JP3043757B2 - コイルアセンブリを流れるコイル電流の調整方法 - Google Patents
コイルアセンブリを流れるコイル電流の調整方法Info
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Description
を流れるコイル電流の調整方法に関する。
Lを有するコイルアセンブリを流れ、このコイルアセン
ブリは、コアおよび/または磁極片を含むマグネットシ
ステムの一部を成すものである。コイル電流は、1周期
のうち最初の半周期では正の極性で一定の第1の電流終
値を有しており、その後、1周期のうち次の半周期では
転換により負の極性となり、第1の電流終値と絶対値で
等しい一定の第2の電流終値を有することになる。
量センサがフロープローブ(flow probe, US-A 35 29 5
91 参照)として用いられる場合には、シングルコイル
であるし、あるいはたとえば2つのコイル半部によって
構成されており、この場合、それらのコイル半部は、体
積流量を測定すべき液体が貫流する測定管のところに、
直径方向で互いに対向して配置されている。
は、この種のコイル電流を発生させる回路装置について
記載されている。この回路は以下の構成要素を有してい
る:まず、H形回路網としてブリッジ回路が設けられて
いる。このブリッジ回路には、第1のトランジスタの制
御電流経路から成る第1のブリッジ分岐と、第2のトラ
ンジスタの制御電流経路から成る第2のブリッジ分岐
と、第3のトランジスタの制御電流分岐から成る第3の
ブリッジ分岐と、第4のトランジスタの制御電流分岐か
ら成る第4のブリッジ分岐と、第1のトランジスタと接
続された第2のトランジスタと、第3のトランジスタと
接続された第4のトランジスタとの間の第1のブリッジ
対角線と、第1のトランジスタと接続された第3のトラ
ンジスタと、第2のトランジスタと接続された第4のト
ランジスタとの間の第2のブリッジ対角線が設けられて
おり、ここで第1のトランジスタと第4のトランジス
タ、あるいは第2のトランジスタと第3のトランジスタ
は、同時に導通制御され、これによってコイル電流がそ
の方向を交互に転換し、前記のコイルアセンブリが第1
のブリッジ対角線中に配置されており、電流用の出力を
備えた制御電流源と抵抗が設けられており、該抵抗は、
一方の側で回路ゼロ点つまりアースと接続されており、
該抵抗は、H回路網とともに直列回路を成しており、該
直列回路中をコイル電流が流れ、前記の電流源出力側と
直列回路との間にダイオードが挿入されており、該ダイ
オードの順方向は電流源の電流の流れと等しく、前記直
列回路に対し並列接続されキャパシタンスCをもつコン
デンサが設けられており、該コンデンサは前記インダク
タンスLとともに共振回路を成し、その作用に基づきコ
イル電流が方向転換するたびに、H回路における電圧が
共振により上昇し、コイル電流は上昇中、前記の各半周
期の開始にあたり、共振回路が設けられていない場合よ
りも急峻な立ち上がり縁をもつようになる。
には、T回路を有するコイル電流発生回路について記載
されている。この回路には、抵抗が設けられており、該
抵抗は一方の側でアースと接続されており、該回路はコ
イルアセンブリとともに直列回路を成しており、該直列
回路中をコイル電流が流され、第1のスイッチングトラ
ンジスタが設けられており、該トランジスタの制御電流
経路の第1の端子は前記直列回路の第2の端子と接続さ
れており、第2の端子は制御電圧源の第1の電圧出力側
と接続されており、該制御電圧源の第1の電圧出力側
は、前記直列回路に生じる正の電圧を供給し、第2のス
イッチングトランジスタが設けられており、該トランジ
スタの制御電流経路の第1の端子は前記直列回路の第2
の端子と接続されており、第2の端子は前記制御電圧源
の第2の電圧出力側と接続されており、該制御電圧源の
第2の出力側は、前記直列回路に生じる負の電圧を規定
し、第1のスイッチングトランジスタの第2の出力側と
アースとの間に、キャパシタンスC1 の第1のコンデン
サが接続されており、第2のスイッチングトランジスタ
の第2の出力側とアースとの間に、キャパシタンスC2
の第2のコンデンサが接続されており、これらのコンデ
ンサはインダクタンスLとともに共振回路を成し、その
作用に基づきコイル電流が方向転換するたびに、T回路
における電圧が共振により上昇するようになり、コイル
電流は上昇中、前記の各半周期の開始にあたり、共振回
路が設けられていない場合よりも急峻な立ち上がり縁を
もつようになる。
0 には、磁気誘導流量センサのコイル電流を発生させる
