DE3706969C3 - Elektromagnetischer Strömungsmesser - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen elektromagnetischen Strö­ mungsmesser zum Messen der Strömungsmenge oder -geschwindigkeit eines Strömungsmittels nach dem Oberbegriff des Patentanspruches 1 bzw. 11 bzw. 12.

Für einen elektromagnetischen Strömungsmesser wurde bisher eine Netzfrequenz-Anregungsmethode für die Erregung bzw. Anregung mittels einer Netzstromquelle angewandt. Diese Methode bietet die folgenden Vorteile: a) Sie gewährleistet ein schnelles Ansprechen und damit eine Senkung der Fertigungskosten; b) sie ist kaum anfällig für statisches Rauschen (im folgenden auch als "Strömungsrauschen" bezeichnet), das in einem Strömungsmittel einer aufschlämmungsartigen Konsistenz oder niedriger Leitfähigkeit auftritt und eine mit der Strömungsgeschwindigkeit zunehmende Frequenz aufweist. Diese Methode ist jedoch mit dem Nachteil behaftet, daß der Nullpunkt schwankt, wenn der Strömungsmesser über eine vergleichsweise lange Zeitspanne, z. B. einen ganzen Tag, hinweg in seinem Betriebszustand belassen wird.

Dieser Umstand beschleunigte die Einführung einer Niederfrequenz- Anregungsmethode mit einer Frequenz entsprechend der Hälfte oder weniger der Netzfrequenz. Nach dieser Methode kann, wie an sich bekannt, vorteilhaft ein Strömungsmesser mit stabilem Nullpunkt realisiert werden. Die niedrige Anregungsfrequenz liegt aber nahe an der Frequenz des Strömungsrauschens, so daß der Strömungsmesser anfällig ist für den Einfluß des Strömungsrauschens, das bei höheren Strömungsgeschwindigkeiten deutlicher wird. Ein anderer Mangel besteht darin, daß eine Dämpfung zur Minderung des Einflusses von Strömungsrauschen das Ansprechen verlangsamt.

In den letzten Jahren wurde zunehmend bei elektromagnetischen Strömungsmessern der elektrische Leistungsbedarf verringert; dies stellt ein unabdingbares Erfordernis für einen elektromagnetischen Zweileitungs- Strömungsmesser dar, bei dem die Stromzufuhr und die Signalübertragung gleichzeitig über zwei Leitungen erfolgen. Hierzu muß die elektromotorische Kraft (EMK) pro Strömungsgeschwindigkeitseinheit herabgesetzt werden. Bei der bisherigen Niederfrequenz-Anregungsmethode ist z. B. die EMK von etwa 0,5 mV/m/s beim Zweileitungs- Strömungsmesser auf 10 µV/m/s verringert. Wenn die erzeugte EMK gegenüber dem Stand der Technik um eine Größenordnung oder mehr verringert wird, wirken sich aber die Einflüsse des Strömungsrauschens stärker aus, so daß sich eine Grenze bezüglich der Leistungswirtschaftlichkeit bei der Niederfrequenz-Anregungsmethode einstellt.

Die Anregung mit Netzfrequenz ist bezüglich der Unempfindlichkeit von schnellem Ansprechen und Reluktanz gegen Strömungsrauschen vorteilhaft, bezüglich der Stabilität des Nullpunkts aber nachteilig.

Dagegen gewährleistet die Niederfrequenzanregung einen stabilen Nullpunkt, während sie bezüglich der Empfindlichkeit für den Einfluß von Strömungsrauschen nachteilig ist. Die Anwendung jeder dieser Methoden ist mithin derart problematisch, daß es sich als unmöglich erweist, einen elektromagnetischen Strömungsmesser mit stabilem Nullpunkt und schnellem Ansprechen, aber geringer Empfindlichkeit für den Einfluß von Strömungsrauschen zu schaffen, und die Beseitigung des Hindernisses für wirtschaftlichere Energieausnutzung unmöglich ist.

Die US-PS 42 06 640 beschreibt eine Vorrichtung zur Korrektur von Schwankungen der Spannung einer Spannungsquelle durch Teilen einer niederfrequenten Signalspannung durch eine niederfrequente Vergleichsspannung, um dadurch die Erzeugung eines Fehlers zu verhindern, der im Strömungsgeschwindigkeits-Ausgangssignal auftritt, wenn die Spannung der Spannungsquelle bei der Erfassung eines niederfrequenten Signals durch niederfrequente Anregung schwankt. In diesem Fall muß die Vergleichsspannung an eine Ansteuereinheit gelegt werden, indem diese gleichstrommäßig von der Spannungsquelle isoliert wird. Für diese Isolation wird ein Stromtransformator herangezogen. Wenn jedoch ein niederfrequenter Strom direkt durch den Stromtransformator fließt, so wird dieser Stromtransformator zwangsläufig groß oder es ist nicht möglich, die Stromumwandlung fehlerfrei durchzuführen. Daher wird bei der bekannten Vorrichtung eine pulsierende Spannung, nämlich das Ausgangssignal des Gleichrichters, an die Primärseite des Stromtransformators gelegt, indem die Spannung mit einer Impulsfolge ein- und ausgeschaltet wird, die durch Überlappen einer Hochfrequenz und einer Niederfrequenz erhalten ist. Die angelegte Spannung wird auf der Sekundärseite des Stromtransformators gleichgerichtet, wodurch die niederfrequente Komponente für die Gewinnung der Vergleichsspannung geliefert wird.

Weiterhin beschreibt die US-PS 37 83 686 eine Vorrichtung zum Eliminieren von Rauschsignalen, wobei ein Anregen durch Umkehren der Wellenform einer Spannungsquelle mit niedriger Frequenz, nämlich einer geteilten Frequenz der Spannungsquellenfrequenz, vorgenommen wird.

In der SU-PS 507 777 ist ein elektromagnetischer Strö­ mungsmesser mit Nulldrift-Kompensation beschrieben, bei dem ein spezieller Detektor mit drei Elektroden zum Einsatz gelangt. Eine Anregung wird mit zwei Frequenzen durchgeführt, und eine Differenzspannung wird aufgrund der mit den beiden Frequenzen vorgenommenen Anregung abgeleitet. Diese Differenzspannung wird einem Potentiometer zugeführt, das zwischen den beiden, auf der gleichen Seite des Leiters angebrachten Elektroden vorgesehen ist. Mit Hilfe der Differenzspannung wird der Mittenabgriff des Potentiometers derart verfahren, daß die Differenzspannung den Wert Null annimmt.

Die EP 0 225 229 A1 beschreibt einen Strömungsmesser, bei dem in zwei Meßkanälen für eine höhere Frequenz und eine niedrigere Frequenz jeweils eine Demoduliereinheit und ein Tiefpaßfilter in Reihe liegen, bevor die Meßkanäle einem Differenzverstärker zugeführt sind, der ein Nullpunkt-Korrektursignal zur Korrektur des Signals mit der höheren Frequenz abgibt.

Es ist Aufgabe der Erfindung, einen elektromagnetischen Strömungsmesser zu schaffen, der ein schnelles Ansprechen auf Änderungen in der Strömungsmenge oder -geschwindigkeit zeigt und einen stabilen Nullpunkt aufweist, für den Einfluß von Strömungsrauschen aber kaum anfällig ist.

Diese Aufgabe wird bei einem elektromagnetischen Strö­ mungsmesser nach dem Oberbegriff des Patentanspruches 1 bzw. 11 bzw. 12 erfindungsgemäß durch die in deren jeweiligem kennzeichnendem Teil enthaltenen Merkmale gelöst.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Patentansprüchen 2 bis 13.

Im folgenden sind bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert. Die Fig. 3 bis 5 zeigen jedoch keine Ausführungsbeispiele der Erfindung; auf diese Figuren wird lediglich später bei der Erläuterung tatsächlicher Ausführungsbeispiele zur Erleichterung von deren Verständnis bezug genommen. Im einzelnen zeigt:

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer ersten Ausführungsform der Erfindung für Anregung auf der Grundlage einer Netzfrequenz,

Fig. 2 ein Blockschaltbild einer anderen Ausführungsform, die sich durch Strömungsmengensignal-Rückkopplung von derjenigen nach Fig. 1 unterscheidet,

Fig. 3 ein Blockschaltbild eines Strömungsmessers zum Kompensieren eines Nullpunkts auf der Grundlage einer Netzfrequenz-Signalverarbeitung,

Fig. 4 ein Blockschaltbild eines Strömungsmessers in Form einer Vereinfachung der Schaltungsanordnung nach Fig. 3,

Fig. 5 ein Blockschaltbild eines Strömungsmessers zur Änderung des Korrekturpunkts eines Nullpunktsignals gegenüber der Ausführungsform nach Fig. 4,

Fig. 6 ein Fig. 3 entsprechendes Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform, die hauptsächlich aus einer Niederfrequenz-Signalverarbeitungseinheit und einer dieser gegenüber verbesserte Ansprecheigenschaften besitzenden Netzfrequenz-Signalverarbeitungseinheit aufgebaut ist,

Fig. 7 ein Fig. 4 entsprechendes Blockschaltbild einer gegenüber Fig. 6 verbesserten weiteren Ausführungsform,

Fig. 8 ein Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform für Anregung mittels Rechteckwellen,

Fig. 9 eine graphische Darstellung von Wellenformen zur Erläuterung der Ausführungsform nach Fig. 8,

Fig. 10 graphische Darstellungen von Wellenformen (bzw. Kennlinien) zur Verdeutlichung der Übergangsfunktion der Ausführungsform nach Fig. 8,

Fig. 11 ein Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform, bei welcher die Änderungsgeschwindigkeit von Rauschen bzw. Störsignalen erfaßt und zum Addieren der Ausgangssignale der Zweifrequenzanregung und der Niederfrequenzanregung in einem beliebigen Verhältnis benutzt wird,

Fig. 12 ein Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform als spezielle Abwandlung der Ausführungsform nach Fig. 11,

Fig. 13 ein Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform mit gegenüber der Ausführungsform nach Fig. 12 abgewandelter Umschalteinheit,

Fig. 14 ein Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform, bei welcher die Größe von Störsignalen erfaßt und zum Wechseln der Ausgänge der Zweifrequenz- und Niederfrequenzanregungen benutzt wird,

Fig. 15 ein Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform, bei welcher die Verteilung des Verstärkungsgrads einer Schaltung geändert ist oder wird, um Sättigung eines Verstärkers od. dgl. aufgrund von Störsignalen (d. h. Rauschen) zu verhindern,

Fig. 16 ein Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform, die zu einer schnellen Rückführung auf Normalbetrieb befähigt ist,

Fig. 17 ein Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform unter Verwendung eines Mikrorechners,

Fig. 18 ein Zeitsteuerdiagramm zur Erläuterung der Operationen bei der Ausführungsform nach Fig. 17,

Fig. 19 ein Ablaufdiagramm der Verarbeitungsvorgänge an den Signalen nach Fig. 18,

Fig. 20 eine Tabelle zur Darstellung der Operationen des Ablaufdiagramms nach Fig. 19,

Fig. 21 ein Ablaufdiagramm zur Darstellung der Größenbegrenzungs- Verarbeitungsvorgänge nach Fig. 19,

Fig. 22 ein Zeitsteuerdiagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise einer Ausführungsform, die eine von der Ausführungsform nach Fig. 17 verschiedene Anregungswellenform aufweist,

Fig. 23 ein Ablaufdiagramm der Verarbeitungsvorgänge an den Signalen nach Fig. 22 und

Fig. 24 eine Tabelle zur Darstellung der Operationen nach dem Ablaufdiagramm gemäß Fig. 23.

Die in Fig. 1 dargestellte Ausführungsform entspricht dem Fall, in welchem eine Rückkopplungsschleife eines Wandlers des elektromagnetischen Strömungsmessers sowohl an Hoch- als auch Niederfrequenzseite vorgesehen ist. Ein Wellenleiter 10 eines Gebers des Strömungsmessers ist an seiner Innenfläche mit einem Isoliermaterial belegt oder ausgekleidet. Elektroden 11a und 11b dienen zum Erfassen oder Abnehmen einer Signalspannung. Eine Erregerspule 12 dient zur Erzeugung eines Magnetfelds, das einem zu messenden Strömungsmittel aufgeprägt werden soll. Die Erregerspule 12 wird mit einem konstanten Strom von Netzfrequenz von einer Netz-Konstantstromquelle 14 und weiterhin in Überlagerung mit einem konstanten Strom einer niedrigen Frequenz von etwa 50/8 Hz von einer Niederfrequenz-Konstantstromquelle 16 gespeist. Infolgedessen wird dem zu messenden Strömungsmittel ein Magnetfeld mit zwei verschiedenen Frequenzen, d. h. Netzfrequenz und einer 1/8 dieser Frequenz betragenden Frequenz, aufgeprägt.

