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Die Erfindung betrifft ein Frequenzmodulationssystem nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 und ein zugehöriges Verfahren.
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Techniken zur Frequenzmodulation (FM) und Phasenmodulation (PM) werden zum Übertragen von Informationen auf einem Trägersignal verwendet, beispielsweise von Klanginformationen auf einer Funkfrequenzträgerwelle. Anders als bei Techniken mit Amplitudenmodulation (AM), bei denen eine Amplitude des Trägersignals von einem Informationssignal moduliert wird, wird bei der Frequenzmodulation und bei der Phasenmodulation eine Frequenz bzw. eine Phase des Trägersignals moduliert. FM und PM werden beide gemeinhin als Techniken zur ,Winkelmodulation' bezeichnet. In dieser Beschreibung wird durchgängig der Begriff Frequenzmodulation oder FM verwendet, obwohl auch die Techniken der Phasenmodulation mitumfasst sind.
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Wie allgemein bekannt ist, ist der ,Modulationsindex' ein Qualitätsmassstab für ein FM-Modulationssystem, der als Verhältnis einer Frequenzabweichung während der Modulation zur Modulationfrequenz definiert ist. Bestimmte Anwendungen benötigen einen hohen Modulationsindex, während andere Anwendungen einen niedrigen Modulationsindex benötigen. Für Anwendungen, bei denen eine hohe Genauigkeit des Modulationsindex wünschenswert ist, wie beispielsweise bei einem Funksystem, kann eine Mehrzahl von Schaltungsanordnungen benutzt werden.
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Wie aus 1 ersichtlich ist, umfasst eine herkömmliche FM-Schaltung einen bekannten I (in-phase) und Q (Quadratur) Modulationsaufbau. Ein erster und ein zweiter Modulationseingang 3, 5 ist vorgesehen, um ein Eingangssignal mit einer Phasenquadraturbeziehung zu empfangen. Die Signale werden an einen ersten und einen zweiten Ausgleichsmodulator 7, 9 angelegt, die über eine erste und eine zweite Leitung 10, 11 ein Quadratureingangssignal von einem Quadraturphasenverschiebungsnetzwerk 13 empfangen. Das Quadratureingangssignal wird mit einer Signalfrequenz in Abhängigkeit vom Betrieb einer Trägerfrequenzquelle 13 empfangen. Die Ausgangssignale des ersten und zweiten Ausgleichsmodulators 7, 9 werden über entsprechende Leitungen 17, 19 an eine Summenschaltung 21 übertragen. Das Summenausgangssignal wird über eine Ausgangsleitung 23 zur Verfügung gestellt.
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Modulationsschaltungen, wie die in 1 dargestellte, sind weit verbreitet und sind in der Lage fast alle Formen von Modulationen zu produzieren, wenn auch mit einigen Einschränkungen für die FSK-Modulation (Frequency-Shift-Keying-Modulation). Jedoch resultiert aus der Benutzung von zwei Ausgleichsmodulatoren 7, 9 mit einer genauen Abstimmung der Verstärkung und Phase und der Benutzung des Phasenverschiebungsnetzwerks 13 eine komplexe Schaltung, die relativ viel Energie benötigt.
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Ein vereinfachtes System ist in 2 dargestellt. Hier versorgt ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO) 27 einen Frequenzteiler 29, der gewöhnlich als digitaler Zähler realisiert ist. Ein Ausgangssignal des Tellers 29 wird als ein Eingangssignal eines Phasendetektors 31 verwendet, ein anderes Eingangssignal wird von einer Referenzfrequenzquelle 33 zur Verfügung gestellt. Der Phasendetektor 31 gibt ein Fehlersignal aus, das einen Phasenunterschied zwischen den beiden Eingangssignalen repräsentiert. Dieses Fehlersignal wird einem Tiefpassfilter 35 und dann einer Summenschaltung 37 zugeführt, die an einen Steuereingang des VCO 27 zurückgekoppelt ist. Ein Modulationssignal wird von einem Versorgungsmittel 39 an einen weiteren Eingang der Summenschaltung 37 angelegt. Der VCO 27 wird direkt vom Summierungsergebnis moduliert und als moduliertes Ausgangssignal wird ein Ausgangssignal des VCO 27 abgenommen. Die Bandbreite der Schleife aus 2 wird durch eine Anzahl von Faktoren bestimmt und die Modulationsfrequenz oder die Modulationsfrequenzen können vollständig innerhalb oder außerhalb der Bandbreite oder teilweise innerhalb und teilweise außerhalb der Bandbreite liegen.
