JP6565088B2 - フレームエラーレート予測装置、それを用いた無線通信装置および無線通信システム - Google Patents

Description

本発明は、フレームエラーレート予測装置、それを用いた無線通信装置および無線通信システムに関する。

近年、ＩＳＭ（industrial, scientific, and medical radio）帯においてモバイルトラヒックのオフロードが進展しており、無線ＬＡＮ（local area network）の周波数利用効率向上が望まれている。高い周波数利用効率の実現に向けては、実用上十分に低いフレーム誤り率（ＦＥＲ: frame error rate）を達成可能で、かつできるだけ高い伝送レートを用いる必要がある。一般に、ＦＥＲ が１％から１０％程度となるよう、伝搬状況に応じてＭＣＳ（modulation and coding scheme）を制御することが考えられる。ここで、ＭＣＳとは、変調方式・チャネル符号化率について、予め定められた組合せのテーブルをいう（たとえば、特許文献１を参照）。たとえば、受信機の受信状態が悪い場合や、低誤り率での通信が必要な送信データは、低い伝送レートのＭＣＳを用い、逆に、受信機の受信状態が良い場合や、比較的高い誤り率を許容する送信データは、高い伝送レートのＭＣＳを用いるなどの決定方法を用いるような適応的な制御が行われる。

無線ＬＡＮにおいて、適切なＭＣＳに制御する方式として、伝送成功率や再送回数に応じてＭＣＳを調節し、伝搬状況に適したＭＣＳを選択する方式が知られている（非特許文献１を参照）。しかし、この方式では最適なＭＣＳを選択するまで伝搬状況に合わないＭＣＳでフレーム送信を行うため、再送や低レート送信によって、スループットが低下する恐れがある。このため、伝送効率の改善には事前にＦＥＲ（Frame Error Rate）を予測し、その結果に基づいてＭＣＳの決定を行うことが望ましいが、その実現には高精度なＦＥＲ予測が必要となる。
ＦＥＲが１％から１０％となるような領域において、ペアワイズ誤り率（ＰＥＰ：pairwise error probability）に基づいたＦＥＲ値の理論計算によりＦＥＲを精度良く予測できることが知られている（非特許文献２）。

現在普及しているＩＥＥＥ８０２.１１a以降の無線ＬＡＮにおいてＰＥＰによって誤り率を求める場合、畳み込み符号化ＯＦＤＭ（ＣＯＦＤＭ: coded orthogonal frequency division multiplexing）におけるＰＥＰを求める必要がある。ＣＯＦＤＭにおけるＰＥＰについては、これまで非特許文献３などで検討されている。

非特許文献３では、インターリーブ後のビット誤りがランダムとみなせる場合の、ＰＥＰの解析を行っている。ランダム誤りとみなせる場合、ハミング距離が最小自由距離だけ離れたエラーパスが支配的となり、かつ伝搬路の周波数応答もランダムとみなすことができる。非特許文献３では、この性質を利用したＰＥＰの導出方法を提示している。

しかしながら、現実的な無線ＬＡＮの運用を想定した場合、その通信路は、必ずしもランダム誤りとみなせる環境とはならない。ＩＥＥＥ８０２.１１aなどの無線ＬＡＮでは、帯域幅、インターリーブサイズが十分に広くなく、かつ、数百（ns）程度の遅延分散までしか考慮されていないため、ビット誤りの発生を十分に分散させることができない場合がある。そのため、等価的に周波数応答をランダムとみなせなくなり、伝搬路の周波数応答に依存しない、上述した非特許文献３の近似式が成立しない。また、最小自由距離のエラーパスのＰＥＰが支配的となる前提も成立せず、最小自由距離以上のハミング距離を持つエラーパスのＰＥＰも考慮する必要が生じる。したがって、非特許文献３にて提示されているＰＥＰの導出方法では、無線ＬＡＮ環境におけるＰＥＰを精度よく近似することができない。

このような問題を解決するために、非特許文献４に開示された技術では、畳み込み符号化ＯＦＤＭ方式で通信する通信システムにおいて、ビット誤り率（ＢＥＲ：bit error rate）予測として、送信機、受信機、あるいはその両方において推定された通信経路による電力の減衰を表す情報および雑音電力とに基づいて、ＰＥＰを導出する。マルチパス環境下のＯＦＤＭ通信の場合、伝搬路の影響はサブキャリアの周波数応答によって異なる。さらに、無線LANでは多値変調も利用される。そのため、各符号語ビットは異なる影響を受け、ＰＥＰはトレリスの各位置で異なる。非特許文献４に開示された技術ではトレリスの位置によるＰＥＰの違いを考慮するため、インターリーバサイズに相当するトレリスの区間内の各位置においてＰＥＰを計算し、得られたＰＥＰから復号後にビット誤りとなるビット数の期待値を算出しＢＥＲ予測を行う。ＦＥＲ予測としては、各情報ビットの誤り率が等しくなることを仮定し、予測されたＢＥＲに基づいて、ＦＥＲを予測することを想定している。

特開２０１０−４１０７４号明細書

特開２０１１−２１１４３３号明細書

特開２０１３−１８７５６１号明細書

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しかしながら、非特許文献４に開示の技術では、パンクチャ時の検討は行われていない。パンクチャとは符号語を間引くことにより、符号化率を上げる処理である。パンクチャ時のＰＥＰを計算するためには、同様にエラーパターンを間引く必要がある。パンクチャによって間引かれるビット位置は、トレリス上の特定の位置であるため、エラーパターンのトレリス上の開始位置によって、エラーパターン内の間引かれるビットが変わる。その結果、トレリスの位置によってＰＥＰが異なるため、パンクチャを想定していない従来技術の枠組みではパンクチャ時のFERを精度よく予測できないという問題点がある。

本発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、畳み込み符号化処理後にパンクチャ処理がされトレリス上の位置によってエラーパターンが異なるような通信システムにおいて、ＦＥＲを予測することを可能とするＦＥＲ予測装置、それを用いた無線通信装置および無線通信システムを提供することである。

この発明の１つの局面に従うと、トレリス図により復号可能な畳み込み符号化方式で符号化された信号にパンクチャ処理を施し、同一のインターリーブ処理がフレーム内の送信ビットに繰り返し実行され、インターリーブ後にサブキャリア変調を行って直交周波数分割多重方式で通信する通信システムのフレームエラーレート予測装置であって、畳み込み符号化方式で採用されるものとして予め設定された畳み込み符号化の符号化率とサブキャリア変調における変調方式との組、並びにパンクチャ処理の周期の情報を格納するための記憶手段と、通信経路において推定された、伝搬路の電力の減衰を表す伝搬路特性情報および雑音電力に基づいて、記憶手段に格納された符号化率および変調方式の組のそれぞれについて、畳み込み符号化に対する復号処理におけるエラーパスのペアワイズ誤り率を、パンクチャ処理の周期に応じて同一のエラーパターンに対応するパンクチャ後のパターンを切り替えることで、フレームのサイズに相当するトレリス図の区間の各位置で算出し、各位置で計算されたペアワイズ誤り率の総和として、フレーム誤り率を予測するフレーム誤り率予測手段とを備える。

好ましくは、フレーム誤り率予測手段は、フレーム内において、送信ビットは、デインターリーブ処理後の符号化系列に対する伝搬路変動が周期的とみなせるように設定されたブロック長ごとに複数のブロックに分割されている場合に、ブロックの１つに相当するトレリス図の区間でペアワイズ誤り率の総和としてブロック誤り率を計算し、各ブロックのブロック誤り率が互いに等しいものとして、ブロック誤り率とフレーム内に含まれるブロック数からフレーム誤り率を予測する。

