JP4536539B2 - ビット列候補削減型受信機および受信処理方法 - Google Patents

ビット列候補削減型受信機および受信処理方法 Download PDF

Info

Publication number
JP4536539B2
JP4536539B2 JP2005026403A JP2005026403A JP4536539B2 JP 4536539 B2 JP4536539 B2 JP 4536539B2 JP 2005026403 A JP2005026403 A JP 2005026403A JP 2005026403 A JP2005026403 A JP 2005026403A JP 4536539 B2 JP4536539 B2 JP 4536539B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
bit string
value
bit
likelihood
candidate
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
JP2005026403A
Other languages
English (en)
Other versions
JP2006050532A (ja
Inventor
哲士 阿部
啓正 藤井
仁 吉野
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
NTT Docomo Inc
Original Assignee
NTT Docomo Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by NTT Docomo Inc filed Critical NTT Docomo Inc
Priority to JP2005026403A priority Critical patent/JP4536539B2/ja
Priority to US11/166,384 priority patent/US7469014B2/en
Priority to EP05253976A priority patent/EP1612968B1/en
Priority to TW094121422A priority patent/TWI264190B/zh
Priority to KR1020050056088A priority patent/KR100709675B1/ko
Publication of JP2006050532A publication Critical patent/JP2006050532A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP4536539B2 publication Critical patent/JP4536539B2/ja
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00Baseband systems
    • H04L25/02Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03171Arrangements involving maximum a posteriori probability [MAP] detection
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
    • H04B7/00Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0891Space-time diversity
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00Baseband systems
    • H04L25/02Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03178Arrangements involving sequence estimation techniques
    • H04L25/03248Arrangements for operating in conjunction with other apparatus
    • H04L25/03292Arrangements for operating in conjunction with other apparatus with channel estimation circuitry
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00Baseband systems
    • H04L25/02Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/0335Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
    • H04L2025/03375Passband transmission
    • H04L2025/0342QAM

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Probability & Statistics with Applications (AREA)
  • Error Detection And Correction (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)

Description

本発明は、高速無線伝送に用いられるMIMO(Multi−Input Multi−Output)方式の受信機に関し、特に、送信された信号のビット列候補をあらかじめ絞り込み、絞り込んだビット列候補に基づいて各ビットの尤度を算出するビット列候補削減型受信機に関する。
限られた周波数帯域で高速、高品質の無線伝送を実現する技術として、誤り訂正符号技術や、16QAM、64QAMなどの多値変調技術、複数送信アンテナを用いた空間多重伝送技術などが近年検討されている。
図1は、誤り訂正、多値変調、複数送信アンテナを用いる送信機の構成例を示す図である。図1(a)に示す例では、符号器110で符号化された送信ビット列は、S/P変換器111で送信アンテナの数に応じて分断される。分断されたビット列は、それぞれ対応する変調器112−1〜112−NでQAM多値変調を受け、送信アンテナ101−1〜101−Nで空間多重されて送信される。N本のアンテナから送信された複数の信号は、受信側において、たとえばM本のアンテナ201−1〜201−Mで受信され、それぞれ受信信号r 〜r が取り出される。なお、送信側のビットcnkは、n番目の送信アンテナのk番目の符号化ビットを示す。
図1(b)は、図1(a)の構成で、符号化率1/2、QPSK変調、4本の送信アンテナを用いた場合の例である。入力された4ビットの情報は、ハーフレートの符号器110で8ビットに変換され、S/P変換器111で2ビットずつに分割される。2ビットの送信ビット列は、それぞれ対応するQPSK変調器112−1〜112−4で多値変調され、送信アンテナ101−1〜101−4で空間多重されて送信される。なお、図1(a)、図1(b)の例では、送信1シンボル区間のみを表記している。
図1のような複数アンテナを使用した送受信の場合、受信信号ベクトルrは、チャネル行列H、送信シンボルベクトルs、ノイズベクトルnを用いて、式(1)のように定義することができる。
Figure 0004536539

ここで、インデックスMは受信アンテナの数、Nは送信アンテナの数である。また、ノイズn の分散をσ とする。又、hm,nは、第n送信アンテナと第m受信アンテナ間の伝送路を表す。
受信信号rを処理し、送信ビット列を復号する受信機構成のひとつとして、Max−Log−MAP(Maximum A posteriori Probability)受信機がある。これは、送信されたすべてのビットパターンにおけるメトリック値(=−‖r−H・s‖)を計算し、メトリック値を用いて、送信された符号化ビットcn,k の対数尤度比Ln,k(以下、単に「尤度」と称する)を下式(2)から計算するものである。
Figure 0004536539

