KR100587457B1

KR100587457B1 - 다중 송수신 시스템에서의 신호 검파 방법 및 다중 송수신시스템의 수신 장치

Info

Publication number: KR100587457B1
Application number: KR1020040100287A
Authority: KR
Inventors: 유희정; 전태현; 김명순; 최은영; 이석규; 류득수
Original assignee: 한국전자통신연구원
Priority date: 2004-12-02
Filing date: 2004-12-02
Publication date: 2006-06-09
Also published as: KR20060061508A; US7590201B2; US20050276362A1

Abstract

다중 송수신 시스템에서 신호를 검파하기 위해 먼저 ZF 방식으로 수신 신호를 검파하고, ZF 방식으로 검파된 신호로부터 제1 검색 구간을 설정한다. 제1 검색 구간 내에서 ML 방식으로 수신 신호를 검파하고, ZF 방식으로 검파된 신호와 ML 방식으로 검파된 신호로부터 제2 검색 구간을 설정한다. 제2 검색 구간 ML 방식으로 수신 신호를 검파하여 최종 해를 결정한다.

검파, MIMO, ZF, ML, 채널

Description

다중 송수신 시스템에서의 신호 검파 방법 및 다중 송수신 시스템의 수신 장치{METHOD FOR DETECTING SIGNAL IN MULTIPLE INPUT MULTIPLE OUTPUT SYSTEM AND RECEIVING DEVICE OF MULTIPLE INPUT MULTIPLE OUTPUT SYSTEM}

도 1은 본 발명의 실시예에 따른 다중 송수신 시스템의 개략적인 블록도이다.

도 2는 본 발명의 실시예에 따른 수신 장치의 검파부의 개략적인 블록도이다.

도 3은 본 발명의 실시예에 따른 검파부에서의 검파 방법을 나타내는 흐름도이다.

도 4a는 본 발명의 실시예에 따른 송신 신호의 성상점을 나타내는 도면이다.

도 4b는 본 발명의 실시예에 따라 1차 해를 결정하는 방법을 나타내는 도면이다.

도 4c는 본 발명의 실시예에 따라 최종 해를 결정하는 방법을 나타내는 도면이다.

도 5a 및 도 5b는 각각 채널의 특이치 확산에 따른 ZF 검파 방법의 성능 저하를 나타내는 도면이다.

도 6은 2개의 송신 안테나와 64-QAM 변조를 사용한 경우에 검파 방식에 따른 비트 오류 확률을 나타내는 도면이다.

본 발명은 다중 송수신 시스템에서의 신호 검파 방법 및 그 시스템에 관한 것으로, 특히 고차원 변조 방식을 이용한 다중 송수신 시스템에서의 신호 검파 방법에 관한 것이다.

다중 송수신(multiple input multiple output, MIMO) 시스템을 위한 검파 기술에 대한 연구는 코드 분할 다중 접속(CDMA, code division multiple access)에서의 다중 사용자 검파 방식과 비슷한 형태로 많은 연구가 진행되었다. 이러한 검파 식으로는 채널의 역행렬을 이용하는 ZF(zero focusing) 방식, ZF 방식에서 잡은 증폭 현상을 고려한 MMSE(minimum mean-squared estimate) 방식 등의 선형 검파 방식이 있다. 이러한 선형 검파 방식은 구현이 간단하다는 장점을 가지고 있지만 다른 검파 방식에 비하여 성능 저하가 심하다는 단점을 가지고 있다.

V-BLAST(vertical bell labs layered space time architecture)로 알려져 있는 OSIC(ordered successive interference cancellation) 방식은 선형 검파를 하는 과정에서 채널의 상태가 좋은 데이터 심벌을 먼저 검파하고, 이와 같이 검파된 심벌의 영향을 제거한 후에 다시 검파하는 과정을 반복하는 방식이다. OSIC 방식은 기존의 선형 검파 방식에 비하여 성능 향상을 기대할 수 있지만 그 만큼 복잡도가 증가한다. 그리고 ML(maximum likelihood) 방식은 모든 가능한 송신 심벌 조합에 대하여 비용 함수(cost function)를 계산하고 이를 최소화하는 조합을 선택하는 것이다. 이러한 ML 방식의 경우 변조 방식에 따른 성상점의 수 및 송신 안테나의 수에 따라 복잡도가 증가한다는 문제점이 있다.

