KR100709675B1 - 감소된 비트스트림 후보 기반의 수신기 및 수신된 신호처리방법 - Google Patents

감소된 비트스트림 후보 기반의 수신기 및 수신된 신호처리방법 Download PDF

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Abstract

수신기는 다중 전송 안테나로부터 전송된 비트스트림들을 수신하도록 구성된 다중 수신 안테나; 수신된 비트스트림들의 가능한 조합들 중에서 규정된 수의 비트스트림 후보들을 추정하고, 상기 후보들 각각에 대한 신뢰도 정보를 계산하도록 구성된 비트스트림 후보 추정기(bitstream candidate estimator); 추정된 후보 및 관련된 신뢰도 정보에 기초하여, 전송된 비트스트림들의 각 비트에 대하여 비트단위 기반의 추정 결과를 산출하도록 구성된 비트단위 기반의 추정기(bit-by-bit based estimator)로서, 상기 비트단위 기반의 추정 결과는 신뢰도 정보에 의해 결정된 조절 기준(adjusting criterion)에 의해 조절되는 상기 비트단위 기반의 추정기; 및 조절된 비트단위 기반의 추정 결과에 기초하여 상기 전송된 비트스트림들을 디코딩하도록 구성된 디코더를 포함한다.
비트스트림 후보, 메트릭, 우도, 클리핑

Description

감소된 비트스트림 후보 기반의 수신기 및 수신된 신호 처리방법{REDUCED BITSTREAM CANDIDATE BASED RECEIVER AND RECEIVED SIGNAL PROCESSING METHOD}
도 1a 및 1b는 에러 정정 다중-레벨 변조 및 다수의 전송 안테나들을 이용한 고속 무선 전송의 예를 도시하는 도면.
도 2는 감소된 비트스트림 후보 기반의 수신기의 공지된 구조를 도시하는 개략적인 블록도.
도 3은 종래의 감소된 비트스트림 후보 기반의 수신기에서 수행되는 비트단위 기반의 우도 추정의 예를 도시하는 도면.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 감소된 비트스트림 후보 기반의 수신기 및 비트단위 기반의 우도 추정의 구조를 도시하는 개략도.
도 5는 우도 추정 전에 수행된 메트릭 선택을 위해 사용된 임계값 "C"가 또 다른 값으로 설정되는, 감소된 비트스트림 후보 기반의 수신기의 또 다른 예를 도시하는 개략도
도 6은 본 발명의 OFDM 방법에의 응용을 나타내는 도면으로서, 도 6a는 OFDM 전송기의 개략도이고, 도 6B는 OFDM에 응용된 감소된 비트스트림 후보 기반의 수신기의 개략도.
도 7은 종래의 감소된 비트스트림 후보 기반의 수신기와 비교하여, 본 발명 의 이점들을 도시하는 그래프.
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 수신된 신호의 처리 방법을 도시하는 흐름도.
도 9는 본 발명의 실시예에 따른 감소된 비트스트림 후보 기반의 수신기에서 수행된 비트단위 기반의 우도 추정의 또 다른 예를 도시하는 개략도.
도 10은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 수신된 신호 처리 방법을 도시하는 흐름도.
도 11은 본 발명의 실시예에 따른 감소된 비트스트림 후보 기반의 수신기에서 수행된 비트단위 기반의 우도 추정의 또 다른 예를 도시하는 개략도.
도 12는 본 발명의 실시예에 따른 비트단위 기반의 우도 추정의 또 다른 예를 도시하는 개략도.
도 13은 비트단위 기반의 우도 추정기의 변형예를 도시하는 개략도.
도 14는 본 발명의 실시예에 따른 수신된 신호 처리 방법을 도시하는 흐름도.
발명의 분야
본 발명은 고속 무선 전송을 위해 사용되는 다중-입력 다중-출력(multi-input multi-output: MIMO) 수신기에 관한 것으로, 특히 선별된(screened) 비트스 트림 후보들에 기초하여 각 비트의 우도(likelihood)를 추정하기 위해 전송된 신호의 비트스트림 후보들을 좁혀서 선별하도록 구성된, 감소된 비트스트림 후보 기반의 수신기에 관한 것이다.
발명의 배경
최근 계속해서, 고속 및 고품질 무선 전송을 구현하기 위한 기술들이 논의되고 있다. 이러한 기술들은 에러 정정 코딩, (16 QAM 또는 64 QAM과 같은) 다중-레벨 변조, 및 다수의 전송 안테나들을 사용한 공간 분할 다중 전송을 포함한다.
도 1a 및 도 1b는 다수의 전송 안테나들을 갖춘 전송기, 및 에러 정정 및 다중-레벨 변조의 펑크션들(functions)을 개략적으로 도시한 블록도이다. 도 1a에 도시된 예에서, 전송 비트스트림은 코더(coder:110)에 의해 인코딩되고, 코드 스트림은 전송 안테나들의 수에 따라 직렬-병렬(S/P) 변환기(111)에 의해 다수개의 피스들(pieces)로 분할된다. 분할된 각 피스들은 변조기들(112-1 내지 112-N) 중 하나에 공급되고, QAM 다중-레벨 변조된다. 이어서, 변조된 피스들은 공간-분할-다중화되어, 전송 안테나들(101-1 내지 101-N)로부터 전송된다. N 개의 안테나들로부터 전송된 다수의 신호들은 수신단(receiving end)에서 M 개의 안테나들에 의해 수신되고, 수신된 신호들(r1-rM)은 추출된다. 전송단(transmission end)에서 S/P 변환된 비트
Figure 112005034487803-pat00001
는 n 번째 안테나에 대한 k 번째 코드 비트를 나타낸다.
도 1b는 도 1a에 도시된 구조의 보다 특정한 예이며, 4개의 전송 안테나들, 콘볼루션 코딩 레이트(convolutional coding rate), 및 QAM 변조를 이용한 전송기 를 도시한다. 4 비트 정보가 1/2 레이트 코더(111)에 입력되고, 8 비트 스트림으로 변환되며, 그 스트림은 이후에 4개의 2 비트 데이터 아이템들로 분할된다. 2 비트 데이터 아이템들은 관련된 4QAM 변조기들(112-1 내지 112-4)에서 다중-레벨 변조되고, 공간 분할 다중화 방식으로 전송 안테나들(101-1 내지 101-4)로부터 전송된다. 도 1a 및 도 1b의 예들에서 하나의 심볼-존속 데이터(symbol-duration data) 흐름만이 도시되었음에 유의해야 한다.
도 1a 및 도 1b에 도시된 다수의 안테나들을 이용한 데이터 전송에서, 수신된 신호의 벡터 "r"는 채널 행렬(channel matrix: H), 전송 심볼 벡터 "s", 및 노이즈 벡터 "n"를 이용하여 수식(1)에 의해 표현된다.
Figure 112005034487803-pat00002
(1)
여기에서, 지수 M은 수신 안테나들의 수를 타나내고, N은 전송 안테나들의 수를 나타낸다. 노이즈 nm의 분산(variance)는 σ2로 표현된다. 상기 행렬의 엔트리 hmn은 n 번째 전송 안테나와 m 번째 수신 안테나 사이의 채널을 나타낸다.
전송된 비트스트림을 디코딩하기 위해 상기 수신된 신호 "r"를 처리하기 위한 공지된 수신 구조는 Max-LOG-MAP(Maximum A posteriori Probability) 수신기이다. 이러한 구조로, 전송된 비트 패턴들 모드의 메트릭들 ( -∥r-Hㆍs∥2 )이 계산 되고, 전송된 코드 비트 cn,k의 대수 우도(logarithmic likelihood)(이하에서는 간단히 "우도"라 함) Ln,k는 계산된 메트릭 값들을 이용하여 수식(2)으로부터 결정된다.