右辺第1項に登場する「S s.t.cn,k=1」は、可能なシンボル候補列全体Sのうち、cn,k=1のビットを有するシンボル候補列の集合を表す。右辺第1項は、cn,k=1のビットを有するシンボル候補列の尤度の中で最大の値を表す。右辺第2項に登場する「S s.t.cn,k=0」は、可能なシンボル候補列全体Sのうち、cnk=0のビットを有するシンボル候補列の集合を表す。右辺第2項は、cn,k=0のビットを有するシンボル候補列の尤度の中で最大の値を表す。
得られた符号化ビット列の尤度は、復号器に入力され復号が行われる。尤度値の計算には、すべてのビット列候補のメトリックを計算する必要があり、変調多値数や送信アンテナの数が多くなるにつれて、その計算量は指数関数的に増大してしまう。そこで、尤度の計算の前処理として、ビット列候補をあらかじめ絞り込み、絞り込まれたビット列候補に対応するメトリック値のみに対して、尤度を算出することによって、受信処理量を低減するビット列候補削減型受信機が提案されている(たとえば非特許文献1および2参照)。
図2は、ビット列候補削減型受信機の概略構成を示す図である。送信側において、符号器110によって符号化され、変調器112によって分割ビット列ごとに変調された送信信号は、複数の送信アンテナ101−1〜101−Nから送信される。受信機の複数の受信アンテナ201−1〜201−Mで受信された各信号は、ビット列候補削減型推定器202に入力される。分割される前の送信情報ビット列がnビットだとすると、ビット列候補削減型推定器202は、2 のビットパターンの中から、信頼度が高いと予想されるZ個のビット列候補だけを選択し、選択したビット列候補のメトリック値を計算する。ビット列候補と対応するメトリック値は各ビット尤度算出器203へ送られ、式(2)に基づいて、各ビットの尤度が計算される。各ビットの尤度は、軟入力復号器210に入力され、尤度を用いて復号される。
図3は、非特許文献1に開示される尤度算出法を示す図である。一例として、8ビットの符号化情報列を復号する場合を考える。ビット列候補削減型推定器202は、256(=2 )通りのビットパターンの中から、4パターンをビット列候補として推定し、各ビット列候補のメトリック値(−‖r−H・s‖)を算出する。候補1のメトリック値は−5、候補2のメトリック値は−6、候補3のメトリック値は−30、候補4のメトリック値は−100である。この段階で、ビット列候補が1/64に絞られる。なお、ビット列候補の絞込み推定手法としては、非特許文献1ではSphere Detectorを、非特許文献2ではMアルゴリズム(決定論的アルゴリズム)を用いている。
各ビット尤度推定器205は、尤度計算部206と尤度クリッピング部207を含む。尤度計算部206は、入力された4つのビット列候補1〜4と、対応のメトリック値を用いて、ビット列を構成するビットごとに、式(2)に基づいて尤度、即ち対数尤度比(LLR:Log Likelihood Ratio)を計算する。1ビット目は、4つのビット列候補のすべてが“1”をとり、式(2)で表わされる尤度LLR(Log−Likelihood Ratio)の右辺の第1項、すなわち“1”に対応するビットの最大メトリックは−5になる。式(2)の右辺の第2項は、“0”に対応するビットの最大メトリックを表わすが、1ビット目に0の値を有するビット列候補はないので、対応のメトリックが存在しない。そこで、あらかじめ容易された固定値をメトリック値として代用する。図2(b)の例では固定値XとしてX=−1000を用いている。ここで, 固定値として、−1000のような非常に小さな値を用いる理由は、 (ビット0に対応するメトリックがない)=(0が送られた可能性は非常に少ない)と判断するためである。(0が送られた可能性が高い場合、メトリックは大きな値になる。但し、0以上にはならない。)この結果、1ビット目の尤度LLRは−5−(−1000)=995になる。同様にして、2ビット目〜8ビット目の各々についても、尤度を計算する。
尤度クリッピング部207は、絶対値が一定の値を超える尤度について、所定の値にクリッピングする。たとえばクリップ値Cをあらかじめ30に設定し(C=30)、絶対値がこの値を超える尤度については一律に30にクリッピングする。クリッピング処理された尤度は軟入力復号器210に入力され、送信ビット列が復号される。クリッピングにより尤度の絶対値を制限する理由は、以下による。例えば、尤度値が995となり、この値が他の尤度値の絶対値より非常に大きい場合、これは+1が送られたことを強く示唆することを意味する。しかしながら、もし実際―1が送られていた場合は、この995は非常に大きい誤りとなり後続する復号器の特性に悪影響を及ぼす。この問題は、すべてのビット列候補を検索して尤度を算出するMAX−LOG−MAPのような受信法では現れないが、上記ビット列候補削減型受信器を用いる場合に起こる。
Bertrand M. Hochwald, et. al., "Achieving Near−Capacity on a Multiple−Antenna Channel", IEEE Transactions on Communication, Vol. 51, No. 3 March 2003 H.Kawai,et.al.,"Complexity−reduced Maximum Likelihood Detection Based on Replica Candidate Selection with QR Decomposition Using Pilot−Assisted Channel Estimation and Ranking for MIMO Multiplexing Using OFCDM",IEICE Technical Report.RCS,March 2004,pp.55−60
従来のビット列候補削減型の各ビット尤度推定器205は、ビット列候補削減型推定器202で絞り込まれたビットパターンと、対応するメトリックのすべてを用いて、尤度を算出している。絞り込まれたビットパターンのうち、メトリック値が比較的大きいもの(図2(b)の候補1と候補2)は信頼性が高いが、メトリック値が小さいもの(候補4)は、信頼性が低いと考えられる。ビット列候補削減型推定器20の誤動作によって、信頼性の低い候補が出力される可能性も考えられるからである。
信頼性の低いビットパターンのメトリックを用いて尤度を算出すると、尤度の算出精度が低下し、後続する軟入力復号の効果が十分に得られない。
そこで、本発明は、ビット列候補削減型の尤度推定において、受信処理量を削減しつつ尤度の算出精度を向上し、信頼性の高い受信特性を実現するビット列候補削減型受信機と、受信処理方法を提供することを課題とする。
開示される発明の一形態による受信機は、
複数の送信アンテナから同時に送信された複数個のビット列を受信する受信アンテナと、
前記受信された複数個のビット列の可能な組み合わせの中から、一定数の送信ビット列候補を推定し、推定された各ビット列候補の信頼度情報を算出するビット列候補推定器と、
前記一定数のビット列候補の中から、前記信頼度情報が所定の条件を満たすビット列候補を選択する選択器と、
前記選択されたビット列候補と、該ビット列候補に対応する信頼度情報とに基づいて、送信された各ビットの尤度を計算する尤度計算器と、
前記各ビットの尤度を用いて送信されたビット列を復号する復号器と
を備えることを特徴とする受信機である。