본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 ML 방식에 비해 복잡도가 낮고 ZF 방식에 비해 성능이 좋은 검파 방법을 제공하는 것이다.

이러한 과제를 해결하기 위해, 본 발명은 ZF 방식과 ML 방식을 혼합하여 검파한다.

본 발명의 한 특징에 따르면, 복수의 송신 안테나를 통하여 전송되는 송신 신호를 채널을 거쳐 복수의 수신 안테나를 통하여 수신하는 다중 송수신 시스템의 수신 장치가 제공된다. 제1 검파기는 상기 수신 신호에서 상기 채널 정보를 통하여 상기 송신 신호를 예측한다. 제1 후보 결정부는 상기 송신 안테나 별로 상기 제1 검파기의 출력 신호에 인접한 복수의 성상점을 제1 후보로 결정하고, 제2 검파기는 상기 제1 후보의 조합으로부터 상기 수신 신호에 대한 제1 해를 결정한다. 제2 후보 결정부는 상기 송신 안테나 별로 상기 제1 검파기의 출력 신호에서 상기 제1 해 방향에 존재하는 복수의 성상점을 제2 후보로 결정하고, 제3 검파기는 상기 제2 후보의 조합으로부터 상기 수신 신호에 대한 제2 해를 결정하여 상기 수신 신호를 검파한다.

본 발명의 다른 특징에 따르면, 복수의 송신 안테나를 통하여 전송되는 송신 신호를 채널을 거쳐 복수의 수신 안테나를 통하여 수신하는 다중 송수신 시스템에서 수신 신호를 검파하는 방법이 제공된다. 이 검파 방법에 의하면, 채널의 특성을 나타내는 행렬의 역행렬을 이용하여 상기 수신 신호에서 상기 송신 신호가 검출되어 출력 신호가 출력된다. 다음, 상기 송신 안테나 별로 상기 출력 신호에 인접한 복수의 성상점이 제1 후보로 결정되고, 상기 제1 후보의 조합 중 상기 수신 신호에 대한 비용 함수를 최소로 하는 제1 해가 결정된다. 이어서, 상기 송신 안테나 별로 상기 출력 신호에서 상기 제1 해 방향에 존재하는 복수의 성상점이 제2 후보로 결정되고, 상기 제2 후보의 조합 중 상기 수신 신호에 대한 비용 함수를 최소로 하는 제2 해가 결정된다.

본 발명의 또다른 특징에 따른 검파 방법에 의하면, 먼저 상기 수신 신호가 ZF 방식으로 검파된다. 다음, 상기 ZF 방식으로 검파된 출력 신호에 인접한 복수의 제1 성상점이 선택되고, 상기 선택된 복수의 제1 성상점을 후보로 하여 상기 수신 신호가 ML 방식으로 검파된다.

아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였다. 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.

이제 본 발명의 실시예에 따른 다중 송수신 시스템에서의 신호 검파 방법 및 다중 송수신 시스템의 수신 장치에 대하여 도면을 참고로 하여 상세하게 설명한다.

도 1은 본 발명의 실시예에 따른 다중 송수신 시스템의 개략적인 블록도이다. 본 발명의 실시예에서 다중 송수신 시스템은 고차원 변조 방식, 예를 들어 16-QAM(quadrature amplitude modulation), 64-QAM 등의 방식을 이용할 수 있다.

도 1에 도시한 바와 같이, 다중 송수신 시스템은 송신 장치(100)와 수신 장치(200)로 이루어지며, 송신 장치(100)에서 송신된 데이터는 플랫 페이딩 채널(300)을 통해서 수신 장치(200)로 전달된다. 송신 장치(100)는 데이터 처리부(110), 심벌 매핑부(120), 병렬 변환부(130) 및 M개의 송신 안테나(140₁∼140_M)를 포함하며, 수신 장치(200)는 검파부(210), 직렬 변환부(220), 심벌 디매핑부(230), 데이터 역처리부(240) 및 N개의 수신 안테나(250₁∼250_N)를 포함한다.