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Systeme, wie das in 2 dargestellte System, werden seit Jahren benutzt. Sie bieten den Vorteil, dass die Komplexität minimiert und die Anzahl von Komponenten reduziert ist, so dass der Energieverbrauch auf einem Minimum gehalten werden kann. Der prinzipielle Schaltungsaufbau aus 2 ist ähnlich zu einer Phasenrückkoppelschleife (PLL) und die Bandbreite der Schleife wird so gewählt, dass die Modulationsfrequenz außerhalb der Bandbreite liegt. In vielen Systemen ist der Grund dafür, dass Kanalabstandsanforderungen, um eine adäquate Unterdrückung der Referenzfrequenzkomponenten am VCO zu erreichen, unpraktikabel sind, wenn die Dämpfungskurve des Tiefpassfilters nicht bei einem niedrigen Wert beginnt. Ein generelles Problem mit solchen Systemen ist, dass die Frequenzabweichung für jedes der verschiedenen Modulationssteme auf einer individuellen Basis eingestellt werden sollten, weil es schwierig ist, einen VCO zu produzieren, dessen Steuerspannungskoeffizient Kv innerhalb eines Fertigungsloses konstant ist, wobei der Steuerspannungskoeffizient Kv eine Frequenzänderung in Herz per Volt angibt. Weitere Probleme treten auf, weil der Wert des Kv mit der Versorgungsspannung und/oder der Temperatur variiert.
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Die
US 5,408,195 zeigt eine FM-Domodulationsschaltung mit einem signalgesteuerten Vergleichsoszillator und einem Phasenkomperator.
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Die
US 4,110,707 zeigt ein FM-Modulationssystem, das einen spannungsgesteuerten Oszillator und einen Phasendetektor aufweist.
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Die
EP 0 961 412 A1 zeigt einen Frequenzsynthetisierer mit einer Kalibrierschleife, die in Abhängigkeit von einem VCO-Ansteuersignal eine Verstärkung eines Digital/Analog-Wandlers nachführt.
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Es ist Aufgabe der Erfindung, ein Frequenzmodulationssystem anzugeben, das eine genaue Steuerung einer Frequenzabweichung ermöglicht, um einen Modulationsindex im wesentlichen konstant zu halten, sowie ein zugehöriges Verfahren anzugeben.
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Die Erfindung löst diese Aufgabe durch ein Frequenzmodulationssystem mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 und durch ein Verfahren zur Frequenzmodulation mit den Merkmalen des Patentanspruchs 9.
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Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben.
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Gemäß einem Aspekt betrifft die Erfindung ein System zur Durchführung einer Frequenzmodulation mit einem VCO und einem Phasendetektor, der ausgeführt ist, ein Ausgangssignal des VCO zu empfangen und ein Fehlersignal in Abhängigkeit von einer Phasendifferenz zwischen dem Signal des VCO und einem Referenzsignal auszugeben. Das System umfasst Steuermittel, die ausgeführt sind, das Fehlersignal zu überwachen und aus dem Fehlersignal eine Indikation für eine Frequenzabweichung des VCO abzuleiten und in Abhängigkeit von der abgeleiteten Indikation die Frequenzabweichung des VCO im wesentlichen konstant zu halten.
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Im Zusammenhang mit der Beschreibung wird unter einem „VCO” jede Schaltung oder jedes System verstanden, bei der bzw. bei dem eine Frequenz einer Ausgangsspannung von einer an die Schaltung bzw. an das System angelegten Spannung abhängig ist, die oft auch als „Steuerspannung bezeichnet wird.