上述した受信機構成および受信処理方法により、受信処理量を抑えつつ、信号復号の信頼性を維持して、受信特性が向上する。
本発明の一態様では、ビット列候補削減型の推定器によって絞り込まれたビット列候補から、尤度計算に先立って、信頼度情報としてのメトリック値が比較的大きい(すなわち信頼性が高い)ビットパターンをさらに選択する。メトリック値の選択基準として、たとえば、所定の値を超えるメトリック値を有するビットパターンだけを選択する。メトリック値を選択する際の基準値は、後続する尤度計算で“0”または“1”に対応するビットのメトリック値が存在しない場合の代用値としても使用することが可能である。
このような構成の受信機によれば、あらかじめ絞り込まれたビット列候補の中で、信頼度の高いビット列候補だけを選択し、選択されたビット列候補と、対応の信頼度情報とに基づいて尤度が算出されるので、受信特性が向上する。
選択器はたとえば、所定の閾値Cを用いて、信頼度情報が閾値Cを超えるビット列候補を選択する。この場合、閾値Cの一例として、所定の係数Aと、ノイズの分散σ を用いて、C=−Aσ で表わされる値を用いることができる。無線伝搬路で信号に導入されるノイズの分散は、受信機の側で適切に推定することができる。適切なノイズの推定値に基づいて閾値Cを設定することで、より確からしいビット列候補を選択することができる。これは、以下の考察による。係数Aは、選択されたビット列数、伝搬環境及び変調方式の内の少なくとも1つに基づいて設定されてもよい。
仮に、送信された真のシンボルベクトルsが、既知の場合、対応するメトリック値−‖r−Hs‖は、
−‖r−Hs‖=−‖Hs+n−Hs‖=−‖n‖
となり、ノイズ成分のみが残ることが分かる。−‖n‖は、分散が2Mσ2の乱数となる。これから、受信側は、真のシンボルベクトルsを知らなくても、真のシンボルベクトルに対するメトリックは、乱数−‖n‖となることは、事前に知っておくことができる。本発明は, このメトリックの性質を利用しようとするものである。つまり、Mアルゴリズムが選出したビット候補列のうち、−‖n‖の統計的性質を考慮して、取りえないメトリック値(非常に確率が小さいもの)を有する候補列を排除するわけである。
ここで注意点として、従来のビット列候補を絞り込む方法(Mアルゴリズム等)は、ビット列の可能な組み合わせの中から一定数の候補を推定するが、ノイズの分散のような量を用いて候補数を絞り込むものではない。本発明は、ノイズの分散を用いて候補数を、一定数よりも更に絞り込むことで、信頼度の高いビット列候補を用いて尤度を算出できるので、結果的に受信特性を向上させることができる。また、閾値によって候補列を絞り込んで尤度を算出するので、演算量を軽減し、推定効率を向上させることもできる。また、従来技術では, メトリック値を−‖r−Hs‖/σと定義しているものもある。この場合は、メトリック値にノイズ量σ2が含まれるため、閾値Cにσ2は不要となる。
尤度計算器は、信頼度情報が算出されないビットに対して、閾値Cを代用値として用いる構成としてもよい。
本発明の一態様による受信処理方法は、
(a)複数の送信アンテナから送信された複数個のビット列を受信するステップと、
(b)受信された複数個のビット列のすべての可能な組み合わせの中から、一定数の送信ビット列候補を推定し、推定された各ビット列候補の信頼度情報を算出するステップと、
(c)一定数のビット列候補の中から、信頼度情報が所定の条件を満たすビット列候補を選択するステップと、
(d)選択されたビット列候補と、対応の信頼度情報とに基づいて、送信された各ビットの尤度を計算するステップと、
(e)各ビットの尤度を用いて送信されたビットを復号するステップと
を含む。
この受信処理方法によれば、一定数に絞り込んだビット列候補の中から、さらに信頼性の高いビット列候補を選択して尤度計算を行うので、尤度の算出精度を高めることができる。
本発明の一態様による受信機は、複数の送信アンテナから送信された複数個のビット列を受信する受信アンテナと、受信した複数個のビット列の可能な組み合わせの中から一定数の送信ビット列候補を推定し、推定した送信ビット列候補の各々について信頼度を算出するビット列候補推定器と、前記信頼度に基づいて、閾値を変更する閾値算出器と、送信ビット列候補に基づいて、送信された各ビットを推定し、推定した値を閾値に基づいて調整する調整器と、調整した値に基づいて、送信されたビット列を復号する復号器とを備える。閾値は、伝搬環境、送信信号の変調方式又は他のシステムパラメタ(ビット列候補型推定機の候補シンボル数等)に応じて適切に設定することも可能である。これにより、信号の推定精度の向上を図ることができる。閾値は、例えば複数個のシンボルより成る1つのフレームの期間の間に複数回変更される。もちろん、シンボル毎に変更してもよい。
本発明の一態様によれば、調整器が、送信された各ビットを軟判定する(=尤度値)ことで前記推定された値を生成し、該推定された値を前記閾値で制限する(クリッピングする)。これにより、過剰に大きな尤度をもたらす値を適切に制限することができる。
本発明の一態様によれば、前記調整器が、送信された各ビットを硬判定することで前記推定された値を生成し、該推定された値を前記閾値で重み付けする。これにより、仮の硬判定結果を、尤度に合わせて調整することができる。
本発明の一態様によれば、前記閾値は、送信ビット列候補の信頼度が高いほど大きな値に設定される。これにより、信頼度が大きいほど(確からしいほど)、尤度値の絶対値を大きく(他のビットの尤度と比較して)出力し、そうでなければ出力する値を小さく制限することで、推定精度を向上させることができる。
本発明の一態様によれば、閾値は、送信ビット列候補の信頼度が低いと判断された場合に、ある固定値(例えば、0)に設定される。これにより、信頼度の低い候補が不適切に選択されることを防ぐことができる。
本発明の一態様によれば、閾値算出器が、送信ビット列候補の各々に関する信頼度のうち、最大の信頼度に基づいて閾値を算出する。これにより、演算負担の軽減化を図ることができる。
本発明の一態様によれば、閾値Cは、前記最大の信頼度Mと所定値Aとの差分が、所定値(例えば、0)より大きければ該差分に設定され、差分が所定値より小さければ0に設定される。これにより、信頼度の大小に応じて、閾値が簡易且つ適切に変わるようにすることができる。
本発明の一態様によれば、前記所定値が、無線伝搬路で信号に導入される雑音の分散に比例する。雑音の分散は、受信機の側で適切に求めることができる量であるので、外部からの情報によらず、閾値を適切に設定することができる。
図4は、本発明の一実施形態に係るビット列候補削減型受信機の主要部分の概略ブロック図である。図4はまた、本発明の一実施形態に係る尤度算出手法を示している。受信機は、受信アンテナ11−1〜11−Mで、複数の送信アンテナから送信された複数信号を受信する。ビット列候補削減型推定器12は、受信した複数のビット列を組み合わせて、あらかじめ絞り込んだ数の送信ビット列候補を推定し、各ビット列候補のメトリック値−‖r−H・s‖を計算する。各ビット尤度推定器13は、絞り込まれたビット列候補とメトリック値に基づいて、ビットごとの尤度を推定する。軟入力復号器20は、各ビットの尤度に基づいて、送信ビット列を復号する。
各ビット尤度推定器13は、メトリック選択器14と、尤度計算器15とを有する。メトリック選択器14は、絞り込まれたビット列候補の中から、さらに信頼度が所定の基準を満たすメトリック値のビット列候補だけを選択する。尤度計算器15は、選択されたビット列候補と、対応するメトリック値を用い、
Figure 0004536539