好ましくは、通信システムは、直交周波数分割多重方式による通信を行い、ブロックは、直交周波数分割多重方式における１シンボルである。

好ましくは、伝搬路特性情報は、通信経路において推定された電力遅延プロファイルである。

好ましくは、伝搬路特性情報は、伝搬路のインパルス応答である。

この発明の他の局面に従うと、トレリス図により復号可能な畳み込み符号化方式で符号化された信号にパンクチャ処理を施し、同一のインターリーブ処理がフレーム内の送信ビットに繰り返し実行され、インターリーブ後にサブキャリア変調を行って直交周波数分割多重方式で通信する無線通信装置であって、受信装置から送信された、伝搬路の電力の減衰を表す伝搬路特性情報および雑音電力の推定値をフィードバック情報として受信する受信手段と、畳み込み符号化方式で採用されるものとして予め設定された畳み込み符号化の符号化率とサブキャリア変調における変調方式との組、並びにパンクチャ処理の周期の情報を格納するための記憶手段と、フィードバック情報に基づいて、記憶手段に格納された符号化率および変調方式の組のうち、スループットを最大とする組を選択する選択手段とを備え、選択手段は、伝搬路特性情報および雑音電力に基づいて、記憶手段に格納された符号化率および変調方式の組のそれぞれについて、畳み込み符号化に対する復号処理におけるエラーパスのペアワイズ誤り率を、パンクチャ処理の周期に応じて同一のエラーパターンに対応するパンクチャ後のパターンを切り替えることで、フレームのサイズに相当するトレリス図の区間の各位置で算出し、各位置で計算されたペアワイズ誤り率の総和として、フレーム誤り率を予測するフレーム誤り率予測手段と、予測されたフレーム誤り率に基づいて、所定のフレームエラーレート内において、最大のスループットとなる組を選択する変調方式選択手段とを含み、変調方式選択手段により選択された組に応じて、送信データに対して、畳み込み符号化および変調処理を実行して送信するための送信手段をさらに備える。

好ましくは、フレーム誤り率予測手段は、フレーム内において、送信ビットは、デインターリーブ処理後の符号化系列に対する伝搬路変動が周期的とみなせるように設定されたブロック長ごとに複数のブロックに分割されている場合に、ブロックの１つに相当するトレリス図の区間でペアワイズ誤り率の総和としてブロック誤り率を計算し、各ブロックのブロック誤り率が互いに等しいものとして、ブロック誤り率とフレーム内に含まれるブロック数からフレーム誤り率を予測する。

好ましくは、無線通信装置は、直交周波数分割多重方式による通信を行い、ブロックは、直交周波数分割多重方式における１シンボルである。

好ましくは、伝搬路特性情報は、伝搬路において推定された電力遅延プロファイルである。

好ましくは、伝搬路特性情報は、伝搬路のインパルス応答である
この発明のさらに他の局面に従うと、トレリス図により復号可能な畳み込み符号化方式で符号化された信号にパンクチャ処理を施し、同一のインターリーブ処理がフレーム内の送信ビットに繰り返し実行され、インターリーブ後にサブキャリア変調を行って直交周波数分割多重方式で通信する無線通信無線通信システムであって、受信装置を備え、受信装置は、通信経路において、伝搬路の電力の減衰を表す伝搬路特性情報および雑音電力を推定する通信経路状態推定手段と、推定された伝搬路特性情報および雑音電力を送信するための第１の送信手段とを含み、送信装置をさらに備え、送信装置は、受信装置から送信された、伝搬路特性情報および雑音電力の推定値をフィードバック情報として受信する受信手段と、畳み込み符号化直交周波数分割多重方式で採用されるものとして予め設定された畳み込み符号化の符号化率とサブキャリア変調における変調方式との組、並びにパンクチャ処理の周期の情報を格納するための記憶手段と、フィードバック情報に基づいて、記憶手段に格納された符号化率および変調方式の組のうち、スループットを最大とする組を選択する選択手段とを含み、選択手段は、伝搬路特性情報および雑音電力に基づいて、記憶手段に格納された符号化率および変調方式の組のそれぞれについて、畳み込み符号化に対する復号処理におけるエラーパスのペアワイズ誤り率を、パンクチャ処理の周期に応じて同一のエラーパターンに対応するパンクチャ後のパターンを切り替えることで、フレームのサイズに相当するトレリス図の区間の各位置で算出し、各位置で計算されたペアワイズ誤り率の総和として、フレーム誤り率を予測するフレーム誤り率予測手段と、予測されたフレーム誤り率に基づいて、所定のフレームエラーレート内において、最大のスループットとなる組を選択する変調方式選択手段とを有し、変調方式選択手段により選択された組に応じて、送信データに対して、畳み込み符号化および変調処理を実行して送信するための第２の送信手段をさらに含む。

「ペアワイズ誤り率（ＰＥＰ）」とは、送信機から長さＬの符号語Ｃ_Lが送信されたとする場合、この系列を受信機側で、Ｃ_L´と誤りを含んで復号するときに、符号語Ｃ_Lを符号語Ｃ_L´と誤って判定する確率のことをいう。

「最小自由距離」とは、畳み込み符号において、２つの情報系列ｕとｖに対する符号語をｃ（ｕ）、ｃ（ｖ）とするとき、全エラーパスと真のパスについて、２つの符号系列のハミング距離の最小値をいう。

「電力遅延プロファイル」とは、伝搬路が遅延時間の異なる多数のパスから構成されていると想定するとき、受信電力が遅延時間領域でどのように分布しているかを表す。すなわち、実施の伝搬路では、経路ごとにその経路長が異なるため、インパルス応答は時間広がりを有する。そこで、「電力遅延プロファイル」は、インパルス応答の２乗集合平均値で表される。

「ダイバーシチ次数」とは、あるエラーパスに対応する符号語と送信符号語間で異なるビットがマッピングされる各サブキャリアの周波数応答がランダム（無相関）とみなせるサブキャリアの数をいう。通信路の誤りが、ランダム誤りとみなせる環境では、ダイバーシチ次数が最大（エラーパスに対応する符号語と送信符号語間で異なるビットが通過した伝搬路の周波数応答が無相関）となる。ダイバーシチ次数がそれより低い場合、バースト誤りが生じやすく、ＢＥＲが劣化する。

「エラーパス」とは、畳み込み符号に対する最尤復号によってそのパスが選択された場合、ビット誤りが生じるパスをいう。

「エラーパターン」とは、真のパスとエラーパスで異なる区間に対応するエラーパスの符号語をいう。所定の畳み込み符号において、発生しうるエラーパターンは、生成多項式に応じて有限個であるため、これに番号を付して、たとえば、「ｐ番目のエラーパターン」と呼ぶことにする。

「ハミング距離」とは、２つのビット列の中で、対応する位置にある異なったビットの数をいう。

この発明によれば、畳み込み符号化処理後にパンクチャ処理がされトレリス上の位置によってＰＥＰが異なるような通信システムにおいて、ＦＥＲを予測することが可能である。

実施の形態１の無線通信システムの構成を説明するためのブロック図である。 図１に示したＯＦＤＭ方式での送信および受信処理を模式的に説明するための概念図である。 拘束長３、生成多項式(５, ７)_８を有する畳み込み符号のｄH＝５におけるエラーパスを示す図である。 パンクチャ処理をしない場合、トレリスの各位置で生じる可能性のあるエラーパターンが等しくなることを示す図である。 パンクチャ処理をする場合、トレリスの位置によって、エラーパターンが変化することを示す図である。 図１に示した適応レート制御部１１１０の構成を説明するためのブロック図である。 実施の形態１の適応レート制御について説明するためのフローチャートである。 トレリス上の位置によってＰＥＰが異なる場合の問題点を説明するための概念図である。 式（４）の概念を示す概念図である。 フレーム内で、各ブロックに同一のインターリーブ処理が繰り返して実施されている場合のＰＥＰのパターンを説明するための概念図である。 ブロック単位での演算でＦＥＲを予測する手続きを説明するための概念図である。 IEEE 802.11nを想定したシミュレーションにより得られたＦＥＲと以下に説明する実施の形態の手法による予測ＦＥＲとを比較した図である。