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Entsprechend einem weiteren Aspekt betrifft die Erfindung ein Frequenzmodulationssystem mit einem VCO, Mitteln zum Summieren eines Modulationseingangssignals und eines Fehlersignals, wodurch ein Signal zur Steuerung einer Frequenz eines vom VCO ausgegebenen Signals erzeugt wird, einem Phasendetektor zum Erzeugen des Fehlersignals basierend auf einer erkannten Phasendifferenz zwischen dem vom VCO ausgegebenen Signal und einem Referenzsignal, und Steuermitteln, die ausgeführt sind, (a) das Fehlersignal zu empfangen und aus diesem eine Indikation für eine Frequenzabweichung des VCO abzuleiten und (b) in Abhängigkeit von der abgeleiteten Frequenzabweichung die Frequenzabweichung des VCO im wesentlichen konstant zu halten.
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Das Frequenzmodulationssystem kann zusätzlich ein steuerbares Verstärkermodul, das ausgeführt ist, eine verstärkte Ausführung des Modulationseingangssignals an die Mittel zum Summieren auszugeben, umfassen, wobei die Steuermittel ausgeführt sind, um den Ausgang der Mittel zum Summieren durch Steuern eines Verstärkungswertes des Modulationseingangssignals zu variieren.
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Die Steuermittel können ausgeführt sein, aus dem Fehlersignal ein Signal zu erzeugen, das die Frequenzabweichung des VCO repräsentiert und aus diesem Signal ein Verstärkungssignal zum Steuern der Verstärkung des steuerbaren Verstärkungsmoduls zu erzeugen.
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Die Steuermittel können Mittel, die ausgeführt sind, die Amplitude des Fehlersignals zu bestimmen, und Komparatormittel umfassen, welche die bestimmte Amplitude mit einer vorbestimmten Referenzspannung vergleichen, wobei am Ausgang der Komparatormittel das Verstärkungssignal zum Steuern der Verstärkung des gesteuerten Verstärkungsmoduls zur Verfügung gestellt wird.
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Die Mittel zur Bestimmung der Amplitude können einen Gleichrichter umfassen. Bei einer digitalen Modulationsanwendung können die Mittel zur Bestimmung der Amplitude eine Abtast- und Halteschaltung umfassen.
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Das Frequenzmodulationssystem kann einen Frequenzteiler umfassen, der zwischen dem VCO und dem Phasendetektor eingeschleift ist.
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Entsprechend einem weiteren Aspekt betrifft die Erfindung ein Frequenzmodulationssystem mit einem VCO, Mitteln zum Summieren eines Modulationseingangssignals und eines Fehlersignals, wodurch ein Signal zur Steuerung einer Frequenz eines vom VCO ausgegebenen Signals erzeugt wird, einem Phasendetektor zum Erzeugen des Fehlersignals basierend auf einer erkannten Phasendifferenz zwischen dem vom VCO ausgegebenen Signal und einem Referenzsignal mit einer fest eingestellten Frequenz und Steuermittel, die ausgeführt sind, (a) das Fehlersignal zu empfangen und aus diesem ein zur Frequenzabweichung des VCO proportionales Steuersignal abzuleiten und (b) ein Ausgangssignal der Mittel zum Summieren mit dem Steuersignal zu variieren und dadurch die Frequenzabweichung des VCO im wesentlichen konstant zu halten.
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Entsprechend einem weiteren Aspekt betrifft die Erfindung ein Verfahren zum Durchführen einer Frequenzmodulation in einem System mit einem VCO, Mitteln zum Summieren eines Modulationseingangssignals und eines Fehlersignals, wodurch ein Signal zur Steuerung einer Frequenz eines vom VCO ausgegebenen Signals erzeugt wird, und einem Phasendetektor zum Erzeugen eines Fehlersignals basierend auf einer erkannten Phasendifferenz zwischen dem vom VCO ausgegebenen Signal und einem Referenzsignal. Das erfindungsgemäße Verfahren umfasst die Schritte: Überwachen des Fehlersignals, Ableiten einer Schätzung einer vom VCO verursachten Frequenzabweichung und Steuern eines Ausgangs der Mittel zum Summieren in Abhängigkeit von der geschätzten Frequenzabweichung, so dass die Frequenzabweichung des VCO im wesentlichen konstant gehalten wird.
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Die beschriebenen Frequenzmodulationssysteme und das Verfahren können in einem Funksystem oder in einem optischen System angewendet werden.