に基づいて、各ビットの尤度を計算する。
図4の例では、ビット列候補削減型推定器12は、8ビットの送信ビット列に対して、2=256通りのビットパターンの中から4パターンを推定する。ビット列候補の推定には、Sphere Detector、Mアルゴリズムなど、公知の方法を用いることができる。ビット列候補削減型推定器12はまた、推定した4つのビット列候補の各々についてメトリック値を計算する。ビット列候補1のメトリック値は−5、候補2のメトリック値は−6、候補3のメトリック値は−30、候補4のメトリック値は−100である。
メトリック選択器14は、入力されたビット列候補とメトリック値の中から、閾値Cを越える候補列のみ選択する。図4の例では、Cの値は−10に設定されており、メトリック値が−10よりも大きい候補1と候補2のビット列が選択される。
閾値Cは、たとえば式(3)を用いて決定することができる。
C=−A・σ,A>1 (3)
ここで、σはノイズの分散電力であり、モニタリング又はパイロット信号を用いた推定により得ることができる。伝搬環境や変調方式に応じて、係数Aを適切な値(たとえば10〜100)に設定することで、ビット列候補削減型推定器12から得られるビット列候補のうち信頼性の高いものだけを選択することができる。なお、Cの決定方法は上述した方法に限定されず、他の方法を用いてもよい。式(3)をいた場合は、ノイズ分散と係数Aに応じて閾値Cの値が決まるが、ノイズ以外にも無線通信環境に応じてあらかじめプロットしたCの値を用いることもできる。
尤度計算器15は、メトリック選択器14により選択された候補1と候補2を用いて、各ビットの尤度を計算する。1ビット目の尤度の右辺の第1項(“1”に対する最大メトリック)は−5になる。1ビット目は、候補1も候補2も“1”の値を取るので、第2項の値(“0”に対する最大メトリック)は存在しない。そこで、固定値として、メトリック選択に用いた閾値Cを固定値として代用する。図4の例ではC=−10に設定してあるので、第2項に−10を挿入する。以下、同様にして、2ビット目から8ビット目の尤度を計算する。各ビットの尤度は、軟入力復号器20に入力され、尤度に基づいて送信されたビット列が復号される。この構成では、絞り込まれたビット列候補の中から、信頼性の高いメトリック値だけを用いて尤度計算することで、演算処理量を抑えつつ、受信の特性と信頼性を向上することができる。
図5は、メトリック選択に用いる閾値Cを別の値に設定した場合の例を示す図である。図5の例では、C=−1に設定してある。この場合、4つのビット列候補の中で、C=−1を越えるメトリック値を持つものがないので、メトリック選択器14で選択されるビットパターンはひとつもない。上述したように、メトリック値がない場合は、固定値として閾値Cの値を代用する。尤度LLRの計算式の右辺の第1項および第2項にC=−1が代入され、すべての尤度が0として計算される。
これは、閾値を超えるメトリックがない場合、すなわち信頼性が低い場合は、そのシンボルについては、ビット判定を行わないことを意味する。図4および5では1シンボル区間の尤度計算しか示していないが、実際は、1送信フレームを構成する複数のシンボル区間のそれぞれで各ビットの尤度が計算されている。あるシンボル区間において、図5のようにすべてのビットの尤度が0になったとしても、前後のシンボル区間では図4のように信頼度の高いメトリックに基づいた尤度が算出されるので、復号の精度に悪影響を与えることはない。むしろ、信頼性の低い尤度を排除することで、正しいビット列が復号され、信頼性が向上する。ここで、1送信フレームとは、1復号ブロック単位を示している。
実際には、閾値Cが適切に設定されていれば、1送信フレーム中の多くのシンボル区間で尤度0の出力が続くことはない。しかし、閾値の設定誤りや、伝搬路の急激な変化で、信号送信フレーム内で尤度0の出力が続く場合も想定され得る。この場合、後続の軟入力復号器20で送信されたビット列を正確に復号することが困難になる。
このような事態を回避するために、尤度0の出力が続く場合に、代用値として、ビット列候補削減型推定器12で絞りこまれたビット列候補のうち第1のビット列候補を用いて、尤度計算を行う。図5の例では、候補1は“11110000”である。これを+1/−1の列に変換して、“1111−1−1−1−1”とし、さらにこれらの値に重み付け係数Q(Q>0)を掛け合わせて“QQQQ−Q−Q−Q−Q”とする。これを、全ビットが0の尤度値に代用する。
重み付け係数Qの値については、他の尤度値よりも小さい値とするのが望ましい。たとえば、他のシンボル区間で算出された尤度の平均値または最小値に、0.1を乗算した値や、0.01を乗算した値を用いることができる。このような構成とすることで、仮に1送信フレーム内で尤度値0の出力が続く場合でも、候補列1から得られる尤度値により復号することができる。
図8は、上記の受信処理手順を表すフローチャートである。フローは、ステップ81から始まり、複数の送信アンテナから送信された複数個のビット列が、複数の受信アンテナ11−1〜Mにより受信される。
ステップ83では、受信された複数個のビット列のすべての可能な組み合わせの中から、一定数の送信ビット列候補が推定され、推定された各ビット列候補の信頼度情報が算出される。本実施例では、ビット列候補削減型推定器12が、総ての可能な組み合わせの256通りのビット列の中から、4つの候補に絞り込む。絞り込みの方法としては、従来と同様に、Mアルゴリズム等を利用することができる。
ステップ85では、一定数(上記の例では4つ)のビット列候補の中から、所定の条件を満たすメトリック(信頼度情報)を有するビット列候補が選択される。この処理は、主にメトリック選択器14で行われる。所定の条件は、例えば、メトリックが、ある閾値C(例えば、C=−10)を上回ることである。
ステップ87では、選択されたビット列候補と、それに対応する信頼度情報とに基づいて、送信された各ビットの尤度が計算される。この処理は、主に尤度計算器15で行われる。
ステップ89では、主に軟入力復号器20にて、各ビットの尤度を用いて、送信されたビットが復号される。これにより、確からしいシンボルを推定するためのフローは終了し、以後、送信された情報が復元される。
図6は、本発明の受信器構成をOFDM変調に適応した別の実施形態を示す図である。図6(a)は送信側の構成を示すブロック図、図6(b)は受信側の構成を示すブロック図である。図6の例でも、4本の送信アンテナを使用し、アンテナ41−1〜41−4ごとに、符号器42−1〜42−4による符号化、インターリーバによるインターリーブ、マッパ44−1〜44−4による16QAMシンボルマッピングを行い、さらにOFDM変調器45−1〜45−4でOFDM変調を施す。
受信側では、受信アンテナ11−1〜11−Mごとに、OFDM変調器31−1〜31−MでOFDM復調する。OFDM復調後、キャリアごとに、ビット列候補削減型推定器32で、一定数(たとえば8パターン)に絞り込んだビット列候補を推定し、対応するメトリック値を算出する。図6では、OFDMに適用するため、第1キャリア〜第Pキャリアの各キャリアで、全ての信号点配置の組み合わせに対するビット列候補を絞り込む。絞り込まれたビット列候補とメトリック値を、各ビット尤度推定器33に入力する。図4の例と同様に、メトリック選択器34で、閾値Cを越えるメトリックのビット列候補を選択し、尤度計算器35で、選択したビット列候補のメトリック値から尤度を計算する。各キャリアで算出された尤度値は、P/S変換器36−1〜36−4で並直列変換され、デインターリーバ37−1〜37−4で逆インターリーブされ、軟入力復号器38−1〜38−4で各送信アンテナから送信された情報ビット列が復号される。
図4、5、6に示すいずれの構成でも、復号結果をビット列候補削減型推定器にフィードバックし、繰り返し復号を行う構成としてもよい。
図7は、図6(b)に示すビット列削減型受信機を用いて計算機シミュレーションを行った評価結果のグラフである。シミュレーションには、150キャリアのOFDM変調、拘束長4のターボ符号を用い、ビット列候補削減型推定器として、非特許文献2に記載されてるような構成を用いた。これは、Mアルゴリズムを用いて絞り込みを行うものである。絞り込まれるビット列候補の数Zを4、8、16とした。
グラフにおいて、縦軸は、フレーム誤り率(FER)1%を達成するための所要Es/No(送信シンボル電力対雑音電力比)、横軸は閾値Cの係数値である。白のひし形は、本発明のビット列削減型受信機でビット列候補の数Z=16としたときの特性、黒のひし形は、Z=16のときの従来のビット列削減型受信機の特性を表わす。白丸はZ=8のときの本発明の受信機特性、黒丸はZ=8のときの従来型受信機の特性、白の三角はZ=4のときの本発明の受信機特性、黒の三角はZ=4のときの従来型受信機の特性である。
本発明のビット列削減型受信機において、メトリックの選択に用いる閾値Cの値として、式(3)のC=−Aσ を用い、係数Aの値として、8、16、32、64、128を用いた。尤度計算で“1”または“0”に対応するビットのメトリックが存在しない場合も、Cを代用値として用いた。一方、従来のビット列削減型受信機において、“1”または“0”に対応するビットのメトリックが存在しない場合は、X=−1000を代用値として用い、クリッピング係数Cとして、本発明のビット列削減型受信機と同様に、C=−Aσ を用いた。係数Aの値も、同様に8、16、32、64、128とした。
図7のグラフ全体から、従来のビット列削減型受信機に対する本発明の受信機の優位性を示しているが、特に、Z=4の場合(ビットパターンを4通りまで絞り込む場合)に、閾値Cの係数を16〜32の間に設定することにより、従来の受信機に比べ、FER=1%を達成するための所要Es/Noが約4dBも改善されることが分かる。すなわち、本発明のビット列削減型の受信機は、候補列の削減度を大きくするほど、効果があることがわかる。もっとも、最終的に絞り込むビット列候補の数が多いほど尤度の信頼性は高くなり、所要Es/Noの値も改善されるわけであるが、演算量と信頼性を考慮してZの値が設定される。そして、同じ絞り込み数としたときに、Z=4の場合とZ=8の場合で、従来型受信機と比較して、本発明のビット列削減型受信機の効果が顕著になる。
図9は、本発明の一実施例による受信機を示す。一例として、8ビットの符号化情報列が復号されるものとする。受信信号は、M個の受信アンテナ11−1〜Mで受信される。ビット列候補削減型推定器12は、256(=2 )通りのビットパターンの中から、4パターンをビット列候補として推定し、各ビット列候補のメトリック値(−‖r−H・s‖)を算出する。候補1のメトリック値は−5、候補2のメトリック値は−6、候補3のメトリック値は−30、候補4のメトリック値は−100である。この段階で、ビット列候補が1/64に絞られる。ビット列候補の絞込み推定手法としては、既述のMアルゴリズム(決定論的アルゴリズム)等を使用することができる。
各ビット尤度推定器21は、尤度計算部24と、尤度クリッピング部26と、クリッピング係数算出部22とを含む。尤度計算部24は、入力された4つのビット列候補1〜4と、各候補に対応するメトリック値を用いて、ビット列を構成するビットごとに、式(2)に基づいて尤度、即ち対数尤度比(LLR)を計算する。
