JP7095851B2 - フレームエラーレート予測装置、それを用いた無線通信装置および無線通信システム - Google Patents

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特許法第３０条第２項適用 平成２９年３月２日に、信学技報，ｖｏｌ．１１６，ｎｏ．５０４，ＩＴ２０１６－１２５，ｐｐ．１６７－１７２，２０１７年 ３月に発表
本発明は、フレームエラーレート予測装置、それを用いた無線通信装置および無線通信システムに関する。
近年、ＩＳＭ（industrial, scientific, and medical radio）帯においてモバイルトラヒックのオフロードが進展しており、無線ＬＡＮ（local area network）の周波数利用効率向上が望まれている。高い周波数利用効率の実現に向けては、実用上十分に低いフレーム誤り率（ＦＥＲ: frame error rate）を達成可能で、かつできるだけ高い伝送レートを用いる必要がある。一般に、ＦＥＲ が１％から１０％程度となるよう、伝搬状況に応じてＭＣＳ（modulation and coding scheme）を制御することが考えられる。ここで、ＭＣＳとは、変調方式・チャネル符号化率について、予め定められた組合せのテーブルをいう（たとえば、特許文献１を参照）。たとえば、受信機の受信状態が悪い場合や、低誤り率での通信が必要な送信データは、低い伝送レートのＭＣＳを用い、逆に、受信機の受信状態が良い場合や、比較的高い誤り率を許容する送信データは、高い伝送レートのＭＣＳを用いるなどの決定方法を用いるような適応的な制御が行われる。
無線ＬＡＮにおいて、適切なＭＣＳに制御する方式として、伝送成功率や再送回数に応じてＭＣＳを調節し、伝搬状況に適したＭＣＳを選択する方式が知られている（非特許文献１を参照）。しかし、この方式では最適なＭＣＳを選択するまで伝搬状況に合わないＭＣＳでフレーム送信を行うため、再送や低レート送信によって、スループットが低下する恐れがある。このため、伝送効率の改善には事前にＦＥＲ（Frame Error Rate）を予測し、その結果に基づいてＭＣＳの決定を行うことが望ましいが、その実現には高精度なＦＥＲ予測が必要となる。
ＦＥＲはフレームサイズと復号後のビット誤り率（ＢＥＲ: bit error rate）から算出できることから、復号後のＢＥＲを予測することによってＦＥＲ予測が可能となる。
一般に、無線ＬＡＮでＦＥＲが１％から１０％程度となることを精度よく予測する場合、ＢＥＲ=１０-5程度となる領域において精度よくＢＥＲを推定する必要がある。このような低ＢＥＲの領域では、ペアワイズ誤り率（ＰＥＰ: pairwise error probability）によって復号後誤り率を精度よく求められることが知られている（非特許文献２）。
現在普及しているＩＥＥＥ８０２.１１a 以降の無線ＬＡＮにおいてＰＥＰによって誤り率を求める場合、畳み込み符号化ＯＦＤＭ（ＣＯＦＤＭ: coded orthogonal frequency division multiplexing）におけるＰＥＰを求める必要がある。ＣＯＦＤＭ におけるＰＥＰについては、これまで非特許文献３や非特許文献４などで検討されている。
非特許文献３では、ＯＦＤＭ方式における畳み込み符号を使用した場合に達成できるダイバーシチ次数（インターリーブを用いた畳み込み符号によるＢＥＲの改善の指標）の導出を行っている。ただし、非特許文献３ではＰＥＰを用いたダイバーシチ次数の導出のみを行っており、復号後ＢＥＲの導出は行っていない。
一方で、非特許文献４では、非特許文献３におけるＰＥＰ解析を発展させ、インターリーブ後のビット誤りがランダムとみなせる場合の、ＰＥＰの解析を行っている。ランダム誤りとみなせる場合、ハミング距離が最小自由距離だけ離れたエラーパスが支配的となり、かつ伝搬路の周波数応答もランダムとみなすことができる。この性質を用いて非特許文献４では、最小自由距離を持つエラーパスのＰＥＰから伝搬路の電力遅延プロファイルに依存しないＢＥＲの定式化を行っている。この手法は、ランダム誤りとみなせる環境では、低ＢＥＲ領域において精度よくＢＥＲを予測できる手法であるといえる。
特開２０１０－４１０７４号明細書 特開２０１１－２１１４３３号明細書 特開２０１３－１８７５６１号明細書
S. Biaz and S. Wu, "Rate adaptation algorithms for IEEE ８０２.１１ networks: A survey and comparison," ２００８ IEEE Symposium on Computers and Communications, pp.１３０-１３６, July ２００８. A. Martinez, A. Guillen i Fabregas, and G. Caire, "Error probability analysis of bit-interleaved coded modulation,"ＩＥＥＥTransactions on Information Theory, vol.５２, no.１, pp.２６２-２７１, Jan. ２００６. E. Akay and E. Ayanoglu, "Achieving full frequency and space diversity in wireless systems via BICM, OFDM, STBC, and Viterbi decoding," ＩＥＥＥTransactions on Communications, vol.５４, no.１２, pp.２１６４-２１７２, Dec. ２００６. Y. Hori and H. Ochiai, "Performance analysis and interleaver structure optimization for short-frame BICM-OFDM systems," ＩＥＥＥTransactions on Wireless Communications, vol.１５, no.１, pp.６５１-６６２, Jan. ２０１６.
しかしながら、現実的な無線ＬＡＮの運用を想定した場合、その通信路は、必ずしもランダム誤りとみなせる環境とはならない。ＩＥＥＥ８０２.１１aなどの無線ＬＡＮでは、帯域幅、インターリーブサイズが十分に広くなく、かつ、数百[ns]程度の遅延分散までしか考慮されていないため、ビット誤りの発生を十分に分散させることができない場合がある。そのため、等価的に周波数応答をランダムとみなせなくなり、伝搬路の周波数応答に依存しない、上述した非特許文献４の近似式が成立しない。また、最小自由距離のエラーパスのＰＥＰが支配的となる前提も成立せず、最小自由距離以上のハミング距離を持つエラーパスのＰＥＰも考慮する必要が生じる。したがって、非特許文献４で導出された近似式では、無線ＬＡＮ環境におけるＢＥＲを精度よく近似することができない。
図１４は、このような従来技術の問題点を説明するための概念図である。
非特許文献４での畳み込み符号化ＯＦＤＭ伝送における復号後ＢＥＲの予測手法では、復号時に発生しうる誤りパターンが、どのサブキャリアで生じたか逆算し、そのサブキャリアのＳＮＲと、そのサブキャリアの変調方式から誤り率を算出する。
ここでは、ランダム誤りとみなせる環境を想定として、インターリーブサイズが十分に大きく、伝搬路の遅延広がりが十分に大きいことを仮定している。
このような仮定が成り立つ限りにおいては、デインターリーブ後のビット列について、連続するビットの各々を伝送したサブキャリアの周波数応答がランダムとみなせる環境といえる。
上記の環境を想定することによって、非特許文献４では、常に最大のダイバーシチ次数を達成しているとして定式化が行われ、最小自由距離のエラーパスのみが考慮されている。これは、最大のダイバーシチ次数が達成される環境の場合、最小自由距離より離れたエラーパスのダイバーシチ次数は、ハミング距離とともに増加するため、エラーパスを選択する確率が最小自由距離のエラーパスより十分低くなる。このため、畳み込み復号処理（たとえば、ビタビ復号処理）後に残るビットエラーの主たる原因は最小自由距離のエラーパスのみとなる。
ただし、無線ＬＡＮ環境などでは、帯域幅/インターリーブサイズは制限され、遅延広がりもＧＩ長以下であることが想定されるため、この前提は成立しない。
したがって、復号後のビットエラーレートの推定、ひいては、フレームエラーレートの推定の精度が大幅に劣化してしまうという問題がある。
本発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、通信路における誤りが、ランダム誤りとみなせない場合においても、精度よく復号後ＢＥＲを予測して、フレームエラーレートを予測することを可能とするフレームエラーレート予測装置、それを用いた無線通信装置および無線通信システムを提供することである。
この発明の他の目的は、通信路における誤りが、ランダム誤りとみなせない場合においても、適切なＭＣＳを適応的に選択して通信を行うことが可能な無線通信装置および無線通信システムが実現できる