Figure 112005034487803-pat00003
(2)
상기 수식의 오른쪽 첫 번째 항에 나타내진 아래 기호 "S s.t.cn,k =1"는 모든 가능한 심볼 시퀀스 후보들의 전체 세트 S 중에서 비트 cn,k =1를 갖는 심볼 시퀀스 후보들의 세트를 나타낸다. 수식(2)의 오른쪽 첫 번째 항은 비트 cn,k =1을 갖는 심볼 시퀀스 후보들에서의 최대 메트릭을 나타낸다. 수식(2)의 오른쪽 두 번째 항에 나타내진 아래 기호 "S s.t.cn,k =0"은 모든 가능한 심볼 시퀀스 후보들의 전체 세트 S 중에서 비트 cn,k =0을 갖는 심볼 시퀀스 후보들의 세트를 나타낸다. 수식(2)의 오른쪽의 두 번째 항은 비트 cn,k =0를 갖는 심볼 시퀀스 후보들에서의 최대 메트릭을 나타낸다.
코드 비트스트림의 결정된 우도는 디코더에 입력되어 디코딩된다. 우도 추정을 위해, 모든 비트스트림 후보들이 계산되어야 한다. 다중-레벨 변조들의 수 또는 전송 안테나들의 수가 증가함에 따라, 그것들의 계산 량은 지수적으로 감소한다. 이러한 문제점을 회피하기 위해, 우도 추정 전에 선처리(pre-processing)를 행하는 것이 제안된다. 예를 들어, 감소된 수의 비트스트림 후보들을 사용하는 수신기가 제안되며, 이러한 수신기는 미리 임의의 정도까지 비트스트림 후보들을 좁히고, 좁혀진 후보들의 메트릭들에 대한 우도를 추정함으로써 처리 작업량을 감소시키도록 설계된다. 예를 들어, (1) 2003년 3월 3일, IEEE Transactions on Communication의 51권, 버트랜드 엠. 호크왈드(Bertrand M. Hochwald) 등의 "Achieving Near-Capacity on a Multiple-Antenna Channel"; 및
(2) 2004년 3월, IEICE Technical Report. RCS, 55-60 페이지, 에이치. 카와이(H. Kawai) 등의 "Complexity-reduced Maximum Likelihood Detection Based on Replica Candidate Selection with QR decomposition Using Pilot-Assisted Channel Estimation and Ranking for MIMO Multiplexing Using OFCDM"을 참조하자.
도 2는 감소된 수의 비트스트림 후보들에 기초한 종래 수신기의 기본적인 구조를 도시하는 개략도이다. 전송단에서, 입력 비트 스트림은 코더(110)에 의해 인코딩되고, 코딩된 비트스트림의 분할된 피스들은 변조기(112)에 의해 변조되고, 전송 안테나들(101-1 내지 101-N)로부터 전송된다. 다수의 수신 안테나들(201-1 내지 201-M)에서 수신된 신호들은 감소된 비트스트림 후보 추정기(202)에 공급된다. n 비트 정보가 발생되면, 비트스트림의 분할 전에(예를 들어, 전송 안테나당 n/m 비트), 전송단에서, 감소된 비트스트림 후보 추정기(202)는 2n 비트 패턴들 중에서, 높은 신뢰도를 갖는 z 비트스트림 후보들만을 선택하고, 선택된 후보들에 대한 메트릭들을 계산한다. 선택된 비트스트림 후보들 및 관련된 메트릭들은 수식(2)에 기초하여 각 비트에 대한 우도를 추정하는 비트단위 기반의 우도 추정기(203)에 공급된다. 각 비트의 우도는 소프트-입력 디코더(soft-input decoder: 210)에 공급되고, 우도를 사용하여 디코딩이 행해진다.
도 3은 상술한 간행물 (1)에 개시된 우도 추정 기술을 도시한다. 이 예에서는, 8 비트 코드 시퀀스가 디코딩된다. 감소된 비트스트림 후보 추정기(202)는 256(28과 같음) 개의 비트 패턴들 중에서 비트스트림 후보들로서 4개의 패턴들을 추정하고, 선택된 후보들 각각에 대한 메트릭( -∥r-Hㆍs∥2 과 같음)을 계산한다. 후보 메트릭들 1, 2, 3, 4는 각각 -5, -6, -30, -100이다. 이 시점에서, 비트스트림 후보들은 가능한 비트패턴들의 1/66로 감소된다. 비트스트림 후보 감소 기술로서, 간행물 (1)은 구형 디코딩 기술(sphere decoding technique)을 사용하고, 간행물 (2)은 M 알고리즘(결정론적 알고리즘(deterministic algorithm))을 사용한다.
비트단위 기반의 우도 추정기(205)는 우도 계산 유닛(206) 및 우도 클리핑 유닛(likelihood clipping unit: 207)을 포함한다. 우도 계산 유닛(206)은 4개의 비트스트림 후보들(1-4) 및 관련된 메트릭들에 기초하여, 수식(2)으로부터 비트스트림의 각 비트의 로그 우도 비율(log likelihood ratio: LLR(단순히 "우도"로서 언급됨)을 계산한다. 제 1 비트에 대해, 4개의 비트스트림 후보들 모두는 "1"을 취하고, 따라서, "1"에 대응하는 최대 메트릭을 나타내는 수식(2)의 오른쪽 첫 번째 항은 -5가 된다. 수식(2)의 오른쪽 두 번째 항은 "0"에 대한 최대 메트릭을 나타내지만; 제 1 비트에서 "0"을 갖는 선택된 것들 중에는 후보가 존재하지 않으며, 메트릭이 발견되지 않는다. 그러므로, 소정의 고정된 값이 두 번째 항의 메트릭에 대한 대체물로서 사용된다. 이 예에서, 고정된 값 X는 -1000(X=-1000)으로 설정된다. 고정된 값 X로서 (-1000과 같은)매우 작은 값을 선택하는 이유는, "0"에 대응하는 메트릭이 존재하지 않기 때문에 "0"이 전송될 가능성이 거의 없다는 추론에 기초한다. "0"의 전송 가능성이 높다면, 메트릭은 보다 큰 값을 취할 것이지만, 제로(zero)를 넘지 않는다. 고정된 값 X를 사용함으로써, 제 1 비트의 우도 LLR은 -5-(-1000)=995가 된다. 유사하게, 제 2 내지 제 8 비트들 각각에 대한 우도가 계산된다.
우도 클리핑 유닛(207)은 절대값이 규정된 클리핑 값 아래의 규정된 값을 초과하는 우도를 클리핑한다. 예를 들어, 클리핑 값은 미리 30(C=30)으로 설정되고, 만약 계산된 우도의 절대값이 클리핑 값을 초과하면, 그 우도는 30으로 클리핑된다. 클리핑 동작된 우도 값들은 소프트-입력 디코더(210)에 입력되고, 전송된 비트스트림은 디코딩된다. 우도의 절대값을 제한하기 위한 클리핑 동작의 중요성이 이하에서 설명된다. 계산된 우도가 다른 우도 값들과 비교하여 995와 같이 큰 값을 취하면, 이것은 +1이 전송된다는 것을 강하게 제안한다. 하지만, 실제로 -1이 전송되면, 995는 후속 디코딩 특성에 악영향을 미치는 커다란 에러가 된다. 이러한 문제점은 MAX-LOG-MAP 방법과 같은 모든 비트스트림 후보들을 이용하는 우도 추정에서는 존재하지 않지만; 감소된 비트스트림 후보 기반의 수신기가 사용되는 경우에는 발생할 수 있다.
이와 같이, 종래의 비트스트림 후보 감소 방법으로, 비트단위 기반의 우도 추정기(205)는 감소된 비트스트림 후보 추정기(202)에 의해 추정된 상기 감소된 수의 비트 패턴들 및 연관된 메트릭들을 사용하여, 각 비트의 우도를 산출한다. 선택된 비트 패턴들 중에서 비교적 큰 메트릭들(도 3에서 후보들 1 및 2와 같은)을 갖는 패턴들은 신뢰할만하지만, 작은 메트릭들(후보 4와 같은)을 갖는 패턴들은 감소된 비트스트림 후보 추정기(202)가 오동작할 수 있으며 신뢰할 수 있는 후보들을 출력할 수 없기 때문에 신뢰할 수 없는 것으로 간주된다.
우도가 신뢰할 수 없는 비트 패턴들의 메트릭들을 이용하여 계산되면, 우도 추정의 정확도는 떨어지고, 후속 소프트-입력 디코더의 이점들이 충분히 발휘될 수 없다.