尤度クリッピング部26は、尤度の絶対値(振幅の絶対値)が一定の値を超える尤度を、所定の閾値で制限する(クリッピングする)。例えば、閾値であるクリップ値Cをあらかじめ30に設定し(C=30)、絶対値がこの値を超える尤度については一律に30にクリッピングする。クリッピングされた尤度は軟入力復号器20に入力され、送信ビット列が復号される。ところで、尤度として算出された値(振幅値)は、対応するビットの値の確からしさを反映する。例えば、「+1」と判定されたビットの尤度値が1000である場合と、尤度値が10である場合とでは、前者が後者より確からしいと判断できるのが原則である。しかしながら、算出された尤度値1000が、誤っている可能性も否定はできない。即ち、過剰に高い尤度値は、それが誤っていた場合に推定精度を著しく劣化させる虞がある。このような過剰な尤度値を、ある値に制限することで、信頼度の安定性を図ることができる。
クリッピング係数算出器22は、閾値Cの値を更新する。一般に、1つの送信フレームは複数のシンボルから構成され、受信側での復号はフレーム毎に行われる。この場合に、ビット列候補は、シンボル毎に出力されるので、ビット列候補削減型推定器12は、シンボル毎に候補を絞り込む。図3に示されるような従来の受信機では、閾値Cの値は不変である。しかしながら、信号レベルやノイズレベルはシンボル毎に変化するかもしれないので、閾値の値がシンボル毎に適切であったりなかったりすることが懸念され、通信環境によっては、ビット列候補の推定精度や信頼度が劣化することも懸念される。本実施例によれば、この閾値Cの値を可変にすることで、クリッピングレベルが更に適切に設定され、信頼度を向上させることができる。本実施例では、閾値は、ビット列候補の信頼度が低い場合には小さく設定される。信頼度が低い場合に尤度値をそのまま使用すると、低い信頼度の尤度値が復号器へ入力され、復号精度が劣化する虞がある。閾値を小さくすることで、尤度値が小さな範囲内に制限され、低信頼度の尤度値がなるべく復号結果に反映されないようにする。一方、ビット候補列の信頼度が高い場合は閾値が大きく設定される。信頼度の高い尤度値が復号器へ入力されることは望ましいので、閾値を大きくすることで、高信頼度の尤度値がなるべく制限されずに復号結果に反映するようにする。
一例として、閾値Cは次のようにして簡易に設定することができる。
C=M−A(M−A>0の場合),及び
C=0(M−A≦0の場合)。
は、考察するビット列候補のメトリック値の内で最大のメトリック値である。Aは何らかの所定値である。Aは例えば伝搬環境の雑音の分散σに比例するように設定できる(A=−Bσ)。但し、Bは定数である。これにより、ビット列候補の信頼度が大きい場合には、最大メトリックの値に比例して閾値Cが大きくなる一方、信頼度が低く、最大メトリックが所定値A以下ならば、閾値Cはゼロに設定される。
図10は、本発明の一実施例による方法のフローチャートを示す。フローは、ステップ121から始まり、複数の送信アンテナから送信された複数個のビット列が、複数の受信アンテナ11−1〜Mにより受信される。
ステップ123では、受信された複数個のビット列のすべての可能な組み合わせの中から、一定数の送信ビット列候補が推定され、推定された各ビット列候補の信頼度情報が算出される。各ビット列候補の信頼度情報であるメトリック値は、−‖r−H・s‖により算出される。図9の例では、候補1のメトリック値は−5、候補2のメトリック値は−6、候補3のメトリック値は−30、候補4のメトリック値は−100である。
ステップ125では、送信された各ビットの尤度LLRが、上記の式(2)に基づいて計算される。1ビット目は、4つのビット列候補のすべてが“1”をとるので、式(2)で表わされる尤度LLRの右辺の第1項、すなわち“1”に対応するビットの最大メトリックは、−5になる。式(2)の右辺の第2項は、“0”に対応するビットの最大メトリックを表わすが、1ビット目に0の値を有するビット列候補はないので、対応するメトリックが存在しない。この場合は、ビット列候補の尤度の代わりに、あらかじめ容易された固定値が使用される。図9の例では固定値XとしてX=−1000が使用されている。この結果、1ビット目の尤度LLRは、−5−(−1000)=995になる。同様にして、2ビット目〜8ビット目の各々についても尤度が計算され、図9の例では、1〜8ビット目の尤度は、それぞれ、995,995,995,95,−995,−25,−25,−1 である。
ステップ127では、最大メトリックMに基づいて、閾値Cが算出される。図示の例では、候補1が最大メトリック(−5)を有し、所定値A=−10であり、閾値Cは、−5−(−10)=+5>0 であるので、C=+5となる。この処理は、主にクリッピング係数算出器22で行われる。
ステップ129では、閾値Cに基づいて、復号器20への入力の値が調整される。より具体的には、各ビットの尤度値が、±5(C=5)を超えない場合にはそのまま出力され、それを超える場合は閾値Cの値で制限される。その結果、復号器20に入力される1〜8ビット目の尤度値は、5,5,5,5,−5,−5,−5,−1 になる。以後、主に軟入力復号器20にて、これら各ビットの尤度を用いて、送信されたビットが復号される。
なお、図10のフローでは、説明の便宜上ステップ125の後にステップ127が行われているが、その順序は逆でもよいし、更には両ステップの処理の全部又は一部が同時に行われてもよい。ステップ129の時点で閾値Cの値と各ビットの尤度値が算出されていればよいからである。
上述したように、ビット列候補はシンボル毎に得られ、本実施例では、シンボル毎に閾値Cが更新され、各ビットの尤度値は、適切に更新された閾値でクリッピングされる。図11に示される例では、最大メトリックが −8(候補1)であった場合の様子を示す。この場合は、ステップ127における処理により(−8−(−10)=+2>0)、閾値Cは+2になる。また、図12に示される例では、最大メトリックが −30(候補1)であった場合の様子を示す。この場合は、ステップ127における処理(−30−(−10)=−20<0)により、閾値Cは0になる。これは、尤度の信頼度が低いことを表す。
ところで、実施例1では、図4に示されるように、可能な候補数が閾値Cによって一定数に絞り込まれ、各ビットの尤度値LLRを算出する際に、適切なメトリック値が無い場合には固定値xがそれに代用されていた。例えば、1ビット目の尤度LLRでは、候補1も2も1ビット目は1なので、“0”に対するメトリック値はないので、それに代えて固定値x=−10が使用される。その結果、1ビット目の尤度LLRは、−5−(10)=+5 となっていた。これに対して、実施例3では、過剰に大きな尤度値は、閾値Cによってクリッピングされ、一例として閾値Cは、C=M−A で設定されていた(Mは最大メトリック値であり、Aは固定値である。)。従って、絞り込む閾値Cの値、xの値及びAの値等が等しければ、両実施例の計算結果は等価になる(但し、演算負担は実施例1の方が少なくなるであろう)。従って、実施例1と同様な条件の下で実施例3に関するシミュレーションを行った場合に、x=C(実施例1のC)=Aならば、図7と同様な結果が得られることになろう。
図13は、本発明の一実施例による受信機で使用できる各ビット尤度推定器を示す。この推定器は、実施例1〜3の各ビット尤度推定器の代わりに使用することができる。各ビット尤度推定器23は、硬判定部25と、重み付け部27と、重み算出器22とを有する。硬判定部25は、ビット列候補の内、最大のメトリック値を有するビット列を用いて、ビットの各々を硬判定する。重み付け部27は、硬判定結果に重み係数を乗算し、軟入力復号器に出力する。重み算出部22は、重み係数又はウエイトを算出する。
図14は、本発明の一実施例にによる方法のフローチャートを示す。フローは、ステップ141から始まり、複数の送信アンテナから送信された複数個のビット列が、複数の受信アンテナ11−1〜Mにより受信される。
ステップ143では、受信された複数個のビット列のすべての可能な組み合わせの中から、一定数の送信ビット列候補が推定され、推定された各ビット列候補の信頼度情報が算出される。各ビット列候補の信頼度情報であるメトリック値は、−‖r−H・s‖により算出される。図13の例では、候補1のメトリック値は−30、候補2のメトリック値は−40、候補3のメトリック値は−45、候補4のメトリック値は−100である。
ステップ145では、最大メトリックを有するビット列候補のビットに基づいて、硬判定が行われる。図13の例では、最大メトリック−30を有するビット列候補は、11110000であるので、1ビット目に関する硬判定結果は、+1になる。2ビット目以後も同様に硬判定され、全体として1,1,1,1,−1,−1,−1,−1 のような硬判定結果が得られ、それらは重み付け部27に入力される。なお、この硬判定結果は仮の硬判定結果であり、復号器20での復号の際に使用される硬判定結果の基礎になる。
ステップ147では、重み係数Wが算出される。重み係数Wは、実施例3の閾値Cと同様に算出されてもよい。即ち、
W=M−A(M−A>0の場合),及び
W=0(M−A≦0の場合)。
ステップ147では、仮の硬判定結果に重み係数が乗算される。上記のように重み係数を設定することで、信頼度の高低に合わせて、(仮の)硬判定結果を重み付けすることができる。即ち、信頼度が高ければ硬判定結果を大きく評価し、信頼度が低ければ硬判定結果を小さく評価して、それらを復号器20に入力することができる。
以上述べたように、本発明のビット列削減型受信機によれば、信頼性の高いビットパターン(候補列)のメトリック値を用いて尤度を算出するので、受信処理量を抑制する一方で、良好な受信特性を維持することができる。
本発明の構成は、複数システム混在下での受信端末における干渉キャンセル技術にも適用される。
高速無線伝送を実現する送受信機構成の一例として、誤り訂正、多値変調、複数送信アンテナを用いる構成を示す図である。 公知のビット列候補削減型の受信機構成を示す概略ブロック図である。 公知のビット列候補削減型受信機における各ビット尤度算出手法の一例を示す図である。 本発明の一実施形態に係るビット列候補削減型受信機の構成と、各ビット尤度推定手法を示す図である。 図4のビット列候補削減型受信機において、尤度算出に先立つメトリック値の選択で閾値Cを別の値に設定した場合の尤度算出を示す図である。 本発明の別の実施形態に係るビット列削減型受信機構成を示す図であり、本発明の尤度算出手法をOFDM変調に適用した例を示す図である。 従来のビット列削減型受信機と比較した本発明の効果を示すグラフである。 本発明の一実施例による方法を示すフローチャートである。 本発明の一実施例による受信機を示す図である。 本発明の一実施例による方法を示すフローチャートである。 本発明の一実施例による受信機を示す図である。 本発明の一実施例による受信機を示す図である。 各ビット尤度推定器の変形例を示す図である。 本発明の一実施例による方法を示すフローチャートである。
符号の説明
11−1〜11−M 受信アンテナ
12,32 ビット列候補削減型推定器
13,21,23,33 各ビット尤度推定器
22 調整定数算出器
25 硬判定部
26 クリッピング部
27 重み係数乗算部
14,34 メトリック選択器
15,24,35 尤度計算器
20,38−1〜38−4 軟入力復号器
31−1〜31−M OFDM復調器