この発明の１つの局面に従うと、畳み込み符号化ＯＦＤＭ方式で通信する通信システムのフレームエラーレート予測装置であって、畳み込み符号化ＯＦＤＭ方式で採用されるものとして予め設定された畳み込み符号化の符号化率および変調方式の組の情報を格納するための記憶手段と、通信経路において推定された、伝搬路の電力の減衰を表す伝搬路特性情報および雑音電力に基づいて、記憶手段に格納された符号化率および変調方式の組のそれぞれについて、畳み込み符号化に対する復号処理におけるエラーパスのペアワイズ誤り率を考慮して、畳み込み符号化された符号語の復号後のビット誤り率を予測するビット誤り率予測手段と、予測された復号後のビット誤り率と、畳み込み符号化ＯＦＤＭ方式で通信されるフレームサイズとに基づいて、フレーム誤り率を予測するフレーム誤り率予測手段とを備え、ビット誤り率予測手段は、記憶手段に格納された符号化率および変調方式の組のそれぞれについて、伝搬路特性情報および畳み込み符号化の最小自由距離よりも離れたエラーパスのペアワイズ誤り率を考慮し、エラーパスに対応するエラーパターンに対して、真のパスとのハミング距離が第１の所定の値だけ離れた全てのエラーパターンについて、各々のエラーパターンに対するペアワイズ誤り率を、当該エラーパターンを出力する符号器への入力のハミング重みで重み付けして重み付け和を求め、さらに重み付け和を最小自由距離から所定の距離だけ離れたハミング距離までについて総和したものとして、畳み込み符号化された符号語の復号後のビット誤り率を算出する。
好ましくは、ビット誤り率予測手段は、エラーパスに対応するエラーパターンに対して、真のパスとのハミング距離が第１の所定の値だけ離れた全てのエラーパターンについて、各々のエラーパターンに対するペアワイズ誤り率を、当該エラーパターンを出力する符号器への入力のハミング重みで重み付けして和を求め、さらにそれを最小自由距離から所定の距離だけ離れたハミング距離までについて総和したものとして、復号後のビット誤り率を算出する。
この発明の他の局面に従うと、畳み込み符号化ＯＦＤＭ方式で通信する無線通信システムであって、受信装置を備え、受信装置は、通信経路において、伝搬路の電力の減衰を表す伝搬路特性情報および雑音電力を推定する通信経路状態推定手段と、推定された伝搬路特性情報および雑音電力を送信するための第１の送信手段とを含み、送信装置をさらに備え、送信装置は、受信装置から送信された、伝搬路特性情報および雑音電力の推定値をフィードバック情報として受信する受信手段と、畳み込み符号化ＯＦＤＭ方式で採用されるものとして予め設定された畳み込み符号化の符号化率および変調方式の組の情報を格納するための記憶手段と、フィードバック情報に基づいて、記憶手段に格納された符号化率および変調方式の組のうち、スループットを最大とする組を選択する選択手段とを含み、選択手段は、記憶手段に格納された符号化率および変調方式の組のそれぞれについて、伝搬路特性情報および畳み込み符号化に対する復号処理におけるエラーパスのペアワイズ誤り率を考慮して、畳み込み符号化された符号語の復号後のビット誤り率を予測するビット誤り率予測手段と、予測された復号後のビット誤り率と、畳み込み符号化ＯＦＤＭ方式で通信されるフレームサイズとに基づいて、フレーム誤り率を予測するフレーム誤り率予測手段と、予測されたフレーム誤り率に基づいて、所定のフレームエラーレート内において、最大のスループットとなる組を選択する変調方式選択手段とを有し、ビット誤り率予測手段は、記憶手段に格納された符号化率および変調方式の組のそれぞれについて、伝搬路特性情報および畳み込み符号化の最小自由距離よりも離れたエラーパスのペアワイズ誤り率を考慮し、エラーパスに対応するエラーパターンに対して、真のパスとのハミング距離が第１の所定の値だけ離れた全てのエラーパターンについて、各々のエラーパターンに対するペアワイズ誤り率を、当該エラーパターンを出力する符号器への入力のハミング重みで重み付けして重み付け和を求め、さらに重み付け和を最小自由距離から所定の距離だけ離れたハミング距離までについて総和したものとして、畳み込み符号化された符号語の復号後のビット誤り率を算出し、変調方式選択手段により選択された組に応じて、送信データに対して、畳み込み符号化および変調処理を実行して送信するための第２の送信手段をさらに含む。
この発明のさらに他の局面に従うと、畳み込み符号化ＯＦＤＭ方式で通信する無線通信システムであって、受信装置を備え、受信装置は、通信経路において、伝搬路の電力の減衰を表す伝搬路特性情報および雑音電力を推定する通信経路状態推定手段と、畳み込み符号化ＯＦＤＭ方式で採用されるものとして予め設定された畳み込み符号化の符号化率および変調方式の組の情報を格納するための記憶手段と、記憶手段に格納された符号化率および変調方式の組のそれぞれについて、伝搬路特性情報および畳み込み符号化に対する復号処理におけるエラーパスのペアワイズ誤り率を考慮して、畳み込み符号化された符号語の復号後のビット誤り率を予測するビット誤り率予測手段と、推定された復号後のビット誤り率の予測値を送信するための第１の送信手段とを含み、ビット誤り率予測手段は、記憶手段に格納された符号化率および変調方式の組のそれぞれについて、伝搬路特性情報および畳み込み符号化の最小自由距離よりも離れたエラーパスのペアワイズ誤り率を考慮し、エラーパスに対応するエラーパターンに対して、真のパスとのハミング距離が第１の所定の値だけ離れた全てのエラーパターンについて、各々のエラーパターンに対するペアワイズ誤り率を、当該エラーパターンを出力する符号器への入力のハミング重みで重み付けして重み付け和を求め、さらに重み付け和を最小自由距離から所定の距離だけ離れたハミング距離までについて総和したものとして、畳み込み符号化された符号語の復号後のビット誤り率を算出し、送信装置をさらに備え、送信装置は、受信装置から送信された、復号後のビット誤り率の予測値をフィードバック情報として受信する受信手段と、フィードバック情報に基づいて、符号化率および変調方式の組のうち、スループットを最大とする組を選択する選択手段とを含み、選択手段は、予測された復号後のビット誤り率と、畳み込み符号化ＯＦＤＭ方式で通信されるフレームサイズとに基づいて、フレーム誤り率を予測するフレーム誤り率予測手段と、予測されたフレーム誤り率に基づいて、所定のフレームエラーレート内において、最大のスループットとなる組を選択する変調方式選択部とを有し、変調方式選択部により選択された組に応じて、送信データに対して、畳み込み符号化および変調処理を実行して送信するための第２の送信手段をさらに含む。
「ペアワイズ誤り率（ＰＥＰ）」とは、送信機から長さＬの符号語ＣLが送信されたとする場合、この系列を受信機側で、ＣL´と誤りを含んで復号するときに、符号語ＣLを符号語ＣL´と誤って判定する確率のことをいう。
「ビット誤り率（ＢＥＲ）」とは、所定の時間中に受信されたデジタルデータ信号の総ビット数に対して、誤りの発生していたビットの数の比率をいう。
「最小自由距離」とは、畳み込み符号において、２つの情報系列ｕとｖに対する符号語をｃ（ｕ）、ｃ（ｖ）とするとき、全エラーパスと真のパスについて、２つの符号系列のハミング距離の最小値をいう。
「電力遅延プロファイル」とは、伝搬路が遅延時間の異なる多数のパスから構成されていると想定するとき、受信電力が遅延時間領域でどのように分布しているかを表す。すなわち、実施の伝搬路では、経路ごとにその経路長が異なるため、インパルス応答は時間広がりを有する。そこで、「電力遅延プロファイル」は、インパルス応答の２乗集合平均値で表される。
「ダイバーシチ次数」とは、あるエラーパスに対応する符号語と送信符号語間で異なるビットがマッピングされる各サブキャリアの周波数応答がランダム（無相関）とみなせるサブキャリアの数をいう。通信路の誤りが、ランダム誤りとみなせる環境では、ダイバーシチ次数が最大（エラーパスに対応する符号語と送信符号語間で異なるビットが通過した伝搬路の周波数応答が無相関）となる。ダイバーシチ次数がそれより低い場合、バースト誤りが生じやすく、ＢＥＲが劣化する。
「エラーパス」とは、最尤復号によって選択された場合、ビット誤りが生じるパスをいう。
「エラーパターン」とは、真のパスとエラーパスで異なる区間に対応するエラーパスの符号語をいう。
この発明によれば、通信路における誤りが、ランダム誤りとみなせない場合においても、精度よく復号後ＢＥＲを予測して、フレームエラーレートを予測することが可能である。
この発明によれば、通信路における誤りが、ランダム誤りとみなせない場合においても、適切なＭＣＳを適応的に選択して、スループットを向上した通信を行うことが可能である。