以下、本発明の実施の形態の無線通信システムおよび無線通信装置の構成を説明する。なお、以下の実施の形態において、同じ符号を付した構成要素および処理工程は、同一または相当するものであり、必要でない場合は、その説明は繰り返さない。

以下に説明する通り、本実施の形態では、無線ＬＡＮ環境などのように、必ずしも通信路における誤りが、ランダム誤りとみなせないような環境であって、畳み込み符号のトレリスにおいてその位置によってＰＥＰが異なるような場合に、精度よくＦＥＲを予測する方法について説明する。

以下では、本実施の形態の技術的な意義をわかりやすくするために、以下のような順序で、ＦＥＲの計算方法について説明する。

（１）まず、トレリス上のどの位置でもＰＥＰが同一となるようなシステムを想定した、ＦＥＲの算出について説明する。

（２）次に、本実施の形態のＦＥＲの計算方法として、フレームサイズに相当するトレリスの区間でＰＥＰを計算しＦＥＲを予測する方法について説明する。このとき、併せて、畳込み符号化の後にパンクチャ処理がなされた場合のＰＥＰの予測手法についても説明する。

（３）さらに、（２）を前提として、無線ＬＡＮ等の同じインターリーブが繰り返し実行される通信システムにおいて，フレーム内で伝搬路変動がないとみなせる場合，デインターリーブ後の符号化系列が受ける伝搬路変動が、ブロック長を周期として周期的となるようにブロックを設定し，ブロック周期でブロック誤り率が等しくなることを利用して、ＰＥＰを計算する区間を１ブロックに相当するトレリスの区間に限定し（演算コストを低減し）、ＦＥＲを予測する方法について説明する。
［実施の形態１］
図１は、実施の形態１の無線通信システムの構成を説明するためのブロック図である。

図１を参照して、送信装置１０００は、送信系列のデータに対して、畳み込み符号による誤り訂正符号化処理を行うための誤り訂正符号化部１００２と、誤り訂正符号化後のデータに対してパンクチャ処理を事項するためのパンクチャ部１００３と、パンクチャ処理後のデータに対してインターリーブ処理を行うインターリーブ部１００４と、インターリーブ後のデータ列に対して、直列並列変換をし、後述するように選択されたＭＣＳに基づいて、データ列をサブキャリア数に分割し、それぞれ分割したデータにサブキャリア変調を行うための変調部１０１０と、変調部１０１０出力のデジタル信号に対して、逆フーリエ変換処理およびガードインターバルの付加処理を実行してＯＦＤＭシンボルを生成し、デジタルアナログ変換処理を実行するための直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）変調部１０１２と、ＯＦＤＭ変調後の信号に対して、直交変調処理、アップコンバート処理、電力増幅処理などを実行する高周波処理部（ＲＦ部）１０１４と、ＲＦ部１０１４の高周波信号を送出するためのアンテナ１０２０とを含む。

なお、アンテナ１０２０で受信した信号に対して、ＲＦ部１０１４は、低雑音増幅処理、ダウンコンバート処理および直交復調処理なども実行するものとする。

また、サブキャリア変調の変調方式には、特に限定されないが、たとえば、BPSK、QPSK、16QAM、64QAMなどの種類があるものとする。

また、「パンクチャ処理」とは、送信装置１０００側で符号化率を制御するために行われるビットの間引き処理のことである。

さらに、送信装置１０００は、受信装置２０００側からの電力遅延プロファイルおよび雑音電力の推定値をＲＦ部１０１４を介して受信し、復調および復号処理を実行するための受信処理部１１００と、受信した電力遅延プロファイルおよび雑音電力の推定値に基づいて、適応的にＭＣＳを変更する制御を実施して、誤り訂正符号化部１００２の符号化率や変調部１０１０での変調方式を制御する適応レート制御部１１１０とを含む。

なお、受信装置２０００からの電力遅延プロファイルおよび雑音電力の推定値の通信方式については、データの送信と同様の通信方式でもよいし、他の通信方式を採用してもよい。

受信装置２０００は、アンテナ２００２と、アンテナ２００２の信号の低雑音増幅処理、ダウンコンバート処理および直交復調処理などを実行するＲＦ部２０１０と、ＲＦ部２０１０からの信号に対して、アナログデジタル変換処理、ガードインターバルの除去処理、フーリエ変換処理などのＯＦＤＭ復調処理を実行するためのＯＦＤＭ復調部２０１２と、ＯＦＤＭ復調部２０１２からの信号に対して、変調部１０１０の逆処理により、受信データ列を生成するための復調部２０１４と、復調部２０１４の出力に対してデインターリーブ処理を実行するためのデインターリーブ部２０１６と、デインターリーブ処理後のデータに対して、デパンクチャ処理を実行するためのデパンクチャ部２０１７と、デパンクチャ処理後のデータに対して畳み込み符号に対する復号により誤り訂正処理を実行するための誤り訂正部２０１８とを含む。

受信装置２０００においても、ＲＦ部２０１０は、電力遅延プロファイルおよび雑音電力の推定値の送信のための直交変調処理、アップコンバート処理、電力増幅処理などを実行するものとする。

受信装置２０００は、さらに、ＲＦ部２０１０を介して受信した信号における、たとえば、パイロット信号などにより、電力遅延プロファイルの推定値および雑音電力の推定値の算出を行うための電力遅延プロファイル／雑音電力推定部２１００と、電力遅延プロファイル／雑音電力推定部２１００からの推定値を送信信号に変換して、ＲＦ部２０１０を介してアンテナ２００２から送信装置１０００に向けて送信するための送信処理部２１１０とを含む。

なお、「デパンクチャ処理」とは、送信装置１０００側で符号化率を制御するために行われたパンクチャリング（ビットの間引き）の実施位置に、受信装置２０００側で、所定のビット（たとえば、ゼロ（０））を挿入することである。

図２は、図１に示したＯＦＤＭ方式での送信および受信処理を模式的に説明するための概念図である。

図２に示すように、畳み込み符号化されインターリーブされた送信信号は、所定の変調方式で、複素信号としてサブキャリアごとにマッピングされ、逆フーリエ変換の後に、デジタルアナログ変換されて、直交変調などを含む周波数変換処理がされて、伝送路に送出される。

伝送路から受信した信号は、直交検波などを含む周波数逆変換処理を経て、アナログデジタル変換されて、フーリエ変換され、逆マッピングされた受信信号は、デインターリーブ処理および畳み込み符号による誤り訂正処理が実行される。

構成ビットが全て０の符号語を生じるトレリスパス（以下、真のパス）とハミング距離ｄ_H離れた符号語を生じるパス（以下、エラーパス）を考える（畳み込み符号は線形符号であるため、真のパス、エラーパスを上述のように設定しても一般性を失わない）。

