수 없게 된다.
따라서, 수신 단은 간섭에 대한 영향을 줄이기 위해 하기 <수학식 4>와 같이 간섭 제거를 위한 가중치를 적용하여 ML검출을 수행한다. 여기서, 수신 단은 영 강압(ZF : Zero Forcing) 방식과 최소평균제곱오류(MMSE : Minimum Mean Squared Error) 방식 등을 이용하여 간섭에 대한 영향을 줄이기 위한 가중치를 생성할 수 있다.
Figure 112007087552581-pat00010
여기서, 상기
Figure 112009005423209-pat00011
은 간섭 제거를 적용하여 ML 검출을 통해 선택한 심볼을 나타내고, 상기 WHD는 간섭 제거를 고려하면서 ML 검출을 수행하기 위한 가중치를 나타내며, 상기 r은 수신신호벡터를 나타내고, 상기
Figure 112009005423209-pat00012
는 서빙 기지국이 전송한 신호를 이용하여 추정한 채널 행렬을 나타낸다. 또한, 상기
Figure 112009005423209-pat00013
는 간섭 신호를 이용하여 추정한 채널 행렬을 나타내고, 상기 sML은 서빙 기지국에서 전송한 송신신호벡터를 나타내며, 상기 s는 수신 단에서 ML 검출에 적용할 후보 심볼을 나타내고, 상기 i는 간섭 신호벡터를 나타내며, 상기 n은 잡음 벡터를 나타낸다.
상기 수신 단은 상기 <수학식 4>와 같이 간섭 신호를 널링하기 위한 가중치를 적용하여 ML 검출을 수행할 수 있다. 이때, 상기 수신 단은 간섭 제거를 위한 가중치를 하기 <수학식 5>와 같이 생성할 수 있다. 여기서, 하기 <수학식 5>는 MMSE 방식을 이용하여 생성한 가중치 행렬을 나타낸다.
Figure 112007087552581-pat00014
여기서, 상기 WHD는 간섭 제거를 고려하면서 ML 검출을 수행하기 위한 가중치를 나타내고, 상기 W는 후보 가중치들을 나타내며, 상기
Figure 112009005423209-pat00015
는 서빙 기지국이 전송한 신호를 이용하여 추정한 채널 행렬을 나타낸다. 또한, 상기
Figure 112009005423209-pat00016
는 간섭 신호를 이용하여 추정한 채널 행렬을 나타내고, 상기 sML은 서빙 기지국에서 전송한 송신신호벡터를 나타내며, 상기 s는 수신 단에서 ML 검출에 적용할 후보 심볼을 나타내고, 상기 i는 간섭 신호벡터를 나타낸다. 또한, 상기 n은 잡음 벡터를 나타내고, 상기
Figure 112009005423209-pat00017
은 수신 단에 포함되는 수신 안테나들에 단위 행렬(Unitary matrix)를 나타내며, 상기 e는 서빙 기지국에서 전송한 송신 신호 벡터와 후보 심볼의 차를 나타내고, 상기
Figure 112009005423209-pat00018
는 잡음 전력을 나타낸다.
상기 수신 단은 서빙 기지국에서 전송한 심볼벡터와 후보 심볼벡터가 동일한 경우 평균제곱오류(MSE : Mean Squared Error)를 최소화시킬 수 있다. 따라서, 상기 수신 단은 상기 <수학식 5>와 같이 서빙 기지국에서 전송한 심볼벡터(sML)와 후보 심볼벡터(s)가 동일할 때(sML=s) 간섭 신호가 최소가 되도록 하는 가중치 행렬을 생성한다.
수신 단에서 간섭 신호에 대한 채널을 추정할 수 있는 경우, 상기 수신 단은 자신이 수신받을 신호에 대해 추정한 채널과 간섭 신호에 대해 추정한 채널을 상기 <수학식 5>에 적용하여 간섭을 제거하기 위한 가중치를 생성할 수 있다.
하지만, 수신 단에서 간섭신호에 대한 채널을 추정할 수 없는 경우, 상기 수신 단은 위너 호프(Weiner-Hof) 공식을 기반으로 하기 <수학식 6>과 같이 간섭 제거를 위한 가중치를 생성할 수 있다.
Figure 112009005423209-pat00019
여기서, 상기
Figure 112009005423209-pat00020
는 수신 단에서 간섭 신호에 대한 채널을 추정할 수 없는 경우 간섭 제거를 위한 가중치를 나타내고, 상기 H는 수신 단이 서빙 기지국으로부터 수신받은 신호에 대한 채널 행렬을 나타내며, 상기 RI는 수신 신호와 간섭 신호에 대한 상관 행렬을 나타낸다. 또한, 상기 rn은 n번째 수신신호 벡터를 나타내고, 상기 pn은 파일럿 심볼벡터를 나타내며, 상기 NP는 상기 RI를 얻기 위한 평균 길이를 나타낸다. 즉, 수신 신호와 간섭 신호에 대한 상관 행렬을 생성할 때, 상기 수신 단은 NP번의 상관에 대한 평균을 통해 상관 행렬을 생성한다. 여기서, 상기 NP는 자기 신호에 대한 채널을 추정하기 위해 필요한 순열(sequence) 또는 파일럿의 개수와 동일하다.
수신 단에서 간섭신호에 대한 채널을 추정할 수 없는 경우, 상기 수신 단은 상기 <수학식 6>과 같이 생성한 가중치 행렬을 상기 <수학식 4>에 적용하여 ML검출을 수행한다.
