JP6806532B2 - 電磁流量計の励磁回路、および電磁流量計 - Google Patents

Description

本発明は、各種プロセス系において流体の流量を計測する電磁流量計、および電磁流量計において検出器の励磁コイルに励磁電流を供給する励磁回路に関する。

一般に、導電性を有する流体の流量を測定する電磁流量計では、測定管内を流れる流体の流れ方向に対して磁界発生方向が垂直となるよう配置された励磁コイルへ、極性が交互に切り替わる励磁電流を供給し、励磁コイルからの発生磁界と直交して測定管内に配置された一対の電極間に生じる起電力を検出し、この電極間に生じる起電力を増幅した後、サンプリングして信号処理することにより、測定管内を流れる流体の流量を測定している。

電磁流量計では、被検出流体の流量を高精度に計測すること、すなわち計測安定性を向上させることが重要である。従来から、電磁流量計では、計測安定性を向上させるために種々の技術が検討されてきた。以下、詳細に説明する。

電磁流量計の計測安定性を向上させるための一つの方法としては、励磁コイルに供給する励磁電流の周波数（励磁周波数）を高くすることにより、上記起電力に基づく流量信号に含まれる１／ｆノイズを低減し、Ｓ／Ｎ比を改善する方法が考えられる。

一般に、電磁流量計では、電極で検出した起電力に対して、電気化学ノイズ、流体ノイズ、スラリーノイズ等の様々なノイズが重畳している。したがって、起電力から精度よく流量値を算出するには、これらノイズを低減させる必要がある。ここで、これらノイズは、低周波帯域ほどレベルが高い、いわゆる１／ｆ特性を持っている。このため、励磁周波数を高くすれば、起電力のＳ／Ｎ比が改善されるため、高い精度で流量値を算出することが可能となる。

一方、このような矩形波からなる交流励磁電流を励磁コイルへ印加した場合、励磁コイルの持つ自己インダクタンスの影響で、励磁電流の立ち上がりが穏やかになり、その波形に遅れが生じる。したがって、励磁周波数を高くすると、励磁信号の波長が短くなり、波長に対する立ち上がりの遅れの割合が大きくなるため、十分な磁界が発生している期間が短くなり、電極から検出される起電力のうち、振幅が平坦な定常域の幅も短くなる。これにより、起電力を安定してサンプリングすることが難しくなり、結果として、流量値の誤差が大きくなる。したがって、高い励磁周波数であっても励磁電流の立ち上がりを速くすることが重要となる。

例えば、特許文献１には、励磁コイルに励磁電流を供給する励磁回路において、励磁周波数を高くしたときの励磁極性切り替え時の励磁電流の立ち上がりを早くするために、予め高電圧と低電圧の２つの電源を用意しておき、励磁電流立上げ時は高電圧で励磁し、定常時は低電圧で励磁する技術が開示されている。

電磁流量計の計測安定性を向上させるためのもう一つの方法としては、励磁電流を大きくすることにより、上記流量信号の信号レベルを大きくする方法が考えられる。
しかしながら、従来の電磁流量計（例えば特許文献１参照）では、パワートランジスタをＯＰアンプによって負帰還制御する定電流回路によって励磁電流を生成しているため、励磁電流を大きくすると、パワートランジスタの発熱が大きくなり、大きな放熱器が必要になる。したがって、発熱を抑えつつ、励磁電流を大きくすることが重要となる。

例えば、特許文献２，３には、スイッチング式のＤＣ−ＤＣコンバータによって励磁電圧を可変とし、パワートランジスタの残留電圧に応じて励磁電圧を制御することにより、パワートランジスタの発熱を押さえる技術が開示されている。これらの文献に開示された励磁回路では、スイッチング式のＤＣ−ＤＣコンバータによって励磁電流の定電流制御を行うことにより、特許文献１に開示されているような定電流回路を不要としている。

特許文献２に開示された励磁回路によれば、発熱を抑えつつ、励磁電流を大きくすることが可能となる。しかしながら、特許文献２に開示された励磁回路では、インダクタおよび安定化容量（出力コンデンサ）から成る直流化回路によって直流の励磁電圧を生成しているため、応答遅れにより定電流制御が遅くなる。そのため、励磁極性切り替え後の励磁電流の静定時間が長くなってしまい励磁周波数を高くすることができない。また、静定時間を短くしようとすると、定電流制御が不安定になる恐れもある。

これに対し、特許文献３に開示された励磁回路によれば、特許文献２に開示された励磁回路における上記直流化回路を無くし、励磁コイルを直接パルス駆動しているので、特許文献２に開示された励磁回路よりも、定電流制御の静定時間を短くすることができ、励磁周波数を高くすることが可能となる。

特開昭５３−２０９５６号公報 特開平５−２２９４９号公報 特開２００２−１８８９４５号公報

ところで、近年、ＦＡ（ｆａｃｔｏｒｙ ａｕｔｏｍａｔｉｏｎ）市場向けの電磁流量計が注目されている。このような電磁流量計は、ＦＡ機器の内部に組み込まれて使用されるため、より小型であることが求められる。
一般に、電磁流量計は、測定管に設けられた電極を計測対象の流体に直接接触させて、上記流体の起電力を検出する接液式と、測定管に設けられた電極を計測対象の流体に接触させることなく、上記流体の起電力を流体と電極間の静電容量を介して検出する容量式（非接液式）とに大別されるが、近年、電極が劣化し難くメンテナンスが容易な、容量式の小型の電磁流量計が特に注目されている。

しかしながら、従来、電磁流量計を小型にするためには、設計条件の制約により、計測安定性の悪化が避けられなかった。
具体的には、計測安定性の向上のために、上述した特許文献１に開示された励磁回路を採用した場合、励磁電流の立ち上がりを速くするために励磁極性切り替え時の励磁電圧をより高くする必要があるが、励磁電圧を大きくすると、定電流回路のパワートランジスタの消費電力が増大し、発熱が大きくなるため、放熱器が必要となる。しかしながら、電磁流量計の小型化のためには放熱器を設けるスペースを確保できないため、放熱器が不要となるように励磁電圧および励磁電流を低く抑えなければならず、十分な計測安定性は期待できない。

また、上述した特許文献２に開示された励磁回路を採用した場合、放熱器を設けることなく励磁電圧を大きくできる可能性はあるが、上述したように励磁周波数を上げることができないため、十分な計測安定性は期待できない。

また、上述した特許文献３に開示された励磁回路を採用した場合、励磁電流の検出用抵抗を励磁コイルと直列に挿入する回路構成であるため、電流検出のために絶縁された別電源が必要となる。また、同励磁回路では、励磁コイルに接続されているハイサイドの２つのスイッチ（同文献のトランジスタＱ１，Ｑ２）が、励磁電流の極性の切り替えの機能と励磁電圧を発生させるためのパルス駆動の機能とを兼ねているため、高速スイッチング動作（例えば、数百ｋＨｚ〜数ＭＨｚ）を行う必要があり、ハイサイドのスイッチを駆動するためのドライブ回路が複雑になる。
したがって、特許文献３に開示された励磁回路を採用した場合、放熱器を設けることなく励磁電圧および励磁周波数を上げることができたとしても、励磁回路が複雑になるため、電磁流量計の小型化が困難となる。

このように、従来の技術では、電磁流量計の小型化と計測安定性を両立することが困難であった。

本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであり、本発明の目的は、計測安定性の高い小型の電磁流量計を実現することにある。

本発明に係る励磁回路（１５，１５Ａ〜１５Ｅ）は、電磁流量計（１０）の励磁コイル（Ｌｅｘ）に対して励磁電流（Ｉｅｘ）を供給する励磁回路であって、第１直流電圧（ＶｅｘＨ）が供給される第１信号ライン（ＶｅｘＨ）と、第１直流電圧よりも低い第２直流電圧（ＶｅｘＣＯＭ）が供給される第２信号ライン（ＶｅｘＣＯＭ）と、第３信号ライン（ＶＯＵＴ）および第４信号ライン（ＶＦＢ）と、第１信号ラインと第３信号ラインとの間に接続された第１スイッチ（Ｓ１）と、第３信号ラインと励磁コイルの一端（ｎ０１）との間に接続され、励磁コイルの励磁極性の切替周期に応じてスイッチングされる第２スイッチ（Ｓ１１）と、励磁コイルの一端と第４信号ラインとの間に接続され、励磁極性の切替周期に応じてスイッチングされる第３スイッチ（Ｓ１２）と、第３信号ラインと励磁コイルの他端（ｎ０２）との間に接続され、励磁極性の切替周期に応じてスイッチングされる第４スイッチ（Ｓ１３）と、励磁コイルの他端と第４信号ラインとの間に接続され、励磁極性の切替周期に応じてスイッチングされる第５スイッチ（Ｓ１４）と、第４信号ラインと第２信号ラインとの間に接続された電流検出用抵抗（Ｒｓ）と、電流検出用抵抗に流れる電流（Ｉｓ）が一定になるように、励磁極性の切替周期よりも短い周期で、第１スイッチのオンとオフを切り替えるスイッチング制御回路（１５０，１５０Ａ）と、第１スイッチがオフしたときに、励磁コイルの電流を、電流検出用抵抗を介して還流させる少なくとも一つの電流還流素子（Ｄ１）とを備えることを特徴とする。

上記励磁回路において、第３信号ラインと励磁コイルの一端との間に第２スイッチと直列に接続され、第３信号ライン側から励磁コイルの一端側へ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する第１逆流防止素子（Ｄ１１）と、励磁コイルの一端と第４信号ラインとの間に第３スイッチと直列に接続され、励磁コイルの一端側から第４信号ライン側へ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する第２逆流防止素子（Ｄ１２）と、第３信号ラインと励磁コイルの他端との間に第４スイッチと直列に接続され、第３信号ライン側から励磁コイルの他端側へ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する第３逆流防止素子（Ｄ１３）と、励磁コイルの他端と第４信号ラインとの間に第５スイッチと直列に接続され、励磁コイルの他端側から第４信号ライン側へ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する第４逆流防止素子（Ｄ１４）とを更に備えてもよい。