Claims (19)

  1. 複数の送信アンテナから同時に送信された複数個のビット列を受信する受信アンテナと、
    前記受信された複数個のビット列の可能な組み合わせの中から、一定数の送信ビット列候補を推定し、推定された各ビット列候補の信頼度情報を算出するビット列候補推定器と、
    前記一定数のビット列候補の中から、前記信頼度情報が所定の条件を満たすビット列候補を選択する選択器と、
    前記選択されたビット列候補と、該ビット列候補に対応する信頼度情報とに基づいて、送信された各ビットの尤度を計算する尤度計算器と、
    前記各ビットの尤度を用いて送信されたビット列を復号する復号器と
    を備えることを特徴とする受信機。
  2. 前記選択器は、前記信頼度情報が所定の閾値Cを超えるビット列候補を選択することを特徴とする請求項1に記載の受信機。
  3. 前記閾値Cは、係数A及びノイズの分散σ又は信頼度情報に基づき設定され、係数Aは前記選択されたビット列候補数、伝搬環境及び変調方式の内の少なくとも1つに基づいて設定されることを特徴とする請求項2に記載の受信機。
  4. 前記尤度計算器は、ビット列中のkビット目の値が1であるビット列候補のメトリックの内の最大値である第1の値と、ビット列中のkビット目の値が0であるビット列候補のメトリックの内の最大値である第2の値とに基づいて(kは整数)、各ビットの尤度を計算することを特徴とする請求項1記載の受信機。
  5. ビット列中のkビット目の値が1であるビット列候補が存在しなかった場合、前記第1の値として、ある固定値が使用され、ビット列中のkビット目の値が0であるビット列候補が存在しなかった場合、前記第2の値として、ある固定値が使用されることを特徴とする請求項記載の受信機。
  6. 前記選択器は、前記尤度計算器で算出されるビットの尤度がすべて0となる状態が続いたときに、前記一定数のビット列候補の中から任意のビット列を選択することを特徴とする請求項1に記載の受信機。
  7. 複数の送信アンテナから同時に送信された複数個のビット列を受信するステップと、
    前記受信された複数個のビット列の可能な組み合わせの中から、一定数の送信ビット列候補を推定し、推定された各ビット列候補の信頼度情報を算出するステップと、
    前記一定数のビット列候補の中から、前記信頼度情報が所定の条件を満たすビット列候補を選択するステップと、
    前記選択されたビット列候補と、対応の信頼度情報とに基づいて、送信された各ビットの尤度を計算するステップと、
    前記各ビットの尤度を用いて送信されたビットを復号するステップと
    を含むことを特徴とする受信処理方法。
  8. ノイズをモニタリングして、ノイズの分散σ の関数で表わされる閾値Cを設定するステップをさらに含み、前記選択ステップは、前記信頼度情報が閾値Cを越えるビット列候補を選択することを特徴とする請求項7に記載の受信処理方法。
  9. ノイズをモニタリングして、ノイズの分散σ の関数で表わされる閾値Cを設定するステップをさらに含み、前記尤度計算ステップは、前記信頼度情報が算出されないビットに対しては、前記閾値Cを代用値として用いることを特徴とする請求項7に記載の受信処理方法。
  10. 複数の送信アンテナから同時に送信された複数個のビット列を受信する受信アンテナと、
    受信した複数個のビット列の可能な組み合わせの中から一定数の送信ビット列候補を推定し、推定した送信ビット列候補の各々について信頼度情報を算出するビット列候補推定器と、
    前記信頼度情報に基づいて、閾値を変更する閾値算出器と、
    送信ビット列候補に基づいて、送信された各ビットを推定し、推定した値を閾値に基づいて調整する調整器と、
    調整した値に基づいて、送信されたビット列を復号する復号器と、
    を備えることを特徴とする受信機。
  11. 前記閾値が、複数個のシンボルより成る1つのフレームの期間の間に複数回変更される
    ことを特徴とする請求項10記載の受信機。
  12. 前記調整器が、送信された各ビットを軟判定することで前記推定された値を生成し、該推定された値を前記閾値で制限する
    ことを特徴とする請求項10記載の受信機。
  13. 前記調整器が、送信された各ビットを硬判定することで前記推定された値を生成し、該推定された値を前記閾値で重み付けする
    ことを特徴とする請求項10記載の受信機。
  14. 前記閾値は、送信ビット列候補の信頼度が高いほど大きな値に設定される
    ことを特徴とする請求項10記載の受信機。
  15. 前記閾値は、送信ビット列候補の信頼度が低いと判断された場合に、ある固定値に設定される
    ことを特徴とする請求項10記載の受信機。
  16. 前記閾値算出器が、送信ビット列候補の各々に関する信頼度のうち、最大の信頼度に基づいて閾値を算出する
    ことを特徴とする請求項10記載の受信機。
  17. 前記閾値は、前記最大の信頼度と所定値との差分が、所定値より大きければ該差分に設定され、差分が所定値より小さければ0に設定される
    ことを特徴とする請求項10記載の受信機。
  18. 前記所定値が、無線伝搬路で信号に導入される雑音の分散に比例する
    ことを特徴とする請求項17記載の受信機。
  19. 複数の送信アンテナから同時に送信された複数個のビット列を受信するステップと、
    受信した複数個のビット列の可能な組み合わせの中から一定数の送信ビット列候補を推定するステップと、
    推定した送信ビット列候補の各々について信頼度を算出するステップと、
    送信ビット列候補に基づいて、送信された各ビットを推定するステップと、
    前記信頼度に応じて変更される閾値に基づいて、推定した各ビットの値を調整するステップと、
    調整した値に基づいて、送信されたビット列を復号するステップと、
    を有することを特徴とする受信処理方法。
JP2005026403A 2004-06-28 2005-02-02 ビット列候補削減型受信機および受信処理方法 Expired - Fee Related JP4536539B2 (ja)