수신 단은 ML 검출을 통해 선택한 후보 심볼 벡터에 대한 연성 복호(Soft Decoding)를 위해 연판정 값인 로그 우도율(LLR : Log Likelihood Ratio)을 생성한다. 예를 들어, 수신 단에서 간섭 신호에 대한 채널을 추정할 수 없는 경우, 상기 수신 단은 하기 <수학식 7>과 같이 간섭 제거를 위한 가중치를 적용한 ML척도(metric)를 이용하여 LLR을 생성한다.
Figure 112009005423209-pat00021
여기서, 상기
Figure 112009005423209-pat00022
는 간섭 제거를 위한 가중치를 적용하여 LLR을 생성하기 위한 ML 척도를 나타내고, 상기 WLLR|s는 LLR 생성 시 후보 심볼에 대한 간섭을 제거하기 위한 가중치를 나타내며, 상기 r은 수신신호벡터를 나타낸다. 또한, 상기 H는 수신단이 서빙 기지국으로부터 수신받을 신호에 대한 채널행렬을 나타내고, 상기 s는 서빙 기지국에서 전송한 송신신호벡터를 나타낸다.
상기 <수학식 7>과 같은 ML 척도를 이용하여 간섭 제거를 적용한 LLR을 생성하는 경우, 상기 수신 단은 간섭 제거를 고려하여 LLR을 생성하기 위한 가중치를 하기 <수학식 8>과 같이 생성할 수 있다. 여기서, 하기 <수학식 8>은 MMSE 방식을 이용하여 생성한 가중치 행렬을 나타낸다.
Figure 112009005423209-pat00023
여기서, 상기 WLLR는 간섭 제거를 고려하여 LLR을 생성하기 위한 가중치를 나타내고, 상기
Figure 112009005423209-pat00024
는 서빙 기지국으로부터 수신받은 신호를 이용하여 추정한 채널 행렬을 나타낸다. 또한, 상기
Figure 112009005423209-pat00025
는 간섭 신호를 이용하여 추정한 채널 행렬을 나타내고, 상기 sML은 서빙 기지국에서 전송한 송신신호벡터를 나타내며, 상기 s는 수신 단에서 ML 검출에 적용할 후보 심볼을 나타내고, 상기 i는 간섭 신호벡터를 나타낸다. 또한, 상기 n은 잡음 벡터를 나타내고, 상기
Figure 112009005423209-pat00026
은 수신 단에 포함되는 수신 안테나들에 단위 행렬(Unitary matrix)를 나타내며, 상기 e는 서빙 기지국에서 전송한 송신 신호 벡터와 후보 심볼의 차를 나타낸다.
수신 단에서 상기 <수학식 7>을 이용하여 LLR을 생성하는 경우, 상기 수신 단은 유클리디안 거리가 최소인 후보 심볼에 포함된 오류뿐만 아니라 다른 후보 심볼들에 포함된 오류에 대해서도 고려해야 한다. 따라서, 상기 수신 단은 상기 <수학식 8>과 같이 모든 후보 심볼벡터(s)을 고려하여 LLR을 생성하기 위한 가중치 행렬을 생성한다.
간섭 신호에 대한 채널을 추정할 수 있는 경우, 수신 단은 자신이 수신받을 신호에 대해 추정한 채널과 간섭 신호에 대해 추정한 채널을 상기 <수학식 8>에 적용하여 LLR을 생성하기 위한 가중치를 생성할 수 있다.
하지만, 수신 단에서 간섭신호에 대한 채널을 추정할 수 없는 경우, 상기 수신 단은 위너 호프(Weiner-Hof) 공식을 기반으로 하여 하기 <수학식 9>와 같이 LLR생성 시 간섭 제거를 위한 가중치를 생성할 수 있다.
Figure 112009005423209-pat00027
여기서, 상기
Figure 112009005423209-pat00028
는 수신 단에서 간섭 신호에 대한 채널을 추정할 수 없는 경우 LLR을 생성하는데 적용하기 위한 가중치를 나타내고, 상기 H는 서빙 기지국으로부터 수신받을 자신의 신호에 대한 채널 행렬을 나타내며, 상기 RI는 수신 신호와 간섭 신호에 대한 상관 행렬을 나타낸다. 또한, 상기 NP는 상기 RI를 얻기 위한 평균 길이를 나타낸다. 즉, 상기 수신 신호에서 간섭 신호에 대한 상관 행렬을 생성하는 경우, 수신 단은 NP번의 상관에 대한 평균을 통해 상관 행렬을 생성한다. 여기서, 상기 NP는 수신 단이 서빙 기지국으로부터 수신받을 자기 신호의 채널을 추정하기 위해 필요한 순열(sequence) 또는 파일럿의 개수와 동일하다.
상기 수신 단에서 간섭 제거를 위해 상기 <수학식 7>과 같이 정의되는 ML 척도를 이용하여 하기 <수학식 10>과 같이 LLR을 생성할 수 있다.
Figure 112009005423209-pat00029
여기서, 상기 LLR(bi,j)는 i번째 수신 안테나를 통해 수신된 신호의 j번째 심볼에 대한 LLR을 나타내고, 상기 WLLR는 간섭 제거를 고려하여 LLR 생성하기 위한 가중치 행렬을 나타내며, 상기 r은 수신신호벡터를 나타낸다. 또한, 상기 H는 수신 단이 서빙 기지국으로부터 수신받기 위한 자기 신호에 대한 채널행렬을 나타내고, 상기 s는 서빙 기지국에서 전송한 송신신호벡터를 나타낸다. 또한, 상기
Figure 112009005423209-pat00030
는 상기 가중치 행렬(WLLR)에 따른 초과 평균제곱오류(Excess Mean Square Error)를 나타낸다. 즉, 상기
Figure 112009005423209-pat00031
는 상기 가중치 행렬을 통해 간섭 신호를 널링할 때 제거되지 않은 잔여 간섭과 잡음에 따른 오류를 나타낸다. 여기서, 상기
Figure 112009005423209-pat00032
는 하기 <수학식 11>과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112009005423209-pat00033
여기서, 상기
Figure 112009005423209-pat00034
는 가중치 행렬(WLLR)에 따른 초과 평균제곱오류(Excess Mean Square Error)를 나타내고, 상기
Figure 112009005423209-pat00035
은 NR×NS 크기의 단위 행렬을 나타내며, 상기 trace{}는 가로 안에 포함되는 대각 행렬의 절대값 제곱을 나타내고, 상기 H는 수신 단이 서빙 기지국으로부터 수신받기 위한 자기 신호에 대한 채널행렬을 나타내며, 상기 WLLR은 간섭 제거를 고려하여 LLR 생성하기 위한 가중치 행렬을 나타낸다.