図３は、拘束長３、生成多項式(５, ７)_８を有する畳み込み符号のｄ_H＝５におけるエラーパスを示す図である。

この場合、真のパスは符号語…, ０, ０, ０, ０, ０, ０，…に対応し、エラーパスは符号語…，１, １, ０, １, １, １,… に対応する。エラーパスはトレリス上のある位置（図３では、ｔ＝２）で真のパスから離れ、その後合流するため、この区間のみ異なるビットのパターンを持つ。本実施の形態ではこの異なるビットのパターンをエラーパターンと呼ぶ。例えば、図３では、エラーパターンは[１, １, ０, １, １, １] である。

さらに、後述するように、所定の畳み込み符号について発生しうる、このようなエラーパターンに基づいて、ＦＥＲが予測される。

図４は、パンクチャ処理をしない場合のトレリス図の位置とエラーパターンの関係を示す図である。

パンクチャ処理を実行しない場合は、トレリス図において、位置ｔ＝１，ｔ＝２，ｔ＝３のいずれの位置からエラーパターンが発生したときでも、エラーパターンは、全てのｔで同一である。

図５は、パンクチャ処理を実行する場合のトレリス図の位置とエラーパターンの関係を示す図である。

ここでは、パンクチャ処理は、所定のビット数（たとえば、４ビット）ごとに、周期的に実行されているものとする。

そして、このようなパンクチャ処理を実行する周期については、送信側と受信側で予め既知な状態となるように情報の設定または交換が行われているものとする。

したがって、図５に示すように、パンクチャ時には、位置ｔによりエラーパターンが変わることになる。

たとえば、ｔ＝１ ではエラーパターン中の４番目のビットがパンクチャされて、エラーパターンは、“１１０１１”になる。一方、ｔ＝２では、２，６番目のビットがパンクチャされて、エラーパターンは“１０１１”となる。また、この例のように、４ビット周期でパンクチャが実行される場合、ｔ＝３からのエラーパターンｅ３（アンダーバー）はｔ＝１からのｅ１（アンダーバー）と等しくなり、周期的に同一となる。

したがって、以下に説明するように、本実施の形態のフレームエラーレートの予測処理では、パンクチャ処理に対応するため、位置ｔによってエラーパターンを周期的に切り替えながら、ＰＥＰを求める。

具体的には、エラーパターン中の誤りビット（ビット”１”）がマッピングされるサブキャリアをインターリーブ構成を考慮して求め、そのサブキャリアのＳＮＲ（signal to noise power ratio）と変調方式から定まる信号点間距離からＰＥＰを求める。

なお、ここで、「ｘ（アンダーバー）」とは、文字「ｘ」の下にアンダーバーが付されていることを示し、この文字が、ベクトルであることを示す。
［ＦＥＲの予測処理の構成］
図６は、図１に示した適応レート制御部１１１０の構成を説明するためのブロック図である。

図６を参照して、適応レート制御部１１１０は、予め設定されたＭＣＳの組の情報とパンクチャ処理の周期に関する情報とを格納するための記憶部３０２０と、受信装置２０００側から送られてきた電力遅延プロファイルの推定値および雑音電力の推定値を受けて記憶部３０２０に一旦格納し、記憶部３０２０に格納された各ＭＣＳについて、通信に使用されるフレームサイズの情報に基づいて、ＦＥＲを、各ＭＣＳについて予測するＦＥＲ予測部３０３０と、予測されたＦＥＲの値に基づいて、システムにおいて予め設定され要求されているＦＥＲを下回るＭＣＳの中で最大のスループットを達成するＭＣＳを選択するＭＣＳ選択部３０４０とを含む。

なお、ＦＥＲ予測部３０３０の動作については、後ほど、より詳しく説明する。

図７は、実施の形態１の適応レート制御について説明するためのフローチャートである。

図７を参照して、まず、受信装置２０００側において、電力遅延プロファイル／雑音電力推定部２１００が、電力遅延プロファイルと雑音電力との推定を実行する（Ｓ１００）。

電力遅延プロファイルの推定と雑音電力の推定には、特に限定されないが、たとえば、以下の文献に開示の手法を用いることができる。

公知文献１：T. Cui and C. Tellambura, ”Power delay profile and noise variance estimation for OFDM，” IEEE Communications Letters, vol. 10, no. 1, pp. 25-27, Jan 2006
推定値は、受信装置２０００から送信されて（Ｓ１０２）、送信装置１０００で受信され（Ｓ１０４）、送信装置１０００のＦＥＲ予測部３０３０では、フレーム内の各位置におけるエラーパスのＰＥＰを計算し、フレーム内での総和を算出することで、各ＭＣＳについてＦＥＲの予測値を算出し（Ｓ１０８）、ＭＣＳ選択部３０４０が、算出されたＦＥＲに基づいて、所定のＭＣＳのうちで、規定のＦＥＲを達成する範囲で、最大のスループットとなるＭＣＳを選択する（Ｓ１１０）。

選択されたＭＣＳに応じて、選択された符号化率で誤り訂正符号化部１００２が畳み込み符号化を実行して、変調部１０１０が選択された変調方式でのサブキャリア変調を実行する（Ｓ１１２）。

変調後のデータが送信装置１０００から送信され（Ｓ１１４）、受信装置２０００において受信される（Ｓ１１６）。

このような処理であれば、受信装置側で、電力遅延プロファイルと雑音電力との推定を行い、送信装置側にフィードバックした時点で、適応的に符号化率や変調方式を変更できる。したがって、ＦＥＲを正確に予測することによって伝搬状況に合わないＭＣＳでのフレーム送信回数を低減しスループットを向上できる。
[ＦＥＲ予測部３０３０が実行する動作]
以下では、ＦＥＲ予測部３０３０が実行する動作について、数式に従い説明する。

１．本実施の形態の手法の特徴
以下の説明で明らかとなるように、本実施の形態のＦＥＲの予測では、以下のような特徴がある。

ｉ）伝搬路のインパルス応答長と最小自由距離から達成できるダイバーシチ次数を算出し、低いダイバーシチ次数しか達成できない伝搬環境でも予測を可能にする。

ｉｉ）最小自由距離より長いエラーパスも考慮して誤り率を算出する。

ｉｉｉ）フレームサイズに相当するトレリスの区間で、各位置についてＰＥＰを計算して総和をとることによりＦＥＲを予測する。

ｉｖ）畳込み符号化後において、パンクチャ処理を施さない場合は、同一であったエラーパターンについて、トレリス図上の位置に応じて、エラーパターンが周期的に変化することを考慮して、ペアワイズ誤り率を算出する。

以下、さらに詳しく説明する。

２．システムモデル
２. １ システムモデル 以下では説明の簡単のために、ＳＩＳＯ（single-input single-output）-ＯＦＤＭを想定する。そして、データサブキャリア数をＫ_data、ＦＦＴ（fast Fourier transform）サイズをＫ_fftとする。また、伝搬路は周波数選択性フェージング伝搬路を想定しＯＦＤＭシンボル内では変動しないものとする。伝搬路を有限インパルス応答フィルタとみなすと、各タップ係数は、以下の式で表される。

ここで、ｈ= [ｈ_１，…，ｈ_L]^T（Ｌはインパルス応答長）は、各要素が互いに独立で平均０、分散１ の複素正規分布に従う確率変数となるベクトルであり、Ｐは電力遅延プロファイルを表す対角行列である。ただし、（…）^Tはベクトルあるいは行列の転置を表し、Ｐの要素は、以下の式を満たす。