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Vorteilhafte, nachfolgend beschriebene Ausführungsbeispiele der Erfindung sowie die zu deren besserem Verständnis oben erläuterte, herkömmliche Ausführungsbeispiele sind in den Zeichnungen dargestellt. Es zeigen:
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1 ein Blockschaltbild eines herkömmlichen FM-Modulationssystems,
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2 ein Blockschaltbild eines weiteren herkömmlichen FM-Modulationssystems,
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3 ein Blockschaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen FM-Modulationssystems,
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4 ein Schaltbild eines Teils des erfindungsgemäßen FM-Modulationssystems aus 3, und
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5 ein Blockschaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen FM-Modulationssystems.
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Wie oben bereits ausgeführt, bezieht sich die nachfolgende Beschreibung zwar auf ein FM-System, die Erfindung kann aber auch bei PM-Systeme angewendet werden.
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Gemäß dem in 3 dargestellten ersten Ausführungsbeispiel umfasst ein Frequenzmodulationssystem einen VCO 43, der mit einem Frequenzteiler 45 verbunden ist. Der Frequenzteiler 45 ist mit einem Phasendetektor 47 verbunden. Der Phasendetektor empfängt auch ein Referenzfrequenzsignal von einer Referenzquelle 49 und erzeugt ein Ausgangssignal in Form von einem Spannungspegel, das den augenblicklichen Phasenfehler zwischen (a) dem vom VCO 43 über den Teller 45 empfangenen Signal und (b) dem Referenzfrequenzsignal repräsentiert. Das Fehlersignal wird an einen Tiefpassfilter 53 und an einen Gleichrichter 51 weitergeleitet, wobei der Gleichrichter 51 einen Teil einer Verstärkungssteuerschaltung 62 bildet, die unten beschrieben wird. Der Tiefpassfilter 53 ist mit einem Addierer 55 verbunden, dessen Ausgang mit einem Steuereingang des VCO 43 verbunden ist. Die Ausgangsfrequenz des VCO ist von einer Steuerspannung am Steuereingang abhängig. Eine Modulationseingangsquelle 63 stellt ein benötigtes Modulationseingangssignal zur Verfügung. Das Modulationseingangssignal wird über eine gesteuerte Verstärkungsstufe 62 in einen Eingang des Addierers 55 eingegeben. Das FM-Ausgangssignal wird am Ausgang des VCO 43 abgenommen.
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Wie oben bereits angeführt wurde, wird eine Verstärkungssteuerschaltung 62 zur Verfügung gestellt. Der Zweck der Verstärkungssteuerschaltung 62 besteht darin, die gesteuerte Verstärkungsstufe 61 so zu verändern, dass der Modulationsindex auf einem im wesentlichen konstanten Wert gehalten wird. Da das modulierte VCO-Signal am Eingang des Phasendetektors 47 erscheint, wird angemerkt, dass das vom Phasendetektor 47 ausgegebene Fehlersignal einen kleinen Wechselspannungsanteil enthält, der zur Frequenzabweichung des VCO 43 proportional ist. Da der Modulationsindex von der Frequenzabweichung abhängig ist, kann dieses Fehlersignal benutzt werden, um die nachfolgenden Stufen des Systems zu steuern und die Genauigkeit des Modulationsindex zu halten. Es ist vergleichsweise einfach, den Phasendetektor 47 mit einer bekannten Transfercharakteristik KΦ (Rad/Volt) zu produzieren. Entsprechend ist durch die Größe der im Fehlersignal vom Phasendetektor 47 enthaltenen wechselnden Spannung eine genaue Messung der Frequenzabweichung gegeben. Aus den bisher beschriebenen Schaltungen ergibt sich, dass die Amplitude des Modulationssignals von der Modulationseingangsquelle 63 und deshalb auch die Frequenzabweichung des VCO 43 von der gesteuerten Verstärkungsstufe 61 bestimmt wird. Deshalb kann, durch die Steuerung der gesteuerten Verstärkungsstufe 61 in Abhängigkeit von der Amplitude des Wechselspannungsanteils im Fehlersignal, der Modulationsindex im wesentlichen konstant gehalten werden.