Die Signalspannung wird an den Elektroden 11a und 11b abgenommen und zu einem Vorverstärker 17 ausgegeben, der eine Beseitigung der asymmetrischen Störspannung und eine Umwandlung der Impedanz bewirkt und die Signalspannung an seiner Ausgangsklemme 18 zu einem Knotenpunkt 19 ausgibt.

Am Knotenpunkt 19 wird eine Abweichung zwischen den Ausgangssignalen des Vorverstärkers 17 und einer Multiplizierstufe 20 abgenommen und durch einen Verstärker 21 verstärkt. Diese Abweichung wird durch einen Demodulator 22 mit einem Tiefpaßfilter einer kleinen Zeitkonstante synchron gleichgerichtet oder einer Abtast-Haltefunktion unterworfen. Das so geglättete Gleichspannungsausgangssignal wird durch einen Spannungs-/ Frequenzwandler 23 in ein Impulsfrequenzsignal einer konstanten Impulsbreite umgewandelt und zum Teil zur Multiplizierstufe rückgekoppelt und zum Teil zu einem Tiefpaßfilter 24 ausgegeben, welches dieses Signal glättet und sein Ausgangssignal V_L zu einem Addierknotenpunkt 25 ausgibt. Die Multiplizierstufe 20 weist beispielsweise einen Schalter auf. Dieser Schalter wird an seiner einen Klemme mit einer Vergleichsspannung einer niedrigen Frequenz beschickt, die an den beiden Klemmen eines Widerstands 15 erzeugt wird, so daß sie durch den Ausgangsimpuls des Spannungs/Frequenzwandlers 23 ein- oder ausgeschaltet wird, und dieser Schalter gibt an seiner anderen Klemme eine Spannung zum Knotenpunkt 19 aus. Andererseits wird die Vergleichsspannung niedriger Frequenz vom Widerstand 15 an den Demodulator 22 angelegt.

Der Verstärker 21, der Demodulator 22, der Spannungs/ Frequenzwandler 23, das Tiefpaßfilter 24 und die Multiplizierstufe 20 bilden gemeinsam eine Niederfrequenzsignal- Verarbeitungseinheit 26 zum Verarbeiten einer Niederfrequenz-Signalspannung. Diese Einheit 26 verarbeitet das eine, der Niederfrequenzanregung entsprechende Strömungsgeschwindigkeits- oder -mengensignal für das Strömungsmittel, um das verarbeitete Signal als Ausgangssignal V_L zum Addierknotenpunkt 25 auszugeben. Mittels der Zeitkonstante dieser Verarbeitungseinheit 26 wird die Zeitkonstante des Tiefpaßfilters 24 vergrößert, wobei das Ansprechen verzögert wird.

Zwischen die Ausgangsklemme 18 des Vorverstärkers 17 und den Addierknotenpunkt 25 ist parallel zur Niederfrequenzsignal- Verarbeitungseinheit 26 eine Netzfrequenzsignal- Verarbeitungseinheit 27 eingeschaltet.

Die Abweichung zwischen der Ausgangsspannung an der Ausgangsklemme 18 des Vorverstärkers 17 und der Ausgangsspannung einer Multiplizierstufe 28 wird an einem Knotenpunkt 29 abgenommen und durch einen Verstärker 30 verstärkt. Das Ausgangssignal dieses Verstärkers 30 wird entweder durch einen Demodulator 31 unter Verwendung einer am Widerstand 13 als Bezugsspannung erzeugten Netzfrequenz-Vergleichsspannung synchron gleichgerichtet oder einer Abtast-Haltefunktion zu einer geglätteten Gleichspannung unterworfen. Diese Gleichspannung wird durch einen Spannungs/Frequenzwandler 32 in ein Impulsfrequenzsignal einer konstanten Impulsbreite umgewandelt und zur Multiplizierstufe 28 rückgekoppelt. Die Ausgangsspannung des Wandlers 32 wird durch ein Tiefpaßfilter 33 zu einer Gleichspannung geglättet, die als Ausgangssignal V_H über ein Hochpaßfilter 34 zum Addierknotenpunkt 25 ausgegeben wird. Letzterer addiert die Ausgangssignale V_L und V_H zum Ausgeben eines zusammengesetzten Ausgangssignals V_C zu einer Ausgangsklemme 35.

Bei dieser Anordnung spricht im Fall des Normalbetriebs mit geringen Strömungsgeschwindigkeits- oder -mengenschwankungen die Netzfrequenzsignal-Verarbeitungseinheit 27 aufgrund des Vorhandenseins des Hochpaßfilters 34 nicht an, wobei hauptsächlich das Ausgangssignal V_L der Niederfrequenzsignal-Verarbeitungseinheit 26 mit einem stabilen Nullpunkt als zusammengesetztes Ausgangssignal oder Mischausgangssignal V_C ausgegeben wird. Andererseits wird der Einfluß des Strömungsrauschens aufgrund des Vorhandenseins des Tiefpaßfilters 24 gemildert, das eine große Zeitkonstante besitzt, die so gewählt ist, daß das Strömungsrauschen nicht in Form von Schwankungen des Ausgangssignals V_L auftritt. Da die Netzfrequenzsignal-Verarbeitungseinheit 27 weiterhin eine hohe Anregungs- oder Erregerfrequenz aufweist, ist die Differenz gegenüber der Frequenz des im Niederfrequenzbereich vorliegenden Strömungsrauschens so groß, daß sich kein entsprechender Einfluß im Ausgangssignal V_H bemerkbar macht.

Dies bedeutet mit anderen Worten, daß es im Normalbetrieb mit kleinen Strömungsmengenschwankungen möglich ist, einen elektromagnetischen Strömungsmesser zu gewährleisten, der für den Einfluß des Strömungsrauschens kaum anfällig ist und dabei einen stabilen Nullpunkt gewährleistet.

Falls die Strömungsmenge oder -geschwindigkeit plötzlich schwankt, spricht die Niederfrequenzsignal-Verarbeitungseinheit 26 aufgrund der großen Zeitkonstante des Tiefpaßfilters 24 nicht an, während dagegen die Netzfrequenzsignal-Verarbeitungseinheit 27 augenblicklich anspricht und das Ausgangssignal V_H als zusammengesetztes Ausgangssignal V_C liefert, weil sie eine kleine Zeitkonstante besitzt und ihr Ausgangssignal über das Hochpaßfilter 34 liefert.

Wenn die Amplitudengröße der gesamten Niederfrequenzsignal-Verarbeitungseinheit 26 sowie diejenige der gesamten Netzfrequenzsignal-Verarbeitungseinheit 27 im wesentlichen gleich groß sind und auch die Zeitkonstanten der gesamten Niederfrequenzsignal- Verarbeitungseinheit 26 für Tiefpaßfilterung sowie der gesamten Netzfrequenzsignal-Verarbeitungseinheit 27 für Hochpaßfilterung im wesentlichen einander gleich sind, wird das Ansprechen des zusammengesetzten Ausgangssignals V_C auf eine plötzliche Schwankung bei gleichförmiger Strömungsmenge geglättet.

Fig. 2 veranschaulicht eine zweite Ausführungsform der Erfindung als Abwandlung der Ausführungsform nach Fig. 1. Die abgewandelte Ausführungsform entspricht dem Fall, in welchem eine identische Regelschleife als Rückkopplungsschleife des Wandlers des elektromagnetischen Strömungsmessers verwendet wird. In Fig. 2 sind die den vorher beschriebenen Teilen entsprechenden Teile mit denselben Bezugsziffern wie vorher bezeichnet und daher nicht mehr im einzelnen erläutert.

Die betreffenden konstanten Ströme von der Niederfrequenz- Konstantstromquelle 16 und der Netz-Konstantstromquelle 14 werden über einen Widerstand 36 an die Erregerspule 12 angelegt, so daß am Widerstand 36 eine Vergleichsspannung mit zusammengesetzten bzw. überlagerten Nieder- und Netzfrequenzen erzeugt wird.

Am Knotenpunkt 19 wird eine Abweichung der Ausgangssignale des Vorverstärkers 17 und einer Multiplizierstufe 37 abgenommen und den beiden Verstärkern 21 und 30 eingespeist. Vom Ausgangssignal des Verstärkers 21 wird nur dessen Niederfrequenzkomponente durch einen Frequenzseparator 38 abgetrennt und als Vergleichsspannung dem Demodulator 22 eingespeist, so daß an der Ausgangsklemme des Demodulators 22 ein Gleichspannungs- Strömungsmengensignal entsprechend der Niederfrequenzanregung erzeugt wird. Dieses Strömungsmengensignal wird als Ausgangssignal V_{L 1} über das Tiefpaßfilter 24 zu einem Addierknotenpunkt 39 ausgegeben. Beim Ausgangssignal des Verstärkers 30 wird nur dessen Netzfrequenzkomponente durch den Frequenzseparator 38 abgetrennt und als Vergleichsspannung dem Demodulator 31 eingespeist, so daß an der Ausgangsklemme des Demodulators 31 ein Gleichspannungs- Strömungsmengensignal entsprechend der Netzfrequenzanregung erzeugt wird. Dieses Strömungsmengensignal wird als Ausgangssignal V_H1 über das Hochpaßfilter 34 zum Addierknotenpunkt 39 ausgegeben.

Ein zusammengesetztes Ausgangssignal V_C1, das aus den Ausgangssignalen V_L1 und V_H1 am Addierknotenpunkt 39 zusammengesetzt ist, wird durch einen Spannungs/Frequenzwandler 40 in eine Impulsreihe mit einem Tastverhältnis einer konstanten Impulsbreite umgewandelt und zur Multiplizierstufe 37 rückgekoppelt, so daß ein Ausgangssignal V_O zu bzw. an einer Ausgangsklemme 41 ausgegeben wird. Die Multiplizierstufe 37 besteht aus einem Schalter oder dergl., der durch den Ausgangsimpuls des Spannungs/Frequenzwandlers 40 geschlossen oder geöffnet wird, um die an den beiden Klemmen des Widerstands 36 erzeugte Vergleichsspannung der zusammengesetzten Frequenz oder Mischfrequenz zum Knotenpunkt 19 rückzukoppeln.

Bei der eben beschriebenen Anordnung lassen sich ebenfalls ähnliche Operationen wie im Fall von Fig. 1 erreichen, indem eine große Zeitkonstante für das Tiefpaßfilter 24 gewählt wird.

Fig. 3 zeigt einen Strömungsmesser, bei welchem die Stabilität des Nullpunkts dadurch sichergestellt ist, daß die Netzfrequenzsignal-Verarbeitungseinheit 27 als Grundlage benutzt wird und dieser ein Niederfrequenz-Nulldetektor hinzugefügt ist.

Das Ausgangssignal V_H′ des Tiefpaßfilters 33 der Netzfrequenzsignal-Verarbeitungseinheit 27 wird nicht nur zu einem Nullkorrekturknotenpunkt 42, sondern auch zu einem Tiefpaßfilter 43 ausgegeben.

Das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 43 wird an eine nichtinvertierende Eingangsklemme (+) eines Nullmeß- oder -detektorverstärkers 44 angelegt, während das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 24 an dessen invertierende Eingangsklemme (-) angelegt wird. Die Abweichung dieser Ausgangssignale wird durch den Nulldetektorverstärker 44 berechnet. Als Ergebnis liefert letzterer an seiner Ausgangsklemme ein Nullsignal ε₁ entsprechend der Verschiebung des Nullpunkts der Hochfrequenzsignal-Verarbeitungseinheit 27. Der Null­ korrekturknotenpunkt 42 führt eine Subtraktion zwischen dem Ausgangssignal V_H′ und dem Nullsignal ε₁ aus, um das Subtraktions-Ausgangssignal zur Ausgangsklemme 35 auszugeben.

Die Zeitkonstante des Tiefpaßfilters 43 ist mit einem großen Wert in Anpassung an diejenige des Tiefpaßfilters 24, mit hohem Wert gewählt, festgelegt, so daß es eine der Ansprechgeschwindigkeit des Tiefpaßfilters 24 gleiche Ansprechgeschwindigkeit besitzen kann.