また、Ｌはガードインターバル長を超えないものとする。ガードインターバル除去後、ＦＦＴを施した第ｋサブキャリアの受信信号Ｙ_kは以下のように与えられる。

ここで、Ｘ_kは送信シンボル、Ｚ_kは平均０、分散σ^２ である複素加法性白色雑音のＦＦＴ 結果である。Ｈ_kは第ｋサブキャリアにおける伝搬路の周波数応答であり、次式で与えられる。

ここで、ｇ^H _Kfft （ｋ）はＦＦＴ行列のｋ行目の第１要素から第Ｌ要素までを抜き出したベクトルであり、（…）^Hはエルミート転置を表す。また、以下の関係が成り立つ。

（１）本実施の形態のＦＥＲ予測部の動作と対比されるべき従来技術による処理
以下の公知文献に開示の技術に基づいて、まず、トレリス上のどの位置でもＰＥＰが同一となるようなシステムを想定した場合のＦＥＲの算出法について説明する。

すなわち、符号語誤りビットが受ける伝搬路の影響が無相関とみなせる程度に大きく，かつ符号語誤りビットがトレリス上のどの位置においても変調シンボル内の各ビット位置に等確率にマッピングされるインターリーバを用いるシステムを想定した場合のＦＥＲの算出方法について説明する。

公知文献２：M. Pursley and D. Taipale, "Error Probabilities for Spread-Spectrum Packet Radio with Convolutional Codes and Viterbi Decoding," in IEEE Transactions on Communications, vol. 35, no. 1, pp. 1-12, Jan 1987.
公知文献３：C. Y. Lou and B. Daneshrad, "PER prediction for convolutionally coded MIMO OFDM systems − An analytical approach," MILCOM 2012 - 2012 IEEE Military Communications Conference, Orlando, FL, 2012, pp. 1-6.
まず、ＦＥＲとは、フレーム内のどこかの位置でエラーイベントのいずれかが生じる確率であるから、畳み込み符号において、ｐ番目のエラーパターンがトレリスの時刻ｔにおいて発生するというエラーイベントをｅ_t,p（アンダーバー）とすると、ＦＥＲは、以下の式のように表される。

ここで、さらに、和事象の確率の上限について成り立つ、以下のようなユニオンバウンドの式を上記ＦＥＲの式（３）に適用することを考える。

その場合、ＦＥＲは、以下のように表される。

さらに、公知文献２に従って、トレリス上のどの位置でもＰＥＰを同一とみなせる場合は、ＦＥＲは以下の式のとおりとなる。

ここで、Ｌ_frameは、フレーム内のビット数である。また、ΣＰＥＰ（ｅ_p(アンダーバー)）は、トレリス上の特定されないある位置でエラーイベントが生じる確率を示す。

２．２フレームサイズに相当するトレリスの区間でＰＥＰを計算しＦＥＲを予測する方法
上述したような本実施の形態のＦＥＲ予測部の動作と対比されるべき従来技術による処理には、以下のような問題点がある。

すなわち、トレリス上の位置によってＰＥＰが異なる場合、上記の式（３−２）のようにＦＥＲを計算することは妥当ではなく、その結果、予測精度が劣化してしまう。

図８は、トレリス上の位置によってＰＥＰが異なる場合の問題点を説明するための概念図である。

まず、図８に示されるように、畳み込み符号化された送信信号をパンクチャ・インターリーブ処理したのちに、サブキャリアごとに、多値変調のマッピングを実行する処理を考える。

図８においては、たとえば、多値変調としては、１６ＱＡＭを想定し、説明の簡単のために、実軸方向についてのマッピングのみを抜き出して示している。

まず、サブキャリアごとに送信信号を分割してマッピングする場合、マッピングされるサブキャリアによってＳＮＲが異なるために、受信側では、畳み込み符号の復号時のトレリスの位置によって、ＰＥＰが異なる、ということが生じうる。

また、多値変調の場合，誤りにくいビット，誤りやすいビットが存在することになり、マッピングされるビット位置によってＰＥＰが異なるということも生じうる。

たとえば、２ビットの信号“００”，“０１”，“１１”，“１０”を考えた場合、１ビット目の値に応じて、マッピングされる象限が“０”の場合は左象限（図中、実線）となり“１”の場合は右象限（図中、点線）に分かれる。この結果、受信側のデマッピング処理では、１ビット目の誤りは生じにくい。

これに対して、２ビット目については、“１”の場合は、原点を挟んで隣接して対向する２信号点であるのに対して、“０”の場合は、原点を挟んで上記“１”の場合の２信号点を挟んで対向する２信号点となる。このため、マッピングされる空間（コンスタレーション）において、ビットが反転することによる信号点間の距離は、１ビット目よりも２ビット目の方が小さいため、２ビット目の方は、１ビット目に比べて、誤りが発生しやすくなる。
すなわち、例えば無線ＬＡＮのような通信システムではサブキャリア毎のＳＮＲが異なり、かつ多値変調を用いる（マッピングされるシンボル内のビット位置で誤り率が異なる）ため、トレリス上の位置よってＰＥＰは異なる。

このようにＰＥＰがトレリス上の位置によって異なる場合は、以下の式のように、ＦＥＲを求めるため，フレームサイズに相当するトレリスの区間でトレリス上の位置を考慮してＰＥＰの計算を行い，得られたＰＥＰの総和をとることによってＦＥＲを予測する。

しかも、このときに、上述したようにエラーパターンがトレリス図上での位置に応じて、周期的に変化することを考慮する必要がある。

そこで、具体的には、以下のような計算によりＦＥＲを算出する。

ここで、式（４）において、Ｌ_frameは、フレームサイズに相当する区間を意味する。

また、ｐ_tは、エラーパターンがフレーム内の位置（時点）に応じて、周期的に変化することを表す。したがって、ｐ番目のエラーパターンは、図３〜図５で説明した場合は、２種類があり、位置ｔに応じて、周期的に切り替わるものとし、ｐ_tに関する和は、このような切り替えを行いながら和をとることを意味する。なお、このようなエラーパターンの種類及び周期は、畳込み符号化の構成およびパンクチャ処理の周期に依存して、予め規定されているものとする。以下では、特に必要のない限り、ｐ_tを、単に、ｐと表記する。

したがって、式（４）は、各フレームの位置ごとに計算したＰＥＰを、フレーム内で総和をとることによって、ＦＥＲを算出することを意味する。ただし、式（４）中のＰＥＰ(e_t,p（アンダーバー）)の計算には、例えば、非特許文献３あるいは４のようなトレリス上でエラーパターンが生じる位置まで考慮したＰＥＰの計算方法を用いる。また、トレリス上の位置を考慮できないようなＰＥＰの計算方法（例えば、以下の公知文献４）を適用する場合はエラーパターン毎にすべてのｔに対して同一のＰＥＰを式（４）に代入することにより、ＦＥＲを計算できる。そのため、式（４）はＰＥＰの計算方法により限定されるものではない。

公知文献４：G. Caire, G. Taricco, and E. Biglieri, ”Bit-interleaved coded modulation，”IEEE Trans. Inf. Theory, vol. 44, no. 3, pp. 927-946, May 1998.
図９は、式（４）の概念を示す概念図である。

図９においては、トレリスの１フレーム分において、異なる位置で起こりうる異なるエラーイベントを、異なる太さで示している。

実際には、たとえば、ｔ＝１の位置から始まるエラーイベントは複数ある。

したがって、どの範囲までのエラーイベントを考慮するかは予め設定する。特に限定されないが、例えば，ハミング距離がある値以下のエラーイベントのみ考慮することで考慮するイベントを選択する。