Priority Applications (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2005026403A JP4536539B2 (ja) 2004-06-28 2005-02-02 ビット列候補削減型受信機および受信処理方法
US11/166,384 US7469014B2 (en) 2004-06-28 2005-06-27 Reduced bitstream candidate based receiver and received signal processing method
EP05253976A EP1612968B1 (en) 2004-06-28 2005-06-27 Reduced bitstream candidate based receiver and received signal processing method
TW094121422A TWI264190B (en) 2004-06-28 2005-06-27 Reduced bitstream candidate based receiver and received signal processing method
KR1020050056088A KR100709675B1 (ko) 2004-06-28 2005-06-28 감소된 비트스트림 후보 기반의 수신기 및 수신된 신호처리방법

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2004190014 2004-06-28
JP2005026403A JP4536539B2 (ja) 2004-06-28 2005-02-02 ビット列候補削減型受信機および受信処理方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2006050532A JP2006050532A (ja) 2006-02-16
JP4536539B2 true JP4536539B2 (ja) 2010-09-01

Family

ID=35124518

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2005026403A Expired - Fee Related JP4536539B2 (ja) 2004-06-28 2005-02-02 ビット列候補削減型受信機および受信処理方法

Country Status (5)

Country Link
US (1) US7469014B2 (ja)
EP (1) EP1612968B1 (ja)
JP (1) JP4536539B2 (ja)
KR (1) KR100709675B1 (ja)
TW (1) TWI264190B (ja)