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Die Verstärkungssteuerschaltung 62 umfasst den Gleichrichter 53, der mit einem Spannungskomparator 57 verbunden ist. Der Spannungskomparator 57 empfängt zudem ein Referenzspannung 59. Das Ausgangssignal des Spannungskomparators 57 wird in die gesteuerte Verstärkungsstufe 61 eingegeben. Der Wechselspannungsanteil im Fehlersignal vom Phasendetektor 47 wird durch den Gleichrichter 51 gleichgerichtet und an den Spannungskomparator 57 angelegt, wo die Spannung mit der Referenzspannung 59 verglichen wird. Das Ausgangssignal des Spannungskomparators 57 wird zur gesteuerten Verstärkungsstufe 61 geführt, um die Frequenzabweichung konstant zu halten, die durch die Modulation des VCO 43 verursacht wird. In der Praxis können nicht dargestellte integrierte Kondensatoren mit dem Gleichrichter verbunden sein und ein nicht dargestellter Tiefpassfilter könnte zwischen dem Komparator 57 und der gesteuerten Verstärkungsstufe 61 angeordnet sein.
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4 zeigt eine mögliche Umsetzung der Verstärkungssteuerschaltung 62 und der gesteuerten Verstärkungsstufe 61 auf Schaltungsebene. Ein Operationsverstärker 70 bildet die Basis des Spannungskomparators 57. Der Ausgang des Gleichrichters 51, der wenn erforderlich integrierte Kondensatoren umfassen kann, ist mit einem nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 70 über einen ersten Widerstand 67 verbunden. Ein invertierender Eingang des Operationsverstärkers 70 ist über einen zweiten Widerstand R68 mit der Referenzspannungsquelle 59 verbunden. Ein Rückkopplungswiderstand 69 ist zwischen dem invertierenden Eingang und einem Ausgang des Operationsverstärkers eingeschleift und es ist selbstverständlich, dass das Verhältnis zwischen dem Rückkopplungswiderstand 69 und dem zweiten Widerstand 68 einen Verstärkungsfaktor des Operationsverstärkers 70 einstellen. Der Ausgang des Operationsverstärkers 70 ist mit einem Tiefpassfilter 71 verbunden, dessen Ausgang mit einem Eingang einer Differenzverstärkerstufe verbunden ist. Die Differenzverstärkerstufe bildet einen Teil der gesteuerten Verstärkerstufe 61. Die Differenzverstärkerstufe umfasst einen ersten und einen zweiten Transistor 72, 73, die eine emittergekoppelte Gegentaktstufe bilden. Der Ausgang des Tiefpassfilters 71 ist mit dem ersten Transistor 72 verbunden. Ein Basis-Anschluß des zweiten Transistors 73 der Gegentaktstufe ist mit der konstanten Referenzspannungsquelle 59 verbunden. Ein Transistor 75 empfängt an seinem Basis-Anschluß das Modulationseingangssignal von der Modulationseingangsquelle 63. Ein dritter Widerstand 76, der vorhanden sein kann, um eine Pegelverschiebung zu ermöglichen, ist zwischen einem Emitter-Anschluß des Transistors 75 und einer negativen Versorgungsleitung eingeschleift, wobei bei einer alternativen Ausführung auch eine Masseleitung verwendet werden kann.
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Durch Variieren der Spannung am Basis-Anschluß des ersten Transistors 72, während die Spannung am Basis-Anschluß des zweiten Transistors konstant gehalten wird, wird ein Kollektorstrom durch den Transistor 75 entweder durch den zwischen einer positiven Versorgungsleitung und dem Kolltektor-Anschluß des zweiten Transistors 72 eingeschleiften Lastwiderstand 74 oder durch den Kollektor-Anschluß des ersten Transistors 72 geleitet, der mit der positiven Versorgungsleitung verbunden ist. Dadurch wird eine variable Verstärkungsstufe realisiert. Der Ausgang des Kollektor-Anschlusses des zweiten Transistors 73 stellt das Ausgangssignal dem Addierer 55 zur Verfügung. In der Praxis können Mittel vorgesehen sein, die eine Verschiebung des Gleichspannungspegels verhindern, wenn eine Veränderung der Verstärkung auftritt.
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Es versteht sich von selbst, dass auch andere bekannte Schaltungsanordnungen zum Variieren der Amplitude des Modulationseingangssignals benutzt werden können.