발명의 개요
그러므로, 본 발명의 목적은 상당히 신뢰할 수 있는 신호 수신 특성을 구현하기 위해서, 수신된 신호 처리의 작업량을 줄이면서, 우도 추정의 정확도를 향상시킬 수 있는 감소된 비트스트림 후보 기반의 수신기 및 수신된 신호 처리 방법을 제공하는 것이다.
이 목적을 달성하기 위해서, 본 발명의 한 가지 양상에서, 수신기는;
(a) 다수의 전송 안테나로부터 전송된 비트스트림들을 수신하도록 구성된 다수의 수신 안테나;
(b) 수신된 비트스트림들의 가능한 조합들 중에서 규정된 수의 비트스트림 후보들을 추정하고, 상기 후보들 각각에 대한 신뢰도 정보를 계산하도록 구성된 비 트스트림 후보 추정기;
(c) 추정된 후보들 및 관련된 신뢰도 정보에 기초하여 전송된 비트스트림의 각 비트에 대해 비트단위 기반의 추정 결과를 산출하도록 구성된 비트단위 기반의 추정기로서, 상기 비트단위 기반의 추정 결과는 신뢰도 정보에 의해 결정된 조절 기준에 의해 조절되는 상기 비트단위 기반의 추정기; 및
(d) 조절된 비트단위 기반의 추정 결과에 기초하여 전송된 비트스트림을 디코딩하도록 구성된 디코더를 포함한다.
본 발명의 또 다른 양상에서, 수신단에서 수행되는 신호 처리 방법이 제공된다. 상기 방법은,
(a) 다수의 전송 안테나들로부터 전송된 다수의 비트스트림들을 수신하는 단계;
(b) 수신된 비트스트림들의 모든 가능한 조합들 중에서 규정된 수의 비트스트림 후보들을 추정하는 단계;
(c) 추정된 후보들 각각에 대한 신뢰도 정보를 계산하는 단계;
(d) 신뢰도 정보에 의해 결정되는 규정된 조절 기준에 기초하여, 추정된 후보들 및 신뢰도 정보로부터 전송된 스트림의 각 비트에 대해 행해진 비트단위 기반의 추정 결과를 산출하는 단계; 및
(e) 조절된 비트단위 기반의 추정 결과에 기초하여 전송된 비트스트림을 디코딩하는 단계를 포함한다.
상술한 구조 및/방법에 의해, 수신된 신호 처리에 대한 작업량을 줄이면서, 신호 디코딩이 신뢰할 수 있도록 신호 수신 특성이 개선된다.
본 발명의 다른 목적들, 특징들, 및 이점들은 첨부된 도면들과 연계하여 읽을 때 이하의 설명으로부터 명료해질 것이다.
본 발명의 기본적인 구조는 감소된 비트스트림 후보 추정기에 의해 이미 좁혀진 비트스트림 후보들의 세트가 메트릭 값들에 의해 나타내진 높은 신뢰도를 갖는 비트 패턴들만을 선택하도록 더 선별된 것이다. 선별 기준으로서, 신뢰도 정보를 나타내는 메트릭 값이 사용되며, 규정된 임계값을 넘는 메트릭들을 갖는 비트 패턴들이 후속하는 우도 추정을 위해 선택된다. 메트릭들을 선택하기 위한 임계값은 또한, 후속하는 우도 추정시에 비트 "0" 또는 비트 "1"에 대응하는 메트릭이 존재하지 않는 경우에 사용되는 고정된 대체 값들로서 사용될 수 있다.
이 구조를 이용함으로써, 신뢰할 수 있는 비트스트림 후보들만이 감소된 수의 비트스트림 후보들로부터 선택되고, 우도는 선택된 비트스트림 후보들 및 관련된 신뢰도 정보에 기초하여 계산된다. 결국, 신호 수신 특정이 개선된다.
선택기는 메트릭들(신뢰도 정보)이 규정된 기준을 초과하는 비트스트림 후보들을 선택하도록 임계값 C를 사용한다. 임계값 C는 C=A*σ2 로서 표현되도록 노이즈 성분의 분산 σ2 및 규정된 계수 A를 사용하여 정의될 수 있다. 무선 채널에서 신호에 도입된 노이즈의 분산는 수신단에서 대략적으로 추정될 수 있다. 적절한 노이즈 추정에 기초하여 임계값 C를 설정함으로써, 보다 가능성 있는 비트스트림 후보들이 선택될 수 있다. 계수 A는 선택된 비트 후보들의 수, 채널 환경, 및 변조 방법 중 적어도 하나에 기초하여 결정될 수 있다.
전송된 신호의 진정한 심볼 벡터 "s"을 알면, 대응하는 메트릭은 다음과 같이 표현된다.
-∥r-Hㆍs∥2 = -∥Hㆍs+n-Hㆍs∥2 = -∥n∥2 (3)
이것은 노이즈 성분만이 남아있다고 이해된다. 결과 -∥n∥2 는 분산 2M*σ2를 갖는 랜덤 값이 된다. 따라서, 수신단이 진정한 심볼 벡터 s를 알지 못한다할지라도, 이 진정한 심볼 벡터에 대응하는 메트릭이 랜덤 값 -∥n∥2 이 된다는 정보를 이미 알 수 있다.
본 발명은 이러한 특징을 이용하며, M 알고리즘에 의해 선택된 비트스트림 후보들로부터 비현실적인 메트릭(매우 작은 가능성들을 가짐)을 갖는 후보 패턴들을 배제하도록 -∥n∥2 의 통계적인 특징을 고려한 것이다.
종래의 비트스트림 후보 감소 방법(M 알고리즘과 같은)은 단순히, 비트스트림들의 모든 가능한 조합들 중에서 규정된 상기 감소된 수의 후보들을 추정한다. 이러한 종래 기술은 적합하지 않은 후보들을 차단하도록 특정 분량(quantity)을 사용하는 것과는 다르다. 본 발명의 실시예에서, 좁혀진 비트스트림 후보들은 우도 추정시에 신뢰도를 개선하기 위해서 노이즈 분산을 사용하여 더 선별되고, 결과적으로 신호 수신 특성이 개선될 수 있다. 우도 추정 전에 후보들을 더 좁히기 위해 임계값을 사용하여 계산 양을 줄일 수 있고, 추정 효율을 개선할 수 있다. -∥r-H ㆍs∥2/σ2로서 표현되는 메트릭의 또 다른 정의(definition)를 사용하는 경우, 임계값 C는 노이즈 분산 σ2가 메트릭에 이미 포함되어 있기 때문에 그것을 필요로 하지 않는다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 감소된 비트스트림 후보 기반의 수신기의 주요 부분을 도시하는 개략적인 블록도이다. 도 4는 또한 실시예의 우도 추정을 도시한다. 수신기는 다수의 전송 안테나들로부터 전송된 다수의 신호들을 수신 안테나들(11-1 내지 11-M)에서 수신한다. 감소된 비트스트림 후보 추정기(12)는 전송된 비트스트림의 규정된 감소된 수의 비트스트림들을 추정하기 위해 수신된 비트스트림들을 조합하고, 비트스트림 후보들 각각의 메트릭 -∥r-Hㆍs∥2 을 출력한다. 비트단위 기반의 우도 추정기(13)는 더 감소된 수의 비트스트림 후보들 및 관련된 메트릭들에 기초하여 각 비트의 우도를 추정한다. 소프트-입력 디코더(20)는 각 비트의 우도에 기초하여 전송된 비트스트림들을 디코딩한다.
비트단위 기반의 우도 추정기(13)는 메트릭 선택기(14) 및 우도 계산기(15)를 포함한다. 메트릭 선택기(14)는, 신뢰도 레벨들(reliability levels)이 감소된 비트스트림 후보 추정기(12)로부터 공급된 상기 감소된 수의 비트스트림 후보들로부터 미리결정된 조건을 만족시키는 비트스트림 후보들만을 선택한다. 우도 계산기(15)는 수식(2)을 사용하여, 선택된 비트스트림 후보들 및 관련된 메트릭에 기초한 각 비트의 우도를 계산한다.