実施の形態１の無線通信システムの構成を説明するためのブロック図である。 図１に示したＯＦＤＭ方式での送信および受信処理を模式的に説明するための概念図である。 適応レート制御部１１１０の構成を説明するためのブロック図である。 実施の形態１の適応レート制御について説明するためのフローチャートである。 拘束長３、生成多項式(５, ７)８を有する畳み込み符号のｄH＝５におけるエラーパスを示す図である。 式（３）の概念を説明するための図である。 ブロックインターリーバの処理を示す概念図である。 既存手法（非特許文献４に記載の手法）と本実施の形態の手法における近似の手順における評価式を対比して示す図である。 実施の形態２の無線通信システムの構成を説明するためのブロック図である。 図９に示した適応レート制御部１１１０´の構成を説明するためのブロック図である。 実施の形態２の適応レート制御について説明するためのフローチャートである。 既存手法（非特許文献４の手法）によるＢＥＲの予測値とシミュレーション結果とを示す図である。 本実施の形態での予測手法によるＢＥＲの予測値とシミュレーション結果とを示す図である。 従来技術の問題点を説明するための概念図である。
以下、本発明の実施の形態の無線通信システムおよび無線通信装置の構成を説明する。なお、以下の実施の形態において、同じ符号を付した構成要素および処理工程は、同一または相当するものであり、必要でない場合は、その説明は繰り返さない。
以下に説明する通り、本実施の形態では、無線ＬＡＮ環境などのように、必ずしも通信路における誤りが、ランダム誤りとみなせないような環境において精度よく復号後ＢＥＲを予測し、これによりＦＥＲを予測する方法について説明する。
以下では、本実施の形態の技術的な意義をわかりやすくするために、非特許文献４に開示されているＢＥＲの予測方法と、本実施の形態の手法とを対比して説明する。非特許文献４で行われている導出過程には、周波数応答がランダムという性質を利用して、伝搬路の電力遅延プロファイルに起因する値を変調方式とインターリーバ構造から算出可能な値で近似する処理が含まれている。しかし、無線ＬＡＮのような通信環境を想定した場合、必ずしも周波数応答がランダムとみなせないため、この近似は適切ではない。そこで、本実施の形態では電力遅延プロファイルに関する近似をせずに、電力遅延プロファイルを考慮したＰＥＰを導出する。また、最小自由距離より離れたエラーパスのＰＥＰを考慮することにより、無線ＬＡＮのような環境においても、精度よく復号後ＢＥＲを予測できる近似方法を導く。最後に、計算機シミュレーションによって求めたＢＥＲ特性と、近似式で求めたＢＥＲ予測値の比較結果についても説明する。
［実施の形態１］
図１は、実施の形態１の無線通信システムの構成を説明するためのブロック図である。
図１を参照して、送信装置１０００は、送信系列のデータに対して、畳み込み符号による誤り訂正符号化処理を行うための誤り訂正符号化部１００２と、誤り訂正符号化後のデータに対してインターリーブ処理を行うインターリーブ部１００４と、インターリーブ後のデータ列に対して、直列並列変換をし、後述するように選択されたＭＣＳに基づいて、データ列をサブキャリア数に分割し、それぞれ分割したデータにサブキャリア変調を行うための変調部１０１０と、変調部１０１０出力のデジタル信号に対して、逆フーリエ変換処理およびガードインターバルの付加処理を実行してＯＦＤＭシンボルを生成し、デジタルアナログ変換処理を実行するための直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）変調部１０１２と、ＯＦＤＭ変調後の信号に対して、直交変調処理、アップコンバート処理、電力増幅処理などを実行する高周波処理部（ＲＦ部）１０１４と、ＲＦ部１０１４の高周波信号を送出するためのアンテナ１０２０とを含む。
なお、アンテナ１０２０で受信した信号に対して、ＲＦ部１０１４は、低雑音増幅処理、ダウンコンバート処理および直交復調処理なども実行するものとする。
また、サブキャリア変調の変調方式には、特に限定されないが、たとえば、BPSK、QPSK、16QAM、64QAMなどの種類があるものとする。
さらに、送信装置１０００は、受信装置２０００側からの電力遅延プロファイルおよび雑音電力の推定値をＲＦ部１０１４を介して受信し、復調および復号処理を実行するための受信処理部１１００と、受信した電力遅延プロファイルおよび雑音電力の推定値に基づいて、適応的にＭＣＳを変更する制御を実施して、誤り訂正符号化部１００２の符号化率や変調部１０１０での変調方式を制御する適応レート制御部１１１０とを含む。
なお、受信装置２０００からの電力遅延プロファイルおよび雑音電力の推定値の通信方式については、データの送信と同様の通信方式でもよいし、他の通信方式を採用してもよい。
受信装置２０００は、アンテナ２００２と、アンテナ２００２の信号の低雑音増幅処理、ダウンコンバート処理および直交復調処理などを実行するＲＦ部２０１０と、ＲＦ部２０１０からの信号に対して、アナログデジタル変換処理、ガードインターバルの除去処理、フーリエ変換処理などのＯＦＤＭ復調処理を実行するためのＯＦＤＭ復調部２０１２と、ＯＦＤＭ復調部２０１２からの信号に対して、変調部１０１０の逆処理により、受信データ列を生成するための復調部２０１４と、復調部２０１４の出力に対してデインターリーブ処理を実行するためのデインターリーブ部２０１６と、畳み込み符号に対する復号により誤り訂正処理を実行するための誤り訂正部２０１８とを含む。
受信装置２０００においても、ＲＦ部２０１０は、電力遅延プロファイルおよび雑音電力の推定値の送信のための直交変調処理、アップコンバート処理、電力増幅処理などを実行するものとする。
受信装置２０００は、さらに、ＲＦ部２０１０を介して受信した信号における、たとえば、パイロット信号などにより、電力遅延プロファイルの推定値および雑音電力の推定値の算出を行うための電力遅延プロファイル／雑音電力推定部２１００と、電力遅延プロファイル／雑音電力推定部２１００からの推定値を送信信号に変換して、ＲＦ部２０１０を介してアンテナ２００２から送信装置１０００に向けて送信するための送信処理部２１１０とを含む。
図２は、図１に示したＯＦＤＭ方式での送信および受信処理を模式的に説明するための概念図である。
図２に示すように、畳み込み符号化されインターリーブされた送信信号は、所定の変調方式で、複素信号としてサブキャリアごとにマッピングされ、逆フーリエ変換の後に、デジタルアナログ変換されて、直交変調などを含む周波数変換処理がされて、伝送路に送出される。
伝送路から受信した信号は、直交検波などを含む周波数逆変換処理を経て、アナログデジタル変換されて、フーリエ変換され、逆マッピングされた受信信号は、デインターリーブ処理および畳み込み符号による誤り訂正処理が実行される。
図３は、図１に示した適応レート制御部１１１０の構成を説明するためのブロック図である。
図３を参照して、適応レート制御部１１１０は、予め設定されたＭＣＳの組の情報を格納するためのＭＣＳ記憶部３０２０と、受信装置２０００側から送られてきた電力遅延プロファイルの推定値および雑音電力の推定値を受けて、ＭＣＳ記憶部３０２０に格納された各ＭＣＳについて、ビットエラーレート（ＢＥＲ）を予測するＢＥＲ予測部３０１０と、ＢＥＲ予測部３０１０からの予測値と、通信に使用されるフレームサイズとの情報に基づいて、フレームエラーレート（ＦＥＲ）を、各ＭＣＳについて予測するＦＥＲ予測部３０３０と、予測されたＦＥＲの値に基づいて、システムにおいて予め設定され要求されているＦＥＲを下回るＭＣＳの中で最大のスループットを達成するＭＣＳを選択するＭＣＳ選択部３０４０とを含む。
なお、ＢＥＲ予測部３０１０およびＦＥＲ予測部３０３０の動作については、後ほど、より詳しく説明する。
図４は、実施の形態１の適応レート制御について説明するためのフローチャートである。
図４を参照して、まず、受信装置２０００側において、電力遅延プロファイル／雑音電力推定部２１００が、電力遅延プロファイルと雑音電力との推定を実行する（Ｓ１００）。
電力遅延プロファイルの推定と雑音電力の推定には、特に限定されないが、たとえば、以下の文献に開示の手法を用いることができる。
公知文献１：T. Cui and C. Tellambura, ”Power delay profile and noise variance estimation for OFDM,” IEEE Communications Letters, vol. 10, no. 1, pp. 25-27, Jan 2006
推定値は、受信装置２０００から送信されて（Ｓ１０２）、送信装置１０００で受信され（Ｓ１０４）、送信装置１０００のＢＥＲ予測部３０１０では、所定の各ＭＣＳに応じて、電力遅延プロファイルおよび最小自由距離より離れたエラーパスのペアワイズ誤り率を算出し、復号後のビット誤り率の予測値を算出する（Ｓ１０６）。
続いて、ＦＥＲ予測部３０３０が、各ＭＣＳについてフレームエラーレートの予測値を算出し（Ｓ１０８）、ＭＣＳ選択部３０４０が、算出されたフレームエラーレートに基づいて、所定のＭＣＳのうちで、規定のＦＥＲを達成する範囲で、最大のスループットとなるＭＣＳを選択する（Ｓ１１０）。
ここで、フレームエラーレートの算出については、特に限定されないが、たとえば、以下の文献に開示の方法を用いることができる。
公知文献２： H. C. Lee, ”FER performance in the IEEE 802.11 a/g/n wireless LAN over fading channel,” Scientific Research Communications and Network, vol. 5, no. 3, pp. 10-15, Aug 2013.