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Es ist selbstverständlich, dass Veränderungen von N, die durchgeführt werden, wenn die Frequenz des VCO 43 verändert werden soll, beispielsweise um eine andere Betriebsfrequenz einzustellen, eine Veränderung der Frequenzabweichung verursachen, wobei N dem Wert entspricht, durch den die Frequenz vom Frequenzteiler 45 geteilt wird. Dies kann entweder durch Einführung einer erlaubten Frequenzabweichungstoleranz für die Fälle, in denen die Veränderung von N klein ist, oder durch eine Veränderung der Referenzspannung der Referenzspannungsquelle 59 in Verbindung mit dem Ändern des Wertes N erreicht werden. Alternativ kann dies auch durch eine Steuerung der gesteuerten Verstärkungsstufe 61 in Verbindung mit dem Wert N erreicht werden, der im Frequenzteiler 45 einprogrammiert ist.
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Obwohl das Ausführungsbeispiel aus 3 einen einfachen Frequenzteiler 45 zeigt, kann die gleiche Funktion auch durch eine Mehrzahl von alternativen Ausführungsformen erreicht werden. Beispielsweise durch zwei Modulo-Teiler oder als Teil eines Bruchteil-N-Teilers (fractional N divider). Beide Arten von Teilern sind aus dem Stand der Technik bekannt.
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5 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel eines Frequenzmodulationssystems. Das System ist bis auf eine unterschiedliche Verstärkungssteuerschaltung 66 das gleiche wie in 3. Die Verstärkungssteuerschaltung 66 umfasst eine Abtast- und Halteschaltung 64 (Sample & Hold-Schaltung), die mit einem Spannungskomparator 67 verbunden ist. Die Referenzspannungsquelle 59 versorgt einen Addierer/Subtrahierer 65 mit der Referenzspannung. Der Addierer/Subtrahierer 65 ist mit dem Ausgang des Tiefpassfilters 53 und mit dem Modulationseingang 65 verbunden. Der Ausgang des Addierers/Subtrahierer 65 ist an einen weiteren Eingang des Spannungskomparators 67 angelegt. Der Ausgang vom Spannungskomparator 67 ist mit der gesteuerten Verstärkungsstufe 61 verbunden.
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Das in 5 dargestellte Ausführungsbeispiel ist besonders vorteilhaft bei digitalen Modulationsformen, wie einer Zwei-Pegel-FSK-Modulation (2-FSK). Das System ist jedoch nicht auf solche digitalen Modulationsformen begrenzt, sondern kann auch für analoge Modulationsformen verwendet werden.
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Beim zweiten Ausführungsbeispiel aus 5 ist ein Ausgangssignal der Abtast- und Halteschaltung 64 größer oder kleiner als eine Durchschnittsspannung am Ausgang des Tiefpassfilters 53, wobei die Differenz davon abhängig ist, ob das Modulationssignal eine logische „1” oder eine logische „0” ist und welche Polarität das übertragene Signal hat, d. h. ob die Übertragung der „1” bestimmt, ob die Frequenz größer oder kleiner ist als eine Mittelfrequenz. Die Größe der Differenz ist vom Wert der Phasenabweichung am Eingang des Phasendetektors 47 abhängig. Das Signal, das in den Spannungskomparator 67 eingegeben wird, der ähnlich aufgebaut sein kann wie der im ersten Ausführungsbeispiel beschriebene Spannungskomparator 57, wird durch eine Addition des Durchschnittswerts der Steuerspannung des VCO 43 mit einem Signal erzeugt, welches das Summenergebnis in Abhängigkeit zum Modulationssignal entweder vergrößert oder verkleinert. Der Wert einer solchen Vergrößerung oder Verkleinerung ist vom Wert der Referenzspannung der Referenzspannungsquelle 59 abhängig. Deshalb variiert der Ausgang des Addierers/Subtrahierers 65 in Abhängigkeit vom Modulationseingangssignal, wobei die Variierung des Pegels vom Wert der Referenzspannung festgelegt und ein absolute Wert vom Durchschnittswert der an den VCO 43 angelegten Steuerspannung festgelegt wird. Ein absolute Wert des Signals am Ausgang der Abtast- und Halteschaltung 64 ist vom Modulationswert, d. h. „1” oder „0”, und von der an den VCO 43 angelegten Steuerspannung abhängig. Deshalb werden beide Signale an den Spannungskomparator 67 zusammen variiert und durch vorhandene Verzögerungen im VCO 43, im Teiler 45 und im Phasendetektor 47, ist der Ausgang des Spannungskomparators 67 so, dass der gesteuerten Verstärkungsstufe 61 ermöglicht wird, den Pegel des Modulationssignals so zu variieren, dass die Abweichung des VCO 43 mit der Modulation automatisch auf einen gegebenen Pegel gesteuert wird, der vom Wert der Referenzspannung der Referenzspannungsquelle 59 voreingestellt wird.