上記励磁回路において、第１逆流防止素子は、ソースが励磁コイルの一端側に接続され、ドレインが第３信号ライン側に接続された第１ＭＯＳトランジスタ（ＭＰ２）を含み、第２逆流防止素子は、ソースが第２信号ライン側に接続され、ドレインが励磁コイルの一端側に接続された第２ＭＯＳトランジスタ（ＭＮ１）を含み、第３逆流防止素子は、ソースが励磁コイルの他端側に接続され、ドレインが第３信号ライン側に接続された第３ＭＯＳトランジスタ（ＭＰ２）を含み、第４逆流防止素子は、ソースが第２信号ライン側に接続され、ドレインが励磁コイルの他端側に接続された第４ＭＯＳトランジスタ（ＭＮ１）を含んでもよい。

上記励磁回路において、電流還流素子は、第２信号ラインと第３信号ラインとの間に接続され、第２信号ラインから第３信号ラインへ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する整流素子（Ｄ１）を含んでもよい。

上記励磁回路において、電流還流素子は、第２信号ラインと第３信号ラインとの間に接続された同期整流用スイッチであり、スイッチング制御回路は、第１スイッチをオンさせるときに同期整流用スイッチをオフさせ、第１スイッチをオフさせるときに同期整流用スイッチをオンさせてもよい。

上記励磁回路において、電流還流素子は、励磁コイルの一端と第２信号ラインとの間に接続され、第２信号ラインから励磁コイルの一端へ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する第１整流素子（Ｄ１ａ）と、励磁コイルの他端と第２信号ラインとの間に接続され、第２信号ラインから励磁コイルの他端へ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する第２整流素子（Ｄ１ｂ）とを含んでもよい。

上記励磁回路において、第１信号ラインと第１スイッチとの間に接続され、第１信号ラインから第１スイッチ側へ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する第３整流素子（Ｄ２）と、第３整流素子と第１スイッチとが接続された第５信号ライン（ＶＩＮ）と、第５信号ラインと第２信号ラインとの間に接続された容量（Ｃ１）と、第５信号ラインと励磁コイルの一端との間に接続され、励磁コイルの一端から第５信号ラインへ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する第４整流素子（Ｄ３）と、第５信号ラインと励磁コイルの他端との間に接続され、励磁コイルの他端から第５信号ラインへ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する第５整流素子（Ｄ４）と、を更に備えてもよい。

上記励磁回路において、スイッチング制御回路は、電流検出用抵抗に流れる電流と目標電流値との差に応じてパルス幅を可変したＰＷＭ信号を出力し、第１スイッチをスイッチングしてもよい。

上記励磁回路において、スイッチング制御回路は、電流検出用抵抗に流れる電流と目標電流値との差に応じて周波数を可変したＰＦＭ信号を出力し、第１スイッチをスイッチングしてもよい。

上記励磁回路において、スイッチング制御回路は、一つの半導体集積回路によって構成されていてもよい。

本発明に係る電磁流量計は、計測対象の流体が流れる測定管（Ｐｅｘ）と、測定管の外側に配設された励磁コイル（Ｌｅｘ）と、上記励磁回路（１５，１５Ａ〜１５Ｅ）と、測定管に設けられ、励磁コイルから発生した磁界に対して垂直な方向に対向して配設された一対の電極（Ｅ１，Ｅ２）と、一対の電極間に発生した起電力に基づいて流体の流量を算出するデータ処理制御回路（１４）とを有することを特徴とする。

上記電磁流量計において、一対の電極は、測定管において流体と非接触に配設されていてもよい。

本発明によれば、計測安定性の高い小型の電磁流量計を実現することが可能となる。

本発明の一実施の形態に係る励磁回路を備えた電磁流量計の構成を示す図である。 本発明の一実施の形態に係る励磁回路の構成を概念的に示す図である。 実施の形態１に係る励磁回路の構成を示す図である。 実施の形態１に係る励磁回路において、高速スイッチがオンしているときの正極性の励磁電流の電流経路を示す図である。 実施の形態１に係る励磁回路において、高速スイッチがオフしているときの正極性の励磁電流の電流経路を示す図である。 実施の形態１に係る励磁回路において、高速スイッチがオンしているときの負極性の励磁電流の電流経路を示す図である。 実施の形態１に係る励磁回路において、高速スイッチがオフしているときの負極性の励磁電流の電流経路を示す図である。 逆流防止素子の動作を説明するための図である。 実施の形態１に係る励磁回路の動作時の各ノードの電圧および電流のタイミングチャートである。 図５の一部の期間を拡大したタイミングチャートである。 実施の形態１に係る励磁回路の電圧および電流と図５に示す各波形との対応関係を説明するための図である。 実施の形態２に係る励磁回路の構成を示す図である。 実施の形態３に係る励磁回路の構成を示す図である。 実施の形態４に係る励磁回路の構成を示す図である。 実施の形態４に係る励磁回路において、高速スイッチがオンしているときの正極性の励磁電流の電流経路を示す図である。 実施の形態４に係る励磁回路において、高速スイッチがオフしているときの正極性の励磁電流の電流経路を示す図である。 実施の形態４に係る励磁回路において、高速スイッチがオンしているときの負極性の励磁電流の電流経路を示す図である。 実施の形態４に係る励磁回路において、高速スイッチがオフしているときの負極性の励磁電流の電流経路を示す図である。 実施の形態５に係る励磁回路の構成を示す図である。 ハイサイドの低速スイッチ回路Ｓ１１Ｄ，Ｓ１３Ｄの回路構成を示す図である。 ローサイドの低速スイッチ回路Ｓ１２Ｄ，Ｓ１４Ｄの回路構成を示す図である。 実施の形態６に係る励磁回路の構成を示す図である。 実施の形態６に係る励磁回路の動作時の各ノードの電圧および電流のタイミングチャートである。 本発明の別の実施の形態に係る励磁回路の構成を概念的に示す図である。

以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。なお、以下の説明において、各実施の形態において共通する構成要素には同一の参照符号を付し、繰り返しの説明を省略する。

≪実施の形態１≫
〈電磁流量計の構成〉
図１は、本発明の一実施の形態に係る励磁回路を備えた電磁流量計の構成を示す図である。
図１に示される電磁流量計１０は、導電性を有する流体の流量を測定する機能を有しており、検出器１６の測定管Ｐｅｘ内を流れる流体の流れ方向に対して磁界発生方向が垂直となるよう配置された励磁コイルＬｅｘへ、極性が交互に切り替わる励磁電流Ｉｅｘを供給し、励磁コイルＬｅｘからの発生磁界と直交して測定管Ｐｅｘに配設された一対の電極Ｅ１，Ｅ２の間に生じる起電力を検出し、この起電力を増幅した後、サンプリングして信号処理することにより、測定管Ｐｅｘ内を流れる流体の流量を測定する。

具体的に、電磁流量計１０は、主な回路部として、電源回路１１、データ処理制御回路１４、励磁回路１５、検出器１６、および設定・表示器１７が設けられている。

電源回路１１は、上位装置（図示せず）からの入力直流電源ＤＣｉｎ（例えば２４Ｖ）から複数の直流電圧を生成して、制御回路１４および励磁回路１５に供給する機能を有している。具体的に、電源回路１１は、主な回路部として、制御回路１１Ａ、スイッチングトランス１１Ｂ、整流回路１１Ｃ、電圧レギュレータ（ＲＥＧ）１１Ｄ、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１２、および電圧レギュレータ（ＲＥＧ）１３から構成されている。

制御回路１１Ａは、入力直流電源ＤＣｉｎを、例えば数１０ＫＨｚ〜数ＭＨｚ程度の高周波でスイッチングしてスイッチングトランス１１Ｂの一次側巻線へ供給する。整流回路１１Ｃは、スイッチングトランス１１Ｂの二次側巻線から出力された高周波のパルス信号を整流して直流のアナログ信号処理用の動作電圧ＶｍＡ（例えば２４Ｖ）と接地電位ＶｍＣＯＭ（０Ｖ）を生成してデータ処理制御回路１４へ供給する。電圧レギュレータ１１Ｄは、ＶｍＡからデジタル信号処理用の動作電圧ＶｍＤ（例えば５Ｖ）を生成してデータ処理制御回路１４へ供給する。

昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、非絶縁型の昇圧チョークコンバータ回路からなり、ＤＣｉｎからチョークコイルに流れる電流を、例えば数１００ＫＨｚ程度の高周波数からなるＰＷＭ周期Ｔｐｗｍのクロック信号ＣＬＫに基づき入力直流電源ＤＣｉｎをパルス幅変調ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）で高周波スイッチングし、得られた高周波信号をダイオードを介して容量素子で充電することにより励磁用直流電圧ＶｅｘＨ（例えば８０Ｖ−２４Ｖ）を生成して励磁回路１５へ供給する機能と、スイッチングの際、電圧帰還制御および電流帰還制御を行う機能とを有している。

電圧レギュレータ１３は、入力直流電源ＤＣｉｎから励磁回路１５の後述するスイッチＳ１１〜Ｓ１４を駆動するための共通駆動用電圧ＶｅｘＳＷ（例えば１０Ｖ）を生成して励磁回路１５へ供給する機能とを有している。

また、入力直流電源ＤＣｉｎの負極側の電圧が共通電圧ＶｅｘＣＯＭ（＜ＶｅｘＨ、例えば０Ｖ）として、励磁回路１５に供給される。
なお、以下の説明では、電圧を表す参照符号“ＶｅｘＳＷ”，“ＶｅｘＨ”，“ＶｅｘＣＯＭ”，および“ＶｍＤ”等は、電圧のみならず、その電圧が供給される信号ラインをも表すものとする。

データ処理制御回路１４は、プログラム処理装置（例えばＣＰＵ）、信号処理回路、および伝送Ｉ／Ｆ回路等を含み、励磁回路１５の制御、検出器１６の電極から検出した起電力に基づく流量の算出、および上位装置に対する流量信号の出力を行う機能を有している。

検出器１６は、流量測定対象となる流体が流れる測定管Ｐｅｘと、このＰｅｘに対して励磁回路１５から供給された励磁電流により磁界を発生させる励磁コイルＬｅｘと、測定管Ｐｅｘの外周面に設けられた１対の検出電極Ｅ１，Ｅ２とを有している。

設定・表示器１７は、作業者の設定操作入力を検出してデータ処理制御回路１４へ出力する機能と、データ処理制御回路１４からの表示出力をＬＥＤやＬＣＤで表示する機能とを有している。

励磁回路１５は、データ処理制御回路１４からの制御に基づき、検出器１６の励磁コイルＬｅｘに対して、一定周期で励磁極性が切り替えられる励磁電流Ｉｅｘを供給する機能を有している。以下、励磁回路１５について詳細に説明する。

〈本発明に係る励磁回路の構成〉
図２Ａは、本発明の一実施の形態に係る励磁回路の構成を概念的に示す図である。
励磁回路１５は、励磁コイルＬｅｘの励磁極性を切り替えるためのスイッチと、励磁コイルを直接パルス駆動して励磁電流を定電流制御するためのスイッチとを、別個の制御機構によって制御することを一つの特徴としている。

具体的には、図２Ａに示すように、励磁回路１５は、励磁コイルＬｅｘを直接パルス駆動して励磁電流Ｉｅｘを定電流制御するためのスイッチＳ１と、励磁コイルＬｅｘの励磁極性を切り替えるためのスイッチＳ１１〜Ｓ１４と、励磁電流Ｉｅｘを検出するための電流検出用抵抗Ｒｓと、スイッチＳ１がオフしたときに、励磁電流Ｉｅｘを、電流検出用抵抗Ｒｓを介して還流させる少なくとも一つの電流還流素子としてのダイオードＤ１と、電流検出用抵抗Ｒｓに流れる電流が一定になるように、スイッチＳ１１〜Ｓ１４のスイッチング周期よりも短い周期でスイッチＳ１のオンとオフを切り替えるスイッチング制御回路１５０とを備えている。

スイッチＳ１は、第１直流電圧としての励磁用直流電圧ＶｅｘＨが供給される信号ラインＶｅｘＨと、励磁コイルＬｅｘの励磁電圧ＶＯＵＴが供給される信号ラインＶＯＵＴとの間に接続されている。スイッチＳ１は、例えば、パワートランジスタによって構成されている。

スイッチＳ１１は、信号ラインＶＯＵＴと励磁コイルＬｅｘの一端（ノードｎ０１）との間に接続され、一定の周期でオンとオフが切り替わる。スイッチＳ１２は、信号ラインＶＦＢと励磁コイルＬｅｘの一端との間に接続され、スイッチＳ１１がオンするときにオフし、スイッチＳ１１がオフするときにオンする。スイッチＳ１３は、信号ラインＶＯＵＴと励磁コイルＬｅｘの他端（ノードｎ０２）との間に接続され、スイッチＳ１１がオンするときにオフし、スイッチＳ１１がオフするときにオンする。スイッチＳ１４は、励磁コイルの他端と信号ラインＶＦＢとの間に接続され、スイッチＳ１１がオンするときにオンし、スイッチＳ１１がオフするときにオフする。

上述したように、スイッチＳ１は、スイッチＳ１１〜Ｓ１４のスイッチング周期、すなわち励磁極性の切替周期よりも短い周期でオンとオフが切り替わる。例えば、スイッチＳ１１〜Ｓ１４のスイッチング周波数は１ｋＨｚ以下であり、スイッチＳ１のスイッチング周波数は少なくとも１０ｋＨｚである。本願明細書では、スイッチＳ１を「高速スイッチＳ１」と称し、スイッチＳ１１〜Ｓ１４を夫々、「低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４」と称する場合がある。

電流検出用抵抗Ｒｓは、共通電圧ＶｅｘＣＯＭが供給される信号ラインＶｅｘＣＯＭと信号ラインＶＦＢとの間に接続されている。

整流素子としてのダイオードＤ１は、アノードが信号ラインＶｅｘＣＯＭに接続され、カソードが信号ラインＶＯＵＴに接続されている。

スイッチング制御回路１５０は、共通電圧ＶｅｘＣＯＭを基準電源として動作し、電流検出用抵抗Ｒｓに流れる電流Ｉｅｘと目標電流値との差に応じてパルス幅を可変したＰＷＭ信号を生成し、そのＰＷＭ信号に基づいて高速スイッチＳ１をスイッチングする。
具体的に、スイッチング制御回路１５０は、共通電圧ＶｅｘＣＯＭを基準とした電流検出用抵抗Ｒｓの検出電圧（フィードバック電圧）ＶＦＢを入力し、その検出電圧ＶＦＢが、上記目標電流値に対応する基準電圧Ｖｒｅｆと一致するようにパルス幅を可変したＰＷＭ信号を生成する。

励磁回路１５は、更に、高速スイッチＳ１がオフしたときに、励磁電流Ｉｅｘが電流検出用抵抗Ｒｓを通る経路以外の経路に流れないようにするための逆流防止素子としてダイオードＤ１１〜Ｄ１４を備えている。

ダイオードＤ１１は、信号ラインＶＯＵＴと励磁コイルＬｅｘの一端（ノードｎ０１）との間に低速スイッチＳ１１と直列に接続され、信号ラインＶＯＵＴ側から励磁コイルＬｅｘの一端側へ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する。

ダイオードＤ１２は、励磁コイルＬｅｘの一端（ノードｎ０１）と信号ラインＶＦＢとの間に低速スイッチＳ１２と直列に接続され、励磁コイルＬｅｘの一端側から信号ラインＶＦＢ側へ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する。

ダイオードＤ１３は、信号ラインＶＯＵＴと励磁コイルの他端との間に、低速スイッチＳ１３と直列に接続され、信号ラインＶＯＵＴ側から励磁コイルＬｅｘの他端側へ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する。

ダイオードＤ１４は、励磁コイルＬｅｘの他端と信号ラインＶＦＢとの間に、低速スイッチＳ１４と直列に接続され、励磁コイルＬｅｘの他端側から信号ラインＶＦＢ側へ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する。

〈実施の形態１に係る励磁回路の構成〉
図２Ａに示した励磁回路１５の一実施の形態を図２Ｂに示す。
図２Ｂは、実施の形態１に係る励磁回路の構成を示す図である。
図２Ｂに示すように、低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４は、データ処理制御回路１４（例えばＣＰＵ）からの励磁極性信号ＥＸＤ１，ＥＸＤ２によってオン／オフの切替制御が行われる。

具体的には、励磁コイルＬｅｘの励磁極性を“正極性”とする期間においては、データ処理制御回路１４（例えばＣＰＵ）が低速スイッチＳ１１，Ｓ１４をオンするとともに低速スイッチＳ１２，Ｓ１３をオフし、励磁コイルＬｅｘの励磁極性を“負極性”とする期間においては、データ処理制御回路１４が、低速スイッチＳ１１，Ｓ１４をオフするとともに低速スイッチＳ１２，Ｓ１３をオンする。

低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４において、励磁極性信号ＥＸＤ１，ＥＸＤ２が入力される一次側と、励磁電流Ｉｅｘが流れる二次側とは、電気的に絶縁されている。例えば、各低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４は、フォトカプラを用いた回路によって構成されており、フォトカプラの一次側のフォトダイオードＦＤから照射される光の強さに応じて、フォトカプラの二次側のスイッチ（トランジスタ）ＳＴのオンとオフが切り替えられる。

例えば、データ処理制御回路１４は、低速スイッチＳ１１，Ｓ１３の一次側のフォトダイオードＦＤのアノード側にデジタル信号処理用の動作電圧ＶｍＤを印加した状態において、励磁極性信号ＥＸＤ１，ＥＸＤ２の論理（例えば、ハイレベル：ＶｍＤ，ローレベル：ＶｍＣＯＭ）を切り替えて、フォトカプラの一次側のフォトダイオードＦＤに流れる電流を制御することにより、フォトカプラの二次側のスイッチＳＴのオン・オフを切り替える。

スイッチング制御回路１５０は、上述したように、検出電圧ＶＦＢに基づいて、ＰＷＭ方式によって高速スイッチＳ１をスイッチングする回路である。スイッチング制御回路１５０としては、よく知られた、汎用のＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）を用いることができる。

なお、汎用のＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）としては、図２Ｂに示すように、高速スイッチＳ１としての外付けのパワートランジスタを制御するスイッチング制御回路１５０のみが一つのパッケージに封止されたＩＣであってもよいし、高速スイッチＳ１としてのパワートランジスタとスイッチング制御回路とが一つのパッケージに封止されたＩＣであってもよく、駆動対象のパワートランジスタとスイッチング制御回路１５０とが一つのＩＣとしてパッケージングされているか否かについては、特に制限はない。

スイッチング制御回路１５０としては、図２Ｂに示すように、誤差増幅回路（エラーアンプ，ＡＭＰ）１５１、位相補償器１５２、のこぎり波や三角波等の周期信号を生成する周期信号発生回路１５３、コンパレータ１５４、およびドライブ回路１５５から成る回路を例示することができる。

エラーアンプ１５１は、電流検出用抵抗Ｒｓの検出電圧ＶＦＢと、励磁電流Ｉｅｘの目標電流値に応じた基準電圧Ｖｒｅｆとの誤差に応じた誤差信号を生成する。コンパレータ１５４は、上記誤差信号と、周期信号発生回路１５３から出力された周期信号とを比較し、その比較結果に応じた２値信号（ＰＷＭ信号）を生成する。コンパレータ１５４によって生成されたＰＷＭ信号は、ドライブ回路１５５によってバッファされ、パワートランジスタから成る高速スイッチＳ１を駆動する。

〈実施の形態１に係る励磁回路の動作〉
次に、実施の形態１に係る励磁回路１５の動作について詳細に説明する。
先ず、データ処理制御回路１４（例えばＣＰＵ）が、低速スイッチＳ１１，Ｓ１３の一次側のフォトダイオードＦＤのアノード側にデジタル信号処理用の動作電圧ＶｍＤを印加した状態において、励磁極性信号ＥＸＤ１，ＥＸＤ２の論理（例えば、ハイレベル：ＶｍＤ，ローレベル：ＶｍＣＯＭ）を切り替えて、低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４の一次側のフォトダイオードに流れる電流を制御することにより、一定の周期で各低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４をスイッチングする（ステップＳＴ１）。ここで、低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４のスイッチング周波数は、上述したように１ｋＨｚ以下である。

一方、スイッチング制御回路１５０が高速スイッチＳ１を低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４よりも短い周期でスイッチングすることにより、励磁用直流電圧ＶｅｘＨからパルス状の電圧ＶＯＵＴを生成し、信号ラインＶＯＵＴに出力する（ステップＳＴ２）。ここで、高速スイッチＳ１のスイッチング周波数は、上述したように１０ｋＨｚ以上である。

ステップＳＴ１，ＳＴ２での高速スイッチＳ１および低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４のスイッチング動作により、励磁コイルＬｅｘには、低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４の状態に応じて、正極性または負極性のパルス電圧Ｖｅｘが印加される。これにより、励磁コイルＬｅｘには、正極性または負極性の励磁電流Ｉｅｘが流れる（ステップＳＴ３）。なお、励磁電流Ｉｅｘが流れる経路については、後で詳述する。

励磁電流Ｉｅｘは、電流検出用抵抗Ｒｓを介して信号ラインＶｅｘＣＯＭに流れ込むことにより、電流検出用抵抗Ｒｓによって検出電圧ＶＦＢに変換され、スイッチング制御回路１５０の誤差増幅回路１５１の反転入力端子（−端子）に入力される（ステップＳＴ４）。

誤差増幅回路１５１は、検出電圧ＶＦＢと基準電圧Ｖｒｅｆとの差に応じて電圧が変化する誤差信号を生成する（ステップＳＴ５）。

スイッチング制御回路１５０のコンパレータ１５４は、誤差増幅回路１５１によって生成された誤差信号と周期信号生成回路１５３によって生成された周期信号（例えば、のこぎり波）とを比較し、その比較結果に応じた２値信号を生成する（ステップＳＴ６）。
これにより、励磁電流Ｉｅｘが目標電流値よりも低い場合に高速スイッチＳ１のオン時間が長くなり、励磁電流Ｉｅｘが目標電流値よりも高い場合にオン時間が短くなるように、パルス幅が制御されたＰＷＭ信号が生成され、高速スイッチＳ１が制御される（ステップＳＴ７）。
上記ステップＳＴ２〜ＳＴ７のフィードバック制御により、励磁電流Ｉｅｘが一定値となるように制御される。

次に、高速スイッチＳ１および低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４のスイッチング動作による励磁電流Ｉｅｘの電流経路について詳細に説明する。

図３Ａ〜３Ｄは、実施の形態１に係る励磁回路における励磁電流の電流経路を示す図である。図３Ａ〜３Ｄには、励磁回路１５における一部の回路構成のみが図示されている。

先ず、励磁極性が“正極性”の場合の電流経路について説明する。
励磁極性が“正極性”の場合、低速スイッチＳ１１，Ｓ１４がオンし、低速スイッチＳ１２，Ｓ１３がオフしている。この状態において、高速スイッチＳ１がオンしたとき、図３Ａに示すように、励磁電流Ｉｅｘは、信号ラインＶｅｘＨから、高速スイッチＳ１、低速スイッチＳ１１、ダイオードＤ１１、励磁コイルＬｅｘ、低速スイッチＳ１４、ダイオードＤ１４、および電流検出用抵抗Ｒｓを経由して、信号ラインＶｅｘＣＯＭに流れ込み、励磁コイルＬｅｘは正極性に励磁される。このとき、励磁コイルＬｅｘにはエネルギーが蓄えられる。

一方、図３Ｂに示すように、高速スイッチＳ１がオフしたときは、高速スイッチＳ１がオンしているときに励磁コイルＬｅｘに蓄えられたエネルギーにより、信号ラインＶｅｘＣＯＭから、ダイオードＤ１、低速スイッチＳ１１、ダイオードＤ１１、励磁コイルＬｅｘ、低速スイッチＳ１４、ダイオードＤ１４、および電流検出用抵抗Ｒｓを経由して、信号ラインＶｅｘＣＯＭに電流が流れ込む。これにより、高速スイッチＳ１がオフする期間においても、正極性の励磁電流Ｉｅｘが保持される。

次に、励磁極性が“負極性”の場合の電流経路について説明する。
励磁極性が“負極性”の場合、低速スイッチＳ１１，Ｓ１４がオフし、低速スイッチＳ１２，Ｓ１３がオンしている。この状態において、高速スイッチＳ１がオンしたとき、図３Ｃに示すように、励磁電流Ｉｅｘは、信号ラインＶｅｘＨから、高速スイッチＳ１、低速スイッチＳ１３、ダイオードＤ１３、励磁コイルＬｅｘ、低速スイッチＳ１２、ダイオードＤ１２、および電流検出用抵抗Ｒｓを経由して、信号ラインＶｅｘＣＯＭに流れ込み、励磁コイルＬｅｘは負極性に励磁される。このとき、励磁コイルＬｅｘにはエネルギーが蓄えられる。

一方、図３Ｄに示すように、高速スイッチＳ１がオフしたときは、高速スイッチＳ１がオンしているときに励磁コイルＬｅｘに蓄えられたエネルギーにより、信号ラインＶｅｘＣＯＭから、ダイオードＤ１、低速スイッチＳ１３、ダイオードＤ１３、励磁コイルＬｅｘ、低速スイッチＳ１２、ダイオードＤ１２、および電流検出用抵抗Ｒｓを経由して、信号ラインＶｅｘＣＯＭに電流が流れ込む。これにより、高速スイッチＳ１がオフする期間においても、負極性の励磁電流Ｉｅｘが保持される。

ここで、逆流防止素子としてのダイオードＤ１１〜Ｄ１４について詳細に説明する。
上述したように、ダイオードＤ１１〜Ｄ１４は、高速スイッチＳ１がオフしたときに、励磁電流Ｉｅｘが電流検出用抵抗Ｒｓを通る経路（図３Ａ〜図３Ｄ参照）以外の経路に流れないようにするための逆流防止素子である。

例えば、低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４の二次側のスイッチ素子としてＭＯＳＦＥＴを用いた場合、各ＭＯＳＦＥＴのドレイン―ソース間には寄生ダイオードＤｓ１１〜Ｄｓ１４が存在する。そのため、例えば、励磁極性が正極性（低速スイッチＳ１１，Ｓ１４がオンし、低速スイッチＳ１２，Ｓ１３がオフしている）の状態において高速スイッチＳ１がオンからオフに切り替わったときに、図４に示す経路Ｐ１および経路Ｐ２に電流が流れる場合がある。このとき、ダイオードＤ１２，Ｄ１３を低速スイッチＳ１２，１３に夫々直列に配置することにより、経路Ｐ１，Ｐ２に電流が流れることを防止することができる。

同様に、励磁極性が負極性（低速スイッチＳ１１，Ｓ１４がオフし、低速スイッチＳ１２，Ｓ１３がオンしている）の状態において高速スイッチＳ１がオンからオフに切り替わったときには、ダイオードＤ１１，Ｄ１４を低速スイッチＳ１１，１４に夫々直列に配置することにより、電流の逆流を防止することができる。

このように逆流防止素子としてダイオードＤ１１〜Ｄ１４を適切に配置することにより、高速スイッチＳ１がオフしている期間において励磁電流Ｉｅｘの全てを抵抗検出用抵抗Ｒｓに流れるようにすることが可能となる。すなわち、低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４のＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードＤｓ１１〜Ｄｓ１４を経由した電流が発生し得る状況であっても、励磁電流Ｉｅｘの逆流を防止し、励磁電流Ｉｅｘの全てを電流検出用抵抗Ｒｓに流し込むことが可能となる。これにより、例えば、電源電圧ＶｅｘＨの変動や励磁コイルＬｅｘの発熱によるコイル抵抗の変化等の外乱要因の発生があったとしても、上述のステップＳＴ２〜ＳＴ７のフィードバック制御によって励磁電流を一定値に保持することが可能となり、励磁電流Ｉｅｘのより正確な計測・制御が可能となる。

次に、励磁回路１５の各ノードの電圧および電流のタイミングチャートを図５、６に示す。
図５には、励磁用ＶｅｘＨ＝３０Ｖ，励磁電流Ｉｅｘの目標電流値を１００ｍＡ（絶対値）、スイッチング制御回路１５０によるＰＷＭ信号の最大デューティ比（最大パルス幅）を１００％とした場合のシミュレーション結果が示され、図６には、図５の期間Ｔ１における各電圧および電流の波形が示されている。また、図５，６に示される各電圧および電流の波形の参照符号は、図７に示される励磁回路１５における参照符号に夫々対応している。

図５に示すように、時刻ｔ１において、励磁コイルＬｅｘの励磁極性が負極性から正極性に切り替わる（スイッチＳ１１，Ｓ１４がオンし、スイッチＳ１２，Ｓ１３がオフする）と、電流検出用抵抗Ｒｓの電流Ｉｓが０ｍＡとなる。このとき、電流検出用抵抗Ｒｓの電流Ｉｓが目標電流値（１００ｍＡ）から大きく離れているため、スイッチング制御回路１５０が、ＰＷＭ信号のデューティ比を最大（１００％）にして、高速スイッチＳ１を駆動する。これにより、励磁電流Ｉｅｘが正方向に徐々に増加するとともに、電流検出用抵抗Ｒｓの電流Ｉｓが正の方向に徐々に増加する。

その後、電流検出用抵抗Ｒｓの電流Ｉｓが目標電流値（１００ｍＡ）に到達すると、図６に示すように、スイッチング制御回路１５０が、電流検出用抵抗Ｒｓの電流Ｉｓが目標電流値（１００ｍＡ）と一致するように、ＰＷＭ信号のテューティ比を落として高速スイッチＳ１を駆動する。これにより、励磁電流Ｉｅｘが正の一定値（＋１００ｍＡ）となる。

時刻ｔ２において、励磁コイルＬｅｘの励磁極性が正極性から負極性に切り替わる（スイッチＳ１１，Ｓ１４がオフし、スイッチＳ１２，Ｓ１３がオンする）と、再び電流検出用抵抗Ｒｓの電流Ｉｓが０ｍＡとなるので、スイッチング制御回路１５０が、ＰＷＭ信号のテューティ比を最大（１００％）にして、高速スイッチＳ１を駆動する。これにより、励磁電流Ｉｅｘが負の方向に徐々に増加するとともに、電流検出用抵抗Ｒｓの電流Ｉｓが正の方向に徐々に増加する。

その後、電流検出用抵抗Ｒｓの電流Ｉｓが目標電流値（１００ｍＡ）に到達すると、スイッチング制御回路１５０が、電流検出用抵抗Ｒｓの電流Ｉｓが目標電流値（１００ｍＡ）と一致するように、ＰＷＭ信号のテューティ比を落として高速スイッチＳ１を駆動する。これにより、励磁電流Ｉｅｘが負の一定値（−１００ｍＡ）となる。

なお、本実施の形態に係る励磁回路１５では、上述の特許文献２に開示された回路のように、コンデンサによる励磁電圧Ｖｅｘの直流化を行っていないため、高速スイッチＳ１のオン・オフの切替動作に伴うリップル電流が発生する。このリップル電流が大きい場合、流量信号に悪影響を与え、流量計測の誤差や計測値の変動の原因となるおそれがある。

そのため、電磁流量計１０の更なる高精度化を図る場合には、励磁コイルＬｅｘのインダクタンスに対して高速スイッチＳ１のスイッチング周波数を十分に高くしておくことが望ましい。以下、リップル電流を抑えるための高速スイッチＳ１のスイッチング周波数の設定例を示す。

一般に、リップル電流ΔＩｅｘは、スイッチング周波数をｆｓｗ、励磁コイルＬｅｘのインダクタンスをＬｅｘ、高速スイッチＳ１の一端に供給される電源電圧をＶｅｘＨ、励磁コイルＬｅｘに印加される電圧の平均値をＶｅｘ＿ａｖｅとすると、式（１）で表すことができる。

ここで、励磁電流Ｉｅｘの平均値（中心値）をＩｅｘ＿ａｖｅ、励磁コイルＬｅｘの抵抗値をＲｅｘとしたとき、励磁コイルＬｅｘに印加される電圧の平均値Ｖｅｘ＿ａｖｅは、式（２）で表すことができるので、式（１）に式（２）を代入することにより、リップル電流ΔＩｅｘは、式（３）で表すことができる。

例えば、流量計測精度の仕様値が“±０．５％”である電磁流量計において、励磁用直流電圧ＶｅｘＨを３０Ｖとして、インダクタンスＬｅｘが１００ｍＨ、抵抗値Ｒｅｘが１００Ωの励磁コイルＬｅｘに平均値（中心値）Ｉｅｘ＿ａｖｅが１５０ｍＡとなる励磁電流Ｉｅｘを流すことを考えた場合、励磁電流Ｉｅｘのリップル電流ΔＩｅｘは、少なくとも流量計測精度の仕様値（±０．５％）以内であることが望ましい。

この場合に、例えばスイッチング周波数ｆｓｗを“５０ｋＨｚ”として上記式（３）に代入すると、リップル電流ΔＩｅｘは、“１．５ｍＡ”となり、励磁電流の平均値Ｉｅｘ＿ａｖｅ（＝１５０ｍＡ）の１％、すなわち“±０．５％”となる。この値であれば、電磁流量計として実用上問題ないレベルとなる。

また、例えば、スイッチング周波数ｆｓｗを“５００ｋＨｚ”とすれば、上記式（３）から、リップル電流ΔＩｅｘは“０．１５ｍＡ”となり、励磁電流の平均値Ｉｅｘ＿ａｖｅ（＝１５０ｍＡ）の０．１％、すなわち“±０．０５％”となる。この値であれば、リップル電流の流量計測への影響は、ほとんど無視できる。

〈本発明に係る励磁回路の効果〉
以上、本発明に係る励磁回路によれば、励磁極性を切り替えるための低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４と、励磁コイルＬｅｘを直接パルス駆動して励磁電流を定電流制御するための高速スイッチＳ１と、電流検出用抵抗Ｒｓと、励磁コイルＬｅｘとを図２Ａに示すように接続し、高速スイッチＳ１を、低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４とは別に、スイッチング制御回路１５０によって電流検出用抵抗Ｒｓを流れる電流が一定になるように駆動することにより、上述の特許文献１の励磁回路のように励磁電流を定電流駆動するためのパワートランジスタのような発熱量の大きい部品が不要となる。これにより、放熱器を設けなくても励磁電流の大電流化が可能となるので、流量信号の信号レベルを大きくして計測安定性の向上を図りつつ、電磁流量計を小型化することが可能となる。

また、本励磁回路は、励磁コイルを直接パルス駆動する回路構成を有しているので、上述の特許文献２に開示された励磁回路のように励磁電圧を直流化するためのインダクタおよび安定化容量（出力コンデンサ）から成る直流化回路が不要となり、回路の応答性が高まる。これにより、励磁周波数を高くして計測安定性を向上させることが可能となる。

また、本励磁回路は、電流検出用抵抗Ｒｓの一端の電位と、スイッチング制御回路１５０の基準電位とが共通（ＶｅｘＣＯＭ）であることから、電流検出用抵抗Ｒｓの他端をスイッチング制御回路１５０の誤差増幅回路１５１の反転入力端子に直接接続することができる。これにより、上述の特許文献３の励磁回路のように電流検出のために絶縁された別電源や特殊な信号変換回路等を設ける必要がないので、励磁回路が複雑にならず、電磁流量計の小型化が可能となる。

また、本励磁回路によれば、励磁極性を切り替えるための低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４と、励磁コイルＬｅｘを直接パルス駆動して励磁電流を定電流制御するための高速スイッチＳ１とを別個に制御する構成を有していることから、低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４を駆動するドライブ回路をより簡単な回路構成で実現することが可能となり、電磁流量計を小型にすることが可能となる。
例えば、上述の特許文献３の励磁回路では、一組のハイサイドスイッチによって励磁極性の切替と励磁コイルのパルス駆動を兼ねた回路構成を採用しているため、上記ハイサイドスイッチを最低でも１０ｋＨｚのスイッチング周波数で高速スイッチングする必要があり、上記ハイサイドスイッチを駆動するためのドライブ回路が複雑となる。一方、本励磁回路によれば、低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４は励磁極性を切り替える機能のみを担っているので、最大でも１ｋＨｚのスイッチング周波数によってスイッチングすればよく、低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４を駆動するドライブ回路を簡単な回路構成で実現することが可能となる。

また、本励磁回路によれば、スイッチング制御回路１５０として、汎用の電源ＩＣ（ＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ）を用いることができるので、電磁流量計を更に小型化することが可能となる。

以上のように、本励磁回路によれば、計測安定性の向上と小型化を両立することができるので、計測安定性の高い小型の電磁流量計を実現することが可能となる。

また、実施の形態１に係る励磁回路１５によれば、図２Ａおよび図２Ｂに示すようにダイオードＤ１１〜Ｄ１４を低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４に夫々直列に接続しているので、低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４の二次側のスイッチ素子としてＭＯＳＦＥＴを用いた場合に各ＭＯＳＦＥＴのドレイン―ソース間に存在する寄生ダイオードＤｓ１１〜Ｄｓ１４を介して電流が逆流することを防止することができる。
これによれば、上述したように、低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４の寄生ダイオードＤｓ１１〜Ｄｓ１４を経由した電流が発生し得る状況であっても、励磁電流Ｉｅｘの全てを電流検出用抵抗Ｒｓに流し込むことが可能となるので、電源電圧ＶｅｘＨの変動等の外乱要因の発生があったとしても、より正確な励磁電流の計測・制御が可能となる。

また、ダイオードＤ１１〜Ｄ１４を低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４に夫々直列に接続することにより、励磁極性の切り替え時に発生する励磁コイルの逆起電力によって低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４に耐圧を超えた電圧が印加されることを防止できる。

≪実施の形態２≫
〈実施の形態２に係る励磁回路の構成〉
図８は、実施の形態２に係る励磁回路の構成を示す図である。
同図に示される励磁回路１５Ａは、スイッチング制御回路がＰＦＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御によって高速スイッチＳ１を駆動する点において実施の形態１に係る励磁回路１５と相違し、それ以外の点においては、実施の形態１に係る励磁回路１５と同様である。

具体的に、励磁回路１５Ａは、高速スイッチＳ１を駆動するための回路として、電流検出用抵抗Ｒｓの検出電圧ＶＦＢに基づいて、ＰＦＭ方式で高速スイッチＳ１を制御するスイッチング制御回路１５０Ａを備える。

スイッチング制御回路１５０Ａは、電流検出用抵抗Ｒｓに流れる電流と目標電流値との差に応じて周波数を可変したＰＦＭ信号を生成し、ＰＦＭ信号に基づいて高速スイッチＳ１をスイッチングする。

スイッチング制御回路１５０Ａとしては、図８に示すように、コンパレータ（ＣＭＰ）１５６、パルス生成回路１５７、およびドライブ回路１５５から成る回路を例示することができる。

コンパレータ（ＣＭＰ）１５６は、励磁電流Ｉｅｘの目標電流値に対応する基準電圧Ｖｒｅｆと、電流検出用抵抗Ｒｓによる検出電圧ＶＦＢとを比較し、比較結果を出力する。パルス生成回路１５７は、パルス幅（オン時間）が固定された２値信号を、コンパレータ１５６の比較結果に基づく周期で出力する。ドライブ回路１５５は、パルス生成回路１５７から出力された２値信号（ＰＦＭ信号）をバッファして、パワートランジスタから成る高速スイッチＳ１を駆動する。

〈実施の形態２に係る励磁回路の効果〉
実施の形態２に係る励磁回路１５Ａによれば、誤差増幅回路（および位相補償器）を用いていないので、ＰＷＭ方式よりも応答速度が速くなる。これにより、励磁周波数を更に高くすることが可能となり、電磁流量計の計測安定性を更に向上させることが可能となる。

≪実施の形態３≫
〈実施の形態３に係る励磁回路の構成〉
図９は、実施の形態３に係る励磁回路の構成を示す図である。
同図に示される励磁回路１５Ｂは、電流還流素子としてのダイオードをスイッチに置き換えた同期整流型のスイッチング制御回路を備える点において実施の形態１に係る励磁回路１５と相違し、それ以外の点においては、実施の形態１に係る励磁回路１５と同様である。

具体的に、励磁回路１５Ｂは、高速スイッチＳ１を駆動するための回路として、同期整流型のスイッチング制御回路１５０Ｂを備える。
スイッチング制御回路１５０Ｂは、実施の形態１に係るスイッチング制御回路１５０に対して、同期整流用スイッチＳ２とドライブ回路１５８とを更に備えている。

同期整流用スイッチＳ２は、（フライホイール）ダイオードＤ１の代わりに設けられた電流還流素子であり、信号ラインＶＯＵＴと信号ラインＶｅｘＣＯＭとの間に接続されている。同期整流用スイッチＳ２としては、高速スイッチＳ１と同様に、パワートランジスタを例示することができる。

ドライブ回路１５８は、コンパレータ１５４から出力されたＰＷＭ信号をバッファするとともに論理を反転して、同期整流用スイッチＳ２を駆動する。

スイッチング制御回路１５０Ｂによれば、高速スイッチＳ１と同期整流用スイッチＳ２とは交互にオン・オフが切替られる。すなわち、高速スイッチＳ１がオンしているとき、同期整流用スイッチＳ２がオフし、電流は、信号ラインＶｅｘＨから高速スイッチＳ１を経由して励磁コイルＬｅｘに流れ込む。一方、高速スイッチＳ１がオフしているとき、同期整流用スイッチＳ２がオンし、電流は、信号ラインＶｅｘＣＯＭから高速スイッチＳ１を経由して励磁コイルＬｅｘに流れ込む。

このように、同期整流型のスイッチング制御回路１５０Ｂを用いた励磁回路１５Ｂによれば、ダイオードＤ１を用いた実施の形態１に係る励磁回路１５と同様に、高速スイッチＳ１のオン・オフの切替に応じて励磁電流Ｉｅｘを還流させることができる。

〈実施の形態３に係る励磁回路の効果〉
実施の形態３に係る励磁回路１５Ｂによれば、ダイオードＤ１での発熱がなくなるので、励磁電流の更なる大電流化が可能となり、電磁流量計の計測安定性を更に向上させることが可能となる。

≪実施の形態４≫
〈実施の形態４に係る励磁回路の構成〉
図１０は、実施の形態４に係る励磁回路の構成を示す図である。
同図に示される励磁回路１５Ｃは、電流還流素子としての２個のフライホイール・ダイオードを有する点において実施の形態１に係る励磁回路１５と相違し、それ以外の点においては、実施の形態１に係る励磁回路１５と同様である。

具体的に、励磁回路１５Ｃは、電流還流素子として、ダイオードＤ１の代わりにダイオードＤ１ａ，Ｄ１ｂを備える。ダイオードＤ１ａは、アノードが信号ラインＶｅｘＣＯＭに接続され、カソードが励磁コイルＬｅｘの一端（ノードｎ０１）に接続されている。ダイオードＤ１ｂは、アノードが信号ラインＶｅｘＣＯＭに接続され、カソードが励磁コイルＬｅｘの他端（ノードｎ０２）に接続されている。

ここで、励磁回路１５Ｃにおける励磁電流Ｉｅｘの電流経路について、図を用いて説明する。
図１１Ａ〜１１Ｄは、実施の形態４に係る励磁回路１５Ｃにおける励磁電流の電流経路を示す図である。図１１Ａ〜１１Ｄには、励磁回路１５Ｃにおける一部の回路構成のみが図示されている。

先ず、励磁極性が“正極性”の場合の電流経路について説明する。
励磁極性が“正極性”の場合、低速スイッチＳ１１，Ｓ１４がオンし、低速スイッチＳ１２，Ｓ１３がオフしている。この状態において、高速スイッチＳ１がオンしたときの電流経路は、実施の形態１に係る励磁回路１５と同様である。具体的には、図１１Ａに示すように、励磁電流Ｉｅｘは、信号ラインＶｅｘＨから、高速スイッチＳ１、低速スイッチＳ１１、ダイオードＤ１１、励磁コイルＬｅｘ、低速スイッチＳ１４、ダイオードＤ１４、および電流検出用抵抗Ｒｓを経由して、信号ラインＶｅｘＣＯＭに流れ込み、励磁コイルＬｅｘは正極性に励磁される。このとき、励磁コイルＬｅｘにはエネルギーが蓄えられる。

一方、高速スイッチＳ１がオフしたときは、図１１Ｂに示すように、高速スイッチＳ１がオンしているときに励磁コイルＬｅｘに蓄えられたエネルギーにより、信号ラインＶｅｘＣＯＭから、ダイオードＤ１ａ、励磁コイルＬｅｘ、低速スイッチＳ１４、ダイオードＤ１４、および電流検出用抵抗Ｒｓを経由して、信号ラインＶｅｘＣＯＭに電流が流れ込む。これにより、高速スイッチＳ１がオフする期間においても、正極性の励磁電流Ｉｅｘが保持される。

次に、励磁極性が“負極性”の場合の電流経路について説明する。
励磁極性が“負極性”の場合、低速スイッチＳ１１，Ｓ１４がオフし、低速スイッチＳ１２，Ｓ１３がオンしている。この状態において、高速スイッチＳ１がオンしたときの電流経路は、実施の形態１に係る励磁回路１５と同様である。具体的には、図１１Ｃに示すように、励磁電流Ｉｅｘは、信号ラインＶｅｘＨから、高速スイッチＳ１、低速スイッチＳ１３、ダイオードＤ１３、励磁コイルＬｅｘ、低速スイッチＳ１２、ダイオードＤ１２、および電流検出用抵抗Ｒｓを経由して、信号ラインＶｅｘＣＯＭに流れ込み、励磁コイルＬｅｘは負極性に励磁される。このとき、励磁コイルＬｅｘにはエネルギーが蓄えられる。

一方、高速スイッチＳ１がオフしたときは、図１１Ｄに示すように、高速スイッチＳ１がオンしているときに励磁コイルＬｅｘに蓄えられたエネルギーにより、信号ラインＶｅｘＣＯＭから、ダイオードＤ１ｂ、励磁コイルＬｅｘ、低速スイッチＳ１２、ダイオードＤ１２、および電流検出用抵抗Ｒｓを経由して、信号ラインＶｅｘＣＯＭに電流が流れ込む。これにより、高速スイッチＳ１がオフする期間においても、負極性の励磁電流Ｉｅｘが保持される。

このように、励磁回路１５Ｃによれば、励磁極性が正極性である場合に高速スイッチＳ１がオフしたときには、ダイオードＤ１ａを経由して励磁電流Ｉｅｘを還流させ、励磁極性が負極性である場合に高速スイッチＳ１がオフしたときには、ダイオードＤ１ｂを経由して励磁電流Ｉｅｘを還流させることができる。

〈実施の形態４に係る励磁回路の効果〉
実施の形態４に係る励磁回路１５Ｃによれば、励磁極性が正極性である場合と負極性である場合とにおいて、夫々異なるダイオードＤ１ａ，Ｄ１ｂを通して励磁電流を還流させるので、励磁極性によらず一つのダイオードＤ１を用いて電流を還流させる場合に比べて、１つダイオードによる発熱量の平均値を小さくすることができる。これにより、励磁電流の更なる大電流化が可能となり、電磁流量計の計測安定性を更に向上させることが可能となる。

≪実施の形態５≫
〈実施の形態５に係る励磁回路の構成〉
図１２は、実施の形態５に係る励磁回路の構成を示す図である。
同図に示される励磁回路１５Ｄは、逆流防止素子としてダイオードの代わりにＭＯＳＦＥＴから成るスイッチ回路を用いる点において、実施の形態３に係る励磁回路１５と相違し、それ以外の点においては、実施の形態３に係る励磁回路１５Ｂと同様である。

具体的に、励磁回路１５Ｄは、低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４およびダイオードＤ１１〜Ｄ１４の代わりに、低速スイッチ回路Ｓ１１Ｄ〜Ｓ１４Ｄを備えている。

先ず、ハイサイドの低速スイッチ回路Ｓ１１Ｄ，Ｓ１３Ｄについて説明する。
図１３Ａは、ハイサイドの低速スイッチ回路Ｓ１１Ｄ，Ｓ１３Ｄの回路構成を示す図である。
図１３Ａに示すように、ハイサイドの低速スイッチ回路Ｓ１１Ｄ，Ｓ１３Ｄは、トランジスタＭＰ１，ＭＰ２と、抵抗ＲＨと、フォトカプラＰＣＨとを夫々含んで構成されている。

トランジスタＭＰ１，ＭＰ２は、例えばＰチャネル型のＭＯＳ−ＦＥＴである。トランジスタＭＰ１，ＭＰ２は、互いの寄生ダイオードＤｐ１，Ｄｐ２が対向するように、信号ラインＶＯＵＴと励磁コイルＬｅｘの端子（ノードｎ０１またはノードｎ０２）との間に直列に接続されている。すなわち、低速スイッチ回路Ｓ１１Ｄの場合には、トランジスタＭＰ１のドレインが励磁コイルＬｅｘの一端（ｎ０１）に接続され、低速スイッチ回路Ｓ１３Ｄの場合には、トランジスタＭＰ１のドレインが励磁コイルＬｅｘの他端（ｎ０２）に接続されている。トランジスタＭＰ１のソースおよびバックゲートは、トランジスタＭＰ２のソースおよびバックゲートと接続され、トランジスタＭＰ２のドレインは、信号ラインＶＯＵＴに接続されている。

トランジスタＭＰ１のゲートとトランジスタＭＰ２のゲートは、フォトカプラＰＣＨの二次側のトランジスタのコレクタに共通に接続され、そのトランジスタのエミッタは信号ラインＶｅｘＣＯＭに接続されている。また、抵抗ＲＨは、トランジスタＭＰ１，ＭＰ２のゲートと、トランジスタＭＰ１のソースおよびトランジスタＭＰ２のソースとの間に接続されている。

ハイサイドの低速スイッチ回路Ｓ１１Ｄ，Ｓ１３Ｄにおいて、フォトカプラＰＣＨの一次側のフォトダイオードに電流が流れた場合には、フォトカプラＰＣＨの二次側のトランジスタがオンするため、トランジスタＭＰ２の寄生ダイオードＤ２および抵抗ＲＨを介してフォトカプラの二次側のトランジスタに電流が流れることにより、トランジスタＭＰ１，ＭＰ２がオンする。

一方、フォトカプラＰＣＨの一次側のフォトダイオードに電流が流れていない場合には、フォトカプラＰＣＨの二次側のトランジスタがオフしているため、抵抗ＲＨおよび寄生ダイオードＤｐ２を介してトランジスタＭＰ１，ＭＰ２のゲートがハイレベル（ＶＯＵＴ）になり、トランジスタＭＰ１，ＭＰ２はオフする。

このとき、励磁コイルＬｅｘ側から信号ラインＶＯＵＴ側に向かう電流の逆流はトランジスタＭＰ２の寄生ダイオードＤｐ２によって阻止される。すなわち、トランジスタＭＰ２は、トランジスタＭＰ１とともに信号ラインＶＯＵＴ側から励磁コイルＬｅｘ側に電流を通過させるスイッチとして機能するとともに、励磁コイルＬｅｘ側から信号ラインＶＯＵＴ側に逆流する電流を防止するための逆流防止素子としても機能する。