選択されたＭＣＳに応じて、選択された符号化率で誤り訂正符号化部１００２が畳み込み符号化を実行して、変調部１０１０が選択された多値変調方式でのサブキャリア変調を実行する（Ｓ１１２）。
変調後のデータが送信装置１０００から送信され（Ｓ１１４）、受信装置２０００において受信される（Ｓ１１６）。
このような処理であれば、受信装置側で、電力遅延プロファイルと雑音電力との推定を行い、送信装置側にフィードバックした時点で、適応的に符号化率や変調方式を変更できる。したがって、フレーム誤り率（ＦＥＲ）を正確に予測することによって伝搬状況に合わないＭＣＳでのフレーム送信回数を低減しスループットを向上できる。
［ＢＥＲ予測部３０１０およびＦＥＲ予測部３０３０の動作］
以下では、ＢＥＲ予測部３０１０およびＦＥＲ予測部３０３０が実行する動作について、数式に従い説明する。
１．本実施の形態の手法の特徴
以下の説明で明らかとなるように、本実施の形態の復号後ＢＥＲの予測およびＦＥＲの予測では、以下のような特徴がある。
ｉ）伝搬路のインパルス応答長と最小自由距離から達成できるダイバーシチ次数を算出し、低いダイバーシチ次数しか達成できない伝搬環境でも予測を可能にする。
ｉｉ）最小自由距離より長いエラーパスも考慮して誤り率を算出する。
以下、さらに詳しく説明する。
２．システムモデル
２. １ システムモデル 以下では説明の簡単のために、ＳＩＳＯ（single-input single-output）-ＯＦＤＭを想定する。そして、データサブキャリア数をＫdata、ＦＦＴ（fast Fourier trans-form）サイズをＫfftとする。また、伝搬路は周波数選択性フェージング伝搬路を想定しＯＦＤＭシンボル内では変動しないものとする。伝搬路を有限インパルス応答フィルタとみなすと、各タップ係数は、以下の式で表される。
Figure 0007095851000001
 ここで、ｈ= [ｈ１，…，ｈL]T（Ｌはインパルス応答長）は、各要素が互いに独立で平均０、分散１ の複素正規分布に従う確率変数となるベクトルであり、Ｐは電力遅延プロファイルを表す対角行列である。ただし、（…）Tはベクトルあるいは行列の転置を表し、Ｐの要素は、以下の式を満たす。
Figure 0007095851000002
 また、Ｌはガードインターバル長を超えないものとする。ガードインターバル除去後、ＦＦＴを施した第ｋサブキャリアの受信信号Ｙkは以下のように与えられる。
Figure 0007095851000003
 ここで、Ｘkは送信シンボル、Ｚkは平均０、分散σ２ である複素加法性白色雑音のＦＦＴ 結果である。Ｈkは第ｋサブキャリアにおける伝搬路の周波数応答であり、次式で与えられる。
Figure 0007095851000004
 ここで、ｇH Kfft （ｋ）はＦＦＴ行列のｋ行目の第１要素から第Ｌ要素までを抜き出したベクトルであり、（…）Hはエルミート転置を表す。また、以下の関係が成り立つ。
Figure 0007095851000005
 ２. ２ 通信路の誤りがランダム誤りであるとした場合の復号後ＢＥＲ近似
以下では、本実施の形態の説明の前提として、非特許文献４の記載に基づき、インターリーバ構造を考慮した復号後ＢＥＲ近似式の導出について概説する。
畳み込み符号は線形符号であるから、構成ビットが全て０の符号語を生じるトレリスパス（以下、真のパス）とハミング距離ｄH離れた符号語を生じるパス（以下、エラーパス）のＰＥＰを求めることによって復号後ＢＥＲの解析ができる。
図５は、拘束長３、生成多項式(５, ７)８を有する畳み込み符号のｄH＝５におけるエラーパスを示す図である。
この場合、真のパスは符号語…, ０, ０, ０, ０, ０, ０，…に対応し、エラーパスは符号語…，１, １, １, ０, １, １,… に対応する。エラーパスはトレリス上のある時点で真のパスから離れ、その後合流するため、この区間のみ異なるビットのパターンを持つ。本稿ではこの異なるビットのパターンをエラーパターンと呼ぶ。例えば、図５では、エラーパターンは[１, １, １, ０, １, １] である。真のパスとのハミング距離ｄH離れたエラーパスのＰＥＰをＰ（ｄH）とすると、畳み込み符号の復号後ＢＥＲの理論値Ｐbは次式で示す上界を持つ。
Figure 0007095851000006
 ここで、ｋCは符号器に一度に入力される情報ビット数であり、以下では、ＩＥＥＥ８０２.１１ 無線ＬＡＮで使用されているｋC＝１である符号を前提とする。また、ｄfは符号の最小自由距離を表す。ＮdHは真のパスとハミング距離ｄH離れたエラーパターン数である。例えば、ＩＥＥＥ８０２.１１a/n/acで使用されている符号（符号器構成(１３３, １７１)８，拘束長７）の場合、ｄH＝１０とするとＮdH＝１１である。また、β（ｄH，ｐ）はｐ番目のエラーパターンを出力する符号器への入力のハミング重みである。
図６は、式（３）の概念を説明するための図である。
例えば、図５、図６の場合、エラーパターン[１,１,１,０,１,１]を出力する符号器への入力ビット列は、ビット１をひとつだけ持ち、他のビットはすべて０であるビット列である。この場合、入力のハミング重みはβ（ｄH，ｐ）＝１である。最小自由距離ｄfだけ離れたエラーパスのＰＥＰは復号後ＢＥＲの下界であり、低ＢＥＲ領域では式（３）の中で支配的になるため、非特許文献４はｄH＝ｄfの項のみを考慮することにより復号後ＢＥＲを次式のように近似する。
Figure 0007095851000007
 また、ｅ（ｎ,ｐ）はエラーパスを表すビット列であり、ｎ番目から（ｎ＋τ―１）番目までにｐ番目のエラーパターンを持つ。ここで、τはエラーパターンの長さである。例えば、エラーパターンを[１, １, １, ０, １, １] とするとτ＝６であり、ｅ（１,ｐ）＝［１，１，１，０，１，１，０，…］，ｅ（３,ｐ）＝［０，０，１，１，１，０，１，１，０，…］となる。ただし、この例では、符号化率１／２のため、ｎ＝１，３，５，…となる。
また、Ｐ（ｅ（ｎ,ｐ））は、ｅ（ｎ,ｐ）の生起確率を表す。
図７は、ブロックインターリーバの処理を示す概念図である。
Ｐ（ｅ（ｎ,ｐ））は、符号化率ＲCとエラーパターンの長さτ、インターリーバサイズから次式のように決定される。
Figure 0007095851000008
 ここで、Ｎitl＝Ｎwidth×Ｎdepthはインターリーバサイズを表し、インターリーバの幅をＮwidth（図６中の列数）、深さをＮdepth（図６中の行数）とする。
したがって、式（４）～（６）からＰbの近似式を求めるには、以下の式で表される条件付きペアワイズ誤り率の導出を行えばよい。
Figure 0007095851000009
 エラーパスｅ（ｎ,ｐ）をインターリーブし、エラーパターンのｗ番目の誤りビットがマッピングされたサブキャリア番号をｋw、当該サブキャリアで送信するシンボル内ビット位置をｉwとする。また、Δw（ｉw）で表される距離は誤りビットが割り当てられたシンボルについて、誤りがない場合の信号点と、誤りビットを含んだ場合の信号点間の２乗ユークリッド距離とする。
この場合、ペアワイズ誤り率は次式で与えられる。
Figure 0007095851000010
 ここで、Ｅ｛…｝aはａに関する期待値演算を表す。式（７）では伝送フレームごとに伝搬路が変化することを想定し、複数フレームを伝送した場合の復号後ＢＥＲを導出するため、Ｈkwに関して期待値を求めている。また、Δw（ｉw）は真のパスとエラーパス、インターリーバ構造から決定できるが、実際には真のパスは符号器の入力ビットに依存するためΔw（ｉw）は確率変数となる。そのため、式（７）ではΔw（ｉw）に関しても期待値を求めている。さらに、Ｐ（ｄH｜ｅ（ｎ、ｐ），Ｈkw，Δw（ｉw））は条件付きペアワイズ誤り率であり、次式で与えられる。
Figure 0007095851000011
 式（７）によると、ＰＥＰを導出するためには式（８）について、Ｐ（ｄH｜ｅ（ｎ、ｐ），Ｈkw，Δw（ｉw））に関する期待値を求めればよい。その準備としてまず、式（８）の分子を以下のように変形する。
Figure 0007095851000012
 次にＰＡ´Ｐを固有値分解すると、以下のようになる。
Figure 0007095851000013
 ここで、λlはｌ番目に大きなユークリッドノルムを持つＰＡ´Ｐの非零の固有値、vlはｖのｌ番目の要素でその振幅は、以下の確率密度関数のレイリー分布に従う。
Figure 0007095851000014
 ｒは、ダイバーシチ次数である。ただし、rank（…）は行列のランク、min（…）は最小値を表す。
非特許文献４では伝搬路のインパルス応答長がＬ≧ｄfとなる環境を想定している。したがって、ｒ＝ｄfとなる。さらに、インターリーバによってエラーパスの中の誤りビットが対応するサブキャリアが伝搬路応答が無相関となる程度に十分離れていれば以下の近似が成り立つ。
Figure 0007095851000015
 よって、式（８）に式（１４）、（１５）を代入することにより次式を得る。
Figure 0007095851000016
 式（２）、（１３）からＨkに関して期待値を取ることは、vに関して期待値を取ることと等価である。したがって、式（１６）についてｖwに関する期待値をとると、以下の式の通りとなる。
Figure 0007095851000017
 さらに、Δw（ｉw）に関しても期待値を求める。Δw（ｉw）はシンボル内のビット位置ｉwによって異なる確率密度を持つ有限な離散確率変数である。したがって、ペアワイズ誤り率を以下のように得る。
Figure 0007095851000018
 ここで、離散確率変数Δw（ｉw）の取りうる値がｍiw通りとすると、以下の関係がなりたつ。
Figure 0007095851000019
 さらに、ＢＥＲが低い領域では、シンボル誤りは隣接する信号点に誤る場合が支配的になることが予想される。信号点間の最小ユークリッド距離をｄminとすると、ｗ＝１，…，ｄfに対してΔw（ｉw）＝ｄmin 2となる項がＪ個の項の中で支配的になると期待される。また、この支配的になる項のＰjをＰminと表記する。よって、式（１８）を以下のように近似する。
Figure 0007095851000020
 ここで、Ｐminはｗ＝１，…，ｄfに対してΔw（ｉw）＝ｄmin 2となる確率を表し、変調方式とエラーパス、インターリーバ構造から決定される。
すなわち、条件付きペアワイズ誤り率については以下のようにいうことができる。
送信されたビット列はトレリス線図上の１つのパスで表すことができ、送信したビット列以外のパスが受信側で選ばれるときビット誤りが生じる。受信側では各パスのメトリックを計算し、最大のメトリックを持つパスを選ぶことになる。「条件付きペアワイズ誤り率」とはあるエラーパスのメトリックが真のパスのメトリックを超える確率であり、低BER領域ではエラーパスに対応する系列が復号結果として得られる確率に漸近する。
式（１９）は、雑音電力と符号器構成、インターリーバ構造から決定でき、伝搬路には依存しない定式化である。これは、ビット誤りがランダムとみなせる場合、帯域内で周波数応答が等価的にランダムとみなせるため式（１５）が成立するためである。

３. 本実施の形態での復号後ＢＥＲの推定の方法 無線ＬＡＮを想定した場合、上述のとおり、信号帯域幅が比較的狭く、遅延分散も小さいため帯域内の周波数応答がランダムとみなせるようなインターリーブを行うことが難しい。したがって、式（１５）が成立しないため、式（１９）による復号後ＢＥＲの近似精度は劣化する。
また、ビット誤りの発生がランダムとみなせない場合、最小自由距離より離れたエラーパスのＰＥＰ が高くなる可能性がある。上記の議論はｄH＝ｄfの場合を想定しているが、ｄH＞ｄfのとなるエラーパスのＰＥＰも式（１９）と同様に導出できる。Ｌ≫ｄfであれば、ハミング距離ｄHを持つパスのＰＥＰのダイバーシチ次数はｒ＝ｄHとなる。これは受信ＳＮＲが向上するにつれ（すなわち、式（１９）でσ2が小さくなるにつれて）ｒ＝ｄHのパスのＰＥＰはｒ＝ｄfのパスのＰＥＰと比べ急激に減少することを意味する。
逆に、Ｌ＜ｄfの場合、最小自由距離より離れたパスのＰＥＰのダイバーシチ次数は等しくｒ＝Ｌとなる。そのため、ビット誤りがランダムとみなせない場合、最小自由距離より離れたエラーパスのＰＥＰはランダムとみなせる場合と比べ高くなる。このような場合、式（４）の近似精度は劣化する。そこで、本節では式（１５）、（４）が成立しない場合の近似式の導出を行う。
図８は、上述した既存手法（非特許文献４に記載の手法）と本実施の形態の手法における近似の手順における評価式を対比して示す図である。
以下、図８も参照しつつ、本実施の形態での復号後ＢＥＲの予測手法について説明する。
まず、式（１５）が成立しない場合のＰＥＰ算出式を導出する。次に、式（４）が成立しない理由について述べ、最小自由距離より離れたエラーパスのＰＥＰを考慮した復号後ＢＥＲの理論式を導出する。
非特許文献４では、式（１４）、（１５）を式（８）に代入することによりＰＥＰを導出するが、式（１５）が成立しないため式（１４）を式（８）に代入して次式を得る。
Figure 0007095851000021
 非特許文献４と同様、ｖlに関して期待値を求めることにより次式を得る。
Figure 0007095851000022
 さらに、Δw（ｉw）に関して期待値を求める。λlはＰＡ´Ｐの固有値であるため、あるエラーパスｅ（ｎ，ｐ）が与えられている場合、Δw（ｉw）から一意に決定できる。
Δw（ｉw）は有限な離散確率変数であるから、λlも有限な離散確率変数となる。したがって、以下のようになる。
Figure 0007095851000023
 式（２２）の２行目は、非特許文献４と同様に、ｗ＝１，…，ｄfに対してΔw（ｉw）＝ｄmin 2となる項がＢＥＲが低い領域で支配的となることを前提とした近似である。また、λl,minは、以下の式で算出される行列ＰＡmin´Ｐの固有値である。
Figure 0007095851000024
 次に、ビット誤りがランダムとみなせない場合、式（４）の近似精度が劣化することを示す。式（４）が良好な近似精度を示すためには、最小自由距離のエラーパスのＰＥＰが全体の誤りの中で支配的でなければならない。したがって、最小自由距離より離れたエラーパスのＰＥＰ が最小自由距離のそれと比べ十分に低くなる必要がある。ここで、式（２２）において、以下のようにおく。
Figure 0007095851000025
 λl,minは、エルミート行列の非零の固有値であるから、λl,min＞０である。
したがって、式（２４）から以下の関係が成り立つ。
Figure 0007095851000026
 このことから式（２２）の総乗部分はダイバーシチ次数ｒが大きくなるにつれて減少し、ダイバーシチ次数の大きなエラーパスのＰＥＰはダイバーシチ次数の小さなエラーパスのＰＥＰより低くなる。無線ＬＡＮを想定した場合、遅延分散が小さいためｄf≧Ｌとなる可能性がある。このとき、すべてのエラーパスのダイバーシチ次数が等しくＬとなり、ＢＥＲが低い領域においても最小自由距離より離れたパスのＰＥＰが無視できなくなる可能性がある。そのため、真のパスからハミング距離ｄf＋φ離れたエラーパスのＰＥＰ まで考慮する。ここで、φの値は、実験的に、予め適切な値を設定しておくものとする。
よって最終的なＢＥＲ近似式は以下のように与えられる。
Figure 0007095851000027
 ただし、式（２５）では最小自由距離より離れたエラーパスのＰＥＰも考慮しているため、式（４）と異なり復号後ＢＥＲの下界とはならない。
なお、本実施の形態では、送信機側と受信機側とで、インターリーバ構造は、予め既知である。したがって、式（２５）の計算を実行する場合は、送信機側で、電力遅延プロファイルの情報（伝搬路の周波数応答の算出に必要）、雑音電力（σの算出に必要）と符号器構成の構成（すなわち、ＭＣＳの情報）があれば、実行できることになる。
以上のような手続により、ＢＥＲ予測部３０１０により復号後ＢＥＲ（ＢＥＲpred）が予測できれば、ＦＥＲ予測部３０３０によるＦＥＲの予測値（ＦＥＲpred）は、フレームサイズをＬframeとするとき、上述したように、公知文献２の記載にしたがって、以下の式により実行することができる。
Figure 0007095851000028
 本実施の形態の構成によれば、通信路における誤りが、ランダム誤りとみなせない場合においても、精度よく復号後ＢＥＲを予測して、フレームエラーレートを予測することを可能とするフレームエラーレート予測装置が実現できる。またこのような、フレームエラーレート予測装置を用いることで、通信路における誤りが、ランダム誤りとみなせない場合においても、適切なＭＣＳを適応的に選択して通信を行うことが可能な無線通信装置および無線通信システムが実現できる。
［実施の形態２］
実施の形態１では、受信機側から、電力遅延プロファイルの推定値と雑音電力の推定値とが、送信機側にフィードバックされ、送信機側で、復号後ＢＥＲの予測、ＦＥＲの予測およびＭＣＳの選択の処理を実行するという構成であった。
しかしながら、受信機側でＢＥＲの予測の処理を行ってもよい。実施の形態２は、このような構成について説明する。
図９は、実施の形態２の無線通信システムの構成を説明するためのブロック図である。
実施の形態１と同様な構成については、同一の符号を付して、その説明は繰り返さない。
図９を参照すれば、図１と図９とで構成が異なるのは、以下の点である。
受信装置２０００において、ＢＥＲ予測部３０１０が、電力遅延プロファイル／雑音電力推定部２１００からの電力遅延プロファイルの推定値および雑音電力の推定値を受けて、ＭＣＳ記憶部３０５０に格納された各ＭＣＳについて、ビットエラーレート（ＢＥＲ）を予測する。受信装置２０００からは、ＢＥＲ予測部３０１０の予測結果が、送信装置１０００にフィードバックされる。
図１０は、図９に示した適応レート制御部１１１０´の構成を説明するためのブロック図である。
図１０を参照して、受信装置２０００からは、ＢＥＲ予測部３０１０の予測結果が、送信装置１０００にフィードバックされ、適応レート制御部１１１０´は、ＦＥＲ予測部３０３０によりフレームエラーレートの予測を行って、ＭＣＳ選択部３０４０は、ＭＣＳ記憶部３０２０に格納されたＭＣＳのうちから、誤り訂正符号化部の符号化率および変調部１０１０で行う変調方式に対するＭＣＳを、規定されたＦＥＲの範囲で最大のスループットとなるように選択する。
実施の形態１と実施の形態２の構成を比較すると、実施の形態１の方が、受信装置側で実行する処理の負荷が小さくなるという利点があるものの、一方で、実施の形態２では、処理の負荷がシステム全体に分散するという利点がある。したがって、システムを構成する無線通信装置の構成に応じて、より適切な構成を選択して採用すればよい。
図１１は、実施の形態２の適応レート制御について説明するためのフローチャートである。
図１１を参照して、まず、受信装置２０００側において、電力遅延プロファイル／雑音電力推定部２１００が、電力遅延プロファイルと雑音電力との推定を実行する（Ｓ２００）。
電力遅延プロファイルの推定と雑音電力の推定の手法は、実施の形態１と同様である。
受信装置２０００のＢＥＲ予測部３０１０では、所定の各ＭＣＳに応じて、電力遅延プロファイルおよび最小自由距離より離れたエラーパスのペアワイズ誤り率を算出し、復号後のビット誤り率の予測値を算出する（Ｓ２０２）。
各ＭＣＳでの復号後のビット誤り率の予測値は、受信装置２０００から送信されて（Ｓ２０４）、送信装置１０００で受信される（Ｓ２０６）。
続いて、送信装置１０００のＦＥＲ予測部３０３０が、各ＭＣＳについてフレームエラーレートの予測値を算出し（Ｓ２０８）、ＭＣＳ選択部３０４０が、算出されたフレームエラーレートに基づいて、所定のＭＣＳのうちで、規定のＦＥＲを達成する範囲で、最大のスループットとなるＭＣＳを選択する（Ｓ２１０）。
ここで、フレームエラーレートの算出についても、実施の形態１と同様である。
選択されたＭＣＳに応じて、選択された符号化率で誤り訂正符号化部１００２が畳み込み符号化を実行して、変調部１０１０が選択された多値変調方式でのサブキャリア変調を実行する（Ｓ２１２）。
変調後のデータが送信装置１０００から送信され（Ｓ２１４）、受信装置２０００において受信される（Ｓ２１６）。
このような処理でも、受信装置側で、電力遅延プロファイルと雑音電力との推定と、復号後ＢＥＲの推定を行い、送信装置側にフィードバックした時点で、適応的に符号化率や変調方式を変更できる。したがって、フレーム誤り率（ＦＥＲ）を正確に予測することによって伝搬状況に合わないＭＣＳでのフレーム送信回数を低減しスループットを向上できる。
［実施の形態３］
実施の形態１または実施の形態２では、条件付きペアワイズ誤り率を、電力遅延プロファイルにより計算した。しかしながら、伝搬路の条件によっては、条件付きペアワイズ誤り率を、サブキャリアの周波数応答（インパルス応答と等価）から以下のように計算することが可能である。実施の形態３では、条件付きペアワイズ誤り率を、サブキャリアの周波数応答により算出する場合について説明する。
非特許文献４では伝搬路の周波数応答がOFDMシンボル内では変動しないことを想定している。言い換えればフレームごとあるいはそれより短い間隔で変動することを許容している。しかし、無線ＬＡＮ環境では無線装置の移動がある程度少ないことが想定されるため、複数のフレームで伝搬路を同一とみなせる（観測時間内で伝搬路の変動を無視できる）ような場合が生じうる。このような場合、サブキャリアの周波数応答Ｈkw（あるいは伝搬路のインパルス応答）は定数とみなせる。そのため、条件付きペアワイズ誤り率は、式（８）においてサブキャリアの周波数応答（あるいはインパルス応答）が時間的に変化しないと仮定して定数として扱うことによって計算できる。この場合、式（８）に対して以下のようにΔw（ｉw）についてのみ期待値を求めればよい。
Figure 0007095851000029
 ただし、サブキャリアの周波数応答と伝搬路のインパルス応答は式（２）のように等価的に変換可能なので、式（２６）はインパルス応答からも計算できる。
実施の形態１と同様に、ｗ＝１，…，ｄfに対してΔw（ｉw）＝ｄmin 2となる項がＪ個の項の中で支配的になると期待される。この支配的になる項のＰjをＰminと表記する。よって、式（２６）を以下のように近似する。
Figure 0007095851000030
 このように条件付きペアワイズ誤り率を計算してもよい。このような処理を行えば、電力遅延プロファイルの代わりにサブキャリアの周波数応答（あるいはインパルス応答）の推定を行うことにより復号後ＢＥＲの予測が可能になる。
その他の処理については、実施の形態１で説明したものと同様であるので、説明は繰り返さない。
したがって、本明細書においては、以下のように、用語を用いることとする。
「伝搬路特性情報」とは、伝搬路の電力の減衰を表す情報のことをいい、典型的には、上述した電力遅延プロファイルを意味する。さらに、上述のように、観測時間内で伝搬路の変動を無視できるという条件を満たす場合は、通信経路において推定された伝搬路の瞬時的な情報、すなわち、畳み込み符号化ＯＦＤＭ方式における各サブキャリアの周波数応答（等価的にインパルス応答）をも含むものとする。
（性能評価）
以下では、ＩＥＥＥ８０２.１１a 規格に準拠した送受信を行った場合のＢＥＲ特性を計算機シミュレーションによって求め、提案近似式の結果と比較を行うことで、近似式の精度を評価する。
計算機シミュレーションではＦＦＴサイズＮfftを６４、そのうちデータサブキャリア数Ｎdataを４８とする。また、信号点配置もＩＥＥＥ８０２.１１a と同様とし、ＱＰＳＫ（quadrature phase shift keying）、１６ＱＡＭ（quadrature amplitude modulation）、６４ＱＡＭの変調方式に対して、以上説明した実施の形態の近似式の評価を行う。インターリーバは図７に示したブロックインターリーバを使用し、ＱＰＳＫ 変調の場合Ｎwidth＝１６、Ｎdepth＝６、１６ＱＡＭの場合Ｎwidth＝１６、Ｎdepth＝１２、６４ＱＡＭの場合Ｎwidth＝１６、Ｎdepth＝１８とする。用いる畳み込み符号はＩＥＥＥ８０２.１１a 規格と同様、符号化率１/２、拘束長７の生成多項式(１３３,１７１)８ のものを使用する。また、本実施の形態の手法に基づいて離れたパスのＰＥＰは最大でｄH＝１６ まで評価する。ただし、ｄH＝１０, １２, １４, １６に対してＮ１０＝１１，Ｎ１２＝３８，Ｎ１４＝１９３，Ｎ１６＝１３３１ であり、拘束長７ の(１３３, １７１)８ 畳み込み符号はｄHが奇数の場合、ＮdH＝０となる。また、ＢＥＲ＝１０-5での予測精度を評価する。
図１２は、既存手法（非特許文献４の手法）によるＢＥＲの予測値とシミュレーション結果とを示す図である。
図１２では、ＲＭＳ（root mean square）遅延広がり５０[ｎｓ] の指数減衰遅延プロファイルを想定した場合の既存手法（非特許文献４の手法）により取得したＢＥＲの比較を示す。
ここでは、ＱＰＳＫと６４ＱＡＭの結果を示す。
シミュレーション結果に対して、予測精度が大きく劣化していることがわかる。
図１３は、本実施の形態での予測手法によるＢＥＲの予測値とシミュレーション結果とを示す図である。
ここでも、ＲＭＳ（root mean square）遅延広がり５０[ｎｓ] の指数減衰遅延プロファイルを想定する。
図１３では、本実施の形態の近似式は最小自由距離のみ考慮した場合（ｄH=１０）と、最小自由距離よりも離れたエラーパスを考慮した場合（ｄH=１０，１２，１４，１６）とを示す。
すなわち、本実施の形態の近似式は、最小自由距離だけ考慮した場合と、最大でｄH＝１６まで考慮した場合の結果を示す。これらの結果から、より多くのエラーパスのＰＥＰを考慮することによって、予測精度が向上する傾向が確認できる。
上述したように、本実施の形態の方式によれば、ｉ）低いダイバーシチ次数についても予測を行うこと、ｉｉ）最小自由距離より長いエラーパスも考慮して誤り率を算出すること、のそれぞれの独立な効果の組合せにより、予測精度が向上していることがわかる。
以上説明したように、本実施の形態の構成によっても、通信路における誤りが、ランダム誤りとみなせない場合においても、精度よく復号後ＢＥＲを予測して、フレームエラーレートを予測することを可能とするフレームエラーレート予測装置が実現できる。またこのような、フレームエラーレート予測装置を用いることで、通信路における誤りが、ランダム誤りとみなせない場合においても、適切なＭＣＳを適応的に選択して通信を行うことが可能な無線通信装置および無線通信システムが実現できる。
今回開示された実施の形態は、本発明を具体的に実施するための構成の例示であって、本発明の技術的範囲を制限するものではない。本発明の技術的範囲は、実施の形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲の文言上の範囲および均等の意味の範囲内での変更が含まれることが意図される。
１０００ 送信装置、１００２ 誤り訂正符号化部、１００４ インターリーブ部、１０１０ 変調部、１０１２ ＯＦＤＭ変調部、１０１４ ＲＦ部、１０２０ アンテナ、１１００ 受信処理部、１１１０，１１１０´ 適応レート制御部、２０００ 受信装置、２００２ アンテナ、２０１０ ＲＦ部、２０１２ ＯＦＤＭ復調部、２０１４ 復調部、２０１６ デインターリーブ部、２０１８ 誤り訂正部、２１００ 電力遅延プロファイル／雑音電力推定部、２１１０ 送信処理部、３０１０ ＢＥＲ予測部、３０２０，３０５０ ＭＣＳ記憶部、３０３０ ＦＥＲ予測部、３０４０ ＭＣＳ選択部。

Claims (15)

  1. 畳み込み符号化ＯＦＤＭ方式で通信する通信システムのフレームエラーレート予測装置であって、
    前記畳み込み符号化ＯＦＤＭ方式で採用されるものとして予め設定された畳み込み符号化の符号化率および変調方式の組の情報を格納するための記憶手段と、
    通信経路において推定された、伝搬路の電力の減衰を表す伝搬路特性情報および雑音電力に基づいて、前記記憶手段に格納された前記符号化率および変調方式の組のそれぞれについて、前記畳み込み符号化に対する復号処理におけるエラーパスのペアワイズ誤り率を考慮して、前記畳み込み符号化された符号語の復号後のビット誤り率を予測するビット誤り率予測手段と、
    前記予測された復号後のビット誤り率と、前記畳み込み符号化ＯＦＤＭ方式で通信されるフレームサイズとに基づいて、フレーム誤り率を予測するフレーム誤り率予測手段とを備え、
    前記ビット誤り率予測手段は、
    前記記憶手段に格納された前記符号化率および変調方式の組のそれぞれについて、前記伝搬路特性情報および前記畳み込み符号化の最小自由距離よりも離れたエラーパスのペアワイズ誤り率を考慮し、
    エラーパスに対応するエラーパターンに対して、真のパスとのハミング距離が第１の所定の値だけ離れた全てのエラーパターンについて、各々のエラーパターンに対するペアワイズ誤り率を、当該エラーパターンを出力する符号器への入力のハミング重みで重み付けして重み付け和を求め、さらに前記重み付け和を最小自由距離から所定の距離だけ離れたハミング距離までについて総和したものとして、前記畳み込み符号化された符号語の復号後のビット誤り率を算出する、フレームエラーレート予測装置。
  2. 前記伝搬路特性情報は、前記通信経路において推定された電力遅延プロファイルである、請求項１記載のフレームエラーレート予測装置。
  3. 前記伝搬路特性情報は、前記伝搬路のインパルス応答である、請求項１記載のフレームエラーレート予測装置。
  4. 前記伝搬路特性情報は、畳み込み符号化ＯＦＤＭ方式における各サブキャリアの周波数応答である、請求項１記載のフレームエラーレート予測装置。
  5. 畳み込み符号化ＯＦＤＭ方式で通信する無線通信装置であって、
    受信装置から送信された、通信経路である伝搬路の電力の減衰を表す伝搬路特性情報および雑音電力の推定値をフィードバック情報として受信する受信手段と、
    前記畳み込み符号化ＯＦＤＭ方式で採用されるものとして予め設定された畳み込み符号化の符号化率および変調方式の組の情報を格納するための記憶手段と、
    前記フィードバック情報に基づいて、前記記憶手段に格納された符号化率および変調方式の組のうち、スループットを最大とする組を選択する選択手段とを備え、
    前記選択手段は、
    前記記憶手段に格納された前記符号化率および変調方式の組のそれぞれについて、前記伝搬路特性情報および前記畳み込み符号化に対する復号処理におけるエラーパスのペアワイズ誤り率を考慮して、前記畳み込み符号化された符号語の復号後のビット誤り率を予測するビット誤り率予測手段と、
    前記予測された復号後のビット誤り率と、前記畳み込み符号化ＯＦＤＭ方式で通信されるフレームサイズとに基づいて、フレーム誤り率を予測するフレーム誤り率予測手段と、
    予測されたフレーム誤り率に基づいて、所定のフレームエラーレート内において、最大のスループットとなる前記組を選択する変調方式選択手段とを含み、
    前記ビット誤り率予測手段は、前記記憶手段に格納された前記符号化率および変調方式の組のそれぞれについて、前記伝搬路特性情報および前記畳み込み符号化の最小自由距離よりも離れたエラーパスのペアワイズ誤り率を考慮し、
    エラーパスに対応するエラーパターンに対して、真のパスとのハミング距離が第１の所定の値だけ離れた全てのエラーパターンについて、各々のエラーパターンに対するペアワイズ誤り率を、当該エラーパターンを出力する符号器への入力のハミング重みで重み付けして重み付け和を求め、さらに前記重み付け和を最小自由距離から所定の距離だけ離れたハミング距離までについて総和したものとして、前記畳み込み符号化された符号語の復号後のビット誤り率を算出し、
    前記変調方式選択手段により選択された前記組に応じて、送信データに対して、畳み込み符号化および変調処理を実行して送信するための送信手段をさらに備える、無線通信装置。
  6. 畳み込み符号化ＯＦＤＭ方式で通信する無線通信装置であって、
    通信経路において、伝搬路の電力の減衰を表す伝搬路特性情報および雑音電力を推定する通信経路状態推定手段と、
    前記畳み込み符号化ＯＦＤＭ方式で採用されるものとして予め設定された畳み込み符号化の符号化率および変調方式の組の情報を格納するための記憶手段と、
    前記記憶手段に格納された前記符号化率および変調方式の組のそれぞれについて、前記伝搬路特性情報および前記畳み込み符号化に対する復号処理におけるエラーパスのペアワイズ誤り率を考慮して、前記畳み込み符号化された符号語の復号後のビット誤り率を予測するビット誤り率予測手段と、
    通信の相手先においてフレームエラーレートを予測して前記符号化率および変調方式を適応的に選択するために、前記推定された復号後のビット誤り率の予測値を送信するための送信手段とを備え、
    前記ビット誤り率予測手段は、前記記憶手段に格納された前記符号化率および変調方式の組のそれぞれについて、前記伝搬路特性情報および前記畳み込み符号化の最小自由距離よりも離れたエラーパスのペアワイズ誤り率を考慮し、
    エラーパスに対応するエラーパターンに対して、真のパスとのハミング距離が第１の所定の値だけ離れた全てのエラーパターンについて、各々のエラーパターンに対するペアワイズ誤り率を、当該エラーパターンを出力する符号器への入力のハミング重みで重み付けして重み付け和を求め、さらに前記重み付け和を最小自由距離から所定の距離だけ離れたハミング距離までについて総和したものとして、前記畳み込み符号化された符号語の復号後のビット誤り率を算出する、無線通信装置。
  7. 前記伝搬路特性情報は、前記通信経路において推定された電力遅延プロファイルである、請求項５または６記載の無線通信装置。
  8. 前記伝搬路特性情報は、前記伝搬路のインパルス応答である、請求項５または６記載の無線通信装置。
  9. 前記伝搬路特性情報は、畳み込み符号化ＯＦＤＭ方式における各サブキャリアの周波数応答である、請求項５または６記載の無線通信装置。
  10. 前記ビット誤り率予測手段は、前記記憶手段に格納された前記符号化率および変調方式の組のそれぞれについて、前記伝搬路特性情報および前記畳み込み符号化の最小自由距離よりも離れたエラーパスのペアワイズ誤り率を考慮して、前記畳み込み符号化された符号語の復号後のビット誤り率を予測する、請求項５～９のいずれか１項に記載の無線通信装置。
  11. 畳み込み符号化ＯＦＤＭ方式で通信する無線通信システムであって、
    受信装置を備え、
    前記受信装置は、
    通信経路において、伝搬路の電力の減衰を表す伝搬路特性情報および雑音電力を推定する通信経路状態推定手段と、
    前記推定された伝搬路特性情報および雑音電力を送信するための第１の送信手段とを含み、
    送信装置をさらに備え、
    前記送信装置は、
    前記受信装置から送信された、前記伝搬路特性情報および前記雑音電力の推定値をフィードバック情報として受信する受信手段と、
    前記畳み込み符号化ＯＦＤＭ方式で採用されるものとして予め設定された畳み込み符号化の符号化率および変調方式の組の情報を格納するための記憶手段と、
    前記フィードバック情報に基づいて、前記記憶手段に格納された符号化率および変調方式の組のうち、スループットを最大とする組を選択する選択手段とを含み、
    前記選択手段は、
    前記記憶手段に格納された前記符号化率および変調方式の組のそれぞれについて、前記伝搬路特性情報および前記畳み込み符号化に対する復号処理におけるエラーパスのペアワイズ誤り率を考慮して、前記畳み込み符号化された符号語の復号後のビット誤り率を予測するビット誤り率予測手段と、
    前記予測された復号後のビット誤り率と、前記畳み込み符号化ＯＦＤＭ方式で通信されるフレームサイズとに基づいて、フレーム誤り率を予測するフレーム誤り率予測手段と、
    予測されたフレーム誤り率に基づいて、所定のフレームエラーレート内において、最大のスループットとなる前記組を選択する変調方式選択手段とを有し、
    前記ビット誤り率予測手段は、前記記憶手段に格納された前記符号化率および変調方式の組のそれぞれについて、前記伝搬路特性情報および前記畳み込み符号化の最小自由距離よりも離れたエラーパスのペアワイズ誤り率を考慮し、
    エラーパスに対応するエラーパターンに対して、真のパスとのハミング距離が第１の所定の値だけ離れた全てのエラーパターンについて、各々のエラーパターンに対するペアワイズ誤り率を、当該エラーパターンを出力する符号器への入力のハミング重みで重み付けして重み付け和を求め、さらに前記重み付け和を最小自由距離から所定の距離だけ離れたハミング距離までについて総和したものとして、前記畳み込み符号化された符号語の復号後のビット誤り率を算出し、
    前記変調方式選択手段により選択された前記組に応じて、送信データに対して、畳み込み符号化および変調処理を実行して送信するための第２の送信手段をさらに含む、無線通信システム。
  12. 畳み込み符号化ＯＦＤＭ方式で通信する無線通信システムであって、
    受信装置を備え、
    前記受信装置は、
    通信経路において、伝搬路の電力の減衰を表す伝搬路特性情報および雑音電力を推定する通信経路状態推定手段と、
    前記畳み込み符号化ＯＦＤＭ方式で採用されるものとして予め設定された畳み込み符号化の符号化率および変調方式の組の情報を格納するための記憶手段と、
    前記記憶手段に格納された前記符号化率および変調方式の組のそれぞれについて、前記伝搬路特性情報および前記畳み込み符号化に対する復号処理におけるエラーパスのペアワイズ誤り率を考慮して、前記畳み込み符号化された符号語の復号後のビット誤り率を予測するビット誤り率予測手段と、
    前記推定された復号後のビット誤り率の予測値を送信するための第１の送信手段とを含み、
    前記ビット誤り率予測手段は、前記記憶手段に格納された前記符号化率および変調方式の組のそれぞれについて、前記伝搬路特性情報および前記畳み込み符号化の最小自由距離よりも離れたエラーパスのペアワイズ誤り率を考慮し、
    エラーパスに対応するエラーパターンに対して、真のパスとのハミング距離が第１の所定の値だけ離れた全てのエラーパターンについて、各々のエラーパターンに対するペアワイズ誤り率を、当該エラーパターンを出力する符号器への入力のハミング重みで重み付けして重み付け和を求め、さらに前記重み付け和を最小自由距離から所定の距離だけ離れたハミング距離までについて総和したものとして、前記畳み込み符号化された符号語の復号後のビット誤り率を算出し、
    送信装置をさらに備え、
    前記送信装置は、
    前記受信装置から送信された、前記復号後のビット誤り率の予測値をフィードバック情報として受信する受信手段と、
    前記フィードバック情報に基づいて、前記符号化率および変調方式の組のうち、スループットを最大とする組を選択する選択手段とを含み、
    前記選択手段は、
    前記予測された復号後のビット誤り率と、前記畳み込み符号化ＯＦＤＭ方式で通信されるフレームサイズとに基づいて、フレーム誤り率を予測するフレーム誤り率予測手段と、
    予測されたフレーム誤り率に基づいて、所定のフレームエラーレート内において、最大のスループットとなる前記組を選択する変調方式選択部とを有し、
    前記変調方式選択部により選択された前記組に応じて、送信データに対して、畳み込み符号化および変調処理を実行して送信するための第２の送信手段をさらに含む、無線通信システム。
  13. 前記伝搬路特性情報は、前記通信経路において推定された電力遅延プロファイルである、請求項１１または１２記載の無線通信システム。
  14. 前記伝搬路特性情報は、前記伝搬路のインパルス応答である、請求項１１または１２記載の無線通信システム。
  15. 前記伝搬路特性情報は、畳み込み符号化ＯＦＤＭ方式における各サブキャリアの周波数応答である、請求項１１または１２記載の無線通信システム。
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