수신 단에서 가중치 행렬을 통해 간섭 신호를 널링하는 경우, 널링되지 않은 잔여 간섭신호는 상기 <수학식 11>과 같이 초과 평균제곱오류(Excess Mean Square Error)로 수신 단에 영향을 미친다. 이때, 수신 단에서 상기 잔여 간섭 신호를 무시할 수 있거나 상기 잔여 간섭 신호을 가우시안(Gaussian)으로 가정하는 경우, 상기
Figure 112009005423209-pat00036
는 잔여 간섭 신호를 포함한 전체 잡음의 분산에 해당하는 값을 나타낸다. 이하 설명에서 상기
Figure 112009005423209-pat00037
을 유효 잡음 전력(Effective Noise Power)이라 칭하기로 한다.
간섭이 존재하는 환경에서 수신 단이 상기 <수학식 10>을 이용하여 간섭 제거를 고려한 LLR을 생성하는 경우, 상기 <수학식 11>과 같은 유효 잡음 전력이 발생한다. 하지만, 간섭이 없거나 간섭이 매우 적은 환경에서 상기 <수학식 10>을 이용하여 LLR을 생성하는 경우, 상기 <수학식 11>에 정의된 trace 연산에 의해 유효 잡음 전력이 증가하는 문제가 발생할 수 있다.
따라서, 상기 수신 단은 간섭이 존재하는 경우, 상기 <수학식 10>을 이용하여 LLR을 생성하고, 간섭이 존재하지 않는 경우, 하기 <수학식 12>와 같이 LLR을 생성할 수 있다.
Figure 112009005423209-pat00038
여기서, 상기 LLR(bi,j)는 i번째 수신 안테나를 통해 수신된 신호의 j번째 심볼에 대한 LLR을 나타내고, 상기 r은 수신신호벡터를 나타내며, 상기 H는 수신 단이 서빙 기지국으로부터 수신받을 자기 신호에 대한 채널행렬을 나타내고, 상기 s는 서빙 기지국에서 전송한 송신신호벡터를 나타낸다. 또한, 상기
Figure 112009005423209-pat00039
는 추정된 잡음의 분산을 나타낸다. 예를 들어, 상기
Figure 112009005423209-pat00040
는 프레임 단위로 추정하는 단일잡음전력을 나타낼 수 있다.
상기 <수학식 10>과 상기 <수학식 12>은 하기 <수학식 13>과 같이 하나로 표현할 수 있다.
Figure 112009005423209-pat00041
여기서, 상기 LLR(bi,j)는 i번째 수신 안테나를 통해 수신된 신호의 j번째 심볼에 대한 LLR을 나타내고, 상기
Figure 112009005423209-pat00042
는 간섭 존재 여부에 따라 결정된 ML 척도(Metric)에 따른 계수를 나타내며, 상기
Figure 112009005423209-pat00043
는 간섭 존재 여부에 따라 결정된 ML 척도를 나타낸다. 또한, 상기 WLLR는 간섭 제거를 고려하여 LLR을 생성하기 위한 가중치 행렬을 나타내고, 상기 r은 수신신호벡터를 나타내며, 상기 H는 수신 단에서 서빙 기지국으로부터 수신받을 자기 신호에 대한 채널행렬을 나타내고, 상기 s는 서빙 기지국에서 전송한 송신신호벡터를 나타낸다. 또한, 상기
Figure 112009005423209-pat00044
는 상기 가중치 행렬(WLLR)에 따른 초과 평균제곱오류(Excess Mean Square Error)인 유효 잡음 전력을 나타내고, 상기
Figure 112009005423209-pat00045
는 추정된 잡음의 분산인 단일잡음전력을 나타내며, 상기
Figure 112009005423209-pat00046
는 유효 잡음 전력(
Figure 112009005423209-pat00047
)과 단일 잡음 전력(
Figure 112009005423209-pat00048
)의 추정 오차에 대한 보상 상수를 나타내고, 상기 NR은 수신 안테나의 개수를 나타낸다.
상기 <수학식 13>에서 단일 잡음 전력이 수신 안테나들의 수로 평준화된 유효 잡음전력보다 커서 간섭 신호의 영향이 잡음에 의한 영향보다 작은 경우, 상기 수신 단은 상기 <수학식 12>와 같이 일반적인 ML 척도를 이용하여 LLR을 생성한다.
하지만, 간섭의 영향이 큰 경우, 상기 수신 단은 상기 <수학식 10>과 같이 간섭 제거를 고려한 ML 척도를 이용하여 LLR을 생성한다.
다른 실시 예를 들어, 수신 단에서 신호대 간섭비와 신호대 잡음비를 추정할 수 있는 경우, 상기 수신 단은 하기 <수학식 14>와 같은 기준으로 LLR을 생성하기 위한 ML 척도를 선택할 수 있다.