Families Citing this family (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20070049232A1 (en) * 2005-08-15 2007-03-01 Research In Motion Limited Joint Space-Time Optimum Filter (JSTOF) Using QR and Eigenvalue Decompositions
TWI313542B (en) * 2006-05-19 2009-08-11 Sunplus Technology Co Ltd Method for near maximum-likelihood sequential decoding
KR100830229B1 (ko) * 2006-07-07 2008-05-16 세종대학교산학협력단 다중 송수신 시스템에서의 효율적인 신호 검출장치 및 방법
KR100918734B1 (ko) * 2006-07-27 2009-09-24 삼성전자주식회사 다중입력 다중출력 통신 시스템의 오류 정정 장치 및 방법
US8675771B2 (en) * 2006-09-29 2014-03-18 Nec Corporation Log likelihood ratio arithmetic circuit, transmission apparatus, log likelihood ratio arithmetic method, and program
KR100874004B1 (ko) * 2006-12-07 2008-12-17 한국전자통신연구원 이동통신 시스템에서 공간 시간 부호의 검출 방법
US20080188253A1 (en) * 2007-01-31 2008-08-07 Ntt Docomo, Inc. Method and system for wireless design subject to interference constraints
US8462867B2 (en) * 2007-08-31 2013-06-11 Qualcomm Incorporated Near soft-output maximum-likelihood detection for multiple-input multiple-output systems
KR101527114B1 (ko) * 2008-04-02 2015-06-08 삼성전자주식회사 다중 입출력 무선통신 시스템에서 스트림별 서로 다른부호화 방식을 지원하는 격자 감소 기반의 신호 검출 장치및 방법
US8401127B1 (en) * 2008-06-16 2013-03-19 Marvell International Ltd. Multi-stream soft demodulation using hard-decision schemes
US8315342B2 (en) * 2008-10-16 2012-11-20 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for simplified expected symbol value computation and interference cancellation in communication signal processing
WO2010103647A1 (ja) * 2009-03-12 2010-09-16 株式会社日立製作所 Mimo受信方法
US8223896B2 (en) * 2009-07-28 2012-07-17 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Soft bit value generation in a sequence estimator
KR101578935B1 (ko) * 2009-08-27 2015-12-18 삼성전자주식회사 다중 입출력 시스템에서 수신 방법 및 장치
US8798215B2 (en) * 2011-11-29 2014-08-05 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Metric corrections for demodulators using serial localization with indecision
JP5845127B2 (ja) * 2012-03-29 2016-01-20 日本放送協会 受信装置及びプログラム
CN102739366B (zh) * 2012-07-04 2016-05-04 航天恒星科技有限公司 一种比特软信息截位处理装置和方法
US9722730B1 (en) 2015-02-12 2017-08-01 Marvell International Ltd. Multi-stream demodulation schemes with progressive optimization
US10587330B2 (en) 2017-02-28 2020-03-10 Hitachi Kokusai Electric Inc. Reception device and wireless communication system
KR102073474B1 (ko) * 2018-05-24 2020-02-04 홍익대학교 산학협력단 비트스트림의 임의성을 검증하는 방법 및 그 시스템

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001203667A (ja) * 2000-01-18 2001-07-27 Matsushita Electric Ind Co Ltd 干渉信号除去装置および干渉信号除去方法
JP2006157390A (ja) * 2004-11-29 2006-06-15 Ntt Docomo Inc 信号分離装置及び信号分離方法

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3654392B2 (ja) * 1996-09-02 2005-06-02 ソニー株式会社 データ受信装置および方法
KR100352851B1 (ko) * 2000-12-19 2002-09-16 엘지전자 주식회사 에프엘씨 전송시스템의 음성가입자유니트
US7200103B2 (en) * 2001-06-21 2007-04-03 Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc. Reduced algorithm receiver
US7236536B2 (en) * 2001-07-26 2007-06-26 Lucent Technologies Inc. Method and apparatus for detection and decoding of signals received from a linear propagation channel
US6981203B2 (en) * 2002-04-29 2005-12-27 Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc. Method and apparatus for random shuffled turbo multiuser detector
US7095812B2 (en) * 2002-06-24 2006-08-22 Agere Systems Inc. Reduced complexity receiver for space-time- bit-interleaved coded modulation
US7369610B2 (en) * 2003-12-01 2008-05-06 Microsoft Corporation Enhancement layer switching for scalable video coding

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001203667A (ja) * 2000-01-18 2001-07-27 Matsushita Electric Ind Co Ltd 干渉信号除去装置および干渉信号除去方法
JP2006157390A (ja) * 2004-11-29 2006-06-15 Ntt Docomo Inc 信号分離装置及び信号分離方法

Also Published As

Publication number Publication date
TWI264190B (en) 2006-10-11
US7469014B2 (en) 2008-12-23
EP1612968B1 (en) 2012-11-07
EP1612968A3 (en) 2012-02-01
KR100709675B1 (ko) 2007-04-20
KR20060048585A (ko) 2006-05-18
JP2006050532A (ja) 2006-02-16
TW200623680A (en) 2006-07-01
EP1612968A2 (en) 2006-01-04
US20050286659A1 (en) 2005-12-29

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP4536539B2 (ja) ビット列候補削減型受信機および受信処理方法
JP4460412B2 (ja) 受信装置及び部分ビット判定方法
RU2536371C2 (ru) Определение качества беспроводного канала связи на основе принятых данных
KR100842569B1 (ko) 다중 입출력 통신시스템에서 신호 수신 방법 및 장치
US20020161560A1 (en) Turbo-reception method and turbo-receiver
KR101106684B1 (ko) 다중 안테나 시스템의 수신 장치 및 방법
KR100690873B1 (ko) Mimo시스템의 복호장치 및 방법
WO2006126326A1 (ja) 受信装置
KR20060047843A (ko) 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보를 이용한 데이터송수신 장치 및 방법
JP2009531878A (ja) 周波数でチャンネル化された信号の復号化
JP4189407B2 (ja) 信号復号方法及び装置
KR101043698B1 (ko) 공간다중화 시스템에서 신호검출 장치 및 방법
EP1526672A1 (en) Signal decoding method and apparatus
JP6180333B2 (ja) 無線周波数受信機において信号を復号化する方法
WO2004088908A1 (en) Signal processing apparatus and method
US20060078061A1 (en) Likelihood calculating method and communication method
KR100926566B1 (ko) 연판정값 산출 방법 및 송신 신호 검출 방법
KR20090128061A (ko) 다중 입력 다중 출력 시스템에서 신호 검출을 위한 장치 및방법
Kuhn et al. A new scalable decoder for linear space-time block codes with intersymbol interference
JP2019092014A (ja) フレームエラーレート予測装置、無線通信装置および無線通信システム
JP6565087B2 (ja) フレームエラーレート予測装置、それを用いた無線通信装置および無線通信システム
JP6565088B2 (ja) フレームエラーレート予測装置、それを用いた無線通信装置および無線通信システム
JP2018170752A (ja) フレームエラーレート予測装置、それを用いた無線通信装置および無線通信システム
KR20080090037A (ko) 통신 시스템에서 데이터 송수신 방법 및 시스템
KR101413411B1 (ko) 연판정 비터비 알고리즘 채널 등화 방법과 이를 이용한수신기

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20070928

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20100122

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20100316

A521 Written amendment

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20100513

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20100615

A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20100616

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130625

Year of fee payment: 3

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 4536539

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees