JP4899346B2

JP4899346B2 - 電磁流量計

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Publication number: JP4899346B2
Application number: JP2005159101A
Authority: JP
Inventors: 郁光石川
Original assignee: Yokogawa Electric Corp
Current assignee: Yokogawa Electric Corp
Priority date: 2004-08-12
Filing date: 2005-05-31
Publication date: 2012-03-21
Anticipated expiration: 2025-05-31
Also published as: EP1628116A3; JP2006170968A; US7310582B2; EP1628116B1; US20060032316A1; EP1628116A2

Description

本発明は、電磁流量計に関するもので、詳しくは、励磁回路の低消費電力化が実現できる電磁流量計に関する。

従来技術における電磁流量計の励磁回路は、図８に示すように、Ｅは直流電源、Ｃは直流電源Ｅに並列接続されたコンデンサ、ＣＯＩＬは励磁コイルで構成されている。Ｑ１乃至Ｑ４はＦＥＴよりなるスイッチング素子、Ｄ１乃至Ｄ４はこれらスイッチング素子Ｑ１乃至Ｑ４に直流電源Ｅより流れる電流に対して逆方向に並列接続された寄生ダイオードである。この寄生ダイオードＤ１乃至Ｄ４は、ＦＥＴの製造工程でパッケージ内に形成されるもので、取り外すことは不可能である。

スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、第２基準電圧が供給され、電圧Ｖ２に接地されて動作するＦＥＴであり、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４は、電圧Ｖ１が供給され、第３基準電圧に接地されて動作するＦＥＴである。電圧Ｖ１は、直流電源Ｅに並列接続した直列接続の抵抗Ｒ１及びツェナーダイオードＺＤ１の中間点から生成され、電圧Ｖ２は直流電源Ｅに並列接続した直列接続のツェナーダイオードＺＤ２及び抵抗Ｒ２の中間点から生成されている。

直流電源Ｅの一端（正側）はスイッチング素子Ｑ１を介して励磁コイルＣＯＩＬの一端１３に接続され、この一端１３はスイッチング素子Ｑ３を介して直流電源Ｅの他端（負側）に接続されている。

励磁コイルＣＯＩＬの他端１４は第１基準電圧に接地されると共に、励磁電流の検出抵抗Ｒ１１の一端に接続されている。更に、直流電源Ｅの一端（正側）はスイッチング素子Ｑ２を介して検出抵抗Ｒ１１の他端１５に接続され、この他端１５はスイッチング素子Ｑ４を介して直流電源Ｅの他端（負側）に接続されている。

Ｔ１乃至Ｔ２は、第２基準電圧が供給され、電圧Ｖ２に接地されて動作するスイッチング素子Ｑ１乃至Ｑ２を開閉制御するタイミング信号であり、抵抗Ｒ３、Ｒ５を介して夫々フォトカプラなどのアイソレータＰ１乃至Ｐ２及び波形整形回路Ｂ１乃至Ｂ２を介してスイッチング素子Ｑ１乃至Ｑ２の制御電極（ＦＥＴのゲート）に供給されている。アイソレータＰ１乃至Ｐ２は、基準電圧が異なるタイミング信号Ｔ１、Ｔ２の基準を変換するために使用される絶縁回路であり、第２基準電圧が抵抗Ｒ４、Ｒ６を介して供給され、電圧Ｖ２に接地されている。

Ｔ３乃至Ｔ４は、電圧Ｖ１が供給され、第３基準電圧に接地されて動作するスイッチング素子Ｑ３乃至Ｑ４を開閉制御するタイミング信号であり、抵抗Ｒ７、Ｒ９を介して夫々フォトカプラなどのアイソレータＰ３乃至Ｐ４及び波形整形回路Ｂ３乃至Ｂ４を介して各スイッチング素子Ｑ３乃至Ｑ４の制御電極（ＦＥＴのゲート）に供給されている。アイソレータＰ３乃至Ｐ４は、基準電圧が異なるタイミング信号Ｔ３、Ｔ４の基準を変換するために使用される絶縁回路であり、電圧Ｖ１が抵抗Ｒ８、Ｒ１０を介して供給され、第３基準電圧に接地されている。

励磁コイルＣＯＩＬと直列接続された励磁電流検出抵抗Ｒ１１には、正励磁期間及び負励磁期間に励磁電流が交互に逆方向流れる。従って、第１基準電圧に接地された一端１４と他端１５の間には正励磁期間及び負励磁期間に対応して励磁電流に比例した正及び負の基準電圧ＶＲＥＦが発生する。

図９により、スイッチング素子Ｑ１乃至Ｑ４を開閉制御するタイミング信号Ｔ１乃至Ｔ４を発生させる制御回路の構成、動作を説明する。
１１は、正励磁期間及び負励磁期間を規制する励磁タイミング発生回路であり、所定の励磁周期の矩形波を発生し、直接出力がタイミング信号Ｔ４として、インバータＧ３を介して反転出力がタイミング信号Ｔ３としてスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４に供給される。

１２は、励磁制御回路であり、励磁電流に比例した正及び負の基準電圧ＶＲＥＦがヒステリシスコンパレータＣＭＰの負側入力端子に導かれる。ヒステリシスコンパレータＣＭＰの出力はアンドゲートＧ１、Ｇ２に導かれると共に、正帰還抵抗Ｒ１１、Ｒ１２の分圧回路を介してヒステリシスコンパレータＣＭＰの正側入力端子にフィードバックされる。
Ｖｓは抵抗Ｒ１１と第１基準電圧である接地間に挿入されたリファレンス直流電源（リファレンス電圧Ｖｓ）である。

ヒステリシスコンパレータＣＭＰの動作は、基準電圧ＶＲＥＦの絶対値が上昇してリファレンス電圧Ｖｓ以上となり、更に正帰還抵抗Ｒ１１、Ｒ１２で決まるヒステリシス幅に相当する電圧以上に上昇すると出力が負から正に反転し、逆に、基準電圧ＶＲＥＦの絶対値が低下し、リファレンス電圧Ｖｓを超えて低下し、更に正帰還抵抗Ｒ１１、Ｒ１２で決まるヒステリシス幅に相当する電圧以下となると出力が正から負に反転することを繰り返す。この繰り返しの周期は励磁コイルＣＯＩＬのインダクタンスを含む制御ループの時定数で決定されるが、励磁タイミング信号に比較して十分に短い周期に設計される。

アンドゲートＧ１はヒステリシスコンパレータＣＭＰの出力側信号と励磁タイミング発生回路１１からの出力信号を入力し、両者の論理積でタイミング信号Ｔ１を発信する。同様にアンドゲートＧ２はヒステリシスコンパレータＣＭＰの出力信号と励磁タイミング発生回路１１からの出力信号力とタイミング信号Ｔ４を入力し、両者の論理積でタイミング信号Ｔ２を発信する。

図１０は、このような構成における正励磁期間及び負励磁期間の各スイッチング素子Ｑ１乃至Ｑ４の開閉状況とスイッチング制御モードを説明するものである。先ず、励磁タイミング信号Ｔ３、Ｔ４により正励磁期間ではスイッチング素子Ｑ３がオフでスイッチング素子Ｑ４がオンに規制され、負励磁期間ではスイッチング素子Ｑ３がオンでスイッチング素子Ｑ４がオフに規制される。

更に、正励磁期間ではスイッチング素子Ｑ２がオフでスイッチング素子Ｑ１によりスイッチング制御が実行される。負励磁期間ではスイッチング素子Ｑ１がオフでスイッチング素子Ｑ２によりスイッチング制御が実行される。このような各スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４の制御により、正励磁期間は、図１０において、ｉ１で示す電流がスイッチング素子Ｑ１、励磁コイルＣＯＩＬ、基準抵抗Ｒ１１、スイッチング素子Ｑ４を流れる。

図１０において、ｉ２で示す電流は、スイッチング素子Ｑ１がオフのとき励磁コイルＣＯＩＬの逆起電力により、スイッチング素子Ｑ３に並列接続した寄生ダイオードＤ３を流れる電流を示す。
又、負励磁期間では、ｉ１と同様な電流がスイッチング素子Ｑ２、検出抵抗Ｒ１１、励磁コイルＣＯＩＬ、スイッチング素子Ｑ３を流れ、定電流制御が実行される。

特開平２００２−１８８９４５号公報（第２頁〜３頁第３図）

しかし、従来技術で説明したスイッチング方式の励磁回路では、スイッチング素子のオン／オフ時での回路電流の流れる経路が異なるため、励磁コイルに流れる励磁電流を制御する場合、励磁コイルに直列に制御用の電流検出抵抗を持つ必要が生じる。
このため、スイッチング素子を備えた励磁回路とタイミング信号を生成する制御回路とでは、信号基準が異なり、別々の電源を持つ必要が生じる。そのために制御回路で生成したタイミング信号を励磁回路で使用するときにはアイソレータ等の絶縁回路を設ける必要があり、低消費電力を達成するのに限界があるという問題がある。

本発明の目的は、以上説明した課題を解決するものであり、小形、低損失、低ノイズの電磁流量計を提供することにある。

このような目的を達成する本発明は、次の通りである。
（１）電源と第１スイッチング素子と励磁コイルと第４スイッチング素子とを有する第１直列回路と、前記電源と第２スイッチング素子と前記励磁コイルと第３スイッチング素子とを有する第２直列回路と、前記励磁コイルと前記第４スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とを有する第３直列回路と、を備え、
前記励磁コイルに流れる励磁電流方向を所定の励磁基本周波数で切り替えると共に、前記励磁電流の値が一定となるように前記第１スイッチング素子、第２スイッチング素子、第３スイッチング素子、第４スイッチング素子の開閉デューテイを前記励磁基本周波数より高い励磁スイッチング制御周波数でオンオフ制御するスイッチング制御方式の電磁流量計であって、
前記第３スイッチング素子と回路基準電圧となる接続点との間に形成し、前記励磁電流を検出する第１検出抵抗と、
前記第４スイッチング素子と前記回路基準電圧となる接続点との間に形成し、前記励磁電流を検出する第２検出抵抗とを備え、
前記第１検出抵抗と前記第２検出抵抗との中点を接地して前記回路基準電圧とする
ことを特徴とする電磁流量計。
（２）前記第１スイッチング素子、第２スイッチング素子、第３スイッチング素子、第４スイッチング素子を開閉駆動させる励磁回路の電源と、前記第１スイッチング素子、第２スイッチング素子、第３スイッチング素子、第４スイッチング素子の開閉を制御するタイミング信号を生成する制御回路の電源とを共通にしたことを特徴とする（１）記載の電磁流量計。
（３）前記第１検出抵抗の電圧または第２検出抵抗の電圧の何れかに基づく正となる信号を参照して前記励磁電流の制御を行うことを特徴とする（１）記載の電磁流量計。
（４）前記励磁電流と同一となる前記第１検出抵抗の電流または前記第２検出抵抗の電流の何れかに基づく電圧を参照して前記励磁電流の制御を行うことを特徴とする（１）記載の電磁流量計。

（５）一端に電源を接続する第１スイッチング素子と、一端に前記電源を接続する第２スイッチング素子と、一端に前記第１スイッチング素子の他端を接続し、他端に回路基準電圧となる接続点を接続する第３スイッチング素子と、一端に前記第２スイッチング素子の他端を接続し、他端に前記回路基準電圧となる接続点を接続する第４スイッチング素子と、一端に前記第１スイッチング素子の他端と前記第３スイッチング素子の一端との接続点を接続し、他端に前記第２スイッチング素子の他端と前記第４スイッチング素子の一端との接続点を接続する励磁コイルと、を備え、
前記励磁コイルに流れる励磁電流方向を所定の励磁基本周波数で切り替えると共に、前記励磁電流の値が所定の値となるようにオンオフ制御する
スイッチング制御方式の電磁流量計において、
前記第３スイッチング素子の他端と前記回路基準電圧となる接続点との間に形成し、前記励磁電流を検出する第１検出抵抗と、
前記第４スイッチング素子の他端と前記回路基準電圧となる接続点との間に形成し、前記励磁電流を検出す第２検出抵抗とを備え、
前記第１検出抵抗と第２検出抵抗との中点を前記回路基準電圧とする
ことを特徴とする電磁流量計。
（６）前記第１スイッチング素子、第２スイッチング素子、第３スイッチング素子、第４スイッチング素子を開閉駆動させる励磁回路の電源と、前記第１スイッチング素子、第２スイッチング素子、第３スイッチング素子、第４スイッチング素子の開閉を制御するタイミング信号を生成する制御回路の電源とを共通にしたことを特徴とする（５）記載の電磁流量計。
（７）前記第１検出抵抗の電圧または第２検出抵抗の電圧の何れかに基づく正となる信号を参照して前記励磁電流の制御を行うことを特徴とする（５）記載の電磁流量計。
（８）前記励磁電流と同一となる前記第１検出抵抗の電流または前記第２検出抵抗の電流の何れかに基づく電圧を参照して前記励磁電流の制御を行うことを特徴とする（５）記載の電磁流量計。

（９）電源と第１スイッチング素子と励磁コイルと第４スイッチング素子とを有する第１直列回路と、前記電源と第２スイッチング素子と前記励磁コイルと第３スイッチング素子とを有する第２直列回路と、前記励磁コイルと前記第４スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とを有する第３直列回路と、を備え、前記励磁コイルに流れる励磁電流方向を所定の励磁基本周波数で切り替えると共に、前記励磁電流の値が所定の値となるようにオンオフ制御するスイッチング制御方式の電磁流量計において、前記第３スイッチング素子と回路基準電圧との間に形成し、前記励磁電流を検出する第１検出抵抗と、前記第４スイッチング素子と前記回路基準電圧との間に形成し、前記励磁電流を検出する第２検出抵抗と、を備えることを特徴とする電磁流量計。
（１０）一端に電源を接続する第１スイッチング素子と、一端に前記電源を接続する第２スイッチング素子と、一端に前記第１スイッチング素子の他端を接続し、他端に回路基準電圧を接続する第３スイッチング素子と、一端に前記第２スイッチング素子の他端を接続し、他端に前記回路基準電圧を接続する第４スイッチング素子と、一端に前記第１スイッチング素子の他端と前記第３スイッチング素子の一端との接続点を接続し、他端に前記第２スイッチング素子の他端と前記第４スイッチング素子の一端との接続点を接続する励磁コイルと、を備え、前記励磁コイルに流れる励磁電流方向を所定の励磁基本周波数で切り替えると共に、前記励磁電流の値が所定の値となるようにオンオフ制御するスイッチング制御方式の電磁流量計において、前記第３スイッチング素子の他端と前記回路基準電圧との間に形成し、前記励磁電流を検出する第１検出抵抗と、前記第４スイッチング素子の他端と前記回路基準電圧との間に形成し、前記励磁電流を検出する第２検出抵抗と、を備えることを特徴とする電磁流量計。
（１１）前記第３スイッチング素子に並列に接続するショットキーダイオードと、前記第４スイッチング素子に並列に接続するショットキーダイオードと、を備えることを特徴とする（９）または（１０）の何れかに記載の電磁流量計。
（１２）前記第１スイッチング素子に並列に接続するショットキーダイオードと、前記第２スイッチング素子に並列に接続するショットキーダイオードと、を備えることを特徴とする（１１）記載の電磁流量計。
(１３)前記第１スイッチング素子は、前記第２検出抵抗に発生する基準電圧に基づきオンオフが制御され、前記第２スイッチング素子は、前記第１検出抵抗に発生する基準電圧に基づきオンオフが制御されることを特徴とする（９）または（１０）の何れかに記載の電磁流量計。
（１４）前記第２スイッチング素子がオフ及び前記第４スイッチング素子がオンのときに前記第２検出抵抗からの基準電圧を選択し、前記第１スイッチング素子がオフ及び前記第３スイッチング素子がオンのときに前記第１検出抵抗からの基準電圧を選択するスイッチを備えることを特徴とする（１３）記載の電磁流量計。
（１５）前記第１スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子のターンオフの後に、前記第２スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をターンオンし、前記第２スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子のターンオフの後に、前記第１スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子をターンオンすることを特徴とする（９）または（１０）の何れかに記載の電磁流量計。
（１６）前記励磁電流に対応して管路の電極から検出された流量信号と、前記励磁コイルに直列に接続された第３検出抵抗から検出された励磁電流信号との比に基づいて前記流量信号を正規化する正規化手段を備えることを特徴とする（９）または（１０）の何れかに記載の電磁流量計。

また、上記課題を解決するために、本願発明の電磁流量計は、次に示す構成にしたことである。
（１）電磁流量計は、直流電圧をスイッチング素子を介して励磁コイルに印加し、前記励磁コイルに流れる励磁電流方向を所定の励磁基本周波数（ｆ１）で切り替えると共に、前記励磁電流の値が一定となるように前記スイッチング素子の開閉デューテイを前記励磁基本周波数よりは大きい励磁スイッチング制御周波数（ｆ２）でオンオフ制御するスイッチング制御方式の電磁流量計であって、前記励磁コイルの両端に直接接続してあるスイッチング素子を介在させて直列接続の第１及び第２検出抵抗を備え、該直列接続した第１及び第２検出抵抗の中点を接地して回路基準電圧とすることである。
（２）前記スイッチング素子を開閉駆動させる励磁回路の電源と前記スイッチング素子の開閉を制御するタイミング信号を生成する制御回路の電源を共通にしたことを特徴とする（１）に記載の電磁流量計。
（３）前記第１及び第２検出抵抗のうち、一方の第１検出抵抗或は第２検出抵抗の電圧が正となる信号を参照して前記励磁コイルに流れる励磁電流の制御を行うようにしたことを特徴とする（１）に記載の電磁流量計。
（４）前記第１及び第２検出抵抗のうち、前記励磁コイルに流れる励磁電流と同一電流となる一方の第１検出抵抗或は第２検出抵抗の電圧を参照して前記励磁コイルに流れる励磁電流の制御を行うようにしたことを特徴とする（１）に記載の電磁流量計。
（５）電磁流量計は、直流電圧をスイッチング素子を介して励磁コイルに印加し、前記励磁コイルに流れる励磁電流方向を所定の励磁タイミングで切り替えると共に、前記励磁電流の値が一定となるように前記スイッチング素子の開閉を制御するスイッチング制御方式の電磁流量計であって、前記励磁コイルの両端に直接接続してあるスイッチング素子を介在させて直列接続の第１及び第２検出抵抗を備え、該直列接続した第１及び第２検出抵抗の中点を接地して回路基準電圧とすることである。
（６）前記スイッチング素子を開閉駆動させる励磁回路の電源と前記スイッチング素子の開閉を制御するタイミング信号を生成する制御回路の電源を共通にしたことを特徴とする（５）に記載の電磁流量計。
（７）前記第１及び第２検出抵抗のうち、一方の第１検出抵抗或は第２検出抵抗の電圧が正となる信号を参照して前記励磁コイルに流れる励磁電流の制御を行うようにしたことを特徴とする（５）に記載の電磁流量計。
（８）前記第１及び第２検出抵抗のうち、前記励磁コイルに流れる励磁電流と同一電流となる一方の第１検出抵抗或は第２検出抵抗の電圧を参照して前記励磁コイルに流れる励磁電流の制御を行うようにしたことを特徴とする（５）に記載の電磁流量計。

本発明の電磁流量計のスイッチング方式の励磁回路において、検出抵抗を２つ具備する構成にし、この２つの検出抵抗を励磁コイルと直接接続しないで、励磁コイルと検出抵抗との間にスイッチング素子を介在させ、且つ２つの検出抵抗を直列に接続し、その中点を回路基準電圧ＧＮＤとすることにより、励磁回路と制御回路の回路基準が同一になるため、従来必要とした絶縁回路を持たない構成が実現でき、これは低消費電力の励磁回路を実現することができる。

以上説明したことから明らかなように、本発明によれば、小形、低損失、低ノイズの電磁流量計を提供することができる。

次に、本願発明に係る電磁流量計の実施例について、図面を参照して説明する。尚、従来技術で説明したものと同じものには同一符号を付与して説明する。
〔実施例１〕

本願発明の第１実施例の電磁流量計はスイッチング周波数固定方式回路の実施例であり、スイッチング素子で形成されている励磁回路及びスイッチング素子に対する開閉タイミング信号を発生させる制御回路は、図１に示すように構成され、先ず、励磁回路は、直流電源Ｅと、この直流電源Ｅに並列接続したコンデンサＣと、直流電源Ｅに並列接続した直列接続のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３及び第１検出抵抗Ｒ２５と、やはり直流電源Ｅに並列接続した直列接続のスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４及び第２検出抵抗Ｒ２６と、直列接続したスイッチング素子Ｑ１及びスイッチングＱ３の中点に励磁コイルＣＯＩＬの一端１３を接続し、他端１５を直列接続したスイッチング素子Ｑ２及びスイッチング素子Ｑ４の中点に接続した構成になっている。

スイッチング素子Ｑ３のソース側を第１検出抵抗Ｒ２５の一端側に接続し、スイッチング素子Ｑ４のソース側を第２検出抵抗Ｒ２５の一端２０側に接続し、第１検出抵抗Ｒ２５の他端２１側を第２検出抵抗Ｒ２６の他端２２側に接続し、この接続点２３を直流電源Ｅのマイナス側に接続し、且つ回路基準電圧ＧＮＤに接地された構成になっている。

又、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４は、電源電圧ＶＥＸが供給され、回路基準電圧ＧＮＤに接地されて動作するＦＥＴであり、直流電源Ｅより流れる電流に対して逆方向に並列接続された寄生ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４を備えた構成になっている。

又、スイッチング素子Ｑ１のゲートにはタイミング信号Ｔ１を受け入れて波形整形する波形整形回路Ｂ１を備え、スイッチング素子Ｑ２のゲートにはタイミング信号Ｔ２を受け入れて波形整形する波形整形回路Ｂ２を備え、スイッチング素子Ｑ３のゲートにはタイミング信号Ｔ３を受け入れて波形整形する波形整形回路Ｂ３を備え、スイッチング素子Ｑ４のゲートにはタイミング信号Ｔ４を受け入れて波形整形する波形整形回路Ｂ４を備えた構成になっている。

この波形整形回路Ｂ１、Ｂ２、Ｂ３、Ｂ４は、電源ＶＥＸが供給され回路基準電圧ＧＮＤに接地されている。

励磁コイルＣＯＩＬと第１及び第２検出抵抗Ｒ２５、Ｒ２６には、正励磁期間にはスイッチング素子Ｑ１→励磁コイルＣＯＩＬ→スイッチング素子Ｑ４→第２検出抵抗Ｒ２６に励磁電流が流れ、負励磁期間にはスイッチング素子Ｑ２→励磁コイルＣＯＩＬ→スイッチング素子Ｑ３→第１検出抵抗Ｒ２５に励磁電流が流れ、交互に逆方向流れる。従って、第２検出抵抗Ｒ２６の一端２６には正励磁期間に対応して励磁電流に比例した正の基準電圧ＶＲＥＦ２が発生し、第１検出抵抗Ｒ２５の一端２０には負励磁期間に対応して励磁電流に比例した負の基準電圧ＶＲＥＦ１が発生する。

制御回路は、正励磁期間及び負励磁期間を規制する励磁タイミング発生回路１１と、第１検出抵抗Ｒ２５からの基準電圧ＶＲＥＦ１と第２検出抵抗Ｒ２６からの基準電圧ＶＲＥＦ２を切り替えるスイッチＳＷと、パルス幅変調（ＰＷＭ）方式の励磁制御回路２５と、アンドゲートＧ１、Ｇ２と、インバータＧ３とからなる。アンドゲートＧ１、Ｇ２及びインバータＧ３には電源ＶＥＸが供給され回路基準電圧ＧＮＤに接地されている。

２７は、三角波信号Ｖｐを発生させる発振器であり、励磁基本周波数ｆ１よりも高い励磁基本制御周波数ｆ２の三角波信号Ｖｐが比較器ＣＭＰ１の負側入力端子に入力されている。

励磁タイミング発生回路１１は、所定の励磁基本周波数ｆ１の矩形波信号を発生し、直接出力がタイミング信号Ｔ４として、インバータＧ３を介した反転出力がタイミング信号Ｔ３として励磁回路のスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４に供給される。

パルス幅変調（ＰＷＭ）方式の励磁制御回路２５は、励磁電流に比例した正及び負の電圧、即ち、第１及び第２検出抵抗Ｒ２５、Ｒ２６からの基準電圧ＶＲＥＦ１或はＶＲＥＦ２と直流リファレンスＶｓとの差が誤差増幅器２６で増幅される。この誤差増幅器２６の出力電圧Ｖｅが正帰還抵抗Ｒ２０、Ｒ２１によるヒステリシス特性を有する比較器ＣＭＰ１の正側入力端子に抵抗Ｒ２０を介して入力されている。

比較器ＣＭＰ１の出力はアンドゲートＧ１、Ｇ２に導かれると共に、正帰還抵抗Ｒ２０、２１の分圧回路を介して比較器ＣＭＰ１の正側入力端子にフィードバックされ比較動作に所定のヒステリシスを与えている。

比較器ＣＭＰ１の動作は、発振器２７からの三角波信号Ｖｐが上昇して誤差増幅器２６の出力電圧Ｖｅ以上となり、更に正帰還抵抗Ｒ２０、Ｒ２１で決まるヒステリシス幅に相当する電圧以上に上昇すると出力が正から負に反転し、逆に、三角波信号Ｖｐが誤差増幅器２６の出力電圧Ｖｅを越えて低下、更に正帰還抵抗Ｒ２０、Ｒ２１で決まるヒステリシス幅に相当する電圧以下となると出力が負から正に反転することを三角波信号の各周期で繰り返す。この比較動作によりパルス幅変調（ＰＷＭ）が実現される。

アンドゲートＧ１は比較器ＣＭＰ１の出力とタイミング信号Ｔ４を入力し、両者の論理積でタイミングＴ１を発信する。同様にアンドゲートＧ２は比較器ＣＭＰ１の出力とタイミング信号Ｔ４を入力し、両者の論理積でタイミング信号Ｔ２を発信する。

図２は、このような構成における正励磁期間及び負励磁期間の各スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４の開閉状況とスイッチング制御を説明したものである。先ず、励磁タイミング信号Ｔ３、Ｔ４により正励磁期間ではスイッチング素子Ｑ３がオフでスイッチング素子Ｑ４がオンに規制され、負励磁期間ではスイッチング素子Ｑ３がオンでスイッチング素子Ｑ４がオフに規制される。更に、正励磁期間ではスイッチング素子Ｑ２がオフでスイッチング素子Ｑ１によりスイッチング制御が実行される。負励磁期間ではスイッチング素子Ｑ１がオフでスイッチング素子Ｑ２によりスイッチング制御が実行される。

図３では、スイッチング素子Ｑ１がスイッチング制御・スイッチング素子Ｑ４がオンでスイッチング素子Ｑ２・スイッチング素子Ｑ３がオフとなる動作を示す。ここで、スイッチング素子Ｑ１がオンのときと、スイッチング素子Ｑ１がオフのときの電流ループを図３に示す。

スイッチング素子Ｑ１がオンの状態では、電源Ｅから励磁コイルＣＯＩＬに電流を流し込む過程であり、電流は、「電源Ｅ→スイッチング素子Ｑ１→励磁コイルＣＯＩＬ→スイッチング素子Ｑ４→第２検出抵抗Ｒ２６→回路基準電圧ＧＮＤ」となる。

スイッチング素子Ｑ１がオフのときは、コイル電流がコイルインピーダンスの時定数で減衰していく過程であり、電流は「励磁コイルＣＯＩＬ→スイッチング素子Ｑ４→第２検出抵抗Ｒ２６→第１検出抵抗Ｒ２５→スイッチング素子Ｑ３」となる。

ここで第１検出抵抗Ｒ２５については、スイッチング素子Ｑ１がオフ時にしか電流が流れない。第２検出抵抗Ｒ２５については、励磁コイルＣＯＩＬに流れる電流と同じ電流になる。故に、スイッチング素子Ｑ１がスイッチング制御・スイッチング素子Ｑ４がオンでスイッチング素子Ｑ２・スイッチング素子Ｑ３がオフとなる動作条件では、第２検出抵抗Ｒ２６の基準電圧ＶＲＥＦ２を参照して、スイッチング制御を行う。

又、スイッチング素子Ｑ２がスイッチング制御・スイッチング素子Ｑ３がオンでスイッチング素子Ｑ１・スイッチング素子Ｑ４がオフで、同様に考えると、第１検出抵抗Ｒ２５の基準電圧ＶＲＥＦ１を参照してスイッチング制御を行う。
この切り替えは、第１及び第２検出抵抗Ｒ２５、Ｒ２６と接続される励磁タイミング発生回路により行われる。

ここで、選択された信号と、所定電圧とを比較し、励磁電流が低い場合には、スイッチング素子Ｑ１若しくはスイッチング素子Ｑ２をオン、励磁電流が高い場合にはスイッチング素子Ｑ１若しくはスイッチング素子Ｑ２をオフさせる。
これにより、励磁回路と制御回路の回路基準電圧ＧＮＤが同一になり、共通の電源を用いて全てのデバイスを駆動できるので、絶縁回路を持たない・絶縁電源回路を複数持たない、低消費電力の励磁回路を実現することが可能となる。
〔実施例２〕

次に、第２実施例の電磁流量計について、図面を参照して説明する。

第２実施例の電磁流量計は、スイッチング周波数は負荷のインピーダンスにより変化する回路の実施例であり、スイッチング素子で形成されている励磁回路及びスイッチング素子に対する開閉タイミング信号を発生させる制御回路は、図４に示すように構成され、先ず、励磁回路は、Ｅは直流電源、Ｃは直流電源Ｅに並列接続されたコンデンサ、ＣＯＩＬは励磁コイルで構成されている。Ｑ１乃至Ｑ４はＦＥＴよりなるスイッチング素子、Ｄ１乃至Ｄ４はこれらスイッチング素子Ｑ１乃至Ｑ４に直流電源Ｅより流れる電流に対して逆方向に並列接続された寄生ダイオードである。この寄生ダイオードＤ１乃至Ｄ４は、ＦＥＴの製造工程でパッケージ内に形成されるもので、取り外すことは不可能である。

スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、電源電圧ＶＥＸが供給され、回路基準電圧ＧＮＤに接地されて動作するＦＥＴであり、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４は、電源電圧ＶＥＸが供給され、回路基準電圧ＧＮＤに接地されて動作するＦＥＴである。

直流電源Ｅの一端（正側）はスイッチング素子Ｑ１を介して励磁コイルＣＯＩＬの一端１３に接続され、この一端１３はスイッチング素子Ｑ３及び第１検出抵抗Ｒ２５を介して直流電源Ｅの他端（負側）に接続されている。

励磁コイルＣＯＩＬの他端１５はスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４の中点に接続されている。更に、直流電源Ｅの一端（正側）はスイッチング素子Ｑ２を介して励磁コイルＣＯＩＬの他端１５に接続され、この他端１５はスイッチング素子Ｑ４及び第２検出抵抗Ｒ２６を介して直流電源Ｅの他端（負側）に接続されている。

第１検出抵抗Ｒ２５及び第２検出抵抗Ｒ２６は直列接続され、その中点２３が回路基準電圧ＧＮＤに接地されている。

Ｔ１乃至Ｔ４は、電源電圧ＶＥＸが供給され回路基準電圧ＧＮＤに接地されて動作するスイッチング素子Ｑ１乃至Ｑ４を開閉制御するタイミング信号であり、波形整形回路Ｂ１乃至Ｂ４を介してスイッチング素子Ｑ１乃至Ｑ４の制御電極（ＦＥＴのゲート）に供給されている。この波形整形回路Ｂ１、Ｂ２、Ｂ３、Ｂ４は、電源電圧ＶＥＸが供給され回路基準電圧ＧＮＤに接地されている。

図４により、スイッチング素子Ｑ１乃至Ｑ４を開閉制御するタイミング信号Ｔ１乃至Ｔ４を発生させる制御回路の構成、動作を説明する。

１１は、正励磁期間及び負励磁期間を寄生する励磁タイミング発生回路であり、所定の励磁周期の矩形波を発生し、直接出力がタイミング信号Ｔ４として、インバータＧ３を介して反転出力がタイミング信号Ｔ３としてスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４に供給される。又、制御回路での励磁電流に比例して発生した第１検出抵抗Ｒ２５からの基準電圧ＶＲＥＦ１及び第２検出抵抗Ｒ２６からの基準電圧ＶＲＥＦ２を切り替えるスイッチＳＷを制御する構成になっている。

１２は、励磁制御回路であり、スイッチＳＷを介して励磁電流に比例した正及び負の基準電圧ＶＲＥＦ１或はＶＲＥＦ２がヒステリシスコンパレータＣＭＰの負側入力端子に導かれる。このヒステリシスコンパレータＣＭＰは電源電圧ＶＥＸが供給され回路基準電圧ＧＮＤに接地されている。ヒステリシスコンパレータＣＭＰの出力はアンドゲートＧ１、Ｇ２に導かれると共に、正帰還抵抗Ｒ１１、Ｒ１２の分圧回路を介してヒステリシスコンパレータＣＭＰの正側入力端子にフィードバックされる。Ｖｓは抵抗Ｒ１１と回路基準電圧ＧＮＤである接地間に挿入されたリファレンス直流電源（リファレンス電圧Ｖｓ）である。

ヒステリシスコンパレータＣＭＰの動作は、基準電圧ＶＲＥＦ１或はＶＲＥＦ２の絶対値が上昇してリファレンス電圧Ｖｓ以上となり、更に正帰還抵抗Ｒ１１、Ｒ１２で決まるヒステリシス幅に相当する電圧以上に上昇すると出力が負から正に反転し、逆に、基準電圧ＶＲＥＦ１或はＶＲＥＦ２の絶対値が低下し、リファレンス電圧Ｖｓを超えて低下し、更に正帰還抵抗Ｒ１１、Ｒ１２で決まるヒステリシス幅に相当する電圧以下となると出力が正から負に反転することを繰り返す。この繰り返しの周期は励磁コイルＣＯＩＬのインダクタンスを含む制御ループの時定数で決定されるが、励磁タイミング信号に比較して十分に短い周期に設計される。

アンドゲートＧ１はヒステリシスコンパレータＣＭＰの出力側信号と励磁タイミング発生回路１１からの出力信号を入力し、両者の論理積でタイミング信号Ｔ１を発信する。同様にアンドゲートＧ２はヒステリシスコンパレータＣＭＰの出力信号と励磁タイミング発生回路１１からの出力信号とタイミング信号Ｔ４を入力し、両者の論理積でタイミング信号Ｔ２を発信する。

図２は、このような構成における正励磁期間及び負励磁期間の各スイッチング素子Ｑ１乃至Ｑ４の開閉状況とスイッチング制御モードを説明するものである。先ず、励磁タイミング信号Ｔ３、Ｔ４により正励磁期間ではスイッチング素子Ｑ３がオフでスイッチング素子Ｑ４がオンに規制され、負励磁期間ではスイッチング素子Ｑ３がオンでスイッチング素子Ｑ４がオフに規制される。

実施例１と同様に、図３では、スイッチング素子Ｑ１がスイッチング制御・スイッチング素子Ｑ４がオンでスイッチング素子Ｑ２・スイッチング素子Ｑ３がオフとなる動作を示す。ここで、スイッチング素子Ｑ１がオンのときと、スイッチング素子Ｑ１がオフのときの電流ループを図３に示す。

スイッチング素子Ｑ１がオンの状態では、電源から励磁コイルＣＯＩＬに電流を流し込む過程であり、電流は、「電源→スイッチング素子Ｑ１→励磁コイルＣＯＩＬ→スイッチング素子Ｑ４→第２検出抵抗Ｒ２６→回路基準電圧ＧＮＤ」となる。

ここで第１検出抵抗Ｒ２５については、スイッチング素子Ｑ１がオフ時にしか電流が流れない。第２検出抵抗Ｒ２６については、励磁コイルＣＯＩＬに流れる電流と同じ電流になる。故に、スイッチング素子Ｑ１がスイッチング制御・スイッチング素子Ｑ４がオンでスイッチング素子Ｑ２・スイッチング素子Ｑ３がオフとなる動作条件では、第２検出抵抗Ｒ２６の基準電圧ＶＲＥＦ２を参照して、スイッチング制御を行う。

又、スイッチング素子Ｑ２がスイッチング制御・スイッチング素子Ｑ３がオンでスイッチング素子Ｑ１・スイッチング素子Ｑ４がオフで、同様に考えると、第１検出抵抗Ｒ２５の基準電圧ＶＲＥＦ１を参照してスイッチング制御を行う。

この切り替えは、第１及び第２検出抵抗Ｒ２５、Ｒ２６と接続される励磁タイミング発生回路１１により行われる。

ここで、選択された信号と、所定電圧とを比較し、励磁電流が低い場合には、スイッチング素子Ｑ１若しくはスイッチング素子Ｑ２をオン、励磁電流が高い場合にはスイッチング素子Ｑ１若しくはスイッチング素子Ｑ２をオフさせる。

これにより、励磁回路と制御回路の回路基準電圧が同一になり、共通の電源を用いて全てのデバイスを駆動できるので、絶縁回路を持たない・絶縁電源回路を複数持たない、低消費電力の励磁回路を実現することが可能となる。

スイッチング方式の励磁回路において、検出抵抗を２つ具備する構成にし、この２つの検出抵抗を励磁コイルと直接接続しないで、励磁コイルと検出抵抗との間にスイッチング素子を介在させ、且つ２つの検出抵抗を直列に接続し、その中点を回路基準電圧ＧＮＤとすることにより、励磁回路と制御回路の回路基準が同一になるため、従来必要とした絶縁回路を持たない低消費電力の励磁回路を提供する。
〔実施例３〕

以下に図５に基づいて本発明を詳細に説明する。図５は、本願発明の第３実施例を示す構成図である。図１の実施例と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。

図５の実施例の特徴は、図１の実施例と同様に、第１検出抵抗Ｒ２５と第２検出抵抗Ｒ２６とに係る構成にある。また、図５の実施例の特徴は、ショットキーダイオードＤ１１、ショットキーダイオードＤ１２、ショットキーダイオードＤ１３、ショットキーダイオードＤ１４を備える点にある。

図５の実施例の構成を説明する。第１スイッチング素子から第４スイッチング素子であるスイッチング素子（Ｑ１からＱ４）は、ＦＥＴ（電解効果トランジスタ）で形成され、それぞれ、寄生ダイオード（Ｄ１からＤ４）を備える。即ち、図５の実施例において、スイッチング素子（Ｑ１からＱ４）と寄生ダイオード（Ｄ１からＤ４）とは、それぞれ一体に形成される。

また、ショットキーダイオードＤ１１は、スイッチング素子Ｑ１と並列に接続され、等価的に寄生ダイオードＤ１と並列に接続する。さらに、ショットキーダイオードＤ１２は、スイッチング素子Ｑ２と並列に接続され、等価的に寄生ダイオードＤ２と並列に接続する。また、ショットキーダイオードＤ１３は、スイッチング素子Ｑ３と並列に接続され、等価的に寄生ダイオードＤ３と並列に接続する。さらに、ショットキーダイオードＤ１４は、スイッチング素子Ｑ４と並列に接続され、等価的に寄生ダイオードＤ４と並列に接続する。

詳しくは、ショットキーダイオード（Ｄ１１からＤ１４）のアノードはそれぞれスイッチング素子（Ｑ１からＱ４）のソースに接続され、ショットキーダイオード（Ｄ１１からＤ１４）のカソードはそれぞれスイッチング素子（Ｑ１からＱ４）のドレインに接続される。

さらに、図５の実施例は、電源Ｅとスイッチング素子Ｑ１及びショットキーダイオードＤ１１と励磁コイルＣＯＩＬとスイッチング素子Ｑ４及びショットキーダイオードＤ１４と第２検出抵抗Ｒ２６とを有する第１直列回路を備える。また、図５の実施例は、電源Ｅとスイッチング素子Ｑ２及びショットキーダイオードＤ１２と励磁コイルＣＯＩＬとスイッチング素子Ｑ３及びショットキーダイオードＤ１３と第１検出抵抗Ｒ２５とを有する第２直列回路を備える。

さらに、図５の実施例は、励磁コイルＣＯＩＬとスイッチング素子Ｑ４及びショットキーダイオードＤ１４と第２検出抵抗Ｒ２６と第１検出抵抗Ｒ２５とスイッチング素子Ｑ３及びショットキーダイオードＤ１３とを有する第３直列回路を備える。また、図５の実施例は、励磁コイルＣＯＩＬとスイッチング素子Ｑ１及びショットキーダイオードＤ１１とスイッチング素子Ｑ２及びショットキーダイオードＤ１２とを有する第４直列回路を備える。

そして、電源Ｅの負極及び制御回路（誤差増幅器２６等）は、回路基準電圧ＧＮＤに接続する。また、スイッチング素子（Ｑ１からＱ４）は、励磁コイルＣＯＩＬに流れる励磁電流方向を所定の励磁基本周波数（ｆ１）で切り替えると共に、励磁電流の値が所定の値となるように励磁スイッチング制御周波数（ｆ２）でオンオフ制御する。

また、第１スイッチング素子であるスイッチング素子Ｑ１の一端（ドレイン）は、電源Ｅの正極に接続する。さらにまた、第２スイッチング素子であるスイッチング素子Ｑ２の一端（ドレイン）は、電源Ｅの正極に接続する。

さらに、第３スイッチング素子であるスイッチング素子Ｑ３の一端（ドレイン）は、スイッチング素子Ｑ１の他端（ソース）に接続し、スイッチング素子Ｑ３の他端（ソース）は、第１検出抵抗Ｒ２５を介して、回路基準電圧ＧＮＤに接続する。
さらにまた、第４スイッチング素子であるスイッチング素子Ｑ４の一端（ドレイン）は、スイッチング素子Ｑ２の他端（ソース）に接続し、スイッチング素子Ｑ４の他端（ソース）は、第２検出抵抗Ｒ２６を介して、回路基準電圧ＧＮＤに接続する。

また、励磁コイルＣＯＩＬの一端１３はスイッチング素子Ｑ１の他端（ソース）とスイッチング素子Ｑ３の一端（ドレイン）との接続点に接続し、励磁コイルＣＯＩＬの他端１５はスイッチング素子Ｑ２の他端（ソース）とスイッチング素子Ｑ４の一端（ドレイン）との接続点に接続する。

さらに、第１検出抵抗Ｒ２５は、スイッチング素子Ｑ３の他端（ソース）と回路基準電圧ＧＮＤとの間に形成する。また、第２検出抵抗Ｒ２６は、スイッチング素子Ｑ４の他端（ソース）と回路基準電圧ＧＮＤとの間に形成する。

このような図５の実施例の動作について詳細に説明する。
第１に、スイッチング素子Ｑ１がオン（ＯＮ）、スイッチング素子Ｑ２がオフ（ＯＦＦ）、スイッチング素子Ｑ３がオフ、スイッチング素子Ｑ４がオンの期間（状態１）について説明する。このとき、ショットキーダイオード（Ｄ１１からＤ１４）はオフとなる。また、スイッチＳＷは基準電圧ＶＲＥＦ２を選択し、基準電圧ＶＲＥＦ２は励磁制御回路１２に接続される。

さらに、このとき、励磁コイルＣＯＩＬは電源Ｅが印加され正方向に励磁される。また、第２検出抵抗Ｒ２６にはスイッチング素子Ｑ１と励磁コイルＣＯＩＬとスイッチング素子Ｑ４とを流れる励磁電流に比例する基準電圧ＶＲＥＦ２（ＶＲＥＦ２＞０）が発生する。

そして、基準電圧ＶＲＥＦ２が増加し、所定の値となると、スイッチング素子Ｑ１がオンからオフになり、ショットキーダイオードＤ１３はオフからオンになり、状態１から状態２へ遷移する。

第２に、スイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオフ、スイッチング素子Ｑ３がオフ、スイッチング素子Ｑ４がオンの期間（状態２）について説明する。このとき、ショットキーダイオードＤ１１はオフ、ショットキーダイオードＤ１２はオフ、ショットキーダイオードＤ１３はオン、ショットキーダイオードＤ１４はオフとなる。また、スイッチＳＷは基準電圧ＶＲＥＦ２を選択し、基準電圧ＶＲＥＦ２は励磁制御回路１２に接続される。

さらに、このとき、励磁コイルＣＯＩＬの磁束は、おおむね保持されるが、スイッチング素子Ｑ４と第２検出抵抗Ｒ２６と第１検出抵抗Ｒ２５とショットキーダイオードＤ１３に発生する電圧により一部分リセットする。また、第２検出抵抗Ｒ２６には励磁コイルＣＯＩＬとスイッチング素子Ｑ４とを流れる励磁電流に比例する基準電圧ＶＲＥＦ２（ＶＲＥＦ２＞０）が発生する。

そして、基準電圧ＶＲＥＦ２が減少し、所定の値となると、スイッチング素子Ｑ１がオフからオンになり、ショットキーダイオードＤ１３はオンからオフになり、状態２から状態１へ遷移する。また、このとき、ショットキーダイオードＤ１３にはリカバリ電流が生じない。さらに、スイッチング素子Ｑ１のターンオンのサージは第２検出抵抗Ｒ２６に流れない。

このようにして、図５の実施例は、励磁コイルの正方向の磁束を制御する。詳しくは、第２検出抵抗Ｒ２６に発生する基準電圧ＶＲＥＦ２に基づきスイッチング素子Ｑ１のオンオフを制御する。

同様にして、第３に、スイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオン、スイッチング素子Ｑ３がオン、スイッチング素子Ｑ４がオフの期間（状態３）について説明する。このとき、ショットキーダイオード（Ｄ１１からＤ１４）はオフとなる。また、スイッチＳＷは基準電圧ＶＲＥＦ１を選択し、基準電圧ＶＲＥＦ１は励磁制御回路１２に接続される。

さらに、このとき、励磁コイルＣＯＩＬは電源Ｅが印加され負方向に励磁される。また、第１検出抵抗Ｒ２５にはスイッチング素子Ｑ２と励磁コイルＣＯＩＬとスイッチング素子Ｑ３とを流れる励磁電流に比例する基準電圧ＶＲＥＦ１（ＶＲＥＦ１＞０）が発生する。

そして、基準電圧ＶＲＥＦ１が増加し、所定の値となると、スイッチング素子Ｑ２がオンからオフになり、ショットキーダイオードＤ１４はオフからオンになり、状態３から状態４へ遷移する。

第４に、スイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオフ、スイッチング素子Ｑ３がオン、スイッチング素子Ｑ４がオフの期間（状態４）について説明する。このとき、ショットキーダイオードＤ１１はオフ、ショットキーダイオードＤ１２はオフ、ショットキーダイオードＤ１３はオフ、ショットキーダイオードＤ１４はオンとなる。また、スイッチＳＷは基準電圧ＶＲＥＦ１を選択し、基準電圧ＶＲＥＦ１は励磁制御回路１２に接続される。

さらに、このとき、励磁コイルＣＯＩＬの磁束は、おおむね保持されるが、スイッチング素子Ｑ３と第１検出抵抗Ｒ２５と第２検出抵抗Ｒ２６とショットキーダイオードＤ１４に発生する電圧により一部分リセットする。また、第１検出抵抗Ｒ２５には励磁コイルＣＯＩＬとスイッチング素子Ｑ３とを流れる励磁電流に比例する基準電圧ＶＲＥＦ１（ＶＲＥＦ１＞０）が発生する。

そして、基準電圧ＶＲＥＦ１が減少し、所定の値となると、スイッチング素子Ｑ２がオフからオンになり、ショットキーダイオードＤ１４はオンからオフになり、状態４から状態３へ遷移する。また、このとき、ショットキーダイオードＤ１４にはリカバリ電流が生じない。さらに、スイッチング素子Ｑ２のターンオンのサージは第１検出抵抗Ｒ２５に流れない。

このようにして、図５の実施例は、励磁コイルＣＯＩＬの負方向の磁束を制御する。詳しくは、第１検出抵抗Ｒ２５に発生する基準電圧ＶＲＥＦ１に基づきスイッチング素子Ｑ２のオンオフを制御する。

また、正方向の励磁から負方向に励磁への切り替えについて詳しく説明する。
正方向の励磁（状態１）のときは一端１３から他端１５へ電流が流れる。そして、スイッチング素子（Ｑ１からＱ４）が全てオフとすると、励磁コイルＣＯＩＬの作用により、ショットキーダイオードＤ１１はオフ、ショットキーダイオードＤ１２はオン、ショットキーダイオードＤ１３はオン、ショットキーダイオードＤ１４はオフとなる。

そしてまた、スイッチング素子Ｑ１をオフ、スイッチング素子Ｑ２をオン、スイッチング素子Ｑ３をオンオン、スイッチング素子Ｑ４をオフとすると負方向に励磁（状態４）となり、他端１５から一端１３へ電流が流れるようになる。

詳細には、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ４をターンオフし、ショットキーダイオードＤ１２及びショットキーダイオードＤ１３がオンとなった後に、スイッチング素子Ｑ２及びスイッチング素子Ｑ３をターンオンする。

このとき、スイッチング素子Ｑ２及びスイッチング素子Ｑ３はゼロ電圧でターンオンするため、損失及びノイズが小さい。

同様に、負方向の励磁（状態４）から正方向に励磁（状態１）への切り替えについて詳しく説明する。スイッチング素子Ｑ２及びスイッチング素子Ｑ３をターンオフし、ショットキーダイオードＤ１１及びショットキーダイオードＤ１４がオンとなった後に、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ４をターンオンする。

このとき、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ４はゼロ電圧でターンオンするため、損失及びノイズが小さい。

さらに、以上の動作を整理すると、スイッチＳＷは、スイッチング素子Ｑ２がオフ及びスイッチング素子Ｑ４がオンのときに第２検出抵抗Ｒ２６からの基準電圧ＶＲＥＦ２を選択し、スイッチング素子Ｑ１がオフ及びスイッチング素子Ｑ３がオンのときに第１検出抵抗Ｒ２５からの基準電圧ＶＲＥＦ１を選択する。

また、図５の実施例において、寄生ダイオード（Ｄ１からＤ４）は、ショットキーダイオード（Ｄ１１からＤ１４）の作用により、常にオフとなる。詳しくは、寄生ダイオード（Ｄ１からＤ４）の順方向電圧降下は０．６Ｖ程度であるに対し、ショットキーダイオード（Ｄ１１からＤ１４）の順方向電圧降下は０．４Ｖ程度である。

したがって、図５の実施例は、ショットキーダイオードＤ１３及びショットキーダイオードＤ１４にリカバリ電流が生じなく、スイッチング素子（Ｑ１からＱ４）はゼロ電圧でターンオンし、ショットキーダイオード（Ｄ１１からＤ１４）の順方向電圧降下が小さいため、損失及びノイズが小さい。また、ショットキーダイオード（Ｄ１１からＤ１４）の順方向電圧降下が小さいため、励磁スイッチング制御周波数（ｆ２）は低くなり、損失及びノイズが小さい。
〔実施例４〕

以下に図６及び図７に基づいて本発明を詳細に説明する。図６は、本願発明の第４実施例を示す構成図である。図５の実施例と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。

図６の実施例の特徴は、図５の実施例と同様に、第１検出抵抗Ｒ２５と第２検出抵抗Ｒ２６とに係る構成にある。また、図６の実施例の特徴は、第３検出抵抗Ｒ３０に係る構成にあり、流量信号の正規化手段に係る構成にある。

第３検出抵抗Ｒ３０は、励磁コイルＣＯＩＬに直列に接続される。詳しくは、図５の実施例の第１直列回路、第２直列回路、第３直列回路及び第４直列回路は、第３検出抵抗Ｒ３０を備える。また、励磁コイルＣＯＩＬと第３検出抵抗Ｒ３０との直列回路の一端１３はスイッチング素子Ｑ１の他端（ソース）とスイッチング素子Ｑ３の一端（ドレイン）との接続点に接続し、励磁コイルＣＯＩＬと第３検出抵抗Ｒ３０との直列回路の他端１５はスイッチング素子Ｑ２の他端（ソース）とスイッチング素子Ｑ４の一端（ドレイン）との接続点に接続する。

さらに、第３検出抵抗Ｒ３０の一端の電圧を電圧Ｖ１とし、第３検出抵抗Ｒ３０の他端の電圧を電圧Ｖ２とする。そして、電圧Ｖ１及び電圧Ｖ２は、励磁コイルＣＯＩＬに流れる励磁電流に正確に比例して変化する。

また、励磁電流検出回路３１は、電圧Ｖ１及び電圧Ｖ２から励磁電流信号Ｓ３１を生成する。具体的には、差動増幅器Ｕ３３の反転入力端は、抵抗Ｒ３３と誤差増幅器Ｕ３１から成るバッファとコンデンサＣ３１及び抵抗Ｒ３１から成るハイパスフィルタ（ＨＰＦ）とを介して、電圧Ｖ１に接続する。また、差動増幅器Ｕ３３の非反転入力端は、抵抗Ｒ３５と誤差増幅器Ｕ３２から成るバッファとコンデンサＣ３２と抵抗Ｒ３２とから成るハイパスフィルタ（ＨＰＦ）とを介して、電圧Ｖ２に接続する。

さらに、ＡＤ変換器Ｕ３４の入力は、差動増幅器Ｕ３３の出力に接続する。また、マイクロプロセッサ（ＣＰＵ）Ｕ３５の入力は、ＡＤ変換器Ｕ３４の出力と励磁タイミング発生回路１１の出力とに接続する。

そして、差動増幅器Ｕ３３は電圧Ｖ１と電圧Ｖ２との差のアナログ値を出力し、ＡＤ変換器Ｕ３４はそのアナログ値をディジタル値に変換し、励磁電流信号Ｓ３１を生成する。このようにして、第３検出抵抗Ｒ３０に生ずる電圧Ｖ１及び電圧Ｖ２から、励磁電流信号Ｓ３１が生成される。

また、図７は、本願発明の実施例を示す構成図である。図５の実施例と同じ要素には同一符号を付す。

まず、検出器について説明する。流体が流れる管路５０は電極５１及び電極５２を備える。また、管路５０に隣接して励磁コイルＣＯＩＬが配置される。

次に、変換器について説明する。図６の実施例に相当する励磁回路５３は、励磁コイルＣＯＩＬに接続する。また、差動増幅器Ｕ４３の反転入力端は、抵抗Ｒ４１と誤差増幅器Ｕ４１から成るバッファとを介して、電極５１に接続する。さらに、差動増幅器Ｕ４３の非反転入力端は、抵抗Ｒ４３と誤差増幅器Ｕ４２から成るバッファとを介して、電極５２に接続する。

また、ＡＤ変換器Ｕ４４の入力は、差動増幅器Ｕ４３の出力に接続する。また、マイクロプロセッサ（ＣＰＵ）Ｕ３５の入力は、ＡＤ変換器Ｕ４４の出力に接続する。

そして、差動増幅器Ｕ４３は電極５１に生ずる電圧と電極５２に生ずる電圧との差のアナログ値を出力し、ＡＤ変換器Ｕ４４はそのアナログ値をディジタル値に変換し、流量信号Ｓ４１を生成する。このようにして、励磁コイルＣＯＩＬの励磁電流に対応して管路５０の電極５１及び電極５２で生じた電圧から流量信号Ｓ４１が生成される。

さらに、マイクロプロセッサＵ３５は、図７のＡＤ変換器Ｕ４４からの流量信号Ｓ４１と、図６のＡＤ変換器Ｕ３４からの励磁電流信号Ｓ３１との比（Ｓ４１／Ｓ３１）を算出し、流量信号を正規化する。また、マイクロプロセッサＵ３５に係る構成は流量信号の正規化手段を形成する。

このように構成された図６及び図７の実施例の動作を説明する。
励磁コイルＣＯＩＬの励磁電流が小さくなると、電極５１及び電極５２で検出される流量信号Ｓ４１は小さくなるが、流量信号Ｓ４１と励磁電流信号Ｓ３１との比はほとんど変化しない。
また、励磁コイルＣＯＩＬの励磁電流が大きくなると、電極５１及び電極５２で検出される流量信号Ｓ４１は大きくなるが、流量信号Ｓ４１と励磁電流信号Ｓ３１との比はほとんど変化しない。

このようにして、図６及び図７の実施例は、管路５０内に流れる流体の流量を測定し、伝送する。

したがって、図６及び図７の実施例は、励磁電流に依存しない測定精度の高い電磁流量計を提供できる。また、図６及び図７の実施例は、図５の実施例と同様に、小形、低損失、低ノイズの電磁流量計を提供できる。

なお、図６及び図７の実施例において、第１検出抵抗Ｒ２５及び第２検出抵抗Ｒ２６から励磁電流を推定することもできるが、この場合は高い測定精度は得られない。そして、具体的な実施実験検討の結果、図６及び図７の実施例の構成が最も商品的価値が高いものであることが分かった。

さらに、上述の例は、スイッチング素子（Ｑ１からＱ４）をＦＥＴ（電解効果トランジスタ）で形成したが、これとは別に、スイッチング素子（Ｑ１からＱ４）をバイポーラトランジスタで形成しても、実質的に同等となり、同等の作用効果を得ることができる。なお、バイポーラトランジスタは寄生ダイオード（Ｄ１からＤ４）に相当する構成を有しない。

以上のように、本発明は、上述の実施例に限定されることなく、その本質を逸脱しない範囲でさらに多くの変更及び変形を含むものである。

本願発明の第１実施例の電磁流量計の励磁回路及び制御回路を略示的に示した説明図である。同、スイッチング素子の開閉による制御形態を示した表である。同、励磁コイルに流れる励磁電流の流れる動作を示した回路図である。本願発明の第２実施例の電磁流量計の励磁回路及び制御回路を略示的に示した説明図である。本願発明の第３実施例を示す構成図である。本願発明の第４実施例を示す構成図である。本願発明の実施例を示す構成図である。従来技術における励磁回路を略示的に示した説明図である。従来技術における制御回路を略示的に示した説明図である。従来技術における励磁電流の流れる動作を示した回路図である。

符号の説明

１１励磁タイミング発生回路
２５励磁制御回路
２６誤差増幅器
２７発振器
５０管路
５１，５２ｄ電極
Ｃコンデンサ
ＣＭＰヒステリシスコンパレータ
ＣＭＰ１比較器
ＣＯＩＬ励磁コイル
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４寄生ダイオード
Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ１３，Ｄ１４ショットキーダイオード
Ｅ直流電源
Ｇ１，Ｇ２アンドゲート
Ｇ３インバータ
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４スイッチング素子
Ｒ２５第１検出抵抗
Ｒ２６第２検出抵抗
Ｒ３０第３検出抵抗
Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４タイミング信号
Ｕ３３，Ｕ４３差動増幅器
Ｕ３４，Ｕ４４ＡＤ変換器
Ｕ３５マイクロプロセッサ（ＣＰＵ）
ＶＲＥＦ１，ＶＲＥＦ２基準電圧
ＶＴＥＸ電源
ＧＮＤ回路基準電圧

Claims

電源と第１スイッチング素子と励磁コイルと第４スイッチング素子とを有する第１直列回路と、前記電源と第２スイッチング素子と前記励磁コイルと第３スイッチング素子とを有する第２直列回路と、前記励磁コイルと前記第４スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とを有する第３直列回路と、を備え、
前記励磁コイルに流れる励磁電流方向を所定の励磁基本周波数で切り替えると共に、前記励磁電流の値が一定となるように前記第１スイッチング素子、第２スイッチング素子、第３スイッチング素子、第４スイッチング素子の開閉デューテイを前記励磁基本周波数より高い励磁スイッチング制御周波数でオンオフ制御するスイッチング制御方式の電磁流量計であって、
前記第３スイッチング素子と回路基準電圧となる接続点との間に形成し、前記励磁電流を検出する第１検出抵抗と、
前記第４スイッチング素子と前記回路基準電圧となる接続点との間に形成し、前記励磁電流を検出する第２検出抵抗とを備え、
前記第１検出抵抗と前記第２検出抵抗との中点を接地して前記回路基準電圧とすることを特徴とする電磁流量計。
前記第１スイッチング素子、第２スイッチング素子、第３スイッチング素子、第４スイッチング素子を開閉駆動させる励磁回路の電源と、前記第１スイッチング素子、第２スイッチング素子、第３スイッチング素子、第４スイッチング素子の開閉を制御するタイミング信号を生成する制御回路の電源とを共通にしたことを特徴とする請求項１記載の電磁流量計。
前記第１検出抵抗の電圧または第２検出抵抗の電圧の何れかに基づく正となる信号を参照して前記励磁電流の制御を行うことを特徴とする請求項１記載の電磁流量計。
前記励磁電流と同一となる前記第１検出抵抗の電流または前記第２検出抵抗の電流の何れかに基づく電圧を参照して前記励磁電流の制御を行うことを特徴とする請求項１記載の電磁流量計。
一端に電源を接続する第１スイッチング素子と、一端に前記電源を接続する第２スイッチング素子と、一端に前記第１スイッチング素子の他端を接続し、他端に回路基準電圧となる接続点を接続する第３スイッチング素子と、一端に前記第２スイッチング素子の他端を接続し、他端に前記回路基準電圧となる接続点を接続する第４スイッチング素子と、一端に前記第１スイッチング素子の他端と前記第３スイッチング素子の一端との接続点を接続し、他端に前記第２スイッチング素子の他端と前記第４スイッチング素子の一端との接続点を接続する励磁コイルと、を備え、
前記励磁コイルに流れる励磁電流方向を所定の励磁基本周波数で切り替えると共に、前記励磁電流の値が所定の値となるようにオンオフ制御する
スイッチング制御方式の電磁流量計において、
前記第３スイッチング素子の他端と前記回路基準電圧となる接続点との間に形成し、前記励磁電流を検出する第１検出抵抗と、
前記第４スイッチング素子の他端と前記回路基準電圧となる接続点との間に形成し、前記励磁電流を検出す第２検出抵抗とを備え、
前記第１検出抵抗と第２検出抵抗との中点を前記回路基準電圧とすることを特徴とする電磁流量計。
前記第１スイッチング素子、第２スイッチング素子、第３スイッチング素子、第４スイッチング素子を開閉駆動させる励磁回路の電源と、前記第１スイッチング素子、第２スイッチング素子、第３スイッチング素子、第４スイッチング素子の開閉を制御するタイミング信号を生成する制御回路の電源とを共通にしたことを特徴とする請求項５記載の電磁流量計。
前記第１検出抵抗の電圧または第２検出抵抗の電圧の何れかに基づく正となる信号を参照して前記励磁電流の制御を行うことを特徴とする請求項５記載の電磁流量計。
前記励磁電流と同一となる前記第１検出抵抗の電流または前記第２検出抵抗の電流の何れかに基づく電圧を参照して前記励磁電流の制御を行うことを特徴とする請求項５記載の電磁流量計。
電源と第１スイッチング素子と励磁コイルと第４スイッチング素子とを有する第１直列回路と、前記電源と第２スイッチング素子と前記励磁コイルと第３スイッチング素子とを有する第２直列回路と、前記励磁コイルと前記第４スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とを有する第３直列回路と、を備え、
前記励磁コイルに流れる励磁電流方向を所定の励磁基本周波数で切り替えると共に、前記励磁電流の値が所定の値となるようにオンオフ制御する
スイッチング制御方式の電磁流量計において、
前記第３スイッチング素子と回路基準電圧との間に形成し、前記励磁電流を検出する第１検出抵抗と、
前記第４スイッチング素子と前記回路基準電圧との間に形成し、前記励磁電流を検出する第２検出抵抗と、
を備えることを特徴とする電磁流量計。
一端に電源を接続する第１スイッチング素子と、一端に前記電源を接続する第２スイッチング素子と、一端に前記第１スイッチング素子の他端を接続し、他端に回路基準電圧を接続する第３スイッチング素子と、一端に前記第２スイッチング素子の他端を接続し、他端に前記回路基準電圧を接続する第４スイッチング素子と、一端に前記第１スイッチング素子の他端と前記第３スイッチング素子の一端との接続点を接続し、他端に前記第２スイッチング素子の他端と前記第４スイッチング素子の一端との接続点を接続する励磁コイルと、を備え、
前記励磁コイルに流れる励磁電流方向を所定の励磁基本周波数で切り替えると共に、前記励磁電流の値が所定の値となるようにオンオフ制御する
スイッチング制御方式の電磁流量計において、
前記第３スイッチング素子の他端と前記回路基準電圧との間に形成し、前記励磁電流を検出する第１検出抵抗と、
前記第４スイッチング素子の他端と前記回路基準電圧との間に形成し、前記励磁電流を検出す第２検出抵抗と、
を備えることを特徴とする電磁流量計。
前記第３スイッチング素子に並列に接続するショットキーダイオードと、
前記第４スイッチング素子に並列に接続するショットキーダイオードと、
を備えることを特徴とする請求項９または請求項１０の何れかに記載の電磁流量計。
前記第１スイッチング素子に並列に接続するショットキーダイオードと、
前記第２スイッチング素子に並列に接続するショットキーダイオードと、
を備えることを特徴とする請求項１１記載の電磁流量計。
前記第１スイッチング素子は、前記第２検出抵抗に発生する基準電圧に基づきオンオフが制御され、
前記第２スイッチング素子は、前記第１検出抵抗に発生する基準電圧に基づきオンオフが制御される
ことを特徴とする請求項９または請求項１０の何れかに記載の電磁流量計。
前記第２スイッチング素子がオフ及び前記第４スイッチング素子がオンのときに前記第２検出抵抗からの基準電圧を選択し、前記第１スイッチング素子がオフ及び前記第３スイッチング素子がオンのときに前記第１検出抵抗からの基準電圧を選択するスイッチングを備えることを特徴とする請求項１３記載の電磁流量計。
前記第１スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子のターンオフの後に、前記第２スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をターンオンし、
前記第２スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子のターンオフの後に、前記第１スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子をターンオンする
ことを特徴とする請求項９または請求項１０の何れかに記載の電磁流量計。
前記励磁電流に対応して管路の電極から検出された流量信号と、前記励磁コイルに直列に接続された第３検出抵抗から検出された励磁電流信号との比に基づいて前記流量信号を正規化する正規化手段を備えることを特徴とする請求項９または請求項１０の何れかに記載の電磁流量計。