Bei der beschriebenen Anordnung müssen außerdem eine Verstärkereinheit 45, die aus dem Verstärker 21, dem Demodulator 22, dem Spannungs/Frequenzwandler 23 und der Multiplizierstufe 20 besteht, sowie eine Verstärkereinheit 46 aus dem Verstärker 30, dem Demodulator 31, dem Spannungs/Frequenzwandler 32 und der Multiplizierstufe 28 einen gemeinsamen bzw. gleichen Verstärkungsgrad besitzen.

Die Verstärkereinheit 46 ist für Einflüsse des Strömungsrauschens nicht anfällig und besitzt ein schnelles Ansprechen, zeigt aber langsame Schwankungen oder Fluktuationen ihres Nullpunkts, weil sie die Netzfrequenzsignale verarbeitet. Die Verstärkereinheit 45 ist dagegen für den Einfluß des Strömungsrauschens anfällig, jedoch in ihrem Nullpunkt stabil, weil sie die Niederfrequenzsignale verarbeitet. Das Strömungsrauschen übt jedoch keinen Einfluß auf das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 24 aus, weil letzteres eine große Zeitkonstante aufweist. Wenn daher die Abweichung zwischen dem Ausgangssignal, das durch Hindurchleiten des Ausgangssignals der Verstärkereinheit 46 durch das Tiefpaßfilter 43 mit großer Zeitkonstante gewonnen wurde, und dem Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 24 durch den Nulldetektorverstärker 44 berechnet wird, erscheint infolgedessen das Nullsignal ε₁, das die Verschiebung des Nullpunkts anzeigt und das durch die Verstärkereinheit 47 erzeugt wird, am Ausgang des Nulldetektorverstärkers 44, wenn auch mit langsamem Ansprechverhalten.

Andererseits werden sowohl das Signal der Netzfrequenzsignal- Verarbeitungseinheit 27 mit schwankendem Nullpunkt, aber schnellem Ansprechen, als auch das Nullsignal ε₁ entsprechend den Schwankungen des Nullpunkts an den Nullkorrekturknotenpunkt 42 angelegt, in welchem eine Subtraktion zwischen diesen Signalen erfolgt, so daß ein Strömungsmengensignal mit schnellem Ansprechen, aber ohne jedes Strömungsrauschen, und in welchem Nullpunktschwankungen beseitigt sind, an der Ausgangsklemme 35 erhalten wird.

Fig. 4 veranschaulicht einen weiteren Strömungsmesser.

Während bei dem Strömungsmesser gemäß Fig. 3 die Linearitäten der Kennlinien der Verstärkereinheiten 45 und 46 identisch sein müssen, ist dies beim Strömungsmesser gemäß Fig. 4 nicht der Fall, so daß dessen Aufbau vereinfacht sein kann.

Die Verstärkereinheit 47 besteht aus dem Verstärker 30, dem Demodulator 31, dem Spannungs/Frequenzwandler 32, der Multiplizierstufe 28 und einem Nullkorrekturknotenpunkt 48. Letzterer wird mit dem Ausgangssignal der Multiplizierstufe 28 und einem Nullsignal ε₂ gespeist, wobei die betreffende Differenz am Nullkorrekturknotenpunkt 48 abgenommen und zum Knotenpunkt 19 ausgegeben wird.

Eine Multiplizierstufe 49 wird mit dem Ausgangssignal des Spannungs/Frequenzwandlers 32 und der Niederfrequenz- Vergleichsspannung vom Widerstand 15 gespeist, um die mit dieser Vergleichsspannung modulierte Niederfrequenz- Modulationsspannung an die eine Eingangsklemme eines Differenzverstärkers 50 anzulegen. Letzterer ermittelt eine Differenz zwischen der modulierten Spannung und dem Ausgangssignal des Vorverstärkers 17, um die Differenz zum Demodulator 22 auszugeben. Da dieser Demodulator 22 mit der Niederfrequenz-Vergleichsspannung vom Widerstand 15 gespeist wird, erzeugt er an seinem Ausgang eine Gleichspannung entsprechend der Niederfrequenzkomponente der Signalspannung. Diese Gleichspannung wird durch den Spannungs/Frequenzwandler 23 über das Tiefpaßfilter 24 mit großer Zeitkonstante in eine Frequenz umgewandelt; die Netzfrequenz- Vergleichsspannung vom Widerstand 13 wird mit dieser Frequenz durch eine Multiplizierstufe 51 moduliert und als Nullsignal ε₂ ausgegeben, welches die Schwankungen des Netzfrequenz-Nullpunkts am Nullkorrekturknotenpunkt 48 anzeigt. An letzterem wird das zur Netzfrequenz modulierte Nullsignal ε₂ vom Netzfrequenz- Ausgangssignal der Multiplizierstufe 28 subtrahiert, so daß an der Ausgangsklemme 35 das Strömungsmengen- oder -geschwindigkeitssignal mit durch ein Tiefpaßfilter 52 korrigiertem Nullpunkt erhalten wird.

Der Differenzverstärker 50, der Demodulator 22, das Tiefpaßfilter 24, der Spannungs/Frequenzwandler 23, die Multiplizierstufe 51 usw. bilden gemeinsam einen Nulldetektor 53.

Da dieser Nulldetektor 53 nur für die Unterdrückung des Nullpunkts benutzt wird und insgesamt nach Art eines Differenzverstärkers arbeitet, ist die Linearität nicht so wesentlich.

Da der Nullpunkt in der Netzfrequenz gewöhnlich langsam schwankt, kann der Nulldetektor 53 weiterhin ein langsames Ansprechen aufweisen, wobei er jedoch Strömungsrauschen zu glätten vermag.

Der in Fig. 5 dargestellte Strömungsmesser ist gegenüber demjenigen nach Fig. 4 in der Weise abgewandelt, daß der Korrekturknotenpunkt für das Nullsignal ε₂ geändert ist.

Das Ausgangssignal des Demodulators 31 einer Verstärkereinheit 54 und ein Nullsignal ε₃ werden an einen Nullkorrekturknotenpunkt 55 angelegt, in welchem sie einer solchen Subtraktion unterworfen werden, daß das resultierende Signal zu einem Spannungs/Frequenzwandler 56 ausgegeben wird, dessen Verstärkungsgrad demjenigen des Spannungs/Frequenzwandlers 32 gleich gewählt ist.

Eine Multiplizierstufe 57 wird mit dem Ausgangssignal des Spannungs/Frequenzwandlers 56 und der Niederfrequenz- Vergleichsspannung vom Widerstand 15 gespeist, um die mit dieser Vergleichsspannung modulierte Niederfrequenz- Modulationsspannung an die eine Eingangsklemme des Differenzverstärkers 50 anzulegen. Letzterer ermittelt eine Abweichung zwischen dieser modulierten Spannung und dem Ausgangssignal des Vorverstärkers 17, um diese zum Demodulator 22 auszugeben. Letzterer liefert eine Gleichspannung entsprechend der Niederfrequenzkomponente der Signalspannung als Nullsignal ε₃ zum Nullkorrekturknotenpunkt 55.

Ein Nulldetektor 58 besteht aus der Multiplizierstufe 57, dem Differenzverstärker 50, dem Demodulator 22, dem Tiefpaßfilter 24, usw.

Fig. 6 zeigt in einem der Fig. 3, gemäß welcher die Netzfrequenzsignal-Verarbeitungseinheit als Hauptteil vorgesehen ist, entsprechenden Blockschaltbild eine Ausführungsform, bei welcher zur Verbesserung ihrer Ansprechcharakteristik eine Niederfrequenzsignal- Verarbeitungseinheit als Hauptteil vorgesehen ist.

Das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 24 mit stabilem Nullpunkt der Niederfrequenzsignal-Verarbeitungseinheit 26 wird zu einem Ansprechkorrekturknotenpunkt 59 ausgegeben und an die eine Eingangsklemme eines Ansprechmeß- oder -detektorverstärkers 60 angelegt. Die andere Klemme des Verstärkers 60 wird mit dem Ausgangssignal von der Netzfrequenzsignal- Verarbeitungseinheit 27 mit schnellem Ansprechen gespeist, und er ermittelt die Differenz zwischen diesem Ausgangssignal und dem Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 24, um diese Differenz über ein Hochpaßfilter 61 zum Ansprechkorrekturknotenpunkt 59 auszugeben.

Dieser Knotenpunkt 59 führt eine Subtraktion zwischen den Ausgangssignalen vom Hochpaßfilter 61 und vom Tiefpaßfilter 24 durch und gibt das Differenzsignal zur Ausgangsklemme 35 aus.

Das Ausgangssignal der Niederfrequenzsignal-Verarbeitungseinheit 26 weist einen stabilen Nullpunkt auf, zeigt jedoch ein langsames Ansprechen. Dagegen weist das Ausgangssignal von der Netzfrequenzsignal-Verarbeitungseinheit 27 einen instabilen Nullpunkt auf, zeigt aber ein schnelles Ansprechen.

Infolgedessen enthält das durch Ermittlung einer Differenz zwischen den Ausgangssignalen der Tiefpaßfilter 24 und 33 am Ansprechdetektorverstärker 60 erhaltene Signal eine Gleichspannungskomponente, während das durch Hindurchleiten der Gleichspannungskomponente durch das Hochpaßfilter 61 erhaltene Ansprechkompensiersignal V_C keine Gleichspannungskomponente enthält, sondern eine nicht beeinträchtigte Nullpunktstabilität und ein schnelles Ansprechen zeigt. Das Ausgangssignal des Ansprechkorrekturknotenpunkts 59 kompensiert damit das langsame Ansprechen des Tiefpaßfilters 24 mit dem Ansprechkompensiersignal V_C, so daß ein schnelles Ansprechen und ein stabiler Nullpunkt erreicht werden.

Fig. 7 veranschaulicht eine gegenüber der Ausführungsform nach Fig. 6 verbesserte Ausführungsform der Erfindung, die im wesentlichen aus einer Niederfrequenzsignal- Verarbeitungseinheit aufgebaut ist und der Anordnung nach Fig. 4 entspricht, die hauptsächlich aus der Netzfrequenzsignal-Verarbeitungseinheit aufgebaut ist.

Eine Multiplizierstufe 62 wird mit dem Ausgangssignal des Spannungs/Frequenzwandlers 23 gespeist und moduliert dieses mit der am Widerstand 13 erhaltenen Netzfrequenz- Vergleichsspannung zum Ausgeben des modulierten Ausgangssignals an die eine Eingangsklemme eines Ansprechdetektorverstärkers 63. Letzterer berechnet und liefert die Differenz zwischen dem an seine eine Eingangsklemme angelegten modulierten Ausgangssignal und dem an die andere Eingangsklemme angelegten Ausgangssignal vom Vorverstärker 17. Das Ausgangssignal dieses Verstärkers 63 wird durch den Demodulator 31 mit der am Widerstand 13 erhaltenen Netzfrequenz- Vergleichsspannung demoduliert, so daß ein Ansprechkompensiersignal V_C′ der Signalspannung entsprechend der Netzfrequenzkomponente zu einem Ansprechkorrekturknotenpunkt 64 ausgegeben wird.

Das Niederfrequenzausgangssignal vom Tiefpaßfilter 24 wird an den Ansprechkorrekturknotenpunkt 64 angelegt und in seinem Ansprechen mit dem Ansprechkompensiersignal V_C′ korrigiert, bevor es zum Spannungs/ Frequenzwandler 23 ausgegeben wird. Wenn somit das Ansprechkompensiersignal V_C′ der Niederfrequenz­ signal-Verarbeitungseinheit 26 eingespeist wird, unterliegt der Verstärkungsgrad des Ansprechdetektors aus dem Ansprechdetektorverstärker 63, dem Demodulator 31, der Multiplizierstufe 62 usw. keinem Fehler, auch wenn er nicht stabil ist.

Fig. 8 veranschaulicht eine weitere Ausführungsform der Erfindung, bei welcher die Erregung mittels Rechteckwellen erfolgt.

Die Erregerspule 12 wird mit einem Erregerstrom I_f von einem Erreger 65 gespeist, der auf die im folgenden beschriebene Weise aufgebaut ist.

Eine Bezugsspannung E₁ wird über einen Schalter SW₁ an eine nichtinvertierende Eingangsklemme (+) eines Verstärkers Q₁ angelegt, dessen Ausgangsklemme mit der Basis eines Transistors Q₂ verbunden ist. Der Emitter des Transistors Q₂ ist über einen Widerstand R_f mit einem Sammelpunkt COM und mit der invertierenden Eingangsklemme (-) des Verstärkers Q₁ verbunden. Eine Erregerspannung E_S wird zwischen den Sammelpunkt COM und den Kollektor des Transistors Q₂ über sowohl eine Reihenschaltung aus Schaltern SW₂ und SW₃ als auch eine Reihenschaltung aus Schaltern SW₄ und SW₅, die ihrerseits zur erstgenannten Reihenschaltung parallelgeschaltet ist, angelegt. Die Erregerspule 12 ist mit dem Knotenpunkt zwischen den Schaltern SW₂ und SW₃ sowie dem Knotenpunkt zwischen den Schaltern SW₄ und SW₅ verbunden. Die Verbindungen oder Anschlüsse dieser Schalter SW₁, SW₂ und SW₅, SW₃ und SW₄ werden durch Zeitsteuer- bzw. Schritt-Taktsignale S₁, S₂ bzw. S₃ angesteuert.

Andererseits wird die Signalspannung an den Elektroden 11a und 11b abgenommen und zum Vorverstärker 17 ausgegeben. Letzterer bewirkt die Beseitigung der asymmetrischen Störspannung und die Impedanzumwandlung, und er gibt die Signalspannung über seine Ausgangsklemme zu einem Knotenpunkt 66 aus. Die Signalspannung an diesem Knotenpunkt 66 wird entweder über einen Schalter SW₇ oder eine Reihenschaltung aus einem invertierenden Verstärker Q₃ und einem Schalter SW₈ zu einem Tiefpaßfilter 67 einer kleinen Zeitkonstante geliefert.

Die Signalspannung am Knotenpunkt 66 wird weiterhin entweder über einen Schalter SW₉ oder eine Reihenschaltung aus einem invertierenden Verstärker Q₄ und einem Schalters SW₁₀ zu einem Tiefpaßfilter 68 einer kleinen Zeitkonstanten geliefert. Diese Schalter SW₇, SW₈, SW₉ und SW₁₀ werden mittels der Taktsignale S₇, S₈, S₉ bzw. S₁₀ von einem Zeitgeber 69 geschlossen bzw. geöffnet. Das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 67 und das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 68 werden jeweils über das Tiefpaßfilter 24 der großen Zeitkonstante und eine Reihenschaltung aus einem Verstärker Q₅ mit variabler Verstärkung und dem Hochpaßfilter 34 geleitet und am Addierknotenpunkt 25 addiert, wobei das addierte Ausgangssignal über ein Tiefpaßfilter 70 an der Ausgangsklemme 35 ausgegeben wird.

Der Verstärker Q₅ mit variabler Verstärkung ist dabei vorgesehen, um eine Einstellung zum Egalisieren der Ausgangsspannung V_L vom Tiefpaßfilter 24 und der Ausgangs­ spannung V_H vom Hochpaßfilter 34 vorzunehmen.

Bei der beschriebenen Anordnung sind die einzelnen Konstanten so gewählt, daß die Übertragungsfunktionen der über das Tiefpaßfilter 24 verlaufenden Niederfrequenzschleife, die durch den Knotenpunkt 66 und den Addierknotenpunkt 25 gebildet ist, und der über das Hochpaßfilter 34 verlaufenden und aus dem Knotenpunkt 66 sowie dem Addierknotenpunkt 25 gebildeten Hochfrequenzschleife eine Summe von 1 ergeben. In der Praxis reicht es aus, die Zeitkonstanten des Tiefpaßfilters 24 und des Hochpaßfilters 34 sowie die Signalspannungen der einzelnen Schleifen durch Einstellung des Verstärkungsgrads des genannten Verstärkers Q₅ zu egalisieren.

Im folgenden ist die Arbeitsweise der Ausführungsform gemäß Fig. 8 anhand der graphischen Wellenformdarstellung von Fig. 9 erläutert.

Wie in Fig. 9(a) gezeigt, ist das Zeitsteuer- oder Schrittaktsignal S₁ abwechselnd EIN und AUS, so daß jeweils die Bezugsspannung E₁ an die nichtinvertierende Eingangsklemme (+) des Verstärkers Q₁ angelegt oder nicht angelegt wird. Andererseits werden die Schalter SW₂ und SW₅ sowie die Schalter SW₃ und SW₄ mit den Niederfrequenzwellen der Taktsignale S₂ (vgl. Fig. 9(b)) bzw. S₃ (vgl. Fig. 9(c)) abwechselnd geschlossen, so daß der Erregerstrom I_f fließt, in welchem die Niederfrequenzwellen (mit einer Periode von 2 T) und die Hochfrequenzwellen (mit einer Periode von 2 t) zusammengesetzt sind, wie dies in Fig. 9(d) dargestellt ist.

Die Signalspannung am Knotenpunkt 66 wird mit den Taktsignalen S₇ und S₈ gemäß Fig. 9(e) und 9(f) abgetastet, so daß an der Ausgangsklemme des Schalters SW₇ die in Fig. 9(g) gezeigte Spannung erhalten wird. Diese Spannung wird durch das Tiefpaßfilter 67 geglättet und über das Tiefpaßfilter 24 zum Addierknotenpunkt 25 ausgegeben.

Weiterhin wird die Signalspannung am Knotenpunkt 66 mit den Taktsignalen S₉ und S₁₀ zu Zeitpunkten gemäß Fig. 9(h) und 9(i) abgetastet bzw. abgegriffen. Infolgedessen wird an der Ausgangsklemme des Schalters SW₉ die in Fig. 9(j) dargestellte Signalspannung ausgegeben, deren Größe durch den Verstärker Q₅ mit variabler Verstärkung eingestellt wird, bevor sie über das Hochpaßfilter 34 zum Addierknotenpunkt 25 ausgegeben wird.

Die am Addierknotenpunkt 25 addierten Signalspannungen werden durch das Tiefpaßfilter 70 geglättet und zur Ausgangsklemme 35 geliefert. Wenn dabei die Übertragungsfunktionen des Tiefpaßfilters 24 als 1/(1+T₁S) und des Hochpaßfilters 34 als T₂/(1+T₂S) ausgedrückt werden, sind die betreffenden Zeitkonstanten T₁ und T₂ so gewählt, daß sie T₁=T₂ genügen und diese Übertragungsfunktionen somit eine Summe von 1 ergeben (S = Operator für Filtercharakteristik).

Wenn die einzelnen Zeitkonstanten so gewählt sind, daß sie der obigen Beziehung genügen, variieren die Signalspannung V_L am Ausgang des Tiefpaßfilters 24 und die Signalspannung V_H am Ausgang des Hochpaßfilters 34 auf die in Fig. 10(a) gezeigte Weise, falls die Signalspannungen schrittweise variieren. Infolgedessen zeigt das addierte Ausgangssignal V_O schrittweise Änderungen ohne jeden Fehler, wie dies in Fig. 10(b) dargestellt ist.

Falls dagegen die Summe der einzelnen Übertragungsfunktionen nicht gleich 1 ist, variieren die Signalspannungen V_L und V_H am Ausgang des Tiefpaßfilters 24 bzw. am Ausgang des Hochpaßfilters 34 auf die in Fig. 10(c) gezeigte Weise, wenn die Signalspannungen schrittweise variieren. Infolgedessen zeigt das addierte Ausgangssignal V_O′ den Fehler ε₁ einschließende Schwankungen oder Variationen (vgl. Fig. 10(d)).

Das Tiefpaßfilter 24 und das Hochpaßfilter 34 sind nicht auf die Primärfilter beschränkt, sondern können Filter beliebiger Art sein, wenn die Summe ihrer Übertragungsfunktionen gleich 1 ist. Falls dagegen für das Schrittansprechen keine Genauigkeit gefordert wird, braucht die Summe der Übertragungsfunktionen nicht genau eingestellt zu werden.

Fig. 11 veranschaulicht eine weitere Ausführungsform der Erfindung, welche die jeweiligen Vorteile der Zweifrequenzanregung und der Niederfrequenzanregung nutzt.

In einem elektromagnetischen Strömungsmesser dringen, allgemein gesprochen, nicht nur die Strömungsstörsignale bzw. Strömungsrauschen, sondern auch Differentialstörsignale aufgrund der kapazitiven Ankopplung vom Erreger zu den Elektroden ein, woraus im Fall einer Hochfrequenzanregung niedrige oder mittlere Schwankungen folgen.

Die Niederfrequenzanregung ist dagegen insofern vorteilhaft, als sie einen stabilen Nullpunkt gewährleistet und für die Differentialstörsignale kaum anfällig ist; nachteilig daran ist jedoch, daß dabei ein Ansprechen auf Strömungsrauschen erfolgt, weil das betreffende Frequenzband zu demjenigen des Strömungsrauschens gehört bzw. innerhalb von diesem liegt.

Die in Fig. 8 veranschaulichte Zwei- oder Doppelfrequenzanregung mit zwei niedrigen und hohen Frequenzen ist andererseits insofern vorteilhaft, als sie einen stabilen Nullpunkt gewährleistet und gegenüber Strömungsrauschen stabil ist; wie sich aus der vorstehenden Beschreibung ergibt, ist daran jedoch nachteilig, daß diese Anregungsart über lange Zeitspannen hinweg gegenüber Differentialstörsignalen stabil, gegenüber den mittleren Schwankungen jedoch schwach stabil bzw. instabil ist, weil sie auf der Hochfrequenzsignal-Verarbeitungseinheit beruht.

Da weder Strömungsrauschen noch Differentialstörsignale vorhanden sind oder nur die letzteren vorliegen, kann daher ein Ausgangssignal mit stabilem Nullpunkt auch dann erzielt werden, wenn die Signale durch die Niederfrequenzsignal- Verarbeitungseinheit verarbeitet werden. Wenn dagegen Strömungsrauschen vorhanden ist, kann das Ausgangssignal mit stabilem Nullpunkt dann erhalten werden, wenn die Signale an der Zweifrequenzanregungsseite verarbeitet werden.

Bei strömendem Strömungsmittel kommt es aber vor, daß sowohl Strömungsrauschen als auch Differentialstörsignale vorhanden sind. Auch wenn dabei der Nullpunkt an der Zweifrequenzanregungsseite mit mittleren Schwankungen um den Nullpunkt herum für eine entsprechende Zeitspanne durch die Differentialstörsignale zum Schwanken gebracht wird, werden diese Nullpunktschwankungen maskiert und mit der Zeit gemittelt, so daß sie keinen wesentlichen Fehler einführen.

Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 11 wird daher das optimale Ausgangssignal durch Erfassen oder Abgreifen der Größe des Strömungsrauschens mit dem Ausgangssignal an der Niederfrequenzseite und durch entsprechendes Variieren des Addierverhältnisses zwischen der Niederfrequenzseite und der Zweifrequenzseite erzeugt.

Ein Signal S_L, das Strömungsrauschen enthält, wird vom Ausgang des Tiefpaßfilters 67 an der Niederfrequenzseite abgegriffen, und seine variierende Komponente ΔS_L wird durch ein Hochpaßfilter 71 ausgesiebt und zu einer Absolutwertschaltung 72 ausgegeben. Letztere ermittelt den Absolutwert |ΔS_L| dieser variierenden Komponente ΔS_L und legt diesen als Ausgangssignal eΔ über ein Tiefpaßfilter 73 an eine Klemme einer Subtrahierstufe 74 an. Die andere Klemme der Subtrahierstufe 74 wird mit einer Bezugsspannung E₂ beaufschlagt, so daß die resultierende Spannungsdifferenz einer Multiplizierstufe 75 eingegeben wird. Da das Ausgangssignal eΔ im vorliegenden Fall so gewählt ist, daß es der Beziehung 0 ≦ eΔ ≦ E₂ genügt, wird die der Multiplizierstufe 75 einzuspeisende Spannung mit größer werdender variierender Komponente ΔS_L des Signals S_L kleiner. Die Multiplizierstufe 75 ermittelt das Produkt aus dem Signal S_L und dem Ausgangssignal der Subtrahierstufe 74, um dieses zu einer Klemme einer Verhältnisaddierstufe 76 zu liefern.

Andererseits leitet eine Multiplizierstufe 77 das Produkt aus dem zusammengesetzten Ausgangssignal V_C des Addierknotenpunkts 25 und dem Ausgangssignal eΔ des Tiefpaßfilters 73 ab, um dieses Produkt an die andere Klemme der Addierstufe 76 anzulegen. Diese Beziehung läßt sich durch folgende Gleichung ausdrücken:

V_O = kV_C + (1-k) S_L ,

darin bedeutet: k = durch das Ausgangssignal eΔ zu kontrollierendes oder einzustellendes Verhältnis.

Die Addierstufe 76 addiert die jeweiligen Ausgangssignale der Multiplizierstufen 75 und 77 und gibt das Ergebnis als Strömungsmengenausgangssignal V_O über das Tiefpaßfilter 70 zur Ausgangsklemme 35 aus.

Infolgedessen wird mit größer werdender variierender Komponente ΔS_L des Signals S_L das Ausgangssignal vom Tiefpaßfilter 73 größer, so daß das Ausgangssignal der Multiplizierstufe 75 kleiner wird, während das Ausgangssignal der Multiplizierstufe 77 größer wird. Hierdurch verkleinert sich das Verhältnis zwischen den Ausgangssignalen der Niederfrequenzseite und der Zweifrequenzseite.

Er kann somit das optimale Ausgangssignal durch Erfassen der Schwankungen des Strömungsrauschens oder dergl. an der Niederfrequenzseite erzielt werden, um automatisch das Verhältnis zwischen den Ausgangssignalen der Zweifrequenzseite und der Niederfrequenzseite zu ändern.

Fig. 12 veranschaulicht eine weitere Ausführungsform der Erfindung, die eine Vereinfachung des Aufbaus bzw. der Schaltungsanordnung der Ausführungsform gemäß Fig. 11 darstellt.

Das Ausgangssignal eΔ des Tiefpaßfilters 73 wird an die eine Eingangsklemme eines Komparators 78 angelegt, an dessen anderer Klemme eine Bezugsspannung E₃ anliegt, so daß ein mit dem Signal S_L, d. h. einem Niederfrequenzsignal, und dem zusammengesetzten Ausgangssignal V_C, d. h. dem Signal der Zweifrequenzseite, beaufschlagter Schalter SW₁₁ durch das Ausgangssignal vom Komparator 78 umgeschaltet wird. Wenn das Ausgangssignal eΔ eines Tiefpaßfilters 73 die Bezugsspannung E₃ übersteigt, wird der Schalter SW₁₁ auf das zusammengesetzte Ausgangssignal V_C umgeschaltet. Anderenfalls wird der Schalter SW₁₁ auf das Niederfrequenzsignal S_L umgeschaltet.

Fig. 13 veranschaulicht eine weitere Ausführungsform, bei welcher beim Umschalten des Schalters eine Hysterese zur Ausführungsform gemäß Fig. 12 hinzugefügt wird.

Bei dieser Ausführungsform wird das Ausgangssignal des Komparators 78 einerseits direkt und andererseits über eine monostabile Schaltung (Multivibrator) 79a an die Eingangsklemmen eines ODER-Glieds 79b angelegt, das seinerseits mit seinem Ausgangssignal den Schalter SW₁₁ ansteuert.

Der Schalter SW₁₁ bleibt damit für die Zeitspanne einer vorbestimmten Breite des durch die monostabile Schaltung 79a erzeugten Impulses unbetätigt, auch wenn das Ausgangssignal des Komparators 78 variiert, so daß Rattern bzw. Schalterprellen verhindert werden kann.

Fig. 14 veranschaulicht eine weitere Ausführungsform, bei welcher die Zwei- oder Doppelfrequenzseite und die Niederfrequenzseite durch Erfassung des Pegels des Ausgangssignals an der Niederfrequenzseite umgeschaltet werden.

Bei den beschriebenen Ausführungsformen gemäß Fig. 12 und 13 werden die Änderungen des Signals an der Niederfrequenzseite zum Umschalten des Schalters SW₁₁ erfaßt. Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 14 wird dagegen die Absolutgröße des Signals an der Niederfrequenzseite erfaßt. Ein Komparator 80, an dessen einer Eingangsklemme eine Bezugsspannung E₄ anliegt, wird an seiner anderen Klemme mit dem Signal S_L gespeist, um mit seinem Ausgangssignal den Schalter SW₁₁ auf die Niederfrequenz- oder die Zweifrequenzseite umzuschalten. Wenn das Signal S_L die Bezugsspannung E₄ übersteigt, wird der Schalter SW₁₁ zur Erzeugung des zusammengesetzten Ausgangssignals V_C auf die Zweifrequenzseite umgeschaltet.

Fig. 15 veranschaulicht eine weitere Ausführungsform der Erfindung, bei welcher die Verteilung des Verstärkungsgrads der Schaltung zur Verhinderung einer etwaigen Sättigung des Verstärkers aufgrund von Rauschen bzw. Störsignalen geändert wird.

Für einen elektromagnetischen Strömungsmesser wird angestrebt, die Erregerleistung zur Gewährleistung einer wirtschaftlichen Leistungsnutzung zu senken, doch nimmt mit niedrigerer Anregungsleistung auch seine Signalspannung ab. Zum Ausgleich hierfür wird eine Vergrößerung des Verstärkungsgrads der Schaltung angestrebt. Da andererseits Strömungsrauschen od. dgl. unabhängig von der Anregungsleistung konstant ist, kann der elektromagnetische Strömungsmesser für Störsignale anfällig werden. Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 15 wird daher die Verteilung des Verstärkungsgrads in der Schaltung in Abhängigkeit von den Störsignalen geändert, um die Sättigung der Schaltung zu verhindern.

Ein variabler Verstärker oder Regelverstärker 81 ist zwischen die Ausgangsklemme des Vorverstärkers 17 und den Knotenpunkt 66 geschaltet, während ein kompensierender Verstärker 82 zwischen den Addierknotenpunkt 25 und das Tiefpaßfilter 70 des Ausgangs geschaltet ist. Weiterhin werden die Verstärkungsgrade des variablen Verstärkers 81 und des kompensierenden Verstärkers 82 mit den durch einen Störsignaldetektor 83 erfaßten Störsignalen (Rauschen) so geregelt oder eingestellt, daß das entsprechende Produkt aus den Verstärkungsgraden der beiden Verstärker 81 und 82 konstant bleiben kann.

Der variable Verstärker 81 besitzt den im folgenden beschriebenen Aufbau. Ein Verstärker Q₆, dessen nichtinvertierende Eingangsklemme (+) mit dem gemeinsamen oder Sammelpotentialpunkt COM verbunden ist, ist an seiner invertierenden Eingangsklemme (-) über einen Widerstand R_i an die Ausgangsklemme des Vorverstärkers 17 angeschlossen. Zwischen dieser invertierenden Eingangsklemme (-) und der Ausgangsklemme des Verstärkers Q₆ sind ein Reihenkreis aus einem Widerstand R₁ und einem Schalter SW₁₂, ein Reihenkreis aus einem Widerstand R₂ und einem Schalter SW₁₃ sowie ein Reihenkreis aus einem Widerstand R₃ und einem Schalter SW₁₄ parallel eingeschaltet. Diese Schalter SW₁₂, SW₁₃ und SW₁₄ werden mittels Steuersignalen S₁₂, S₁₃ bzw. S₁₄ vom Störsignaldetektor 83 geschaltet.

Der Störsignaldetektor 83 besitzt den im folgenden beschriebenen Aufbau. Die Absolutgröße des Ausgangssignals vom Vorverstärker 17 wird durch einen Absolutgrößenkreis 84 berechnet und zu einem Tiefpaßfilter 85 ausgegeben. Das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 85 wird sowohl an die andere Eingangsklemme des Komparators Q₇, an dessen einer Eingangsklemme eine Bezugsspannung E₅ anliegt, als auch die andere Eingangsklemme eines Komparators Q₈ angelegt, dessen eine bzw. erste Eingangsklemme mit einer Bezugsspannung E₆ gespeist wird, so daß dadurch die Beziehung zwischen den Pegeln der Bezugsspannungen E₅, E₆ und dem Pegel des im Ausgangssignal des Vorverstärkers 17 enthaltenen Rauschens bewertet wird. Die Ausgangssignale der Komparatoren Q₇ und Q₈ werden an die betreffenden Eingangsklemmen eines NOR-Glieds Q₉ angelegt, so daß die NOR-Funktion der Ausgangssignale zur Lieferung des Steuersignals S₁₄ an seiner Ausgangsklemme berechnet wird. Die durch einen Inverter Q₁₁ invertierten Ausgangssignale von den Komparatoren Q₇ und Q₈ werden den betreffenden Eingangsklemmen eines NOR-Glieds Q₁₀ aufgeprägt, so daß die NOR-Funktion der Ausgangssignale am NOR-Glied Q₁₀ berechnet wird, um an dessen Ausgangsklemme das Steuersignal S₁₃ zu liefern. Außerdem wird das Steuersignal S₁₂ als Ausgangssignal des Komparators Q₇ erhalten. Diese Steuersignale erfassen die Größe der an der Ausgangsklemme des Vorverstärkers 17 erzeugten Störsignale (Rauschen), so daß sie die betreffenden Schalter entsprechend der Störsignalgröße umschalten, um den Verstärkungsgrad des variablen Verstärkers 81 zu ändern.

Der kompensierende Verstärker 82 ist auf die im folgenden beschriebene Weise ähnlich wie der variable Verstärker 81 aufgebaut. Die Ausgangsklemme des Vorverstärkers 17 ist über einen Widerstand R_i′ mit der invertierenden Eingangsklemme (-) eines Verstärkers Q₆′ verbunden, dessen nichtinvertierende Eingangsklemme (+) an den Sammelpotentialpunkt COM angeschlossen ist. Zwischen die Ausgangsklemme des Vorverstärkers 17 und die Ausgangsklemme des Verstärkers Q₆′ sind in Parallelschaltung folgende Bauelemente eingeschaltet: Ein Reihenkreis aus einem Widerstand R₁′ und einem Schalter SW₁₂′, ein Reihenkreis aus einem Widerstand R₂′ und einem Schalter SW₁₃′ sowie ein Reihenkreis aus einem Widerstand R₃′ und einem Schalter SW₁₄′. Die Schalter SW₁₂′, SW₁₃′ und SW₁₄′ werden mittels der von den Störsignaldetektoren gelieferten Steuersignale S₁₂, S₁₃ bzw. S₁₄ umgeschaltet. Die jeweiligen Konstanten der Bauelemente sind so gewählt, daß der kompensierende Verstärker 82 variabel sein kann, um den Verstärkungsgrad des variablen Verstärkers 81 zu kompensieren und den Gesamtverstärkungsgrad konstant zu halten. Die Verstärkungsgrade werden mithin in Abhängigkeit von der Größe der Störsignale (Rauschen) geändert, um eine Sättigung der Schaltung aufgrund der Störsignale zu verhindern.

Fig. 16 veranschaulicht eine weitere Ausführungsform, die schnell auf einen Normalbetrieb rückführbar ist.

Da die Zwei- bzw. Doppelfrequenzanregung an ihrer Niederfrequenzseite das Tiefpaßfilter mit einer großen Zeitkonstante benötigt, ist sie mit einer beträchtlichen Zeitspanne für Dauer- oder Einschwingzustandbetrieb behaftet, wenn die Stromzufuhr hergestellt wird oder wenn die Störsignale eintreten und beseitigt werden, um von einem abnormalen Zustand in den Normalzustand zurückzukehren. Dieses Problem wird durch die Ausführungsform gemäß Fig. 16 gelöst.

Eine Zeitkonstanten-Änderungsstufe 86 besitzt den im folgenden beschriebenen Aufbau. Zwischen die Ausgangsklemme des Tiefpaßfilters 67 mit kleiner Zeitkonstante und den Addierknotenpunkt 25 ist in Reihe dazu ein Transistor Q₁₂ eingeschaltet, dessen zwei Anschlüsse durch einen Schalter SW₁₅ kurzgeschlossen sind. Zwischen die Ausgangsklemme des Transistors Q₁₂ und den Sammelpotentialpunkt COM ist ein Kondensator C₁ eingeschaltet. Der Transistor Q₁₂, dessen Innenwiderstand mittels eines Steuersignals S₁₅ eingestellt wird, und der Kondensator C₁ gestalten die Zeitkonstante eines Tiefpaßfilters 87 variabel.

Ein Kondensator C₂ ist in Reihe zwischen die Ausgangsklemme des Verstärkers Q₅ mit variabler Verstärkung und den Addierknotenpunkt 25 geschaltet. Zwischen die Ausgangsklemme des Kondensators C₂ und den Sammelpotentialpunkt COM ist ein Transistor Q₁₃ geschaltet, der durch einen Schalter SW₁₆ kurzgeschlossen ist und dessen Innenwiderstand mittels des Steuersignals S₁₅ eingestellt wird. Der Transistor Q₁₃ und der Kondensator C₂ bilden gemeinsam ein Hochpaßfilter 88.

Ein Störsignaldetektor 89 ist auf die im folgenden beschriebene Weise aufgebaut. Das Ausgangssignal des Vorverstärkers 17 wird an die anderen Eingangsklemmen sowohl eines Komparators Q₁₄, dessen eine, erste Eingangsklemme mit einer Bezugsspannung E₇ gespeist wird, als auch eines Komparators Q₁₅ angelegt, dessen eine Eingangsklemme mit einer Bezugsspannung E₈ gespeist wird; die betreffenden Ausgangssignale beider Komparatoren Q₁₄ und Q₁₅ werden den betreffenden Eingängen eines ODER-Glieds Q₁₆ aufgeprägt. Das Ausgangssignal des ODER-Glieds Q₁₆ wird über ein Tiefpaßfilter 90 an die andere Eingangsklemme eines Komparators Q₁₇ angelegt, dessen eine, erste Eingangsklemme mit einer Bezugsspannung E₉ gespeist wird und dessen Ausgangsklemme an eine monostabile Schaltung (Multivibrator) 91 angeschlossen ist. Das Ausgangssignal von der monostabilen Schaltung 91 wird durch einen Invertere Q₁₈ invertiert und zu einem Tiefpaßfilter 92 ausgegeben, das aus einem Widerstand R₄ und einem Kondensator C₃ aufgebaut ist. Die beiden Klemmen oder Anschlüsse des Widerstands R₄ sind durch eine Diode D₁ kurzgeschlossen, um an der Ausgangsklemme des Tiefpaßfilters 92 das Steuersignal S₁₅ zu liefern.

Wenn das Ausgangssignal vom Vorverstärker 17 einen geringen Störsignalanteil enthält, besitzt das Ausgangssignal des ODER-Glieds Q₁₆ den niedrigpegeligen Zustand, wobei auch das Ausgangssignal des Komparators Q₁₇ den niedrigen Pegel besitzt. Infolgedessen besitzt auch das Ausgangssignal der monostabilen Schaltung 91 den niedrigen Pegel, während das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 92, das Steuersignal S₁₅, auf dem hohen Pegel liegt. Dieser Signalzustand wird über einen Wähler 93 an die Transistoren Q₁₂ und Q₁₃ angelegt, um deren Innen- oder Eigenwiderstände auf hohen Werten zu halten.

Falls die Bezugsspannungen E₇ und E₈ übersteigende Störsignale (Rauschen) am Ausgang des Vorverstärkers 17 erscheinen, nimmt das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 90 den hohen Pegel an. Infolgedessen hält das Ausgangssignal des Komparators Q₁₇ seinen hohen Pegel aufrecht, solange die Störsignale vorliegen.

Da jedoch das Ausgangssignal des Komparators Q₁₇ auf den niedrigen Pegel abfällt, wenn die Störsignale zu bestehen aufhören, erfaßt die monostabile Schaltung 91 die abfallende Flanke, um einen Impuls eines hohen Pegels und einer vorbestimmten Länge an ihrem Ausgang zu liefern. Dieser Impuls wird durch den Inverter Q₁₈ invertiert und an das Tiefpaßfilter 92 angelegt, dessen Ausgangs- oder Steuersignal S₁₅ zunächst auf den niedrigen Pegel abfällt und dann mit einer durch die Zeitkonstante des Tiefpaßfilters 92 bestimmten Geschwindigkeit auf den hohen Pegel zurückgeht.

Wenn die Störsignale zu bestehen aufhören, fallen infolgedessen die Innen- oder Eigenwiderstände der Transistoren Q₁₂ und Q₁₃ zunächst ab, um dann allmählich wieder anzusteigen, so daß die Rückkehr in den Einschwingzustand nach dem Verschwinden der Störsignale beschleunigt wird.

Ein Stromquellen-Zustandsdetektor 94 besitzt den im folgenden beschriebenen Aufbau. Der Strom von einer Stromquelle E₁₀ wird über einen Schalter SW₁₇ an einen Widerstand R₅ und einen Kondensator C₄ angelegt. Die Spannung an der Verzweigung zwischen dem Widerstand R₅ und dem Kondensator C₄ wird der anderen Eingangsklemme eines Komparators Q₁₉ aufgeprägt, dessen eine, erste Eingangsklemme mit einer Bezugsspannung E₁₁ gespeist wird. Die Eingangsklemmen eines ODER-Glieds Q₂₀ werden mit den betreffenden Ausgangssignalen der monostabilen Schaltung 91 und des Komparators Q₁₉ gespeist, um die Schalter SW₁₅ und SW₁₆ der Zeitkonstanten-Änderungsstufe 86 mittels des Ausgangssignals vom ODER-Glied zu schließen oder zu öffnen.

Da die Spannung an der Verzweigung zwischen Widerstand R₅ und Kondensator C₄ beim Anlegen der Stromquellenspannung den niedrigen Pegel besitzt, befindet sich das Ausgangssignal des Komparators Q₁₉ auf dem hohen Pegel, und die Schalter SW₁₅ und SW₁₆ sind im Schließzustand. Nach Ablauf einer vorbestimmten, durch die Zeitkonstante des Widerstands R₅ und des Kondensators C₄ bestimmten Zeitspanne wird jedoch das Ausgangssignal des Komparators Q₁₉ auf den niedrigen Pegel invertiert, so daß die Schalter SW₁₅ und SW₁₆ öffnen.

Infolgedessen ist für die vorbestimmte Zeitspanne vom Augenblick der ersten Stromzufuhr die Zeitkonstante der Zeitkonstanten-Änderungsstufe 86 so klein, daß eine schnelle Rückkehr zu den normalen Operationen erfolgen kann.

Bei Wiederherstellung des Normalbetriebs nach dem Verschwinden der Störsignale wird weiterhin der Impuls des hohen Pegels für eine vorbestimmte Zeitspanne von der monostabilen Schaltung 91 über das ODER-Glied Q₂₀ angelegt, um die Schalter SW₁₅ und SW₁₆ zu schließen.

Im Wähler 93 werden das Steuersignal S₁₅ und die Spannung an der Verzweigung zwischen Widerstand R₅ und Kondensator C₄ an die betreffenden Eingangsklemmen eines Komparators Q₂₁ angelegt, der mit seinem Ausgangssignal einen Schalter SW₁₈ ansteuert. Dieser Schalter SW₁₈ befindet sich bei der Herstellung der Stromzufuhr in der Stellung während er im Dauer- oder Einschwingzustand in die Stellung umgelegt ist.

Fig. 17 zeigt eine weitere Ausführungsform der Erfindung unter Verwendung eines Mikrorechners.

Das Ausgangssignal des Vorverstärkers 17 wird durch einen Analog/Digital- bzw. A/D-Wandler (A/D_L) 95 und einen Analog/Digital- bzw. A/D-Wandler (A/D_H) 96 in Digitalsignale umgewandelt, die über eine Datenschiene oder Bus 99 in einem Randomspeicher (RAM) 97 abgespeichert werden. In einem Festwertspeicher (ROM) 98 sind ein vorbestimmtes Programm und Anfangsdaten abgespeichert. Unter der Steuerung einer Zentraleinheit (CPU) 100 werden die Operationen in Übereinstimmung mit den im Festwertspeicher 98 abgespeicherten Operationsvorgängen ausgeführt, wobei das Ergebnis im Randomspeicher 97 gespeichert wird.

Das Taktsignal eines Taktgenerators 101 erfährt eine Frequenzteilung durch n in einem Frequenzteiler 102 und wird als Systemtakt S_h der Zentraleinheit 100 und dem A/D-Wandler 96 zugeführt.

In Übereinstimmung mit dem im Festwertspeicher 98 abgespeicherten Operationsprogramm gibt die Zentraleinheit 100 einen Schrittakt zur Bestimmung der Wellenform eines Anregungs- oder Erregerstroms I_{f 1} (oder I_{f 1}) über die Sammelschiene 99 zu einer Schrittaktsignal- Ausgabestelle (TO) 103 aus. In Übereinstimmung mit diesem Schrittakt liefert die Ausgabestelle 103 Zeitsteuer- oder Schrittaktsignale S₂₂, S₂₃, S₂₄ und S₂₅ zum Umschalten des Erregerstroms. In Abhängigkeit von diesen Schrittaktsignalen S₂₂, S₂₃, S₂₄ und S₂₅ werden die Schalter SW₂, SW₃, SW₄ bzw. SW₅ eines Erregerkreises 104 umgeschaltet.

In Übereinstimmung mit dem durch die Zentraleinheit bezeichneten Schrittakt gibt außerdem die Ausgabestelle 103 ein Zeitsteuer- oder Schrittaktsignal S_l zum A/D- Wandler 96 für das Abgreifen des Ausgangssignals vom Vorverstärker 17 aus.

Entsprechend dem im Festwertspeicher 98 abgespeicherten Operationsprogramm führt andererseits die Zentraleinheit (CPU) eine vorbestimmte Operation mittels der im Randomspeicher 97 gespeicherten Daten aus, wobei das Ergebnis dieser Operation im Randomspeicher 97 abgespeichert und als Strömungsmengenausgangssignal über die Sammelschiene 99 und einen Digital/Analog- bzw. D/A-Wandler 195 zu einer Ausgangsklemme 106 ausgegeben wird.

Im folgenden sind die Operationen der in Fig. 17 dargestellten Ausführungsformen anhand des Zeitsteuerdiagramms gemäß Fig. 18, des Ablaufdiagramms gemäß Fig. 19, der Operationstabelle gemäß Fig. 20 und des Ablaufdiagramms gemäß Fig. 21 erläutert.

Der am Ausgang des in Fig. 17 dargestellten Frequenzteilers 102 erhaltene Systemtakt S_h mit der in Fig. 18(a) gezeigten Wellenform wird der Zentraleinheit 100 zugeführt.

In einem Schritt 1 gemäß Fig. 19 wird die Zentraleinheit 100 mit dem Unterbrechungsschrittakt (Fig. 18(g)) des Systemtakts S_h synchronisiert, um ein den Schalttakt einer Erreger- oder Anregungswellenform angebendes Schrittaktausgangssignal über die Sammelschiene 99 zur Schrittaktsignal-Ausgabestelle 103 in Übereinstimmung mit dem vorbestimmten, im Festwertspeicher 98 abgespeicherten Operationsprogramm zu liefern.

In einem Schritt 2 nimmt die Ausgabestelle 103 diesen Umschaltschrittakt ab, um die Schrittaktsignale S₂₅ (Fig. 18(b)), S₂₄ (Fig. 18(c)), S₂₃ (Fig. 18(d)) und S₂₂ (Fig. 18(e)) zu den Schaltern SW₅, SW₄, SW₃ bzw. SW₂ des Erregers 104 zu liefern. Nach Maßgabe dieser Schrittaktsignale liefert der Erreger 104 den Erreger- oder Anregungsstrom I_{f 1} mit der Wellenform gemäß Fig. 18(f) zur Erregerspule 12. Diese Anregungswellenform besitzt eine Schrittaktzahl i = 0 bis 15, die einen Wiederholungszyklus darstellt (vgl. Fig. 18(i)), und liegt mit ihrem n-Zyklusabschnitt in ihrem Zentrum (vgl. Fig. 18(h)). Die Anregungswellenform besitzt eine multiplizierte Form aus Nieder- und Hochfrequenzwellenformen.

Die Operation geht sodann auf einen Schritt 3 über. Die Schritte 3 bis 6 entsprechen den Vorgängen zum Eingeben der Daten von den A/D-Wandlern 96 und 95.

Im Schritt 3 werden die synchron mit dem Systemtakt S_h (Fig. 18(a)) in jedem Zyklus vom A/D-Wandler 96 eingegebenen Daten über die Sammelschiene 99 in einem vorbestimmten Datenbereich H_i des Randomspeichers 97 unter der Steuerung der Zentraleinheit (CPU) 100 abgespeichert (vgl. Fig. 18(j)).

Sodann geht die Operation auf den Schritt 4 über, in welchem geprüft wird, ob die eingegebene Schrittaktzahl i gleich 0 ist oder nicht. Im negativen Fall geht die Operation auf den Schritt 6, im positiven Fall auf den Schritt 5 über.

Im Schritt 5 werden zum Abtastschrittzeitpunkt nach dem Schrittaktsignal S_l (Fig. 18(k)), das von der Schrittaktsignal-Ausgabestelle 103 ausgegeben wurde, die vom A/D-Wandler 95 eingegebenen Daten gemäß Fig. 18(l) unter der Steuerung der Zentraleinheit 100 über die Sammelschiene 99 in vorbestimmten Datenbereichen oder -speicherplätzen - - -, L₀(n-1), L₀(n), L₀(n+1), - - -, usw. des Randomspeichers 97 abgespeichert, bis die Operation auf einen Schritt 8 übergeht.

Sodann werden in einem Schritt 7 mit dem Abtasttakt nach dem von der Ausgabestelle 103 ausgegebenen Schrittaktsignal S_l (Fig. 18(k)) die vom A/D-Wandler 95 eingegebenen Daten gemäß Fig. 18(l) unter der Steuerung der Zentraleinheit 100 über die Sammelschiene 99 in vorbestimmten Datenbereichen - - -, L₁(n-1), L₁(n), L₁(n+1), - - - usw. des Randomspeichers 97 abgespeichert, bis die Operation auf den Schritt 8 übergeht.

Im Schritt 8 wird geprüft, ob die Schrittaktzahl i ungeradzahlig ist oder nicht. Im positiven Fall geht die Operation auf einen Schritt 9, im negativen Fall auf einen Schritt 12 über.

Im Schritt 9 werden die Hochfrequenzwellen demoduliert. Für diese Demodulation werden die im Randomspeicher 97 gespeicherten Daten H_i dazu benutzt, eine Operation mit der arithmetischen Gleichung in der Spalte "Hochfrequenz- Demodulation e_Hi" gemäß Fig. 29, die im Festwertspeicher 98 abgespeichert ist, zu dem in Fig. 18(m) gezeigten Zeitpunkt und unter der Steuerung der Zentraleinheit 100 durchzuführen; das Rechenergebnis wird im Randomspeicher 97 abgespeichert. Durch diese Demodulation werden die an den Elektroden 11a und 11b erzeugten elektrochemischen Störsignale beseitigt und die Differentialstörsignale auf einer konstanten Größe gehalten, so daß kein Fehler eingeführt wird. Eine in Fig. 20 erscheinende Konstante A läßt sich, nebenbei bemerkt, durch die nachstehende Gleichung ausdrücken, wenn das Symbol T_C eine Differential- oder Integralkonstante und das Symbol ΔT_C eine Operationsperiode gemäß Fig. 18(f) bezeichnen:

A = T_d / (T_C + ΔT_C) .

In einem Schritt 10 wird eine Größenbegrenzung durchgeführt. Dieser Schritt ist nicht notwendigerweise unverzichtbar, ist jedoch im folgenden aus Erläuterungsgründen beschrieben. Diese Operation wird durchgeführt, um die großen Amplituden der Störsignale, die vermischt sein können, weil das Ansprechen an der Hochfrequenzseite für die Zweifrequenzanregung ausgezeichnet ist, auf eine vorbestimmte Größe zu begrenzen.

Dieser Vorgang ist nachstehend anhand von Fig. 21 beschrieben. Gemäß Fig. 21 wird der obere Grenzwert der Störsignale in einem Schritt A geprüft. Hierbei wird geprüft, ob das vorliegende Rechenergebnis e_Hi größer ist als eine Größe, die das Additionsergebnis einer Größen­ begrenzungsbreite e_R mit dem vorhergehenden Rechenergebnis e_Hi-2 an der Hochfrequenzseite dargestellt. Die Operation wird als normal bewertet, und sie geht im negativen Fall auf einen Schritt C, im positiven Fall auf einen Schritt B über.

Im Schritt B wird das Additionsergebnis der Größenbegrenzungsbreite e_R mit dem vorherigen Rechenergebnis e_Hi-2 als augenblicklicher Wert (oder Istwert) ausgegeben und in seiner Amplitude begrenzt.

Im Schritt C wird der untere Grenzwert der Störsignale geprüft. Hierbei wird geprüft, ob das vorliegende Rechenergebnis e_Hi größer oder nicht größer ist als der Wert, der ein Subtraktionsergebnis der Größen­ begrenzungsbreite e_R vom vorherigen Rechenergebnis e_Hi-2 an der Hochfrequenzseite darstellt. Diese Operation wird als normal bewertet, und sie geht im negativen Fall auf einen Schritt 11, im positiven Fall auf einen Schritt D über.

Im Schritt D wird das Ergebnis der Subtraktion der Größenbegrenzungsbreite e_R vom vorherigen Rechenergebnis e_Hi-2 als augenblicklicher Wert (Istwert) ausgegeben und in seiner Amplitude begrenzt.

Sodann geht die Operation auf den Schritt 11 über. In diesem wird eine Hochfrequenzfilterung F_Hi an der Hochfrequenzseite ausgeführt.

Für diese Filterung werden die im Randomspeicher 97 gespeicherten Daten e_Hi und das vorherige Filterergebnis zur Durchführung einer Operation mit der arithmetischen Gleichung, die im Festwertspeicher 98 gespeichert und in der Spalte "Hochfrequenzfilterung F_Hi" gemäß Fig. 20 dargestellt ist, unter der Steuerung der Zentraleinheit 100 benutzt; das Rechenergebnis wird im Randomspeicher 97 abgespeichert.

Sodann geht die Operation auf den Schritt 12 über, in welchem geprüft wird, ob die Schrittaktzahl i gleich 0 oder 8 ist. Im positiven Fall geht die Operation auf den Schritt 13, im negativen Fall auf den Schritt 15 über.

Im Schritt 13 wird eine Niederfrequenzdemodulation ausgeführt. Für diesen Zweck werden die im Randomspeicher 97 gespeicherten Daten - - -, L₀(n-1), L₀(n), L₀(n+1), usw. sowie - - -, L₁(n-1), L₁(n), L₁(n+1) usw. zur Durchführung einer Operation der arithmetischen Gleichung, die im Festwertspeicher 98 gespeichert und in der Spalte "Niederfrequenzdemodulation e_Li" gemäß Fig. 20 dargestellt ist, zu dem in Fig. 18(n) angegebenen Zeitpunkt und unter der Steuerung der Zentraleinheit 100 benutzt; das Rechenergebnis wird im Randomspeicher 97 abgespeichert. Eine Konstante B gemäß Fig. 20 läßt sich dabei ausdrücken zu:

B = ΔT / (ΔT + T) .

In einem Schritt 14 erfolgt eine Niederfrequenz- bzw. Tiefpaßfilterung F_Li an der Niederfrequenzseite.

Für diese Filterung werden die im Randomspeicher 97 gespeicherten Daten e_L0 und e_LB sowie das vorherige Filterergebnis zur Durchführung einer Operation mit der arithmetischen Gleichung, die im Festwertspeicher 98 gespeichert und in der Spalte "Tiefpaßfilterung F_Li" gemäß Fig. 20 dargestellt ist, unter der Steuerung der Zentraleinheit 100 benutzt; das Rechenergebnis wird im Randomspeicher 97 abgespeichert.

Im Schritt 15 wird geprüft, ob die Schrittaktzahl i ungerade ist oder nicht. Im positiven Fall geht die Operation auf einen Schritt 16, im negativen Fall auf einen Schritt 17 über.

Im Schritt 16 wird eine Addition ausgeführt. Das Ergebnis F_Hi der Hochfrequenzfilterung und das Ergebnis F_Li der Niederfrequenzfilterung, die im Randomspeicher 97 gespeichert sind, werden zur Durchführung einer Operation mit der arithmetischen Gleichung, die im Festwertspeicher 98 gespeichert und in der Spalte "Addition e_A" gemäß Fig. 20 dargestellt ist, unter der Steuerung der Zentraleinheit 100 benutzt; das Rechenergebnis wird im Randomspeicher 97 gespeichert, bis bzw. bevor die Operation auf einen Schritt 18 übergeht.

Im Schritt 18 befindet sich der Programmablauf in einem Bereitschaftszustand bis zur nächsten Unterbrechung, wobei der Eingang des nächsten Unterbrechungsschrittakts der Programmfluß vom Schritt 1 bis zum Schritt 18 erneut abläuft.

Die Signalverarbeitungsoperationen für den Fall einer sich ändernden Wellenform des Erregerstroms sind nachstehend anhand der Fig. 22 bis 24 beschrieben. Da diese Operationen im wesentlichen denjenigen nach Fig. 17 bis 22 entsprechen, sind nachstehend nur die Unterschiede erläutert.

Gemäß Fig. 22 unterscheidet sich die Wellenform eines Zeitsteuer- oder Schrittaktsignals S₂₂′ von derjenigen nach Fig. 18. Infolgedessen ist die Wellenform des Anregungsstroms I_f2 von derjenigen gemäß Fig. 18 verschieden, d. h. sie besteht aus den addierten bzw. überlagerten Niederfrequenz- und Hochfrequenzwellenformen. Dies bedingt eine geringfügige Änderung der Signalverarbeitungsvorgänge.

Im Ablaufdiagramm gemäß Fig. 23 sind die Unterschiede gegenüber Fig. 19 auf die Entscheidung oder Prüfung im Schritt 8, die arithmetischen Operationen in den Schritten 9, 11, 13 und 14 sowie die Entscheidung oder Prüfung im Schritt 15 beschränkt.

Die Prüfungen gemäß den Schritten 8 und 15 werden in Verbindung mit den Rechenoperationen in den Schritten 9, 11, 13 und 14 benötigt.

Die Operation gemäß Schritt 9 wird mit der arithmetischen Gleichung, die im Festwertspeicher 98 gespeichert und in der Spalte "Hochfrequenzdemodulation e_Hi′" in Fig. 24 dargestellt ist, mittels der im Randomspeicher 97 gespeicherten Daten und zum Zeitpunkt gemäß Fig. 22(m) ausgeführt; das Rechenergebnis wird wiederum über die Sammelschiene 99 im Randomspeicher 97 abgespeichert.

Die Operation gemäß Schritt 11 wird mit der arithmetischen Gleichung, die im Festwertspeicher 98 gespeichert und in der Spalte "Hochpaßfilterung F_Hi′" gemäß Fig. 24 dargestellt ist, mittels der im Randomspeicher 97 gespeicherten Daten durchgeführt; das Rechenergebnis wird wiederum über die Sammelschiene 99 im Randomspeicher 97 abgespeichert. Die Operation gemäß Schritt 13 wird mit der arithmetischen Gleichung, die im Festwertspeicher 98 gespeichert und bei "Niederfrequenzdemodulation e_Li′" in Fig. 24 dargestellt ist, unter Verwendung der im Randomspeicher 97 gespeicherten Daten - - -, L₀′(n-1), L₀′(n), L₀′(n-1), - - -, usw. sowie - - -, L₁′(n-1), L₁′(n), L₁′(n+1), - - - usw. zu den in Fig. 22(n) gezeigten Zeitpunkten ausgeführt; das Rechenergebnis e_Li′ wird wiederum über die Sammelschiene 99 im Randomspeicher 97 abgespeichert.

Die Operation gemäß Schritt 14 wird mit der arithmetischen Gleichung, die im Festwertspeicher 98 gespeichert und bei "Tiefpaßfilterung F_Li′" in Fig. 24 dargestellt ist, und unter Verwendung der im Randomspeicher 97 gespeicherten Daten ausgeführt; das Rechenergebnis wird wiederum über die Sammelschiene 99 im Randomspeicher 97 abgespeichert.

Im Schritt 16 werden das Ergebnis der Hochpaßfilterung F_Hi′ und der Tiefpaßfilterung F_Li benutzt und addiert, um ein addiertes Ausgangssignal e₀ zu erhalten.

In der vorstehenden Beschreibung ist die Frequenz des Erregerstroms nicht erwähnt. Da jedoch der elektromagnetische Strömungsmesser feine bzw. kleine Signale verarbeitet, werden diese Signale der von der Stromversorgung eingegebenen Signalspannung überlagert. Durch Wahl der Hochfrequenz mit einer Frequenz, die einem ganzzahligen Vielfachen der Höhe der Netzfrequenz nicht gleich ist, und durch Wählen der niedrigen Frequenz mit einem ganzzahligen Vielfachen der Netzfrequenz wird daher Schwebung, die zwischen der Netzfrequenz oder ihrer ganzzahligen harmonischen Frequenz und der Anregungsfrequenz hervorgerufen wird, durch ein Tiefpaßfilter in einer nachgeschalteten Stufe beseitigt.

Durch auf vorstehend beschriebene Weise erfolgendes Verbinden einer Zusammensetzeinrichtung zum Zusammensetzen des Ausgangssignals der Niederfrequenzsignal- Verarbeitungseinheit mit dem Tiefpaßfilter und des Ausgangssignals der Hochfrequenzsignal-Verarbeitungseinheit mit dem Hochpaßfilter mit einer Addiereinrichtung kann somit ein elektromagnetischer Strömungsmesser geschaffen werden, der ein schnelles Ansprechen auf Schwankungen der Strömungsmenge oder -geschwindigkeit und einen stabilen Nullpunkt aufweist, der jedoch kaum anfällig ist für den Einfluß von Strömungsrauschen.

Claims (14)

1. Elektromagnetischer Strömungsmesser zum Messen der Strömungsmenge oder -geschwindigkeit eines Strömungsmittels durch Beaufschlagung desselben mit einem Magnetfeld, mit einer Erregereinheit (12) zur Lieferung eines Magnetfelds mit zwei verschiedenen Frequenzen, d. h. einer ersten Frequenz und einer zweiten, niedrigeren Frequenz durch Auswerten einer abhängig von der Strömungsgeschwindigkeit erzeugten Signalspannung, gekennzeichnet durch

• - eine erste Demoduliereinheit (31) zum Ausgeben eines ersten Signals durch Diskriminieren der Signalspannung auf der Grundlage der ersten Frequenz und zum Demodulieren der ersten Frequenzkomponente der Signalspannung,
• - eine Hochpaßfiltereinheit (34) zum Hochpaßfiltern des ersten Signals,
• - eine zweite Demoduliereinheit (22) zum Ausgeben eines zweiten Signals durch Diskriminieren der Signalspannung auf der Grundlage der zweiten Frequenz und zum Demodulieren der zweiten Frequenzkomponente der Signalspannung,
• - eine Tiefpaßfiltereinheit (24) zum Tiefpaßfiltern des zweiten Signals, und
• - eine Zusammensetzeinheit (25) zur Lieferung eines die Strömungsgeschwindigkeit angebenden Signals durch Addieren der betreffenden Ausgangssignale von Hoch- und Tiefpaßfiltereinheit (34, 24) (Fig. 1).

2. Elektromagnetischer Strömungsmesser nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Vergleichseinheit (80) zum Vergleichen des Ausgangssignals (S_L) von der zweiten Demoduliereinheit (SW₇, SW₈, Q₃) mit einer Pegelvorgabespannung (E₄) und eine zwischen einerseits einem Ausgangsanschluß (35) des Strömungsmessers und andererseits der zweiten Demoduliereinheit (SW₇, SW₈, Q₃) und der Zusammensetzeinheit (25) liegende Schaltereinheit (SW₁₁), die auf die Seite der zweiten Demoduliereinheit (SW₇, SW₈, Q₃) umschaltbar ist, wenn das Ausgangssignal von der zweiten Demoduliereinheit (SW₇, SW₈, Q₃) einen vorbestimmten Pegel nicht übersteigt, und auf die Seite der Zusammensetzeinheit (25) umschaltbar ist, wenn der vorbestimmte Pegel überschritten wird (Fig. 14).

3. Elektromagnetischer Strömungsmesser nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine der zweiten Demoduliereinheit (SW₇, SW₈, Q₃) nachgeschaltete weitere Hochpaßfiltereinheit (71), eine der weiteren Hochpaßfiltereinheit (71) nachgeschaltete Absolutwertschaltung (72) zur Ermittlung des Absolutwerts (LS_c) der zeitlichen Änderung des Ausgangssignals (S_L) von der zweiten Demoduiereinheit (SW₇, SW₈, Q₃) sowie eine Vergleichseinheit (78) zum Vergleichen dieses Absolutwerts mit einer Pegelvorgabespannung und eine einerseits zwischen einem Ausgangsanschluß (35) des Strömungsmessers und andererseits der zweiten Demoduliereinheit (SW₇, SW₈, Q₃) und der Zusammensetzeinheit (25) liegende Schaltereinheit (SW₁₁), die auf die Seite der Demoduliereinheit (SW₇, SW₈, Q₃) umschaltbar ist, wenn der Absolutwert einen vorbestimmten Pegel nicht übersteigt, und auf die Seite der Zusammensetzeinheit (25) umschaltbar ist, wenn der vorbestimmte Pegel überschritten wird (Fig. 12).

4. Elektromagnetischer Strömungsmesser nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch eine an der Ausgangsseite der Vergleichseinheit (78) angeordnete Hystereseeinheit (79a, 79b), die das von der Vergleichseinheit (78) abgegebene Schaltsignal verzögert an die Schaltereinheit (SW₁₁) weiterleitet (Fig. 13).

5. Elektromagnetischer Strömungsmesser nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Demoduliereinheit (31), die Hochpaßfiltereinheit (34), die zweite Demoduliereinheit (22), die Tiefpaßfiltereinheit (24) und die Zusammensetzeinheit (25) gemeinsam als Recheneinrichtung unter Verwendung eines Mikrorechners zusammengesetzt sind (Fig. 17).

6. Elektromagnetischer Strömungsmesser nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Übertragungsfunktionen der Hochpaßfiltereinheit (34) und der Tiefpaßfiltereinheit (24) so gewählt sind, daß die Summe dieser Übertragungsfunktionen etwa gleich 1 ist.

7. Elektromagnetischer Strömungsmesser nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Frequenz so gewählt ist, daß sie etwas von einem ganzzahligen Vielfachen der Netzfrequenz abweicht, während die zweite Frequenz so gewählt ist, daß sie ein geradzahliges Vielfaches der Netzfrequenz beträgt.

8. Elektromagnetischer Strömungsmesser nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine der Hochpaßfiltereinheit (34) oder der Tiefpaßfiltereinheit (24) nachgeordnete Verstärkungseinstelleinheit (Q₅) zum Einstellen einer Verstärkung in der Weise, daß die jeweiligen Ausgangssignale von Hoch- und Tiefpaßfiltereinheit im wesentlichen gleich sind (Fig. 8).

9. Elektromagnetischer Strömungsmesser nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch

• - eine variable Verstärkungseinheit (81) zum variablen Verstärken der zur ersten und zur zweiten Demoduliereinheit (SW₉, SW₁₀, Q₄; SW₇, SW₈, Q₃) gespeisten Signalspannung,
• - eine in einer der Zusammensetzeinheit (25) nachgeschalteten Stufe angeordnete Verstärkungskompensiereinheit (82) zum Kompensieren einer Änderung des Verstärkungsgrads der variablen Verstärkereinheit (81) und
• - eine Störsignaldetektoreinheit (83) zum Erfassen entweder der Änderungsrate oder der Größe von in der Signalspannung enthaltenen Störsignalen, derart, daß die Verstärkungsgrade der variablen Verstärkereinheit (81) und der Verstärkungskompensiereinheit (82) mittels des Ausgangssignals von der Störsignaldetektoreinheit (83) regelbar sind (Fig. 15).

10. Elektromagnetischer Strömungsmesser nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Störsignaldetektoreinheit (89), die erfaßt, wenn in der Signalspannung enthaltene Störsignale innerhalb eines vorbestimmten zulässigen Frequenz-Bereichs liegen, um ein Zeitkonstanten­ steuersignal zum Reduzieren der Zeitkonstanten von Hoch- und Tiefpaßfiltereinheit (87, 88) und zum anschließenden Vergrößern dieser Zeitkonstanten auszugeben (Fig. 16).

11. Elektromagnetischer Strömungsmesser zum Messen der Strömungsmenge oder -geschwindigkeit eines Strömungsmittels durch Beaufschlagung desselben mit einem Magnetfeld, mit

• - einer Erregereinheit (12) zur Lieferung eines Ma­ gnetfelds mit zwei verschiedenen Frequenzen, d. h. einer ersten Frequenz und einer zweiten, niedrigeren Frequenz, durch Auswerten einer abhängig von der Strömungsgeschwindigkeit erzeugten Signalspannung,
• - und mit einer eine erste und eine zweite Verstärker­ einheit aufweisenden Verstärkereinrichtung (30, 50) zum Verstärken der Signalspannung,

gekennzeichnet durch

• - eine der ersten Verstärkereinheit (30) nach­ geschaltete Demoduliereinheit (31) zum Diskriminieren und Demodulieren der Signalspannung mit der ersten Frequenz,
• - eine der zweiten Verstärkereinheit (50) nach­ geschaltete zweite Demoduliereinheit (22) zum Dis­ kriminieren und Demodulieren der Signalspannung mit der zweiten Frequenz,
• - einen der ersten Demoduliereinheit (31) nach­ geschalteten ersten Spannungs/Frequenz-Wandler (32), dessen Ausgang über eine erste Multiplizierstufe (28) mit dem Eingang der ersten Verstärkereinheit (30) verbunden ist,
• - einen der zweiten Demoduliereinheit (22) nach­ geschalteten zweiten Spannungs/Frequenz-Wandler (23), dessen Ausgang über eine zweite Multiplizierstufe (20) mit dem Eingang der zweiten Verstärkereinheit (50) verbunden ist,
• - eine erste Tiefpaßfiltereinheit (33) zum Tiefpaß­ filtern des Ausgangssignals vom ersten Spannungs/ Frequenz-Wandler (32),
• - eine zweite Tiefpaßfiltereinheit (24) zum Tief­ paßfiltern des Ausgangssignals vom zweiten Spannungs/ Frequenz-Wandler (23),
• - einen Differenzverstärker (60), der mit seinem einen Eingang mit dem Ausgang der ersten Tiefpaß­ filtereinheit (33) und mit seinem anderen Eingang mit dem Ausgang der zweiten Tiefpaßfiltereinheit (24) verbunden ist,
• - eine dem Differenzverstärker nachgeschaltete Hochpaßfiltereinheit (61) und
• - eine Subtrahiereinheit (59) zum Subtrahieren des Ausgangssignals (V_C′) der Hochpaßfiltereinheit (61) vom Ausgangssignal (V_L) der zweiten Tiefpaßfiltereinheit (24) zur Gewinnung des Strömungsmengen- oder Ge­ schwindigkeitssignals (V_C) (Fig. 6).

12. Elektromagnetischer Strömungsmesser zum Messen der Strömungsmenge oder -geschwindigkeit eines Strömungsmittels durch Beaufschlagung desselben mit einem Magnetfeld, mit

• - einer Erregereinheit (12) zur Lieferung eines Ma­ gnetfelds mit zwei verschiedenen Frequenzen, d. h. einer ersten Frequenz und einer zweiten niedrigeren Frequenz, durch Auswerten einer abhängig von der Strömungsgeschwindigkeit erzeugten Signalspannung,

gekennzeichnet durch

• - eine einem ersten Knotenpunkt (19) und einem Ver­ stärker (21) nachgeschaltete Demoduliereinheit (22) zum Diskriminieren und Ausgeben der Signal­ spannung mit der zweiten Frequenz,
• - eine Tiefpaßfiltereinheit (24) zur Tiefpaß­ filterung des Ausgangssignals von der Demoduliereinheit (22),
• - einen über einen zweiten Knotenpunkt (64) der Tiefpaßfiltereinheit (24) nachgeschalteten Spannungs/ Frequenz-Wandler (23) und
• - einen Differenzverstärker (63), an dessen negativem Eingang die Signalspannung liegt und dessen positivem Eingang das Ausgangssignal des Spannungs/ Frequenz-Wandlers (23) über eine erste Multi­ plizierstufe (62) zugeführt ist und der mit seinem Ausgang über eine weitere Demoduliereinheit (31), die das Ausgangssignal des Differenzverstärkers (63) auf der Grundlage der ersten Frequenz demoduliert, mit dem zweiten Knotenpunkt (64) verbunden ist, wobei zwischen dem Ausgang des Spannungs/Frequenz-Wandlers (23) und dem ersten Knotenpunkt (19) eine zweite Multiplizierstufe (20) liegt und ausgangsseitig des Spannungs/ Frequenz-Wandlers (23) an einer Ausgangsklemme (35) das Strömungsmengen- oder -geschwindigkeitssignal (V_C) entsteht (Fig. 7).