Figure 112005034487803-pat00004
(2)
도 4에 도시된 예에서, 전송된 8 비트 스트림에 대해 28=256개의 비트 패턴들 중에서 4개의 패턴들은 감소된 비트스트림 후보 추정기(12)에 의해 추정된다. 감소된 수의 비트스트림 후보들의 추정은 구형 검출기(sphere detector) 또는 M 알고리즘과 같은 공지된 기술을 이용하여 수행된다. 감소된 비트스트림 후보 추정기(12)는 또한 4개의 후보들 각각에 대한 메트릭을 계산한다. 후보들 1, 2, 3, 4의 메트릭들은 각각 -5, -6, -30, -100 이다.
메트릭 선택기(14)는 관련된 메트릭들과 함께, 비트스트림 후보들을 수신하고, 임계값 C를 넘는 메트릭들을 갖는 후보들만을 선택한다. 도 4에서, 임계값 C는 -10으로 설정되고, -10을 넘는 메트릭들을 갖는 후보들 1 및 2의 비트 패턴들이 선택된다. 후보들 3 및 4는 그들의 메트릭 값들이 각각 -30 및 -100으로 너무 작아 -∥n∥2의 신뢰할 수 있는 통계치로 되기에는 너무 작으므로 버려진다.
임계값 C는 아래의 수식으로서 정의될 수 있다.
C = -A*σ2 A > 1 (3)
여기에서, σ2는 모니터링(monitoring) 또는 파일럿 신호들(pilot signals)을 사용하는 추정에 의해 획득될 수 있는 노이즈 파워 레벨(noise power level)의 분산이다. 채널 환경 또는 변조 방법에 의존하는 계수 A(그 범위가 예컨대 10 내지 100)를 적절히 설정함으로써, 높이 신뢰할 수 있는 비트스트림 후보들만이 감소된 비트스트림 후보 추정기(12)의 출력들로부터 선택될 수 있다. C의 정의는 수식(3)에 제한되지 않으며, 다른 정의들이 사용될 수 있다. 수식(3)을 사용할 때, 임계값 C는 계수 A 및 노이즈 분산에 따라 결정되지만; 노이즈 이외에, 무선 통신 환경에 따라 미리 플로트된(plotted) 규정된 C 값이 사용될 수 있다.
우도 계산기(15)는 메트릭 선택기(14)에 의해 선택된 관련 메트릭들 및 스트림을 이용하는 비트스트림 후보들 1 및 2의 각 비트의 우도를 계산한다. 제 1 비트에 대해, LLR의 첫 번째 항("1"에 대한 최대 메트릭)은 -5가 된다. 두 개의 후보들 1 및 2가 제 1 비트에서 비트 "1"을 가지므로, 두 번째 항("0"에 대한 최대 메트릭)에 대한 값이 존재하지 않는다. 따라서, 메트릭 선별(또는 선택)에 사용되는 임계값 C는 두 번째 항에 입력될 고정된 값 x로서 재사용된다. 도 4에 도시된 예에서, C는 -10(C = -10)으로 설정되므로, -10은 두 번째 항에 삽입된다. 유사한 방식으로, 제 2 내지 제 8 비트들에 대한 우도가 계산된다. 비트단위(bit by bit)로 계산된 우도 추정치의 세트는 소프트-입력 디코더(20)에 공급되고, 전송된 비트스트림은 우도 추정에 기초하여 디코딩된다. 이러한 배치에 의해, 우도 추정 전에 이미 좁혀진 비트스트림 후보들로부터 신뢰할 수 있는 메트릭들만이 선택되므로, 신호 수신 특성 및 신뢰도는 개선되며, 산술적인 연산량이 감소된다.
도 5는 메트릭 선택을 위해 사용된 임계값 C가 또 다른 값으로 설정되는 우도 추정의 또 다른 예를 도시한다. 이 예에서, C는 -1(C = -1)로 설정되고, 이 C 값을 초과하는 메트릭은 존재하지 않는다. 메트릭 선택기(14)는 임의의 비트 패턴 들을 선택하지 않는다. 상술한 바와 같이, 임계값 C는 적합한 메트릭이 존재하지 않을 때 LLR 수식에서 고정된 값 x로서 삽입된다. 따라서, -1이 모든 비트들에 대한 LLR의 첫 번째와 두 번째 항들에 삽입되고, 모든 비트들에 대해 제로의 우도가 나온다.
이는 신뢰도가 임계값을 초과하는 메트릭이 존재하지 않을 때(즉, 매우 불량할 때) 비트 결정이 행해지지 않음을 의미한다. 1 심볼 섹션만이 도 4 및 도 5에 도시되며, 전송 프레임에 포함된 다수의 심볼 섹션들 각각에 대해 비트단위 기반의 우도 추정이 수행된다. "0"의 우도가 도 5에 도시된 바와 같이 임의의 심볼 섹션에 출력된다할지라도, 매우 정확한 우도가 도 4에 도시된 바와 같이, 이전 및 후속 심볼 섹션들에서 신뢰할 수 있는 메트릭들에 기초하여 계산된다. 따라서, 디코딩 정확도에 악영향을 거의 미치지 않는다. 오히려, 신뢰할 수 없는 우도 추정치들을 제거함으로써 더 정확한 비트스트림이 디코딩된다(도 5에 도시됨). 이러한 관계에서, 전송 프레임은 디코딩 블록이다.
실제에서, 임계값 C가 적절히 선택되는 한, 전송 프레임 내의 많은 심볼 섹션들에 대해 우도 추정치들의 제로 출력들이 계속되는 경우는 거의 없다. 하지만, 임계값 결정시의 에러 또는 무선 채널들에서의 갑작스런 변화로 인해 전송 프레임에서 우도 추정치들의 계속적인 제로 출력들이 발생할 수 있다. 이러한 경우에, 소프트-입력 디코더가 전송된 비트스트림들을 정확하게 디코딩하기 어렵게 할 수 있다.
이러한 상황을 회피하기 위해서, 우도 추정치들의 제로 출력들이 임의의 섹 션들에 걸쳐 계속되면, 감소된 비트스트림 후보 추정기(12)에 의해 추정된 비트스트림 후보들의 세트의 제 1 후보는 우도 계산을 수행하는데 사용된다. 예를 들어, 후보 1은 도 5에서 "11110000"이다. 이 비트스트림은, 시퀀스가 가중 계수 Q(Q>0)에 의해 승산되어 "QQQQ-Q-Q-Q-Q"를 산출하는 "1 1 1 1 -1 -1 -1 -1"을 산출하도록 +1 및 -1의 시퀀스로 변환된다. 이 시퀀스는 모든 비트 제로를 갖는 제로 우도로 대체된다.
다른 우도 값들보다 작게 되도록 상기 계수 Q를 설정할 것이 요구된다. 예를 들어, Q 값은 0.1 또는 0.01에 의해 다른 심볼 섹션들에서 산출되는 우도 추정치들의 평균 또는 최대를 승산함으로써 결정될 수 있다. 이러한 배치에 의해, 우도 추정치들의 제로 출력들이 전송 프레임 내의 여러 섹션들에 걸쳐 계속된다할지라도, 전송된 비트스트림은 후보 1로부터 얻어진 우도를 사용하여 정확하게 디코딩될 수 있다.
도 8은 상술한 수신된 신호 처리 과정을 도시하는 흐름도이다. 그 과정은 다수의 전송 안테나들로부터 전송된 다수의 비트스트림들이 다수의 수신 안테나들(11-1 내지 11-M)에서 수신되는 단계 81에서 시작된다.
단계 83에서, 규정된 수의 비트스트림 후보들은 수신된 비트스트림들의 모든 가능한 조합들 중에서 추정되고, 신뢰도 정보(예컨대, 메트릭)가 추정된 후보들 각각에 대해 계산된다. 이 예에서, 256 개의 가능한 패턴들은 감소된 비트스트림 후보 추정기(12)에 의해 4개의 비트스트림 후보들로 좁혀진다. 감소된 수의 비트스트림 후보들은 예컨대 종래의 M 알고리즘을 사용하여 추정될 수 있다.