次に、ローサイドの低速スイッチ回路Ｓ１２Ｄ，Ｓ１４Ｄについて説明する。
図１３Ｂは、ローサイドの低速スイッチ回路Ｓ１２Ｄ，Ｓ１４Ｄの回路構成を示す図である。
図１３Ｂに示すように、ローサイドの低速スイッチ回路Ｓ１２Ｄ，Ｓ１４Ｄは、トランジスタＭＮ１，ＭＮ２と、抵抗ＲＬと、フォトカプラＰＣＬとを夫々含んで構成されている。

トランジスタＭＮ１，ＭＮ２は、例えばＮチャネル型のＭＯＳ−ＦＥＴである。トランジスタＭＮ１，ＭＮ２は、互いの寄生ダイオードＤｎ１，Ｄｎ２が対向するように、励磁コイルＬｅｘの端子（ノードｎ０１またはノードｎ０２）と信号ラインＶＦＢとの間に直列に接続されている。すなわち、低速スイッチ回路Ｓ１２Ｄの場合には、トランジスタＭＮ２のドレインが励磁コイルＬｅｘの一端（ｎ０１）に接続され、低速スイッチ回路Ｓ１４Ｄの場合には、トランジスタＭＮ２のドレインが励磁コイルＬｅｘの他端（ｎ０２）に接続されている。トランジスタＭＮ２のソースおよびバックゲートがトランジスタＭＮ１のソースおよびバックゲートと接続され、トランジスタＭＮ１のドレインが信号ラインＶＦＢに接続されている。

トランジスタＭＮ１のゲートとトランジスタＭＮ２のゲートは、フォトカプラＰＣＬの二次側のトランジスタのエミッタに共通に接続され、そのトランジスタのコレクタは信号ラインＶｅｘＳＷ（＞ＶｅｘＣＯＭ）に接続されている。また、抵抗ＲＬは、トランジスタＭＮ１，ＭＮ２のゲートと、トランジスタＭＮ１のソースおよびトランジスタＭＮ２のソースとの間に接続されている。

このローサイドの低速スイッチ回路Ｓ１２Ｄ，Ｓ１４Ｄにおいて、フォトカプラＰＣＬの一次側のフォトダイオードに電流が流れた場合には、フォトカプラＰＣＬの二次側のトランジスタがオンするため、信号ラインＶｅｘＳＷから、フォトカプラＰＣＬの二次側のトランジスタ、抵抗ＲＬ、およびトランジスタＭＮ１の寄生ダイオードＤｎ１を介して信号ラインＶＦＢに電流が流れることにより、トランジスタＭＮ１，ＭＮ２がオンする。

一方、フォトカプラＰＣＬの一次側のフォトダイオードに電流が流れていない場合には、フォトカプラＰＣＬの二次側のトランジスタがオフしているため、抵抗ＲＬおよび寄生ダイオードＤｎ１を介してトランジスタＭＮ１，ＭＮ２のゲートがローレベル（ＶＦＢ）となり、トランジスタＭＮ１，ＭＮ２はオフする。

このとき、信号ラインＶＦＢ側から励磁コイルＬｅｘ側に向かう電流の逆流はトランジスタＭＮ１の寄生ダイオードＤｐ１によって阻止される。すなわち、トランジスタＭＮ１は、トランジスタＭＮ２とともに励磁コイルＬｅｘ側から信号ラインＶＦＢ側に電流を通過させるスイッチとして機能するとともに、信号ラインＶＦＢ側から励磁コイルＬｅｘ側に逆流する電流を防止するための逆流防止素子としても機能する。

〈実施の形態５に係る励磁回路の効果〉
実施の形態５に係る励磁回路１５Ｄによれば、逆流防止素子としてダイオードＤ１１〜Ｄ１４の代わりにトランジスタから成るスイッチ回路Ｓ１１Ｄ〜Ｓ１４Ｄを用いることにより、ダイオードＤ１１〜Ｄ１４での発熱がなくなるので、励磁電流の更なる大電流化が可能となり、電磁流量計の計測安定性を更に向上させることが可能となる。また、励磁回路１５Ｄによれば、電源回路としての効率を高めることも可能となる。

また、ダイオードＤ１１〜Ｄ１４における電圧降下を減らすことができるので、励磁電圧Ｖｅｘのロスを低減することができる。これによれば、励磁用直流電圧ＶｅｘＨ（出力電圧ＶＯＵＴ）として大きな電圧を供給することができない２線式の電磁流量計や電池式（バッテリ駆動方式）の電磁流量計にも本励磁回路を適用することが可能となる。

≪実施の形態６≫
〈実施の形態６に係る励磁回路の構成〉
図１４は、実施の形態６に係る励磁回路の構成を示す図である。
同図に示される励磁回路１５Ｅは、励磁コイルの逆起電力を利用してより大きな励磁電圧を生成する機能を有する点において実施の形態４に係る励磁回路１５Ｃと相違し、それ以外の点においては、実施の形態４に係る励磁回路１５Ｃと同様である。

励磁回路１５Ｅは、励磁極性の切り替え直後に発生する励磁コイルの逆起電力を容量にチャージして回収し、この容量に充電した電圧を次の励磁電流の立ち上げ時の電源電圧（励磁電圧）として利用する機能を有している。

より具体的には、励磁回路１５Ｅは、実施の形態４に係る励磁回路１５Ｃに対して、ダイオードＤ２，Ｄ３，Ｄ４、容量Ｃ１を更に備える。

ダイオードＤ２は、信号ラインＶｅｘＨへ電流が逆流することを防止するための逆流防止素子である。ダイオードＤ２のアノードが信号ラインＶｅｘＨに接続され、ダイオードＤ２のカソードが高速スイッチＳ１の一端（信号ラインＶＩＮ）に接続されている。

容量Ｃ１は、一端が信号ラインＶＩＮに接続され、他端が信号ラインＶｅｘＣＯＭに接続されている。

ダイオードＤ３，Ｄ４は、逆起電力回収用ブリッジ・ダイオード（＋電圧側）である。また、ダイオードＤ１ａ，Ｄ１ｂは、逆起電力回収用ブリッジ・ダイオード（−電圧側）としての機能と、実施の形態４に係る励磁回路１５Ｃと同様に、高速スイッチＳ１がオフしているときに励磁電流Ｉｅｘを還流させる電流還流素子としての機能とを備えている。

ダイオードＤ３のアノードは、励磁コイルＬｅｘの一端（ノードｎ０１）に接続され、ダイオードＤ３のカソードは、信号ラインＶＩＮに接続されている。

ダイオードＤ４のアノードは、励磁コイルＬｅｘの他端（ノードｎ０２）に接続され、ダイオードＤ４のカソードは、信号ラインＶＩＮに接続されている。

図１５は、実施の形態６に係る励磁回路１５Ｅの各ノードの電圧および電流のタイミングチャートである。図１５に示されるシミュレーション結果のシミュレーション条件は、上述の図５と同様である。

図１５に示すように、時刻ｔ１において、励磁コイルＬｅｘの励磁極性が負極性から正極性に切り替わる（スイッチＳ１１，Ｓ１４がオンし、スイッチＳ１２，Ｓ１３がオフする）と、励磁コイルＬｅｘの両端に、負極性の励磁電流Ｉｅｘを維持する方向に逆起電圧が生じる。この逆起電圧により、ダイオードＤ３から容量Ｃ１に電荷が充電され、信号ラインＶＩＮには励磁用直流電圧ＶｅｘＨを超える電圧ＶＩＮが印加される。このとき、ダイオードＤ２により、信号ラインＶｅｘＨ側への電流の逆流が阻止される。

これにより、励磁電流Ｉｅｘの立ち上げ時には、励磁用直流電圧ＶｅｘＨよりも大きな励磁電圧Ｖｅｘを励磁コイルＬｅｘに印加することができるので、励磁電流Ｉｅｘの立ち上がり時間を更に短くすることができる。

励磁電流Ｉｅｘの立ち上がり後は、実施の形態４に係る励磁回路１５Ｃと同様の制御となる。すなわち、高速スイッチＳ１がオンしているときは、励磁用直流電圧ＶｅｘＨが高速スイッチＳ１を介して励磁コイルＬｅｘに印加され、図１１Ａと同様の経路で励磁電流Ｉｅｘが流れる。一方、高速スイッチＳ１がオフしているときは、ダイオードＤ１ａを介して、図１１Ｂと同様の経路で励磁電流Ｉｅｘが流れる。

その後、図１５の時刻ｔ２において、励磁コイルＬｅｘの励磁極性が正極性から負極性に切り替わる（スイッチＳ１１，Ｓ１４がオフし、スイッチＳ１２，Ｓ１３がオンする）と、励磁コイルＬｅｘの両端に、励磁電流Ｉｅｘを維持する方向に逆起電圧が生じる。この逆起電圧により、ダイオードＤ４から容量Ｃ１に電荷が充電され、信号ラインＶＩＮには励磁用直流電圧ＶｅｘＨを超える電圧ＶＩＮが印加される。

これにより、励磁電流Ｉｅｘの立ち下げ時にも、励磁用直流電圧ＶｅｘＨよりも大きな励磁電圧Ｖｅｘを励磁コイルＬｅｘに印加することができるので、励磁電流Ｉｅｘの立ち下がり時間を更に短くすることができる。

励磁電流Ｉｅｘの立ち下がり後は、実施の形態４に係る励磁回路１５Ｃと同様の制御となる。すなわち、高速スイッチＳ１がオンしているときは、励磁用直流電圧ＶｅｘＨが高速スイッチＳ１を介して励磁コイルＬｅｘに印加され、図１１Ｃと同様の経路で励磁電流Ｉｅｘが流れる。一方、高速スイッチＳ１がオフしているときは、ダイオードＤ１ｂを介して、図１１Ｄと同様の経路で励磁電流Ｉｅｘが流れる。

〈実施の形態６に係る励磁回路の効果〉
実施の形態６に係る励磁回路１５Ｅによれば、励磁用直流電圧ＶｅｘＨよりも大きい電圧によって励磁コイルＬｅｘを励磁することができるので、励磁電流Ｉｅｘが安定するまでの時間（静定時間）を早めることができる。これにより、励磁周波数を更に上げることが可能となり、電磁流量計の計測安定性を更に向上させることが可能となる。