Figure 112009005423209-pat00049
여기서, 상기
Figure 112009005423209-pat00050
는 간섭 존재 여부에 따라 결정된 ML 척도에 따른 계수를 나타내고, 상기
Figure 112009005423209-pat00051
는 간섭 존재 여부에 따라 결정되는 ML 척도를 나타내며, 상기 WLLR는 간섭 제거를 고려하여 LLR을 생성하기 위한 가중치 행렬을 나타내고, 상기 r은 수신신호벡터를 나타낸다. 또한, 상기 H는 수신 단이 서빙 기지국으로부터 수신받을 자기 신호에 대한 채널행렬을 나타내고, 상기 s는 서빙 기지국에서 전송한 송신신호벡터를 나타낸다. 또한, 상기
Figure 112009005423209-pat00052
는 가중치 행렬(WLLR)에 따른 초과 평균제곱오류(Excess Mean Square Error)인 유효 잡음 전력을 나타내고, 상기
Figure 112009005423209-pat00053
는 추정된 잡음의 분산인 단일잡음전력을 나타낸다.
상기 <수학식 14>와 같이 수신 단은 서빙 기지국으로부터 수신받은 신호에 대한 신호대 잡음비를 신호대 간섭비와 비교하여 LLR을 생성하기 위한 ML 척도를 선택한다. 즉, 신호대 잡음비가 신호대 간섭비보다 작거나 같은 경우, 수신 단은 상기 <수학식 12>와 같이 일반적인 ML 척도를 이용하여 LLR을 생성한다. 하지만, 신호대 잡음비가 신호대 간섭비보다 큰 경우, 수신 단은 상기 <수학식 10>과 같이 간섭 제거를 고려한 ML 척도를 이용하여 LLR을 생성한다.
이하 설명은 ML방식을 기반으로 간섭을 제거하기 위한 수신 단의 블록 구성에 대해 설명한다.
도 2는 본 발명에 따른 다중 안테나 시스템에서 수신 단의 블록 구성을 도시하고 있다.
상기 도 2에 도시된 바와 같이 상기 수신 단은 다수 개(NR)의 수신 안테나, 전처리기(201), ML 검출기(203), LLR(Log Likelihood Ratio)생성기(205), 복호기(207), 채널추정기(209), 가중치 생성기(211) 및 LLR제어기(213)를 포함하여 구성된다.
상기 전처리기(201)는 다수 개의 수신 안테나들을 통해 수신되는 고주파 신호(RF: Radio Frequency)를 기저대역 신호로 변환한다. 예를 들어, 직교주파수 분할 다중(OFDM : Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 방식을 사용하는 경우, 상기 전처리기(201)는 RF 처리기와 아날로그/디지털 변환기 및 OFDM 복조기를 포함하여 구성된다. 여기서, 상기 RF처리기는 다수 개의 수신 안테나들을 통해 수신되는 고주파 신호를 기저대역 신호로 변환한다. 상기 아날로그/디지털 변환기는 상기 RF처리기로부터 제공받은 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환한다. 상기 OFDM 복조기는 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform)을 통해 상기 아날로그/디지털 변환기로부터 제공받은 시간 영역의 신호를 주파수 영역 신호로 변환하여 출력한다.
상기 ML 검출기(203)는 상기 전처리기(201)로부터 제공받은 수신 신호들에 적용 가능한 모든 후보 심볼들에 대해 상기 가중치 생성기(211)로부터 제공받은 가중치를 적용하여 유클리디안 거리를 생성한다. 이후, 상기 ML 검출기(203)는 유클리디안 거리가 가장 짧은 심볼을 선택한다. 예를 들어, 상기 ML검출기(103)는 상기 <수학식 4>와 같이 상기 가중치 생성기(211)로부터 제공받은 가중치 행렬을 이용하여 간섭 제거를 고려한 ML검출을 수행한다.
상기 LLR생성기(205)는 상기 ML 검출기(203)에서 선택한 후보 심볼에 대한 연판정 값(=로그 우도율(LLR))을 생성하여 출력한다. 이때, 상기 LLR생성기(205)는 상기 LLR제어기(213)의 제어에 따라 LLR을 생성하기 위한 ML 척도(Metric)를 선택적으로 사용한다. 예를 들어, 간섭의 영향이 큰 경우, 상기 LLR생성기(205)는 상기 LLR 제어기(213)의 제어에 따라 상기 <수학식 10>과 같이 상기 가중치 생성기(211)로부터 제공받은 가중치 벡터를 이용하여 LLR을 생성한다. 한편, 간섭이 존재하지 않거나 간섭의 영향이 적은 경우, 상기 LLR생성기(205)는 상기 LLR 제어기(213)의 제어에 따라 상기 <수학식 12>와 같이 일반적으로 LLR을 생성한다.
상기 복호기(207)는 상기 LLR생성기(205)로부터 제공받은 LLR에 대한 복호를 수행하여 출력한다.
상기 채널 추정기(209)는 상기 전처리기(201)로부터 제공받은 수신 신호에서 송신 단과의 채널을 추정하여 상기 ML 검출기(203), 가중치 생성기(211) 및 LLR제어기(213)로 전송한다. 만일, 간섭 신호에 대한 채널을 추정 가능한 경우, 상기 채널 추정기(209)는 간섭 신호에 대한 채널도 추정한다.
또한, 상기 LLR 제어기(213)에서 신호대 간섭비를 이용하여 LLR생성기(205)의 ML 척도를 선택하는 경우, 상기 채널 추정기(209)는 상기 추정한 채널 정보를 이용하여 신호대 간섭 및 잡음비(Signal to Interference and Noise Ratio)를 추정한다. 이후, 상기 채널 추정기(209)는 상기 추정한 신호대 간섭 및 잡음비를 이용하여 신호대 간섭비를 추정한다.
상기 가중치 생성기(211)는 상기 채널 추정기(209)로부터 제공받은 채널 정보를 이용하여 상기 ML 검출기(203)에서 간섭 제거를 고려한 ML 검출을 수행하기 위한 제 1 가중치를 생성한다. 예를 들어, 상기 가중치 생성기(211)는 상기 <수학식 5>를 이용하여 간섭 제거를 고려한 ML 검출을 수행하기 위한 제 1 가중치를 생성한다. 만일, 상기 채널 추정기(209)에서 간섭 신호에 대한 채널을 추정할 수 없는 경우, 상기 가중치 생성기(211)는 상기 <수학식 6>을 이용하여 간섭 제거를 고려한 ML 검출을 수행하기 위한 제 1 가중치를 생성한다.
또한, 상기 가중치 생성기(211)는 상기 LLR 생성기(205)에서 간섭 제거를 고려한 LLR을 생성하기 위한 제 2 가중치를 생성한다. 예를 들어, 상기 가중치 생성기(211)는 상기 <수학식 8>을 이용하여 간섭 제거를 고려하여 LLR을 생성하기 위한 제 2 가중치를 생성한다. 만일, 상기 채널 추정기(209)에서 간섭 신호에 대한 채널을 추정할 수 없는 경우, 상기 가중치 생성기(211)는 상기 <수학식 9>를 이용하여 간섭 제거를 고려하여 LLR을 생성하기 위한 제 2 가중치를 생성한다.
상기 LLR제어기(213)는 상기 채널 추정기(209)로부터 제공받은 채널 정보를 이용하여 상기 LLR 생성기(205)에서 LLR을 생성하기 위한 ML 척도를 선택하여 상기 LLR 생성기(205)를 제어한다. 예를 들어, 상기 LLR제어기(213)는 상기 <수학식 13>과 같이 단일 잡음 전력과 유효 잡음 전력을 이용하여 판단한 간섭의 영향에 따라 LLR을 생성하기 위한 ML 척도를 선택한다. 또한, 상기 LLR제어기(213)는 상기 <수학식 14>와 같이 신호대 간섭비를 이용하여 판단한 간섭의 영향을 이용하여 LLR을 생성하기 위한 ML 척도를 선택한다.
상술한 실시 예에서 수신 단은 ML 검출 시 간섭을 제거하기 위한 제 1 가중치와 간섭 제거를 고려하여 LLR을 생성하기 위한 제 2 가중치를 생성하여 ML 방식을 기반으로 간섭을 제거할 수 있다. 이때, 상기 수신 단은 가중치 생성에 따른 복잡도를 줄이기 위해 상기 제 2 가중치만을 생성하여 ML 검출 및 LLR 생성을 수행할 수도 있다.
또한, 상술한 실시 예에서 수신 단은 MMSE 방식을 이용하여 제 1 가중치와 제 2 가중치를 생성하였다.
다른 예를 들어, 수신 단는 ZF 방식을 이용하여 제 1 가중치와 제 2 가중치를 생성할 수도 있다. 즉, 상기 수신 단은 하기 <수학식 15>와 같이 ZF방식을 이용하여 ML 검출 시 간섭을 제거하기 위한 제 1 가중치를 생성한다.
Figure 112009005423209-pat00054
여기서, 상기 WHD,ZF는 간섭 제거를 고려하면서 ML 검출을 수행하기 위한 가중치를 나타내고, 상기 H는 서빙 기지국이 전송한 신호에 대한 채널 행렬을 나타낸다. 또한, 상기 G는 간섭 신호에 대한 채널 행렬을 나타내고, 상기 sML은 서빙 기지국에서 전송한 송신신호벡터를 나타내며, 상기 s는 수신 단에서 ML 검출에 적용할 후보 심볼을 나타내고, 상기 i는 간섭 신호벡터를 나타낸다. 또한, 상기 n은 잡음 벡터를 나타내고,상기 e는 서빙 기지국에서 전송한 송신 신호 벡터와 후보 심볼의 차를 나타낸다.
또한, 상기 수신 단은 하기 <수학식 16>과 같이 ZF방식을 이용하여 간섭 제거를 고려하여 LLR을 생성하기 위한 제 2 가중치를 생성한다.
Figure 112009005423209-pat00055
여기서, 상기 WLLR,ZF는 간섭 제거를 고려하여 LLR을 생성하기 위한 가중치를 나타내고, 상기 H는 서빙 기지국으로부터 수신받은 신호에 대한 채널 행렬을 나타낸다. 또한, 상기 G는 간섭 신호에 대한 채널 행렬을 나타내고, 상기 sML은 서빙 기지국에서 전송한 송신신호벡터를 나타내며, 상기 s는 수신 단에서 ML 검출에 적용할 후보 심볼을 나타내고, 상기 i는 간섭 신호벡터를 나타낸다. 또한, 상기 n은 잡음 벡터를 나타내고, 상기 e는 서빙 기지국에서 전송한 송신 신호 벡터와 후보 심볼의 차를 나타낸다.
이하 설명은 상기 다중 안테나 시스템의 수신 단에서 ML 방식을 기반으로 간섭을 제거하기 위한 방법에 대해 설명한다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따라 다중 안테나 시스템의 수신 단에서 간섭을 제거하기 위한 절차를 도시하고 있다.
상기 도 3을 참조하면, 먼저 수신 단은 301단계에서 다수 개의 수신 안테나를 통해 신호가 수신되는지 확인한다.
상기 신호가 수신되면, 상기 수신 단은 303단계로 진행하여 수신 신호를 이용하여 서빙 기지국과의 채널을 추정한다. 만일, 간섭 신호에 대한 채널을 추정 가능한 경우, 상기 수신 단은 간섭 신호에 대한 채널도 추정한다.
상기 채널을 추정한 후, 상기 수신 단은 305단계로 진행하여 상기 추정한 채널 정보를 이용하여 간섭 제거를 위한 가중치를 생성한다. 예를 들어, 상기 수신 단은 상기 <수학식 5>와 같이 ML 검출 시 간섭 신호를 널링하기 위한 제 1 가중치 행렬을 생성한다. 만일, 간섭 신호에 대한 채널을 추정할 수 없는 경우, 상기 수신 단은 상기 <수학식 6>와 같이 ML 검출 시 간섭 신호를 널링하기 위한 제 1 가중치 행렬을 생성한다. 또한, 상기 수신 단은 상기 <수학식 8>과 같이 간섭 제거를 고려하여 LLR을 생성하기 위한 제 2 가중치 행렬을 생성한다. 만일, 간섭 신호에 대한 채널을 추정할 수 없는 경우, 상기 수신 단은 상기 <수학식 9>와 같이 간섭 제거를 고려하여 LLR을 생성하기 위한 제 2 가중치 행렬을 생성한다.
가중치를 생성한 후, 상기 수신 단은 307단계로 진행하여 상기 제 1 가중치 행렬을 이용하여 간섭 제거를 고려한 ML 검출을 수행한다. 예를 들어, 상기 수신 단은 상기 <수학식 4>와 같이 상기 제 1 가중치 행렬을 적용하여 간섭 제거를 고려한 ML 검출을 수행한다.
이후, 상기 수신 단은 309단계로 진행하여 상기 추정한 채널 정보를 이용하여 간섭 제거를 고려한 LLR 생성을 수행할 것인지 판단한다. 예를 들어, 상기 수신 단은 상기 <수학식 13>과 같이 단일 잡음 전력과 유효 잡음 전력을 비교하여 간섭의 영향을 판단한다. 다른 실시 예로 상기 수신 단은 상기 <수학식 14>와 같이 신호대 간섭비에 따라 간섭의 영향을 판단한다. 이때, 간섭의 영향이 크다고 판단되는 경우, 상기 수신 단은 간섭 제거를 고려한 LLR을 생성하도록 결정한다. 한편, 간섭의 영향이 작다고 판단되는 경우, 상기 수신 단은 간섭 제거를 고려하지 않은 LLR을 생성하도록 결정한다.
만일, 간섭의 영향이 적다고 판단되는 경우, 상기 수신 단은 315단계로 진행하여 간섭 제거를 고려하지 않고 LLR을 생성한다. 예를 들어, 상기 수신 단은 상기 <수학식 12>를 이용하여 LLR을 생성한다.
한편, 간섭의 영향이 크다고 판단되는 경우, 상기 수신 단은 311단계로 진행하여 상기 생성한 제 2 가중치 행렬을 이용하여 간섭 제거를 고려한 LLR을 생성한다. 예를 들어, 상기 수신 단은 상기 <수학식 10>과 같이 상기 제 2 가중치 행렬을 적용하여 간섭 제거를 고려한 LLR을 생성한다.
상기 LLR을 생성한 후, 상기 수신 단은 313단계로 진행하여 상기 LLR에 대한 복호를 수행한다.
이후, 상기 수신 단은 본 알고리즘을 종료한다.
삭제
이하 설명은 수신 단에서 ML방식을 기반으로 간섭을 제거하는 경우의 성능 변화에 대해 설명한다.
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 성능 변화 그래프를 도시하고 있다. 여기서, 가로축은 신호대 간섭비를 나타내고, 세로축은 심볼 오류 확률을 나타낸다.
상기 도 4에 도시된 바와 같이 한 개의 자기 신호와 한 개의 간섭 신호가 존재하는 환경에서 ML검출의 성능을 나타내기 위해 신호대 간섭비가 10dB에서 -10dB로 변화함에 따른 심볼 오류확률을 나타낸다.
중래 기술에 따른 ML 검출(400)은 간섭이 존재하지 않는 경우, 최고의 성능을 보인다. 하지만, 간섭이 존재하는 경우, 종래 기술에 따른 ML 검출(410)은 신호가 수신가능한 기준 값인 10-3의 심볼 오류확률을 만족시킬 수 없으므로 신호를 수신받을 수 없게 된다.
본 발명에 따라 간섭 제거를 고려한 ML 검출(420)은 간섭이 존재하는 경우, 10-3 이하의 심볼 오류 확률을 만족시키므로 간섭에 따른 수신 단의 성능 저하를 방지할 수 있다. 하지만, 간섭이 존재하지 않는 경우, 본 발명에 따른 ML 검출(430)은 상기 <수학식 11>과 같은 유효 잡음 전력에 의해 종래 기술에 따른 ML 검출(400)보다 성능이 저하된다. 따라서, 상기 수신 단은 상기 <수학식 13> 또는 <수학식 14>와 같이 간섭의 영향에 따라 ML 척도를 선택적으로 사용하면 유효 잡음 전력에 따른 성능 열화를 줄일 수 있다.
도 5는 본 발명의 다른 실시 예에 따른 성능 변화 그래프를 도시하고 있다. 여기서, 가로축은 신호대 잡음비를 나타내고, 세로축은 블록 오류 확률를 나타낸 다.
상기 도 5에 도시된 바와 같이 두 개의 자기 신호(2×4 MIMO)와 한 개의 간섭 신호가 존재하는 환경에서 본 발명에 따른 LLR 생성 방식을 적용한 연성 복호의 성능을 나타낸다.
간섭이 존재하지 않아 신호대 간섭비가 무한대인 경우, 종래 기술에 따라 LLR을 생성하는 제 1 수신 단과 본 발명에 따라 ML 척도를 선택하여 LLR을 생성하는 제 2 수신 단은 동일한 LLR 방식을 사용하므로 동일한 성능을 갖는다. 여기서, 상기 제 1 수신 단과 상기 제 2 수신 단은 상기 상기 <수학식 12>를 이용하여 LLR을 생성한다.
하지만. 신호대 간섭비가 10dB에서 0dB로 간소함에 따라 상기 제 1 수신 단은 블록오류 확률이 나빠져 신호를 수신받을 수 없다. 하지만, 상기 제 2 수신 단은 10-2 이하의 블록오류 확률을 달성할 수 있어 신호를 수신받을 수 있다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능하다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
도 1은 종래 기술에 따른 다중 안테나 시스템에서 수신 단의 블록 구성을 도시하는 도면,
도 2는 본 발명에 따른 다중 안테나 시스템에서 수신 단의 블록 구성을 도시하는 도면,
도 3은 본 발명의 실시 예에 따라 다중 안테나 시스템의 수신 단에서 간섭을 제거하기 위한 절차를 도시하는 도면,
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 성능 변화 그래프를 도시하는 도면, 및
도 5는 본 발명의 다른 실시 예에 따른 성능 변화 그래프를 도시하는 도면.

Claims (25)

  1. 다중 안테나 시스템의 수신 단에서 신호 수신 방법에 있어서,
    적어도 하나의 수신 안테나들을 통해 수신되는 신호를 이용하여 채널을 추정하는 과정과,
    상기 추정한 채널을 이용하여 간섭을 제거하기 위한 적어도 하나의 가중치들을 생성하는 과정과,
    제 1 가중치를 이용한 최대 우도(Maximum Likelihood)를 통해 유클리디안 거리가 가장 짧은 후보 심볼을 검출하는 과정과,
    상기 후보 심볼을 검출한 후, 간섭이 수신 성능에 미치는 영향을 고려하여 제 2 가중치를 이용한 연성 복호를 수행할 것인지 결정하는 과정과,
    상기 제 2 가중치를 이용하여 연성 복호를 수행하는 것으로 결정하는 경우, 상기 후보 심볼에 대해 상기 제 2 가중치를 이용한 복호(Decoding)를 수행하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 제 1 가중치와 제 2 가중치는, 다른 값을 갖거나 동일한 값을 갖는 것을 특징으로 하는 방법.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 제 1 가중치는, 상기 수신 단에서 검출한 후보 심볼이 서빙 기지국에서 전송한 심볼과 동일할 때, 서빙 기지국과의 채널에 대한 유클리디안 거리와 적어도 하나의 간섭 신호들의 채널에 대한 유클리디안 거리가 최소가 되도록 설정하는 가중치인 것을 특징으로 하는 방법.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 제 2 가중치는, 상기 수신 단에서 최대 우도 방식에 적용할 수 있는 모든 후보 심볼들에 대해 서빙 기지국과의 채널에 대한 유클리디안 거리와 적어도 하나의 간섭 신호들의 채널에 대한 유클리디안 거리가 최소가 되도록 설정하는 가중치인 것을 특징으로 하는 방법.
  5. 제 1항에 있어서,
    상기 가중치를 생성하는 과정은,
    간섭 신호에 대한 채널을 추정할 수 없는 경우, 상기 추정한 채널과 수신 신호와 간섭 신호에 대한 상관 값을 이용하여 간섭을 제거하기 위한 적어도 하나의 가중치들을 생성하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  6. 제 1항에 있어서,
    상기 가중치를 생성하는 과정은,
    영 강압(ZF : Zero Forcing) 방식과 최소평균제곱오류(MMSE : Minimum Mean Squared Error) 방식 중 어느 하나를 이용하여 간섭을 제거하기 위한 적어도 하나의 가중치들을 생성하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  7. 제 1항에 있어서,
    상기 후보 심볼을 검출하는 과정은,
    하기 <수학식 17>와 같이 제 1 가중치을 통해 간섭 신호를 널링하여 산출한 유클리디안 거리가 가장 짧은 후보 심볼을 선택하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
    Figure 112009005423209-pat00056
    여기서, 상기
    Figure 112009005423209-pat00057
    은 간섭 제거를 고려한 최대 우도 검출을 통해 선택한 심볼, 상기 WHD는 최대 우도 검출 시 간섭 신호를 널링하기 위한 제 1 가중치, 상기 r은 수신신호벡터, 상기
    Figure 112009005423209-pat00058
    는 상기 수신 단이 서빙 기지국으로부터 제공받은 신호에 대해 추정한 채널 행렬, 상기
    Figure 112009005423209-pat00059
    는 간섭 신호에 대해 추정한 채널 행렬, 상기 sML은 서빙 기지국에서 상기 수신 단으로 전송한 신호벡터, 상기 s는 최대 우도 검출에 적용할 적어도 하나의 후보 심볼들, 상기 t는 간섭 신호벡터, 상기 n은 잡음 벡터를 나타냄.
  8. 삭제
  9. 제 1항에 있어서,
    상기 제 2 가중치를 이용하여 연성 복호를 수행할 것인지 결정하는 과정은,
    상기 제 2 가중치를 이용하지 않고 연성 복호를 수행할 때 발생하는 제 1 잡음 전력과 상기 제 2 가중치를 이용하여 연성 복호를 수행할 때 발생하는 제 2 잡음 전력을 비교하는 과정과,
    상기 제 1 잡음 전력과 제 2 잡음 전력의 비교하여 간섭신호의 영향이 큰 것으로 판단되는 경우, 상기 제 2 가중치를 이용하여 연성 복호를 수행하는 것으로 결정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  10. 제 1항에 있어서,
    상기 제 2 가중치를 이용하여 연성 복호를 수행할 것인지 결정하는 과정은,
    신호대 간섭비를 확인하는 과정과,
    상기 신호대 간섭비를 통해 간섭신호의 영향이 큰 것으로 판단되는 경우, 상기 제 2 가중치를 이용하여 연성 복호를 수행하는 것으로 결정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  11. 제 1항에 있어서,
    상기 제 2 가중치를 이용하지 않는 것으로 결정하는 경우, 상기 후보 심볼에 대해 제 2 가중치를 이용하지 않은 연성 복호를 수행하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  12. 다중 안테나 시스템의 수신 단 장치에 있어서,
    적어도 하나의 수신 안테나들과,
    상기 안테나들을 통해 수신된 신호를 이용하여 채널을 추정하는 채널 추정기와,
    상기 추정한 채널을 이용하여 간섭을 제거하기 위한 적어도 하나의 가중치들을 생성하는 가중치 생성기와,
    제 1 가중치를 이용한 최대 우도(Maximum Likelihood)를 통해 유클리디안 거리가 가장 짧은 후보 심볼을 검출하는 최대 우도 검출기와,
    간섭이 수신 성능에 미치는 영향을 고려하여 제 2 가중치를 이용한 연성 복호를 수행할 것인지 결정하는 연성 복호 제어부와,
    상기 연성 복호 제어부에서 상기 제 2 가중치를 이용하여 연성 복호를 수행하는 것으로 결정하는 경우, 상기 후보 심볼에 대해 상기 제 2 가중치를 이용한 복호(Decoding)를 수행하는 복호부를 포함하는 구성되는 것을 특징으로 하는 장치.
  13. 제 12항에 있어서,
    상기 가중치 생성기는, 동일한 값을 갖거나 다른 값을 갖는 제 1 가중치와 제 2 가중치를 생성하는 것을 특징으로 하는 장치.
  14. 제 12항에 있어서,
    상기 가중치 생성기는, 상기 수신 단에서 검출한 후보 심볼이 서빙 기지국에서 전송한 심볼과 동일할 때, 서빙 기지국과의 채널에 대한 유클리디안 거리와 적어도 하나의 간섭 신호들의 채널에 대한 유클리디안 거리가 최소가 되도록 설정하는 제 1 가중치를 생성하는 것을 특징으로 하는 장치.
  15. 제 12항에 있어서,
    상기 가중치 생성기는, 상기 수신 단에서 최대 우도 방식에 적용할 수 있는 모든 후보 심볼들에 대해 서빙 기지국과의 채널에 대한 유클리디안 거리와 적어도 하나의 간섭 신호들의 채널에 대한 유클리디안 거리가 최소가 되도록 설정하는 제 2 가중치를 생성하는 것을 특징으로 하는 장치.
  16. 제 12항에 있어서,
    상기 가중치 생성기는, 간섭 신호에 대한 채널을 추정할 수 없는 경우, 상기 추정한 채널과 수신 신호와 간섭 신호에 대한 상관 값을 이용하여 간섭을 제거하기 위한 적어도 하나의 가중치들을 생성하는 것을 특징으로 하는 장치.
  17. 제 12항에 있어서,
    상기 가중치 생성기는, 영 강압(ZF : Zero Forcing) 방식과 최소평균제곱오류(MMSE : Minimum Mean Squared Error) 방식 중 어느 하나를 이용하여 간섭을 제거하기 위한 적어도 하나의 가중치들을 생성하는 것을 특징으로 하는 장치.
  18. 제 12항에 있어서,
    상기 최대 우도 검출기는, 하기 <수학식 18>과 같이 제 1 가중치를 통해 간섭 신호를 널링하여 산출한 유클리디안 거리가 가장 짧은 후보 심볼을 선택하는 것을 특징으로 하는 장치.
    Figure 112014017824337-pat00060
    여기서, 상기
    Figure 112014017824337-pat00061
    은 간섭 제거를 고려한 최대 우도 검출을 통해 선택한 심볼, 상기 WHD는 최대 우도 검출 시 간섭 신호를 널링하기 위한 제 1 가중치, 상기 r은 수신신호벡터, 상기
    Figure 112014017824337-pat00062
    는 상기 수신 단이 서빙 기지국으로부터 제공받은 신호에 대해 추정한 채널 행렬, 상기
    Figure 112014017824337-pat00063
    는 간섭 신호에 대해 추정한 채널 행렬, 상기 sML은 서빙 기지국에서 상기 수신 단으로 전송한 신호벡터, 상기 s는 최대 우도 검출에 적용할 적어도 하나의 후보 심볼들, 상기 t는 간섭 신호벡터, 상기 n은 잡음 벡터를 나타냄.
  19. 삭제
  20. 제 12항에 있어서,
    상기 연성 복호 제어부는, 상기 제 2 가중치를 이용하지 않고 연성 복호를 수행할 때 발생하는 제 1 잡음 전력과 상기 제 2 가중치를 이용하여 연성 복호를 수행할 때 발생하는 제 2 잡음 전력을 비교하여 간섭신호의 영향이 큰 것으로 판단되는 경우, 상기 제 2 가중치를 이용하여 연성 복호를 수행하는 것으로 결정하는 것을 특징으로 하는 장치.
  21. 제 12항에 있어서,
    상기 연성 복호 제어부는, 신호대 간섭비를 통해 간섭신호의 영향이 큰 것으로 판단되는 경우, 상기 제 2 가중치를 이용하여 연성 복호를 수행하는 것으로 결정하는 것을 특징으로 하는 장치.
  22. 제 12항에 있어서,
    상기 복호부는, 상기 연성 복호 제어부에서 상기 제 2 가중치를 이용하지 않는 것으로 결정하는 경우, 상기 후보 심볼에 대해 제 2 가중치를 이용하지 않은 연성 복호를 수행하는 것을 특징으로 하는 장치.
  23. 삭제
  24. 삭제
  25. 삭제
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