단계 85에서, 규정된 조건을 만족시키는 메트릭들(신뢰도 정보)을 갖는 비트스트림 후보들이 감소된 수(이 예에서 4)의 비트스트림 후보들로부터 선택된다. 규정된 조건의 예는 메트릭이 임계값 C(예컨대, C = -10)를 초과하는 것이다.
단계 87에서, 선택된 비트스트림 후보들 및 관련된 신뢰도 정보(예컨대, 메트릭)에 기초하여 전송된 비트스트림의 각 비트에 대해 우도가 추정된다. 이 단계는 우도 계산기(15)에 의해 주로 수행된다.
단계 89에서, 전송된 비트스트림은 계산된 우도 추정치들을 사용하여, 소프트-입력 디코더(20)에 의해 디코딩된다. 그러므로, 있음직한 심볼들의 추정을 위한 연산 흐름이 제거된다.
도 6a 및 도 6b는 본 발명의 제 2 실시예에 따라 OFDM 변조에의 본 발명의 수신기 구조의 응용들을 도시한다. 도 6a는 전송단의 블록도이고, 도 6b는 수신단의 블록도이다. 도 6a에 도시된 예에서, 4개의 전송 안테나들(41-1 내지 41-4)이 사용되고, 인코딩, 인터리빙(interleaving), 16 QAM 심볼 매핑, 및 OFDM 변조는 각각 관련된 코더들(42-1 내지 42-4), 인터리버들(43-1 내지 43-4), 맵퍼들(mappers)(44-1 내지 44-4), 및 OFDM 변조기들(45-1 내지 45-4)에 의해 수행된다.
수신단에서, 신호들은 수신 안테나들(11-1 내지 11-M)에 의해 수신되고, OFDM 복조기들(31-1 내지 31-M)에서 OFDM 복조된다. OFDM 복조 후에, 임의의 정도(예컨대, 8개의 패턴들)까지 감소된 임의 수의 비트스트림 후보들이 추정되고, 관련된 메트릭들은 캐리어들(carriers) 각각에 대해 상기 감소된 비트스트림 후보 추정기들(32) 중 하나에서 계산된다. OFDM 방법에 응용하기 위해, 신호 배열들의 모든 조합들에 대응하는 비트스트림 후보들은 제 1 번째 내지 P 번째(P-th)의 캐리어들 각각에 의해 임의의 정도까지 좁혀진다. 감소된 수의 비트스트림 후보들 및 관련된 메트릭들이 비트단위 기반의 우도 추정기(33)에 공급된다. 도 4에 도시된 예와 유사한, 메트릭 선택기(34)는 임계값 C를 넘는 메트릭을 갖는 비트스트림 후보들을 선택하고, 우도 계산기(35)는 선택된 비트스트림 후보들의 메트릭들에 기초하여 각 비트에 대한 우도 값들을 계산한다. 각 캐리어들에 대해 계산된 우도 값들은 P/S 변환기들(36-1 내지 36-4)에서 직렬-병렬 변환되고, 디인터리버들(deinterleavers: 37-1 내지 37-4)에서 디인터리버된다. 이어서, 전송 안테나들(41-1 내지 41-4)로부터 전송된 비트스트림들은 소프트-입력 디코더들(38-1 내지 38-4)에 의해 디코딩된다.
도 4, 5, 또는 6에 도시된 각 구조에서, 디코딩 결과는 디코딩을 반복하도록 상기 감소된 비트스트림 후보 추정기로 재공급될 수 있다.
도 7은 도 6b에 도시된 상기 감소된 비트스트림 후보 기반의 수신기를 사용한 컴퓨터 시뮬레이션의 평가 결과를 보여주는 그래프이다. 상기 시뮬레이션에서, 150-캐리어 OFDM 변조가 수행되며, 4의 제한 길이를 갖는 터보-코드(turbo-code)가 사용된다. 상술한 간행물 (2)에 개시된 구조는 M 알고리즘을 이용하여 비트스트림 후보들의 수를 감소시키기 위해, 감소된 비트스트림 후보 추정기로서 사용된다. 좁혀진 후보들의 수 Z는 4, 8, 16 중에서 변한다.
그래프에서, 세로축은 1% 프레임 에러 레이트(frame error rate: FER)를 달성하는데 요구되는 노이즈 레벨에 대한 평균 심볼 수신 파워 레벨의 비율(Es/No)을 나타내고, 가로축은 임계값 C를 정의하는 계수 A를 나타낸다. 흰색 다이아몬드들 (white diamonds)은 Z가 16(Z=16)으로 설정되는 경우에, 본 발명의 감소된 비트스트림 후보 기반의 수신기의 특성들을 나타낸다. 검정색 다이아몬드들은 Z가 16(Z=16)으로 설정되는 경우, 종래의 감소된 비트스트림 후보 기반의 수신기의 특성들을 나타낸다. 흰색 원들 및 검정색 원들은 각각, Z가 8(Z=8)로 설정되는 경우에, 본 발명의 감소된 비트스트림 후보 기반의 수신기 및 종래의 감소된 비트스트림 후보 기반의 수신기의 특성들을 나타낸다. 흰색 삼각형들 및 검정색 삼각형들은 각각, Z가 4(Z=4)로 설정되는 경우에, 본 발명의 감소된 비트스트림 후보 기반의 수신기 및 종래의 감소된 비트스트림 후보 기반의 수신기의 특성들을 타나낸다.
본 발명의 감소된 비트스트림 후보 기반의 수신기에서, 메트릭 선택을 위해 사용된 임계값 C는 수식(3) 즉 C = -Aσ2 에 의해 정의된 임계값이며, 여기에서 계수 A는 8, 16, 32, 64, 128 중에서 변한다. 우도 계산에서 "1" 또는 "0"에 대응하는 비트에 대해 메트릭이 존재하지 않는 경우에, 임계값 C가 대체물로서 사용된다. 한편, 종래의 감소된 비트스트림 후보 기반의 수신기에서, 비트 "1" 또는 비트 "0"에 대해 메트릭이 존재하지 않는 경우에 X= -1000이 삽입되고, 클리핑 계수 C는 본 발명에서 C = -Aσ2 로서 정의된다. A 값 또한 8, 16, 32, 64, 128 중에서 변한다.
도 7에 도시된 그래프 전체는 본 발명의 감소된 비트스트림 후보 기반의 수신기의 우수성을 나타낸다. 특히, Z=4일 때(즉, 비트 패턴들의 수가 4로 감소될 때), 1% FER(FER=1%)를 달성하는데 요구되는 Es/No 비율이 16과 32 사이의 임계값 C에 대해 계수 A를 설정함으로써 약 4dB 만큼 개선된다. 개선될 비트스트림 후보들 의 수가 증가함에 따라, 본 발명의 감소된 비트스트림 후보 기반의 수신기에 의해 달성되는 효과가 커진다. 하지만, 최종적으로 선택된 비트스트림 후보들의 수가 증가하므로, 우도의 신뢰도는 올라가고, 요구된 Es/No 비율 또한 개선된다. 따라서, Z 값은 계산 작업량 및 신뢰도 양자를 고려하여 결정된다. 동일한 Z 값으로, 본 발명의 감소된 비트스트림 후보 기반의 수신기의 이점은 Z=4 및 Z=8일 때 종래의 수신기에 비해 현저해진다.
도 9는 본 발명의 제 3 실시예에 따른 수신기의 개략적인 블록도이다. 이 예에서, 8 비트 코드 시퀀스가 디코딩된다. 수신 안테나들(11-1 내지 11-M)은 신호들을 수신한다. 감소된 비트스트림 후보 추정기(12)는 128(28) 개의 비트 패턴들 중에서 4개의 패턴들을 추정하고, 추정된 후보들 각각에 대한 메트릭( -∥r-Hㆍs∥2 로서 표현됨)을 결정한다. 후보들 1, 2, 3, 4의 메트릭들은 각각 -5, -6, -30, -100이다. 이 스테이지에서, 비트스트림 후보들의 수는 1/64로 좁혀진다. 비트스트림 후보들의 감소는, 예를 들어 M 알고리즘(결정론적 알고리즘)을 사용하여 수행될 수 있다.