≪実施の形態の拡張≫
以上、本発明者らによってなされた発明を実施の形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。

例えば、上記実施の形態では、各低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４に逆流防止素子としてのダイオードＤ１１〜Ｄ１４を夫々直列に接続する回路構成を例示したが、これに限れられない。例えば、高速スイッチＳ１がオフしたときの電流の逆流による影響が、電磁流量計に要求される計測安定性に対して無視できる場合には、図１６に示すように、逆流防止素子としてのダイオードＤ１１〜Ｄ１４を設けなくてもよい。

また、実施の形態４，６において、電流還流素子として、ダイオードＤ１の代わりに２つのダイオードＤ１ａ，Ｄ１ｂを設ける場合を例示したが、これに限られず、２つのダイオードＤ１ａ，Ｄ１ｂに加えて、信号ラインＶＯＵＴと信号ラインＶｅｘＣＯＭとの間にダイオードＤ１が接続されていてもよい。

また、実施の形態５において、ハイサイドのスイッチ回路Ｓ１１，Ｓ１３を構成するトランジスタとしてＰチャネル型のＭＯＳトランジスタ（ＭＰ１，ＭＰ２）を用いる場合を例示したが、これに限られず、Ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタを用いてもよい。なお、この場合には、上記Ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタを駆動するためのブートストラップ回路等を設ける必要がある。

また、実施の形態３乃至６において、ＰＷＭ方式のスイッチング制御回路１５０を用いる場合を例示したが、実施の形態２に示したＰＦＭ方式のスイッチング制御回路１５０Ａを用いてもよい。

また、上記実施の形態において、整流素子としてダイオード（Ｄ１ａ，Ｄ１ｂ等）を用いる場合を例示したが、ダイオードＤ１と同様にトランジスタ等に置き換えて適宜オン・オフを制御することにより、整流機能を実現してもよい。

また、上記説明では、各実施の形態に係る励磁回路を容量式の電磁流量計に適用する場合を例示したが、接液式の電磁流量計にも同様に適用することができる。

１０…電磁流量計、１１…電源回路、１１Ａ…制御回路、１１Ｂ…スイッチングトランス、１１Ｃ…整流回路、１１Ｄ，１３…電圧レギュレータ（ＲＥＧ）、１２…昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ、１４…データ処理制御回路、１５，１５Ａ，１５Ｂ，１５Ｃ，１５Ｄ，１５Ｅ…励磁回路、１６…検出器、１７…設定・表示器、１５０，１５０Ａ，１５０Ｂ…スイッチング制御回路、Ｅ１，Ｅ２…電極、Ｐｅｘ…測定管、Ｌｅｘ…励磁コイル、ＶｅｘＨ…励磁用直流電圧，信号ライン、ＶｅｘＣＯＭ…共通電圧，信号ライン、ＶＯＵＴ…出力電圧，信号ライン、ＶＦＢ…検出電圧，信号ライン、Ｉｅｘ…励磁電流、Ｖｅｘ…励磁電圧、Ｓ１…高速スイッチ、Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３，Ｓ１４…低速スイッチ、Ｓ２…同期整流用スイッチ、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ１３，Ｄ１４，Ｄ１ａ，Ｄ１ｂ，Ｄ３，Ｄ４…ダイオード、Ｒｓ…電流検出用抵抗、Ｓ１１Ｄ，Ｓ１２Ｄ，Ｓ１３Ｄ，Ｓ１４Ｄ…低速スイッチ回路、ＶＩＮ…信号ライン，電圧。

Claims (12)

1. 電磁流量計の励磁コイルに対して励磁電流を供給する励磁回路であって、
   第１直流電圧が供給される第１信号ラインと、
   前記第１直流電圧よりも低い第２直流電圧が供給される第２信号ラインと、
   第３信号ラインおよび第４信号ラインと、
   前記第１信号ラインと前記第３信号ラインとの間に接続された第１スイッチと、
   前記第３信号ラインと前記励磁コイルの一端との間に接続され、前記励磁コイルの励磁極性の切替周期に応じてスイッチングされる第２スイッチと、
   前記励磁コイルの前記一端と前記第４信号ラインとの間に接続され、前記励磁極性の切替周期に応じてスイッチングされる第３スイッチと、
   前記第３信号ラインと前記励磁コイルの他端との間に接続され、前記励磁極性の切替周期に応じてスイッチングされる第４スイッチと、
   前記励磁コイルの前記他端と前記第４信号ラインとの間に接続され、前記励磁極性の切替周期に応じてスイッチングされる第５スイッチと、
   前記第４信号ラインと前記第２信号ラインとの間に接続された電流検出用抵抗と、
   前記励磁極性の切替周期の１／１０以下の短い周期で前記第１スイッチのオンとオフを切り替えて、前記電流検出用抵抗に流れる電流が一定になるように前記第１スイッチのオン時間とオフ時間の比率を制御するスイッチング制御回路と、
   前記第１スイッチがオフしたときに、前記励磁コイルの電流を、前記電流検出用抵抗を介して還流させる少なくとも一つの電流還流素子と、を備える
   励磁回路。
2. 請求項１に記載の励磁回路において、
   前記第３信号ラインと前記励磁コイルの前記一端との間に、前記第２スイッチと直列に接続され、前記第３信号ライン側から前記励磁コイルの前記一端側へ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する第１逆流防止素子と、
   前記励磁コイルの前記一端と前記第４信号ラインとの間に、前記第３スイッチと直列に接続され、前記励磁コイルの前記一端側から前記第４信号ライン側へ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する第２逆流防止素子と、
   前記第３信号ラインと前記励磁コイルの前記他端との間に、前記第４スイッチと直列に接続され、前記第３信号ライン側から前記励磁コイルの前記他端側へ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する第３逆流防止素子と、
   前記励磁コイルの前記他端と前記第４信号ラインとの間に、前記第５スイッチと直列に接続され、前記励磁コイルの前記他端側から前記第４信号ライン側へ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する第４逆流防止素子と、を更に備える
   ことを特徴とする励磁回路。
3. 請求項２に記載の励磁回路において、
   前記第１逆流防止素子は、ソースが前記励磁コイルの前記一端側に接続され、ドレインが前記第３信号ライン側に接続された第１ＭＯＳトランジスタを含み、
   前記第２逆流防止素子は、ソースが前記第２信号ライン側に接続され、ドレインが前記励磁コイルの前記一端側に接続された第２ＭＯＳトランジスタを含み、
   前記第３逆流防止素子は、ソースが前記励磁コイルの前記他端側に接続され、ドレインが前記第３信号ライン側に接続された第３ＭＯＳトランジスタを含み、
   前記第４逆流防止素子は、ソースが前記第２信号ライン側に接続され、ドレインが前記励磁コイルの前記他端側に接続された第４ＭＯＳトランジスタを含む
   ことを特徴とする励磁回路。
4. 請求項１乃至３の何れか一項に記載の励磁回路において、
   前記電流還流素子は、前記第２信号ラインと前記第３信号ラインとの間に接続され、前記第２信号ラインから前記第３信号ラインへ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する整流素子を含む
   ことを特徴とする励磁回路。
5. 請求項１乃至３の何れか一項に記載の励磁回路において、
   前記電流還流素子は、前記第２信号ラインと前記第３信号ラインとの間に接続された同期整流用スイッチであり、
   前記スイッチング制御回路は、前記第１スイッチをオンさせるときに前記同期整流用スイッチをオフさせ、前記第１スイッチをオフさせるときに前記同期整流用スイッチをオンさせる
   ことを特徴とする励磁回路。
6. 請求項１乃至３の何れか一項に記載の励磁回路において、
   前記電流還流素子は、
   前記励磁コイルの前記一端と前記第２信号ラインとの間に接続され、前記第２信号ラインから前記励磁コイルの前記一端へ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する第１整流素子と、
   前記励磁コイルの前記他端と前記第２信号ラインとの間に接続され、前記第２信号ラインから前記励磁コイルの前記他端へ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する第２整流素子とを含む
   ことを特徴とする励磁回路。
7. 請求項６に記載の励磁回路において、
   前記第１信号ラインと前記第１スイッチとの間に接続され、前記第１信号ラインから前記第１スイッチ側へ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する第３整流素子と、
   前記第３整流素子と前記第１スイッチとが接続された第５信号ラインと、
   前記第５信号ラインと前記第２信号ラインとの間に接続された容量と、
   前記第５信号ラインと前記励磁コイルの前記一端との間に接続され、前記励磁コイルの前記一端から前記第５信号ラインへ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する第４整流素子と、
   前記第５信号ラインと前記励磁コイルの前記他端との間に接続され、前記励磁コイルの前記他端から前記第５信号ラインへ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する第５整流素子と、を更に備える
   ことを特徴とする励磁回路。
8. 請求項１乃至７の何れか一項に記載の励磁回路において、
   前記スイッチング制御回路は、前記電流検出用抵抗に流れる電流と目標電流値との差に応じてパルス幅を可変したＰＷＭ信号を出力し、前記第１スイッチをスイッチングする
   ことを特徴とする励磁回路。
9. 請求項１乃至７の何れか一項に記載の励磁回路において、
   前記スイッチング制御回路は、前記電流検出用抵抗に流れる電流と目標電流値との差に応じて周波数を可変したＰＦＭ信号を出力し、前記第１スイッチをスイッチングする
   ことを特徴とする励磁回路。
10. 請求項１乃至９の何れか一項に記載の励磁回路において、
    前記スイッチング制御回路は、一つの半導体集積回路によって構成されている
    ことを特徴とする励磁回路。
11. 計測対象の流体が流れる測定管と、
    前記測定管の外側に配設された前記励磁コイルと、
    請求項１乃至１０の何れか一項に記載の励磁回路と、
    前記測定管に設けられ、前記励磁コイルから発生した磁界に対して垂直な方向に対向して配設された一対の電極と、
    前記一対の電極間に発生した起電力に基づいて前記流体の流量を算出するデータ処理制御回路とを有する
    電磁流量計。
12. 請求項１１に記載の電磁流量計において、
    前記一対の電極は、前記測定管において前記流体と非接触に配設されている
    ことを特徴とする電磁流量計。