데이터 처리부(110)는 송신 데이터를 스크램블링(scrambling), 오류 정정 부호화(error correction coding), 인터리빙(interleaving) 등의 데이터 처리를 하여 심벌 매핑부(120)로 전달한다. 데이터 처리부(110)에 전달되는 송신 데이터는 매체 접속 제어(MAC, medium access control) 계층에서 물리 계층으로 전달된 이진 데이터를 의미한다. 심벌 매핑부(120)는 데이터 처리부(110)에서 처리된 송신 데이터를 변조 방식에 따라 심벌로 매핑한다. 병렬 변환부(130)는 송신 안테나(140₁∼140_M)의 개수에 따라 매핑된 심벌을 수학식 1과 같이 병렬화한다. 그리고 병렬화된 송신 신호(

)의 각 심벌은 송신 안테나(140₁∼140_M)를 통하여 병렬로 송신된다. 병렬화된 송신 신호(

)는 M×1 벡터로서 수학식 1과 같이 표현된다.

송신 신호(

)는 플랫 페이딩 채널(300)을 거쳐 수신 안테나(250₁∼250_N)를 통해 병렬로 수신 장치(200)에 수신된다. 수신 안테나(250₁∼250_N)에서 수신 신호(

)는 플랫 페이딩 채널(300)에서 변환되고 잡음 벡터(

)가 더해져서 수학식 2와 같이 된다.

여기서,

는 N×M 행렬로 주어지는 플랫 페이딩 채널 행렬이며,

는 백색 가우시안 잡음(AWGN, additive white gaussian noise)으로

와 같은 N×1 행렬로 주어진다.

수신 장치(200)의 검파부(210)는 수신 신호(

)를 검파하여 송신 심벌을 추정한다. 직렬 변환부(220)는 검파부(210)의 병렬 출력을 직렬 형태로 변화하여 심벌 디매핑부(230)로 전달하고, 심벌 디매핑부(230)는 심벌 매핑부(120)의 역과정을 수행한다. 즉, 심벌 디매핑부(230)는 수신 심벌을 해당하는 이진 데이터로 디매핑한다. 데이터 역처리부(240)는 데이터 처리부(130)의 역과정인 디스크램블링, 오류 정정 부호의 복호화, 디인터리링 등의 과정을 데이터 처리부(130)의 역순으로 수행한다. 이와 같이 처리된 수신 데이터는 MAC 계층으로 전달될 정보를 의미한다.

다음, 도 1의 수신 장치(200)의 검파부(210)에서의 검파 방법에 대해서 도 2 내지 도 4c를 참조하여 상세하게 설명한다.

도 2는 본 발명의 실시예에 따른 수신 장치(200)의 검파부(210)의 개략적인 블록도이며, 도 3은 본 발명의 실시예에 따른 검파부(210)에서의 검파 방법을 나타내는 흐름도이다. 도 4a는 본 발명의 실시예에 따른 송신 신호의 성상점을 나타내는 도면이며, 도 4b는 본 발명의 실시예에 따라 1차 해를 결정하는 방법을 나타내는 도면이고, 도 4c는 본 발명의 실시예에 따라 최종 해를 결정하는 방법을 나타내는 도면이다.

본 발명의 실시예에서는 송신 신호 별로 4개의 성상점을 후보로 이용하는 것으로 설명한다. 그리고 아래에서는 설명의 편의상 송신 안테나(140₁, 140₂)와 수신 안테나(250₁, 250₂)가 각각 2개(M=N=2)인 것으로 가정한다.

도 2를 보면, 수신 장치(200)의 검파부(210)는 ZF 검파기(211), 1차 후보 결정부(212), 1차 ML 검파기(213), 2차 후보 결정부(214) 및 2차 ML 검파기(215)를 포함한다.

도 3에 도시한 바와 같이, 검파부(210)의 ZF 검파기(211)는 수신 신호(

)에 ZF 검파의 전달 함수인 채널 행렬의 역행렬(

)을 적용한다(S310). 그러면 ZF 검파기(211)의 출력 신호(

)는 수학식 3과 같이 된다.

여기서, 는 채널 행렬(

)의 역행렬로 M×N(=2×2) 행렬이며,

는 ZF 검파의 출력 신호로 M×1(=2×1) 행렬이다.

도 3 및 도 4b를 보면, 검파부(210)의 1차 후보 결정부(212)는 ZF 검파기(211)의 출력 신호(

)에서 가까운 4개의 성상점을 송신 안테나 신호 별로 찾는다(S320). 이와 같이 송신 안테나 별로 각각 결정된 4개의 성상점들이 1차 후보 집합(

)으로 설정된다. 1차 후보 집합(

)에서는 총 4²의 조합이 존재한다.

다음, 검파부(210)의 1차 ML 검파기(213)는 수신 신호(

)와 단계 S320에서 결정된 1차 후보 집합(

)에 수학식 4와 같이 ML 검파를 적용하여 1차 해(

)를 찾는다(S330). 즉, 1차 ML 검파기(213)는 비용 함수(

)을 최소로 하는 1차 후보 집합(

)의 성상점을 1차 해(

)로 선정한다. 이러한 1차 ML 검파기(213)는 4²개의 1차 후보에 대해서 연산을 수행하여 1차 해를 결정한다.

여기서,

이다.

그리고 도 4c에 도시한 바와 같이 검파부(210)의 2차 후보 결정부(214)는 ZF 검파기(211)의 출력 신호(

)에서 송신 안테나 별로 1차 해(

) 방향에 있는 3개의 성상점과 1차 해(

)를 포함하는 2차 후보 집합(

)을 설정한다(S340). 이는 수학 식 4에서 결정되었듯이 출력 신호(

)에서 1차 해(

) 방향이 비용 함수의 증가 기울기가 작은 방향이기 때문이다. 따라서 2차 후보 결정부(214)는 비용 함수의 증가 기울기가 작은 방향에 있는 다른 성상점을 다른 후보로 결정한다. 그리고 2차 후보 집합(

)에도 4²개의 후보 조합이 존재한다.

다음, 검파부(210)의 2차 ML 검파기(215)는 수신 신호(

)와 단계 S340에서 결정된 2차 후보 집합(

)에 수학식 5와 같이 ML 검파를 적용하여 최종 해(

)를 찾는다(S350). 즉, 2차 ML 검파기(215)는 비용 함수(

)를 최소로 하는 2차 후보 집합(

)의 성상점이 최종 해(

)로 선정되어 송신 신호로 추정된다. 이러한 2차 ML 검파기(215)는 4²개의 2차 후보 중 1차 해를 제외한 15개의 후보에 대해서 연산을 수행하여 최종 해를 결정한다.

여기서,

이다.

이상에서 설명한 것처럼, 본 발명의 실시예에 따른 수신 장치(200)는 수신 신호에 ZF 검파를 적용한 후에 다시 2회의 ML 검파를 적용하여 송신 신호를 검파한다. 예를 들어 M개의 송신 안테나를 사용하고 각 송신 안테나 별로 4개의 성상점을 후보로 사용하면, 1차 ML 검파기(213)에서 4^M개의 후보에 대해서 연산을 하고, 2차 ML 검파기(215)에서 (4^M-1)개의 후보에 대해서 연산을 수행한다. 이러한 검파 방법은 ZF 검파 방법에 비해 채널 형렬의 특이치 확산(singular value spread)에 의한 영향이 적으며, 또한 ML 검파 방법에 비하여 복잡도가 낮다. 아래에서는 이러한 이유에 대해서 도 5a 및 도 5b를 참조하여 설명한다.

먼저, 본 발명의 실시예에 따른 검파 방법과 ZF 검파 방법의 성능을 도 5a 및 도 5b를 참조하여 비교한다. 도 5a 및 도 5b는 각각 채널의 특이치 확산에 따른 ZF 검파 방법의 성능 저하를 나타내는 도면으로, 도 5a가 도 5b에 비해 채널의 특이치 확산이 작은 경우를 나타낸다.

수학식 3에 표시한 것처럼, ZF 검파 방법은 수신 신호 영역에서 채널의 특성을 고려하지 않고 검파를 수행하므로, 채널 형렬의 특이치 확산이 큰 채널(나쁜 채널)에서 ZF 검파 방법의 결정 경계가 좋지 않아 성능 저하가 심해진다. 여기서 채널 행렬의 특이치 확산은 채널 행렬의 최대 특이치를 최소 특이치로 나눈 값으로 주어진다. 그러나 ML 검파 방법은 ZF 검파 방법과 달리 채널과는 상관없이 송신 데이터 영역에서 결정 경계가 정해지기 때문에 특이치 확산에 의한 성능 저하가 없다.

구체적으로, 송신 장치(100)에서 2개의 송신 안테나(140₁, 140₂)를 통하여 BPSK의 송신 신호([d1, d2])를 전송하고, 송신 신호가 실수 채널을 통과하고 실수의 백색 잡음이 더해지는 것으로 가정하자. 이 경우 수학식 3에 표시한 것처럼 수신 신호에 채널의 역행렬을 곱하는 과정에서 잡음 벡터의 공분산이 채널의 특이치 에 영향을 받는다. 그래서 최대 특이치와 최소 특이치가 비슷하여 특이치 확산이 작은 경우는 도 5a와 같이 각 성상점에서의 ZF 검파된 신호의 확률 분포(PDF, probability density function)가 원에 가깝다. 그러면 ZF의 결정 경계를 가로축과 세로축으로 정한 경우와 채널의 특이치를 고려하여 최적으로 ZF의 결정 경계를 정한 경우(점선으로 도시) 사이에 성능 차이가 적다.

그러나 채널의 특이치 확산이 큰 경우는 도 5b와 같이 각 성상점에서의 ZF 검파된 신호의 확률 분포(PDF)가 타원형에 가까워진다. 이 경우에 ZF의 결정 경계를 가로축과 세로축으로 정하면 최적의 경계(점선으로 도시)에 비해 성능 차이가 심해진다. 이와 같이 ZF 검파 방법은 채널의 특이치 확산 등에 의한 신호 확률 분포를 고려하지 않으므로 성능 저하가 발생한다. 따라서 본 발명의 실시예에서는 ZF 검파 방법으로 대략적인 검색 구간을 설정한 후 ML 검파 방법으로 최종 해를 결정하므로, ZF 검파 방법의 문제점을 해결할 수 있다.

다음, 본 발명의 실시예에 따른 검파 방법과 ML 검파 방법을 비교한다.

송신 장치(100)가 2개의 송신 안테나와 64-QAM의 변조 방식을 이용한다고 하면 성상점이 총 64²개가 존재한다. 이 경우 ML 검파 방법은 64²(=4096) 가지의 조합에 대하여 비용 함수를 계산하고 비교하여 해를 찾는다. 그런데 본 발명의 실시예에서는 ZF 검파기의 출력 신호에서 가까운 성상점의 조합인 4²(=16)개의 후보에 대해서 비용 함수를 계산하여 1차 해를 결정한 후, 다시 (4²-1)(=15)개의 후보에 대하여 비용 함수를 계산하여 해를 찾는다. 따라서 본 발명의 실시예에 따른 검파 방법 은 ML 검파 방법에 비하여 0.757%[=(31/4096)*100]의 복잡도를 가진다.

도 6은 2개의 송신 안테나와 64-QAM 변조를 사용한 경우에 검파 방식에 따른 비트 오류 확률(BER, bit error rate)을 나타내는 도면이다. 도 6에서 가로축은 수신 안테나에서의 신호 대 잡음비(signal to noise ratio)도 6을 보면, 본 발명의 실시예에 따른 검파 방법은 ML 검파 방법에 비하여 성능이 약 1dB 정도 떨어지기는 하지만, OSIC 및 ZF 검파 방법에 비하여 성능이 각각 1dB 및 3dB 정도 좋다는 것을 확인할 수 있다.

이상, 본 발명의 실시예에서는 송신 안테나 별로 4개의 성상점을 후보로 설정하는 경우를 예로 들어 설명하였지만, 4개 이외의 다른 개수의 성상점을 후보로 설정할 수도 있다. 그리고 후보로 되는 성상점의 개수는 변조 방식에 따른 성상점의 개수보다 적게 설정된다. 즉, 64-QAM 변조에서는 후보로 설정되는 성상점을 64개보다 적은 개수로 설정한다.

이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.

이와 같이 본 발명에 의하면, ZF 검파 방법에 비하여 성능이 뛰어나고 ML 검파 방법에 비하여 복잡도가 낮은 검파 방법에 제공된다.

Claims

복수의 송신 안테나를 통하여 전송되는 송신 신호를 채널을 거쳐 복수의 수신 안테나를 통하여 수신하는 다중 송수신 시스템의 수신 장치에 있어서,

상기 수신 신호에서 상기 채널 정보를 통하여 상기 송신 신호를 예측하는 제1 검파기,

상기 송신 안테나 별로 상기 제1 검파기의 출력 신호에 인접한 복수의 성상점을 제1 후보로 결정하는 제1 후보 결정부,

상기 제1 후보의 조합으로부터 상기 수신 신호에 대한 제1 해를 결정하는 제2 검파기,

상기 송신 안테나 별로 상기 제1 검파기의 출력 신호에서 상기 제1 해 방향에 존재하는 복수의 성상점을 제2 후보로 결정하는 제2 후보 결정부, 그리고

상기 제2 후보의 조합으로부터 상기 수신 신호에 대한 제2 해를 결정하여 상기 수신 신호를 검파하는 제3 검파기

를 포함하는 다중 송수신 시스템의 수신 장치.
제1항에 있어서,

상기 제1 검파기는 상기 수신 신호에 상기 채널의 특성을 나타내는 채널 행렬의 역행렬을 연산하여 상기 출력 신호를 출력하는 다중 송수신 시스템의 수신 장치.
제1항 또는 제2항에 있어서,

상기 제2 검파기는 상기 제1 후보의 조합 중 상기 수신 신호에 대한 비용 함수를 최소로 하는 제1 후보를 상기 제1 해로 출력하고,

상기 제3 검파기는 상기 제2 후보의 조합 중 상기 수신 신호에 대한 비용 함수를 최소로 하는 제2 후보를 상기 제2 해로 출력하는

다중 송수신 시스템의 수신 장치.
제3항에 있어서,

상기 송신 안테나 별로 상기 제1 후보 또는 상기 제2 후보로 되는 복수의 성상점의 개수는 상기 송신 신호의 변조 방식에 따른 성상점의 개수보다 적은 다중 송수신 시스템의 수신 장치.
제4항에 있어서,

상기 복수의 성상점의 개수는 4개인 다중 송수신 시스템의 수신 장치.
복수의 송신 안테나를 통하여 전송되는 송신 신호를 채널을 거쳐 복수의 수신 안테나를 통하여 수신하는 다중 송수신 시스템에서 수신 신호를 검파하는 방법에 있어서,

상기 채널의 특성을 나타내는 채널 행렬의 역행렬을 이용하여 상기 수신 신 호에서 상기 송신 신호를 검출하여 출력 신호를 출력하는 단계,

상기 송신 안테나 별로 상기 출력 신호에 인접한 복수의 성상점을 제1 후보로 결정하고, 상기 제1 후보의 조합 중 상기 수신 신호에 대한 비용 함수를 최소로 하는 제1 해를 결정하는 단계, 그리고

상기 송신 안테나 별로 상기 출력 신호에서 상기 제1 해 방향에 존재하는 복수의 성상점을 제2 후보로 결정하고, 상기 제2 후보의 조합 중 상기 수신 신호에 대한 비용 함수를 최소로 하는 제2 해를 결정하는 단계

를 포함하는 다중 송수신 시스템의 신호 검파 방법.
제6항에 있어서,

상기 출력 신호는
로 결정되며,

상기
는 상기 채널 행렬의 역행렬이고 상기
는 상기 수신 신호인 다중 송수신 시스템의 신호 검파 방법.
제6항에 있어서,

상기 비용 함수는 ML 검파 방식에 사용되는 비용 함수인 다중 송수신 시스템의 신호 검파 방법.
제6항에 있어서,

상기 비용 함수는
이며,

상기
는 상기 수신 신호이고, 상기
는 상기 채널 행렬의 역행렬이며, 상기
은 상기 제1 후보의 조합 또는 상기 제2 후보의 조합의 원소인 다중 송수신 시스템의 신호 검파 방법.
제6항 내지 제9항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 복수의 성상점의 개수는 4개인 다중 송수신 시스템의 신호 검파 방법.
복수의 송신 안테나를 통하여 전송되는 송신 신호를 채널을 거쳐 복수의 수신 안테나를 통하여 수신하는 다중 송수신 시스템에서 수신 신호를 검파하는 방법에 있어서,

상기 수신 신호를 ZF(zero focusing) 방식으로 검파하는 단계,

상기 ZF 방식으로 검파된 출력 신호에 인접한 복수의 제1 성상점을 선택하는 단계, 그리고

상기 선택된 복수의 제1 성상점을 후보로 하여 상기 수신 신호를 ML(maximum likelihood) 방식으로 검파하는 단계

를 포함하는 다중 송수신 시스템의 신호 검파 방법.
제11항에 있어서,

상기 ZF 방식으로 검파된 출력 신호에서 상기 ML 방식으로 검파된 출력 신호 방향에 존재하는 복수의 제2 성상점을 선택하는 단계, 그리고

상기 선택된 복수의 제2 성상점을 후보로 하여 상기 수신 신호를 ML 방식으로 검파하는 단계

를 더 포함하는 다중 송수신 시스템의 신호 검파 방법.
제11항 또는 제12항에 있어서,

상기 제1 성상점과 상기 제2 성상점은 상기 송신 안테나 별로 선택되는 다중 송수신 시스템의 신호 검파 방법.