비트단위 기반의 우도 추정기(21)는 우도 계산기(24), 우도 클리핑 유닛(26), 및 클리핑 계수 계산 유닛(22)을 포함한다. 우도 계산기(24)는, 4개의 비트스트림 후보들(1-4) 및 관련된 메트릭들을 비트단위로 사용하여, 보다 정교한 로그 우도 비율(LLR)이 되도록 우도를 계산한다.
우도 클리핑 유닛(26)은 절대값(즉, 크기(amplitude)의 절대값)이 임계값 아 래의 임계값을 초과하는 우도를 라운드(round)하도록 규정된 임계값에서 우도를 클리핑한다. 예를 들어, 클리핑 값 C는 미리 30(C=30)으로 설정되고, C를 넘는 그 우도 값들이 30으로 클리핑된다. 클리핑된 우도 값들의 세트는 소프트-입력 디코더(20)에 공급되고, 전송된 비트스트림은 디코딩된다. 우도로서 추정된 값(크기)은 대응하는 비트의 확실성(certainty)을 반영한다. 예를 들어, "+1"로서 결정된 비트의 우도 1000과 우도 10 사이를 비교할 때, 전자는 후자보다 더 있음직하다. 하지만, 추정된 우도 값 1000은 정확하지 않을 수 있다. 지나치게 높은 우도는 그것이 정확하지 않으면 추정 정확도를 상당히 떨어뜨릴 것이다. 이러한 높은 우도를 임의의 값으로 제한함으로써, 신뢰도가 안정적으로 유지될 수 있다.
클리핑 계수 계산 유닛(22)은 임계값 c를 업그레이드한다. 일반적으로, 전송 프레임은 다수의 심볼들로 구성되고, 디코딩은 프레임단위로 수신단에서 수행된다. 이 경우에, 비트스트림 후보들은 심볼마다 출력되고, 감소된 비트스트림 후보 추정기(12)는 모든 심볼마다 후보들을 좁힌다. 도 3에 도시된 종래의 수신기에서, 임계값 C는 고정된다. 하지만, 채널 조건과 노이즈 레벨은 심볼마다 변할 수 있기 때문에, 신호 레벨 및 노이즈 레벨은 심볼단위로 변할 수 있고, 따라서, 고정된 값은 약간의 심볼들에 대해 적합하지 않을 수 있다. 비트스트림 후보의 추정 정확도 및 신뢰도가 무선 통신 환경에 의존하여 낮아질 것으로 우려된다. 대조적으로, 본 실시예에서, 임계값 C는 클리핑 레벨을 적절히 설정하도록 변할 수 있고, 그 결과, 신뢰도가 개선된다. 실시예에서, 임계값(클리핑 값)은 비트스트림 후보들의 신뢰도가 낮아질 때 보다 작게 설정된다. 신뢰도가 낮아지게 될 때 동일한 우도가 계속해 서 사용되면, 신뢰할 수 없는 우도 값들이 디코더에 입력되고, 디코딩 정확도는 떨어질 수 있다. 임계값을 작게 설정함으로써, 우도는 신뢰할 수 없는 우도 값들이 디코딩 결과에 반영되는 것을 방지하기 위해 작은 범위로 제한된다. 한편, 비트스트림 후보들의 신뢰도가 높을 때, 임계값은 크게 설정된다. 신뢰할 수 있는 우도 값들이 디코더에 입력되는 것이 요구된다. 따라서, 작은 제한으로써 디코딩 결과에서 신뢰할 수 있는 우도 값들을 반영하도록 임계값은 올라간다.
예에서, 임계값 C는 예컨대 아래의 방식으로 쉽게 설정된다.
C = Me-A (Me-A > 0 인 경우)이고,
C = 0 (Me-A < 0 인 경우) (4)
여기에서, Me는 추정된 비트스트림 후보들의 메트릭들 중에서 최대 메트릭이고, A는 규정된 값이다. A는 전파 환경(A = -Bσ2)에서 노이즈의 분산 σ2 에 비례하도록 선택되며, B는 상수이다. 이 배치에 의해, 비트스트림 후보들의 신뢰도가 높아질 때, 임계값 C는 최대 메트릭에 비례하여 증가되고, 임계값 C는 최대 메트릭이 낮은 신뢰도로 규정된 값 A에 또는 그 아래에 있으면 제로로 설정된다.
도 10은 본 발명의 실시예에 따른 수신된 신호 처리 방법의 흐름도이다. 그 과정은 다수의 전송 안테나들로부터 전송된 다수의 비트스트림들이 다수의 수신 안테나들(11-1 내지 11-M)에서 수신되는 단계 121에서 시작한다.
단계 123에서, 규정된 수의 비트스트림 후보들은 수신된 비트스트림들의 모든 가능한 조합들 중에서 추정되고, 신뢰도 정보는 추정된 후보들 각각에 대해 계 산된다. 각 비트스트림 후보의 신뢰할 수 있는 정보를 나타내는 메트릭은 -∥r-Hㆍs∥2 를 사용하여 계산된다. 도 9에 도시된 예에서, 후보들 1, 2, 3, 4의 메트릭들은 각각 -5, -6, -30, -100 이다.
단계 125에서, 수식(2)을 이용하여 전송된 비트스트림을 정의하는 비트들 각각에 대한 우도 LLR이 계산된다. 제 1 비트에 대해, 4개의 후보들 모두가 값 "1"을 취하고, 수식(2)으로 표현된 LLR의 오른쪽 첫 번째 항은 "1"에 대응하는 비트의 최대 메트릭이며, -5가 된다. 수식(2)의 오른쪽 두 번째 항은 "0"에 대응하는 비트의 최대 메트릭이며, 제 1 비트에서 "0"을 갖는 후보가 존재하지 않기 때문에 결정되지 않는다. 이 경우에, 규정되고 고정된 값이 비트스트림 후보들의 메트릭 대신에 삽입된다. 도 9에서, 고정된 값 X는 -1000(X=-1000)으로 설정된다. 결국, 제 1 비트의 LLR은 -5-(-1000)=995가 된다. 유사하게, 우도는 각각 995, 995, 995, 95, -995, -25, -25, -1을 산출하는 제 2 내지 제 8 비트들 각각에 대해 계산된다.
단계 127에서, 임계값 C는 최대 메트릭 Me에 기초하여 결정된다. 이 예에서, 후보 1은 최대 메트릭 -5를 가지며, 규정된 값 A는 -10(A=-10)이다. 계산된 C가 양(-1-(-10)=5>0)이므로, 임계값 C는 C=5로서 결정된다. 이 단계는 주로, 클리핑 계수 계산 유닛(22)에 의해 수행된다.
단계 129에서, 디코더(20)로의 입력은 임계값 C에 기초하여 조절된다. 더 정확히 하기 위해서, 가 비트의 우도의 절대값이 C=5를 초과하지 않으면(우도가 -5와 +5 사이의 범위 내에 존재하는 한), 계산된 우도는 그 자체로 출력된다. 우도의 절 대값이 임계값 C를 초과하면, 그 값은 임계값 C에 제한된다. 결국, 디코더(20)에 입력되는 제 1 내지 제 8 비트들은 5, 5, 5, 5, -5, -5, -5, -1이 된다. 이어서, 소프트-입력 디코더(20)는 입력 비트들의 우도 값들을 사용하여 전송된 비트스트림을 디코딩한다.
도 10에 도시된 흐름에서, 단계 127은 설명의 편의를 위해서 단계 125 후에 행해지지만; 나머지는 역으로 될 수 있으며, 또한 대안으로, 이들 두 단계들의 일부 또는 전체 과정은 임계값 C와 각 비트의 우도가 단계 129의 끝에서 얻어지는 한 동시에 수행될 수 있다.
비트스트림 후보들이 각 심볼에 대해 획득된다. 이 실시예에서, 임계값 C는 모든 심볼마다 갱신되고, 비트단위로 결정된 우도는 적절히 갱신된 임계값에 클리핑된다. 도 11에 도시된 예는 최대 메트릭이 -8(후보 1)일 때 비트단위 기반의 우도 추정을 도시한다. 이 경우에, 임계값 C는 -8-(-10)=2>0을 산출하는 단계 127에서 계산된다. 도 12에 도시된 예에서, 최대 메트릭은 후보 1의 -30이고, 후보 0은 제로(-30-(-10)=-20<0)로 설정된다. 이는 우도의 신뢰도가 낮다는 것을 의미한다.
그런데, 도 4에 도시된 제 1 실시예에서, 감소된 수의 비트스트림 후보들은 임계값을 넘는 메트릭들만을 선택하기 위해서 임계값 C에 의해 더 좁혀진다. 비트단위 기반의 LLR 계산을 위한 적절한 메트릭들이 존재하지 않으면, 고정된 값 X가 상기 메트릭 대신에 삽입된다. 예를 들어, 제 1 비트에 대해, 후보 1이나 후보 2 어느 것도 비트 "0"에 대해 메트릭을 갖지 않는데, 이는 양자의 후보들의 제 1 비트들이 "1"이기 때문이다. 고정된 값 x=-10이 비트 "0"에 대해 최대 메트릭으로 대체되고, 제 1 비트 LLR은 -5-(-10)=5가 된다. 한편, 도 9 내지 도 12에 도시된 제 3 실시예에서, 지나치게 큰 메트릭들은 임계값 C에 의해 클리핑되고, 임계값 C는 일 예로서 C=Me-A로 설정되고, 여기서 Me는 최대 메트릭이고, A는 고정된 값이다. 따라서, 임계값 C, 고정된 값 x 및 계수 A가 두 실시예들 사이에서 동일하다면, 얻어진 추정은 비록 계산 작업량이 제 1 실시예에서 거의 없다고 할지라도 같게된다. 시뮬레이션이 제 1 실시예와 동일한 조건들 하에서 제 3 실시예에 대해 수행되고,
x=C(제 1 실시예의)
= A(수식(4)의 제3 실시예의)가 유지되면,
도 7과 같은 동일한 결과가 얻어진다.
도 13은 본 발명의 제 4 실시예에 따른 비트단위 기반의 우도 추정기(23)의 개략적인 블록도이다. 이 우도 추정기는 제 1 내지 제 3 실시예들에서 사용된 것 대신에 사용될 수 있다. 비트단위 기반의 우도 추정기(23)는 하드-판정 유닛(hard-decision unit: 25), 가중 유닛(27), 및 가중 계수 계산 유닛(22)을 포함한다. 하드-판정 유닛(25)은 최대 메트릭을 갖는 비트스트림 후보를 이용하여, 비트단위로 현재 심볼에 대해 하드 판정을 수행한다. 가중 유닛(27)은 가중 계수에 의해 하드 판정의 출력을 승산하고, 그 산출물은 소프트-입력 디코더(20)에 공급된다. 가중 계수 계산 유닛(22)은 가중 유닛(27)에 가중 계수를 출력한다.
도 14는 제 4 실시예에 따른 동작을 도시하는 흐름도이다. 그 과정은 다수의 전송 안테나들로부터 전송된 다수의 비트스트림들이 수신 안테나들(11-1 내지 11-M)에 수신되는 단계 141에서 시작한다.
단계 143에서, 규정된 수의 비트스트림 후보들은 수신된 비트스트림들의 모든 계수들 중에서 추정되고, 신뢰할 수 있는 정보가 후보들 각각에 대해 계산된다. 신뢰도 정보는 -∥r-Hㆍs∥2 에 기초하여 결정되는 메트릭으로 나타내진다. 이 예에서, 후보들 1, 2, 3, 4의 메트릭들은 각각 -30, -40, -45, -100이다.
단계 145에서, 하드 판정은 최대 메트릭을 갖는 비트스트림을 정의하는 비트들에 기초하여 수행된다. 이 예에서, -30의 최대 메트릭을 갖는 비트스트림 후보는 "1111000"이고, 제 1 비트에 대한 하드 판정은 +1이 된다. 하드 판정은 또한 유사한 방식으로 제 2 및 후속 비트들에 대해 수행되며, 하드 판정들의 세트 "1, 1, 1, 1, -1, -1, -1, -1"이 얻어진다. 이 하드 판정 결과는 가중 유닛(27)에 공급된다. 이 하드 판정 결과는 일시적인 결과이이며, 이는 소프트-입력 디코더(20)에서의 디코딩 처리시에 사용되는 실제 하드-판정 결과의 기초가 된다.
단계 147에서, 가중 계수 W가 계산된다. 가중 계수는 다음과 같이 되도록, 제 3 실시예에서와 동일한 방식으로 결정될 수 있다.
W = Me-A (Me-A > 0)이고,
W = 0 (Me-A ≤ 0 인 경우)
단계 149에서, 일시적인 하드-판정 결과는 가중 계수에 의해 승산된다. 가중 계수를 설정함으로써, 하드-판정 결과는 신뢰도의 레벨에 따라 가중될 수 있다. 신뢰도가 높으면, 하드-판정 결과는 증가하도록 가중되고, 낮은 신뢰도로 하드-판정 결과가 보다 작은 값으로 조절된다.
상술한 바와 같이, 우도는 본 발명의 감소된 비트스트림 후보 기반의 수신기에서 신뢰할 수 있는 비트 패턴들(후보들)만의 메트릭들을 사용하여 추정된다. 결국, 만족스러운 신호-수신 특성이 유지될 수 있고, 수신된 신호 처리의 계산 량을 줄일 수 있다.
실시예들에서, 메트릭 선택기(14), 클리핑 계수 계산 유닛(22)과 클리핑 유닛(26)의 조합, 및 가중 계수 계산 유닛(22)과 가중 유닛(27)의 조합은 디코더에 입력될 우도를 조절하는데 사용되는 조절기로서 기능한다.
제 1 및 제 2 실시예들에서, 감소된 수의 비트스트림 후보들은 신뢰할 수 있는 후보들만을 선택하도록 더 좁혀진다. 따라서, 우도 추정의 정확도가 개선된다.
제 3 및 제 4 실시예들에서, 비트단위 기반의 추정 결과들은 임계값을 사용하여 조절된다. 임계값은 전파 채널, 전송된 신호의 변조 방법, 또는 (감소된 비트스트림 후보 추정기로부터 출력된 심볼 후보들의 수와 같은) 다른 시스템 파라미터들에 의존하여 설정되거나 갱신될 수 있다. 결국, 전송된 신호의 추정 정확도가 개선된다. 이러한 임계값은 다수의 심볼들을 포함하는 프레임 기간 내에 여러번 갱신될 수 있으며, 대안으로, 모든 심볼 기간마다 갱신될 수 있다.
제 3 실시예에서, (전송된 스트림의 각 비트의 소프트-판정 결과인)우도는 지나치게 큰 우도 값들을 제한하기 위해 임계값을 사용하여 우도 값을 클리핑함으로써 조절된다.
제 4 실시예에서, 전송된 비트스트림은 비트스트림의 각 비트에 대해 하드 판정됨으로써 추정되고, 임계값에 의해 가중된다. 따라서 일시적인 하드-판정 결과는 임계값에서 반영된 후보들의 메트릭에 따라 조절된다.
실시예들에서, 임계값은 전송된 비트스트림 후보의 신뢰도가 높을 때 올라간다. 신뢰도가 높을수록(즉, 더 가능성 있는 비트 값), 더 큰 우도 추정치의 절대값이 설정되며; 그렇지 않으면, 출력되는 추정된 우도는 추정 정확도를 개선하기 위해 보다 작게 된다.
예를 들어, 추정된 비트스트림 후보의 신뢰도가 낮다고 판정될 때, 임계값은 고정된 값(예컨대, 제로)으로 설정되어, 신뢰할 수 없는 후보들이 추정에 사용되는 것을 방지한다.
또 다른 예에서, 임계값은 가장 신뢰할 수 있는 비트 정보(최대 메트릭을 가짐)에 기초하여 결정된다. 이러한 배치는 계산 작업량을 줄일 수 있다.
임계값 C는 최대 신뢰도 Me 및 규정된 값 A를 사용하여 정의될 수 있다. 최대 신뢰도 Me가 A보다 크면, 임계값 C는 Me와 A 사이의 차이로 설정된다. Me가 A보다 작거나 같다면, 임계값은 제로로 설정된다. 그러므로, 임계값은 신뢰도 레벨에 기초하여 쉽고 적절하게 조절된다.
규정된 값 A는 무선 채널에서 신호에 도입된 노이즈의 분산에 비례할 수 있다. 노이즈의 분산이 수신단에서 적절히 결정될 수 있으므로, 임계값은 외부 정보를 사용하지 않고 정확하게 설정될 수 있다.
본 발명의 구조는 다수의 시스템들이 공존하는 상태 하에서 수신단(모바일 단말기)에서 간섭 제거 기술에 응용될 수 있다.
본 발명은 2004년 6월 28에 출원된 일본 특허출원번호 제2004-190014호 및 2005년 2월 2일에 출원된 특허출원번호 제2005-026403호에 기초하며 그 출원일의 이득을 주장하며, 그 전체 내용들은 참조문헌으로써 포함되어 있다.
본 발명은 상당히 신뢰할 수 있는 신호 수신 특성을 구현하기 위해서, 수신된 신호 처리의 작업량을 줄이면서, 우도 추정의 정확도를 향상시킬 수 있는 감소된 비트스트림 후보 기반의 수신기 및 수신된 신호 처리 방법을 제공한다.

Claims (20)

  1. 수신기로서,
    하나 또는 그 이상의 전송 안테나들로부터 전송된 다수의 비트스트림들을 수신하도록 구성된 하나 또는 그 이상의 수신 안테나들;
    수신된 비트스트림들의 가능한 조합들 중에서 규정된 수의 비트스트림 후보들을 추정하고, 메트릭 및/또는 노이즈의 변형에 기초하여 상기 후보들 각각에 대한 신뢰도 정보(reliability information)를 계산하도록 구성된 비트스트림 후보 추정기;
    상기 추정된 후보 및 관련 신뢰성 정보에 기초하여 전송된 비트스트림들의 각 비트에 대한 추정 결과를 산출하고, 메트릭 값 및/또는 노이즈의 변형에 기반한 임계치로서 결정된 조절 기준을 만족하는 신뢰도 정보 레벨을 갖는 하나 이상의 후보들을 선택하거나 또는 상기 조절 기준을 이용하여 임의의 레벨로 상기 추정 결과를 한정함으로써 상기 추정 결과를 조정하는 비트단위 기반의 추정기; 및
    조절된 상기 비트단위 기반의 추정 결과에 기초하여 상기 전송된 비트스트림들을 디코딩하도록 구성된 디코더를 포함하는, 수신기.
  2. 삭제
  3. 제 1항에 있어서, 상기 비트단위 기반의 추정기는;
    상기 추정된 비트스트림 후보들로부터 상기 조절 기준을 만족시키는 신뢰도 정보 레벨들을 갖는 하나 또는 그 이상의 후보들을 선택하도록 구성된 선택기; 및
    선택된 후보들 및 관련된 신뢰도 정보에 기초하여 상기 전송된 비트스트림의 각 비트의 우도(likelihood)를 계산하도록 구성된 우도 계산기를 포함하는, 수신기.
  4. 제 1항에 있어서, 상기 비트단위 기반의 추정기는;
    상기 신뢰도 정보에 기초하여 상기 조절 기준으로서 임계값을 결정하고 갱신하도록 구성된 조절 계수 계산 유닛; 및
    상기 조절 기준을 이용하여 상기 비트단위 기반의 추정 결과를 조절하도록 구성된 조절기를 포함하는, 수신기.
  5. 제 3항에 있어서, 상기 선택기는 상기 조절 기준에 의해 정의된 임계값을 넘는 신뢰도 정보 레벨들을 갖는 상기 하나 또는 그 이상의 후보들을 선택하는, 수신기.
  6. 제 5항에 있어서, 상기 임계값은 전파 기준(propagation criterion) 중에 신 호들에 도입된 노이즈의 분산에 의해 결정되는, 수신기.
  7. 제 5항에 있어서, 상기 우도 계산기는 상기 선택된 후보들에 기초하여 비트의 우도를 계산할 때 상기 임계값들을 사용하는 수신기.
  8. 제 3항에 있어서, 상기 비트들 모두의 우도 계산 결과들이 제로(zero)인 상태가 규정된 시간 동안 계속되면, 상기 선택기는 추정된 비트 스트림 후보들로부터 임의의 후보를 선택하고, 상기 우도 계산기는 임의적으로 선택된 후보에 기초하여 각 비트의 상기 우도를 계산하는, 수신기.
  9. 제 4항에 있어서, 상기 임계값은 다수의 심볼들로 구성되는 프레임 기간 동안 다수 회 갱신되는, 수신기.
  10. 제 4항에 있어서, 상기 비트단위 기반의 추정 결과는 소프트 판정(soft decision)에 의해 산출되고, 상기 조절기는 상기 임계값을 사용하여 상기 비트단위 기반의 추정 결과를 제한하는, 수신기.
  11. 제 4항에 있어서, 상기 비트단위 기반의 추정 결과는 하드 판정(hard decision)에 의해 산출되고, 상기 조절기는 상기 조절 계수 계산 유닛에 의해 결정된 가중 계수(weighing coefficient)를 사용하여 상기 비트단위 기반의 추정 결과를 조절하는, 수신기.
  12. 제 4항에 있어서, 상기 추정된 비트스트림 후보의 상기 신뢰도 정보의 레벨이 높으므로, 상기 임계값은 더 높게 설정되는, 수신기.
  13. 제 4항에 있어서, 상기 임계값은 상기 추정된 비트스트림 후보들의 신뢰도 정보의 레벨이 낮은 것으로 결정될 때 고정된 값으로 설정되는, 수신기.
  14. 제 4항에 있어서, 상기 조절 계수 계산 유닛은 상기 추정된 비트스트림 후보의 신뢰도 정보의 최대 레벨에 기초하여 상기 임계값을 결정하는, 수신기.
  15. 제 14항에 있어서,
    상기 신뢰도 정보의 최대 레벨은 규정된 레벨보다 크고, 상기 임계값은 상기 최대 레벨과 상기 규정된 레벨 사이의 차이로 설정되며, 상기 최대 레벨이 상기 규정된 레벨과 같거나 작으면, 상기 임계값은 제로로 설정되는, 수신기.
  16. 제 15항에 있어서,
    상기 규정된 레벨은 전파 채널(propagation channel)에서 신호에 도입된 노이즈의 분산에 비례하는, 수신기.
  17. 신호 처리 방법으로서,
    하나 또는 그 이상의 전송 안테나들로부터 전송된 다수의 비트스트림들을 수신하는 단계;
    상기 수신된 비트스트림들의 모든 가능한 조합들 중에서 규정된 수의 비트스트림 후보들을 추정하는 단계;
    상기 추정된 후보들 각각에 대한 신뢰도 정보를 계산하는 단계;
    상기 신뢰도 정보에 의해 결정되는 규정된 조절 기준에 기초하여, 상기 추정된 후보들 및 상기 신뢰도 정보로부터 전송된 스트림들의 각 비트에 대해 행해진 비트단위 기반의 추정 결과를 산출하는 단계; 및
    조절된 비트단위 기반의 추정 결과에 기초하여 상기 전송된 비트스트림들을 디코딩하는 단계를 포함하는, 신호 처리 방법.
  18. 제 17항에 있어서, 상기 추정된 후보들로부터 조절 기준을 초과하는 상기 신뢰도 정보의 레벨을 갖는 하나 또는 그 이상의 후보들을 선택하는 단계를 더 포함하고,
    상기 비트단위 기반의 추정 결과는 선택된 후보들 및 관련 신뢰도 정보로부터 산출되는, 신호 처리 방법.
  19. 제 17항에 있어서, 상기 신뢰도 정보에 기초하여 상기 조절 기준으로서 임계값을 결정하는 단계를 더 포함하고,
    상기 비트단위 기반의 추정 결과는 상기 임계값에 의해 임의의 레벨에 제한되는, 신호 처리 방법.
  20. 제 17항에 있어서, 상기 신뢰도 정보에 기초하여 상기 조절 기준으로서 가중 계수를 결정하는 단계를 더 포함하고,
    상기 비트단위 기반의 추정 결과는 상기 가중 계수를 사용하여 조절되는, 신호 처리 방법.
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