以下では、このように、真のパスと、エラーパスのハミング距離が、距離ｄ_H以下であるようなエラーイベントのみを考慮することにする。

これらのエラーイベントについて、ＰＥＰをフレーム内の各位置について計算し、総和をとることにより、エラーイベントが生じる確率を求める。

以下では、トレリスの位置に応じて、ＰＥＰが異なる場合のＰＥＰの計算について説明する。

まず、たとえば、図３において説明した場合は、エラーパターンは[１, １, ０, 1, １, １] であり、畳み込み符号のｄ_H＝５におけるエラーパスを示していた。

以下では、ｐ番目のエラーパターンがトレリス上の位置ｔから始まる、真のパスとのハミング距離ｄ_H離れたエラーパスのＰＥＰをPEP(e_t,p（アンダーバー）)と表すことにする。

例えば、図３の場合、エラーパターン[１,１,０,1 ,１,１]を出力する符号器への入力ビット列は、ビット１をひとつだけ持ち、他のビットはすべて０であるビット列である。

構成ビットが全て０の符号語を生じるトレリスパス（以下、真のパス）とハミング距離ｄ_H離れた符号語を生じるパス（以下、エラーパス）の条件付きＰＥＰは、非特許文献４によれば、以下の式で表される。

エラーパスe _t,p（アンダーバー）をインターリーブし、エラーパターンのｗ番目の誤りビットがマッピングされたサブキャリア番号をｋ_w、当該サブキャリアで送信するシンボル内ビット位置をｉ_wとする。また、Δ_w（ｉ_w）で表される距離は誤りビットが割り当てられたシンボルについて、誤りがない場合の信号点と、誤りビットを含んだ場合の信号点間の２乗ユークリッド距離とする。また、Ｈ_kは第kサブキャリアの周波数応答を表し、Ｈ_kwはw番目の誤りビットがマッピングされたサブキャリアの周波数応答である。さらに、Ｈ（アンダーバー）、Δ（アンダーバー）はそれぞれＨ_kw、Δ_w（ｉ_w）を要素に持つベクトルである。

この場合、ＰＥＰはＨ（アンダーバー）、Δ（アンダーバー）について期待値を求めることにより、次式で与えられる。

ここで、Ｅ｛…｝_aはａに関する期待値演算を表す。式（５）では伝送フレームごとに伝搬路が変化することを想定し、複数フレームを伝送した場合の復号後ＦＥＲを導出するため、サブキャリアの周波数応答Ｈ_kwに関して期待値を求めている。また、Δ_w（ｉ_w）は真のパスとエラーパス、インターリーバ構造から決定できるが、実際には真のパスは符号器の入力ビットに依存するためΔ_w（ｉ_w）は確率変数となる。そのため、式（５）ではΔ_w（ｉ_w）に関しても期待値を求めている。さらに、式（５）の条件付きＰＥＰは次式で与えられる。

式（５）によると、ＰＥＰを導出するためには式（６）について、Ｈ_kw，Δ_w（ｉ_w）に関する期待値を求めればよい。その準備としてまず、式（６）の分子を以下のように変形する。

次にＰＡ´Ｐを固有値分解すると、以下のようになる。

ここで、λ_lはｌ番目に大きなユークリッドノルムを持つＰＡ´Ｐの非零の固有値、v_lはｖのｌ番目の要素でその振幅は、以下の確率密度関数のレイリー分布に従う。

ｒは、ダイバーシチ次数である。ただし、rank（…）は行列のランク、min（…）は最小値を表す。

ここで、ＰＥＰについては以下のようにいうことができる。

送信されたビット列はトレリス線図上の１つのパスで表すことができ、送信したビット列以外のパスが受信側で選ばれるとき復号後ビット誤りが生じる。受信側では各パスのメトリックを計算し、最大のメトリックを持つパスを選ぶことになる。「ＰＥＰ」とはあるエラーパスのメトリックが真のパスのメトリックを超える確率であり、低ＦＥＲ領域ではエラーパスに対応するビット系列が復号結果として得られる確率に漸近する。

式（１２）を式（６）に代入して次式を得る。

非特許文献３，４と同様、ｖ_lに関して期待値を求めることにより次式を得る。

さらに、Δ_w（ｉ_w）に関して期待値を求める。
Δ_w（ｉ_w）はシンボル内のビット位置ｉ_wによって異なる確率密度を持つ有限な離散確率変数であり、λ_lはＰＡ´Ｐの固有値であるため、あるエラーパスe_t,p（アンダーバー）が与えられている場合、Δ_w（ｉ_w）から一意に決定できる。

Δ_w（ｉ_w）は有限な離散確率変数であるから、λ_lも有限な離散確率変数となる。したがって、以下のようになる。

ここで，離散確率変数Δ_w（ｉ_w）の取りうる値がｍ_iw通りとすると、以下の関係がなりたつ。

エラーレートが低い領域では、ＳＮＲが十分に高い（シンボル間距離に対する雑音の大きさが小さい）ためシンボル誤りは隣接する信号点に誤る場合が支配的になることが予想される。
信号点間の最小ユークリッド距離をｄ_minとすると、ｗ＝１，…，ｄ_Hに対してΔ_w（ｉ_w）＝ｄ_min ²となる項がＪ個の項の中で支配的になると期待される。また、この支配的になる項のＰ_jをＰ_minと表記する。すなわち、Ｐ_minはｗ＝１，…，ｄ_Hに対してΔ_w（ｉ_w）＝ｄ_min ²となる確率を表し、変調方式とエラーパス、インターリーバ構造から決定される。

また、λ_l,minは、以下の式で算出される行列ＰＡ_min´Ｐの固有値である。

本実施の形態では、送信機側と受信機側とで、パンクチャ処理の構成とインターリーバ構造は、予め既知である。したがって、式（１５）の計算を実行する場合は、送信機側で、電力遅延プロファイルの情報（行列ＰＡ´Ｐの計算に必要）、雑音電力（σの算出に必要）と符号器構成の構成（すなわち、ＭＣＳの情報）があれば、実行できることになる。

式（１５）の総乗部分はダイバーシチ次数ｒが大きくなるにつれて減少し、ダイバーシチ次数の大きなエラーパスのＰＥＰはダイバーシチ次数の小さなエラーパスのＰＥＰより低くなる。しかし、無線ＬＡＮを想定した場合、遅延分散が小さいためｄ_H≧Ｌとなる可能性がある。このとき、すべてのエラーパスのダイバーシチ次数が等しくＬとなり、ＦＥＲが低い領域においても最小自由距離より離れたパスのＰＥＰが無視できなくなる可能性がある。そのため、真のパスからハミング距離ｄ_f＋φ離れたエラーパスのＰＥＰ まで考慮する。ここで、φの値は、実験的に、予め適切な値を設定しておくものとする。

以上のような手続により、ＰＥＰが予測できれば、ＦＥＲ予測部３０３０によるＦＥＲの予測値は、以下の式により実行することができる。

ただし、ｐに関する総和はエラーパスのハミング距離がｄ_f＋φ以下となるものについて行う。

本実施の形態の構成によれば、畳み込み符号を用いる通信システムにおいて、トレリスの位置によって誤り率が異なるような状況においても、精度よくＦＥＲを予測することを可能とするＦＥＲ予測装置が実現できる。またこのような、ＦＥＲ予測装置を用いることで、パンクチャを行い、かつトレリス上の各位置のPEPが等しいとみなせない場合においても、適切なＭＣＳを適応的に選択して通信を行うことが可能な無線通信装置および無線通信システムが実現できる。
［実施の形態１の変形例］
以上の説明では、フレームエラーレート（ＦＥＲ）の予測においては、フレームに相当するトレリス上の各位置で、ＰＥＰを算出することとした。

ただし、たとえば、無線ＬＡＮなどの通信システムにおいては、同一フレーム内で同じインターリーブが繰り返し実行される。

このような通信システムにおいて、フレーム内では伝搬路変動が一定であるとみなせる場合、デインターリーブ後の符号化系列が受ける伝搬路変動は、ブロック長を周期として周期的となる。

図１０は、このようにフレーム内で、各ブロックに同一のインターリーブ処理が繰り返して実施されている場合のＰＥＰのパターンを説明するための概念図である。

図１０に示すように、フレーム内で、各ブロックに同一のインターリーブ処理が繰り返して実施されている場合は、各符号語誤りビットが受ける伝搬路の影響は周期的となる。この結果、インターリーブ周期でブロック誤り率が等しくなる。
このことを利用して、ＰＥＰを計算する区間を１ブロックに相当するトレリスの区間に限定して、演算コストを低減し、ＦＥＲを予測することが可能となる。

図１１は、このようにブロック単位での演算でＦＥＲを予測する手続きを説明するための概念図である。

デインターリーブ後の符号化系列が受ける伝搬路の影響が、インターリーブブロック長を周期として周期的となるようにブロックを設定する場合、ブロック周期で等しいＰＥＰが繰り返されることになる。

ブロック周期をＬ_blockとし、フレーム内のブロック数をＮ_itlとして、ブロック内のＰＥＰをＰ_itlとすると、ＦＥＲは、以下の式のように表される。

すなわち、ＦＥＲの予測の計算にあたっては、１ブロックのペアワイズ誤り率Ｐ_itlを求めれば十分であり、フレームサイズ分の区間でＰＥＰを計算するより少ない演算コストで予測が可能となる。

たとえば、無線ＬＡＮの場合、フレーム内での伝搬路変動が小さく、かつＯＦＤＭシンボル単位でインターリーブを行うため、ＯＦＤＭシンボルに相当する周期でＰＥＰが等しいとみなせる。したがって、各ＯＦＤＭシンボルで誤りが生じる確率は同一とみなせることになり、上記の式を用いて、ＦＥＲの予測を実行することが可能となる。

たとえば、ＯＦＤＭシンボル内で１つ以上のエラーイベントが起きる確率Ｐ_symを算出すれば、以下の式に従って、ＯＦＤＭ通信されるシステムのＦＥＲは、以下の式で表される。

Ｌ_frameは、１フレーム長であり、Ｌ_symは、ＯＦＤＭ１シンボル内の符号化ビット数（＝インターリーブサイズ）であり、Ｒは符号化率を表す。（）の右肩の指数は、１フレーム分の情報ビットを送信するためのＯＦＤＭシンボル数を表す。

ただし、より一般には、インターリーブブロックのサイズは、ＯＦＤＭシンボル単位とすることに限定されるものではなく、１フレーム内で複数のインターリーブブロックにわたって、同一のインターリーブ処理が繰り返されるのであれば、そのようなブロックについてＰＥＰを算出すればよい。

図１２は、IEEE 802。11nを想定したシミュレーションにより得られたＦＥＲと以上説明した実施の形態の手法による予測ＦＥＲとを比較した図である。

図１２において、ペイロード長は１２０００ビットとした。伝搬路は、１０パス指数減衰モデル（到来間隔５０ｎｓ，減衰量４．３ｄＢ）のフレーム内で静的なブロックフェージングとした。

アンテナ数は、送信側および受信側ともに１とし、帯域幅は２０ＭＨｚ、符号化率は３／４とした。また、電力遅延プロファイル、雑音電力は既知であるとした。

図１２の比較結果より、一般的なＦＥＲの要求値である０．１から０．０１の範囲において約３ｄＢ以内の誤差で予測が可能であることがわかる。
［実施の形態２］
実施の形態１では、ＰＥＰを、電力遅延プロファイルにより計算した。しかしながら、伝搬路の条件によっては、ＰＥＰを、サブキャリアの周波数応答（インパルス応答と等価）から以下のように計算することが可能である。実施の形態２では、ＰＥＰを、サブキャリアの周波数応答により算出する場合について説明する。

非特許文献４では伝搬路の周波数応答がOFDMシンボル内では変動しないことを想定している。言い換えればフレームごとあるいはそれより短い間隔で変動することを許容している。しかし、無線ＬＡＮ環境では無線装置の移動がある程度少ないことが想定されるため、複数のフレームで伝搬路を同一とみなせる（観測時間内で伝搬路の変動を無視できる）ような場合が生じうる。このような場合、サブキャリアの周波数応答Ｈ_kw（あるいは伝搬路のインパルス応答）は定数とみなせる。そのため、条件付きＰＥＰは、式（６）においてサブキャリアの周波数応答（あるいはインパルス応答）が時間的に変化しないと仮定して定数として扱うことによって計算できる。この場合、式（６）に対して以下のようにΔ_w（ｉ_w）についてのみ期待値を求めればよい。

ただし、サブキャリアの周波数応答と伝搬路のインパルス応答は式（２）のように等価的に変換可能なので、式（１７）はインパルス応答からも計算できる。

実施の形態１と同様に、ｗ＝１，…，ｄ_fに対してΔ_w（ｉ_w）＝ｄ_min ²となる項がＪ個の項の中で支配的になると期待される。この支配的になる項のＰ_jをＰ_minと表記する。よって、式（１７）を以下のように近似する。

このように条件付きＰＥＰを計算してもよい。このような処理を行えば、電力遅延プロファイルの代わりにサブキャリアの周波数応答（あるいはインパルス応答）の推定を行うことによりＦＥＲの予測が可能になる。

その他の処理については、実施の形態１で説明したものと同様であるので、説明は繰り返さない。

したがって、本明細書においては、以下のように、用語を用いることとする。

「伝搬路特性情報」とは、伝搬路の電力の減衰を表す情報のことをいい、典型的には、上述した電力遅延プロファイルを意味する。さらに、上述のように、観測時間内で伝搬路の変動を無視できるという条件を満たす場合は、通信経路において推定された伝搬路の瞬時的な情報、すなわち、畳み込み符号化ＯＦＤＭ方式における各サブキャリアの周波数応答（等価的にインパルス応答）をも含むものとする。

以上説明したように、本実施の形態の構成によっても、通信路における誤りが、ランダム誤りとみなせない場合においても、精度よく復号後ＢＥＲを予測して、フレームエラーレートを予測することを可能とするフレームエラーレート予測装置が実現できる。またこのような、フレームエラーレート予測装置を用いることで、通信路における誤りが、ランダム誤りとみなせない場合においても、適切なＭＣＳを適応的に選択して通信を行うことが可能な無線通信装置および無線通信システムが実現できる。

今回開示された実施の形態は、本発明を具体的に実施するための構成の例示であって、本発明の技術的範囲を制限するものではない。本発明の技術的範囲は、実施の形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲の文言上の範囲および均等の意味の範囲内での変更が含まれることが意図される。

１０００ 送信装置、１００２ 誤り訂正符号化部、１００３ パンクチャ部、１００４ インターリーブ部、１０１０ 変調部、１０１２ ＯＦＤＭ変調部、１０１４ ＲＦ部、１０２０ アンテナ、１１００ 受信処理部、１１１０，１１１０´ 適応レート制御部、２０００ 受信装置、２００２ アンテナ、２０１０ ＲＦ部、２０１２ ＯＦＤＭ復調部、２０１４ 復調部、２０１６ デインターリーブ部、２０１７ デパンクチャ部、２０１８ 誤り訂正部、２１００ 電力遅延プロファイル／雑音電力推定部、２１１０ 送信処理部、３０１０ ＢＥＲ予測部、３０２０，３０５０ ＭＣＳ記憶部、３０３０ ＦＥＲ予測部、３０４０ ＭＣＳ選択部。