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Es wird darauf hingewiesen, dass der Gleichrichter 51, der in der Schaltung aus 3 benutzt wird, durch die Abtast- und Halteschaltung 65 ersetzt ist. Durch die Abtastung der Amplitude des vom Phasendetektors 47 ausgegebenen Fehlersignals mit einer passenden Abtastrate, die synchron mit dem digitalen Modulationssignal ist, repräsentiert eine augenblickliche am Ausgang des Phasendetektors 47 vorhandene Spannung die augenblickliche Frequenz des VCO 43, wenn auch durch eine Ausbreitungsverzögerungszeit des Frequenzteilers 45 verzögert, die durch bekannte Techniken leicht kompensiert werden kann. Der absolute Wert der abgetasteten Spannung ist von der Betriebsfrequenz abhängig und abhängig davon, ob eine „1” oder „0” übertragen werden soll liegt er oberhalb oder unterhalb des Durchschnittswertes der Steuerspannung. Der Addierer/Subtrahierer 65 addiert deshalb die übertragene „1” oder „0” oder umgekehrt. Die Addierer- und Subtrahiererfunktion wird von den übertragenen Daten gesteuert und der Ausgang des Addierers/Subtrahierers 65 repräsentiert dann genau die am VCO 43 benötigte Spannung. Der Ausgang des Phasendetektors 47 wird mit der Modulationsbitrate durch die Abtast- und Halteschaltung 65 abgetastet und die Spannung wird mit der Spannung am Ausgang des Addierers/Subtrahierers 65 im Spannungskomparator 67 verglichen, um die Verstärkung der gesteuerte Verstärkungsstufe 61 zu variieren und die Frequenzabweichung auf einem gewünschten Pegel zu halten.
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Ist die Modulation eine Mehrfachpegelmodulation, wie eine M-Pegel-FSK, dann kann die Referenzspannung in Abhängigkeit von der Modulation verändert werden, um eine erforderliche Anzahl von Pegeln zu produzieren und somit einen gewünschten substantiell konstanten Modulationsindex.
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In den in 3 und 5 dargestellten Systemen, kann die gesteuerte Verstärkungsstufe 61 als Verstärker mit variabler Verstärkung ausgeführt sein, wobei die Verstärkung in Abhängigkeit von der jeweiligen Verstärkungssteuerschaltung 62 bzw. 66 des Systems einstellbar ist.
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Es versteht sich von selbst, das die Referenzspannung der Verstärkungssteuerschaltung 62 bzw. 66 eingestellt werden kann, um den Modulationsindex zu steuern. Tatsächlich kann entweder die Verstärkung der gesteuerten Verstärkungsstufe 61 oder die Referenzspannung der Referenzspannungsquelle 59 in Abhängigkeit von der programmierten Frequenz gesteuert werden, um einen im wesentlichen konstanten Modulationsindex zu erhalten. In dieser Beschreibung entspricht der Begriff „programmierte Frequenz” seiner herkömmlichen Bedeutung im Zusammenhang mit einem Frequenzsynthesizer, d. h. das die VCO-Frequenz durch eine Programmierung irgendeiner Nummer N in einem Teiler, d. h. hier im Teiler 45, erzeugt wird.
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Die oben beschriebenen erfindungsgemäßen Systeme ermöglichen eine genaue Steuerung der Frequenzabweichung, die durch den VCO ausgeführt wird und erlaubt somit, den Modulationsindex im wesentlichen konstant zu halten. Dies wird so ausgeführt, dass der Modulationsindex unabhängig von Änderungen im Wert des Kv ist, d. h. vom Steuerspannungskoeffizienten des VCO 43.