Claims (11)

1. トレリス図により復号可能な畳み込み符号化方式で符号化された信号にパンクチャ処理を施し、同一のインターリーブ処理がフレーム内の送信ビットに繰り返し実行され、インターリーブ後にサブキャリア変調を行って直交周波数分割多重方式で通信する通信システムのフレームエラーレート予測装置であって、
   前記畳み込み符号化方式で採用されるものとして予め設定された畳み込み符号化の符号化率と前記サブキャリア変調における変調方式との組、並びにパンクチャ処理の周期の情報を格納するための記憶手段と、
   通信経路において推定された、伝搬路の電力の減衰を表す伝搬路特性情報および雑音電力に基づいて、前記記憶手段に格納された前記符号化率および前記変調方式の組のそれぞれについて、前記畳み込み符号化に対する復号処理におけるエラーパスのペアワイズ誤り率を、前記パンクチャ処理の周期に応じて同一のエラーパターンに対応するパンクチャ後のパターンを切り替えることで、前記フレームのサイズに相当するトレリス図の区間の各位置で算出し、各前記位置で計算されたペアワイズ誤り率の総和として、フレーム誤り率を予測するフレーム誤り率予測手段とを備える、フレームエラーレート予測装置。
2. 前記フレーム誤り率予測手段は、前記フレーム内において、前記送信ビットは、デインターリーブ処理後の符号化系列に対する伝搬路変動が周期的とみなせるように設定されたブロック長ごとに複数のブロックに分割されている場合に、前記ブロックの１つに相当するトレリス図の区間で前記ペアワイズ誤り率の総和としてブロック誤り率を計算し、各前記ブロックのブロック誤り率が互いに等しいものとして、前記ブロック誤り率と前記フレーム内に含まれるブロック数から前記フレーム誤り率を予測する、請求項１記載のフレームエラーレート予測装置。
3. 前記通信システムは、直交周波数分割多重方式による通信を行い、前記ブロックは、直交周波数分割多重方式における１シンボルである、請求項２記載のフレームエラーレート予測装置。
4. 前記伝搬路特性情報は、前記通信経路において推定された電力遅延プロファイルである、請求項１記載のフレームエラーレート予測装置。
5. 前記伝搬路特性情報は、前記伝搬路のインパルス応答である、請求項１記載のフレームエラーレート予測装置。
6. トレリス図により復号可能な畳み込み符号化方式で符号化された信号にパンクチャ処理を施し、同一のインターリーブ処理がフレーム内の送信ビットに繰り返し実行され、インターリーブ後にサブキャリア変調を行って直交周波数分割多重方式で通信する無線通信装置であって、
   受信装置から送信された、伝搬路の電力の減衰を表す伝搬路特性情報および雑音電力の推定値をフィードバック情報として受信する受信手段と、
   前記畳み込み符号化方式で採用されるものとして予め設定された畳み込み符号化の符号化率と前記サブキャリア変調における変調方式との組、並びにパンクチャ処理の周期の情報を格納するための記憶手段と、
   前記フィードバック情報に基づいて、前記記憶手段に格納された前記符号化率および前記変調方式の組のうち、スループットを最大とする組を選択する選択手段とを備え、
   前記選択手段は、
   前記伝搬路特性情報および前記雑音電力に基づいて、前記記憶手段に格納された前記符号化率および前記変調方式の組のそれぞれについて、前記畳み込み符号化に対する復号処理におけるエラーパスのペアワイズ誤り率を、前記パンクチャ処理の周期に応じて同一のエラーパターンに対応するパンクチャ後のパターンを切り替えることで、前記フレームのサイズに相当するトレリス図の区間の各位置で算出し、各前記位置で計算されたペアワイズ誤り率の総和として、フレーム誤り率を予測するフレーム誤り率予測手段と、
   予測されたフレーム誤り率に基づいて、所定のフレームエラーレート内において、最大のスループットとなる前記組を選択する変調方式選択手段とを含み、
   前記変調方式選択手段により選択された前記組に応じて、送信データに対して、畳み込み符号化および変調処理を実行して送信するための送信手段をさらに備える、無線通信装置。
7. 前記フレーム誤り率予測手段は、前記フレーム内において、前記送信ビットは、デインターリーブ処理後の符号化系列に対する伝搬路変動が周期的とみなせるように設定されたブロック長ごとに複数のブロックに分割されている場合に、前記ブロックの１つに相当するトレリス図の区間で前記ペアワイズ誤り率の総和としてブロック誤り率を計算し、各前記ブロックのブロック誤り率が互いに等しいものとして、前記ブロック誤り率と前記フレーム内に含まれるブロック数から前記フレーム誤り率を予測する、請求項６記載の無線通信装置。
8. 前記無線通信装置は、直交周波数分割多重方式による通信を行い、前記ブロックは、直交周波数分割多重方式における１シンボルである、請求項７記載の無線通信装置。
9. 前記伝搬路特性情報は、前記伝搬路において推定された電力遅延プロファイルである、請求項６記載の無線通信装置。
10. 前記伝搬路特性情報は、前記伝搬路のインパルス応答である、請求項６記載の無線通信装置。
11. トレリス図により復号可能な畳み込み符号化方式で符号化された信号にパンクチャ処理を施し、同一のインターリーブ処理がフレーム内の送信ビットに繰り返し実行され、インターリーブ後にサブキャリア変調を行って直交周波数分割多重方式で通信する無線通信システムであって、
    受信装置を備え、
    前記受信装置は、
    通信経路において、伝搬路の電力の減衰を表す伝搬路特性情報および雑音電力を推定する通信経路状態推定手段と、
    前記推定された伝搬路特性情報および雑音電力を送信するための第１の送信手段とを含み、
    送信装置をさらに備え、
    前記送信装置は、
    前記受信装置から送信された、前記伝搬路特性情報および前記雑音電力の推定値をフィードバック情報として受信する受信手段と、
    前記畳み込み符号化直交周波数分割多重方式で採用されるものとして予め設定された畳み込み符号化の符号化率と前記サブキャリア変調における変調方式との組、並びにパンクチャ処理の周期の情報を格納するための記憶手段と、
    前記フィードバック情報に基づいて、前記記憶手段に格納された前記符号化率および前記変調方式の組のうち、スループットを最大とする組を選択する選択手段とを含み、
    前記選択手段は、
    前記伝搬路特性情報および前記雑音電力に基づいて、前記記憶手段に格納された前記符号化率および前記変調方式の組のそれぞれについて、前記畳み込み符号化に対する復号処理におけるエラーパスのペアワイズ誤り率を、前記パンクチャ処理の周期に応じて同一のエラーパターンに対応するパンクチャ後のパターンを切り替えることで、前記フレームのサイズに相当するトレリス図の区間の各位置で算出し、各前記位置で計算されたペアワイズ誤り率の総和として、フレーム誤り率を予測するフレーム誤り率予測手段と、
    予測されたフレーム誤り率に基づいて、所定のフレームエラーレート内において、最大のスループットとなる前記組を選択する変調方式選択手段とを有し、
    前記変調方式選択手段により選択された前記組に応じて、送信データに対して、畳み込み符号化および変調処理を実行して送信するための第２の送信手段をさらに含む、無線通信システム。