ための電圧源を備えた回路装置について記載されてい
る。これにより供給される電圧の場合、前述の各半周期
において電圧初期値は第1の部分周期としてのコイル電
流上昇期間中、その半周期の残りとしての第2の部分周
期中の電圧終値よりも高い。
磁極片はたいてい、軟磁性材料から成る。しかし強磁性
コアを備えたマグネットシステムについても記述されて
いる。
て、コイル電流の転換と上昇に起因して渦電流が誘導さ
れ、この渦電流によって、コアおよび/または磁極片の
設けられていない場合のように磁界の上昇がコイル電流
の上昇に精確に追従するのが妨げられる。むしろ磁界の
上昇はコイル電流の上昇よりも遅れ、平坦になる。渦電
流のこのような不利な作用は、上述の共振による上昇の
場合にもそれが生じるにもかかわらず発生する。
て表すことができる。すなわちこの場合、(純)インダ
クタンスLに渦電流源が並列接続されており、この電流
源の電流が(純)インダクタンスLにおける電流に加算
されて、たとえば抵抗にも流れる総コイル電流が形成さ
れる。したがってこの抵抗における電圧降下は、総コイ
ル電流に対する尺度を成すだけであって、(純粋な)コ
イル電流に対する尺度は成さないが、このことはコイル
電流を精確に一定レベルに維持するために欠かせない。
は、この問題全体に対する解決策が図6に基づき示され
ている。とはいえこの場合に前提としているのは、非制
御状態ではコイル電流は各半周期全体にわたり一定でな
く、制御状態においてコイル電流が一定である領域内で
時間的に相前後して2回、サンプリングを行うことであ
る。しかし、この領域における2回のサンプリングでは
不十分であることが判明した。
題は、上述の問題点に対する解決策を改良することであ
り、磁界の上昇および上昇時間に及ぼされる渦電流の悪
影響を完全に排除して、コイル電流がその最大値をとる
ときにはすでに磁界が一定の磁界終値に達しているよう
にする方法を提供することにある。
は、コイルアセンブリを流れるコイル電流を調整する方
法に関する本発明の以下の第1の特徴により解決され
る。すなわち、コイルアセンブリは、磁界を発生させる
磁気誘導式流量センサのマグネットシステムの一部分で
あって、コアおよび/または磁極片を備え、インダクタ
ンスLを有しており、前記コイルアセンブリのコイル電
流は、1つの周期のうち最初の半周期では正の極性で一
定の第1の電流終値を伴い、その周期のうち次の半周期
では負の極性で前記第1の電流終値と絶対値で等しい一
定の第2の電流終値を伴い、前記コイルアセンブリのコ
イル電流は回路装置により発生され、該回路装置はH形
回路としてブリッジ回路を有しており、前記H形回路
は、第1のトランジスタの制御電流経路から成る第1の
ブリッジ分岐、第2のトランジスタの制御電流経路から
成る第2のブリッジ分岐、第3のトランジスタの制御電
流経路から成る第3のブリッジ分岐、第4のトランジス
タの制御電流経路から成る第4のブリッジ分岐、ならび
に第1のトランジスタと接続された第2のトランジスタ
と第3のトランジスタと接続された第4のトランジスタ
との間の第1のブリッジ対角線、および第1のトランジ
スタと接続された第3のトランジスタと第2のトランジ
スタと接続された第4のトランジスタとの間の第2のブ
リッジ対角線を有しており、第1のトランジスタと第4
のトランジスタまたは第2のトランジスタと第3のトラ
ンジスタが同時に導通制御され、前記コイルアセンブリ
は、前記第1のブリッジ対角線内に配置されており、前
記H形回路とともに直列回路を成す抵抗が設けられてお
り、該直列回路の一方の端子はアースと接続されてお
り、該直列回路を通ってコイル電流が流れ、制御電圧源
が設けられており、該制御電圧源は電圧出力側を有し、
前記直列回路に加わる電圧を定め、該電圧は各半周期に
おいて、第1の部分周期であるコイル電流の上昇期間中
は電圧初期値を有しており、該電圧初期値は、その半周
期の残りの期間である第2の部分周期中の電圧終値より
も高く、前記抵抗における電圧降下を利用して、第1ま
たは第2の電流終値を生じさせるために電圧終値を一定
になるよう調整し、コアおよび/または磁極片において
コイル電流の上昇中に誘導され磁界の立ち上がり側縁を
コイル電流の立ち上がり側縁よりも遅らせる渦電流の作
用を相殺し、該相殺にあたり、各半周期においてコイル
電流の上昇期間および電圧終値の大きさを制御し、電流
最大値に達した後ではコイル電流をそれ以上上昇させ
ず、コイル電流が電流最大値に達したときにはすでに、
磁界がコイル電流の一定の電流終値に対応する一定の磁
界終値に達しているよう制御し、半周期中にコイル電流
最大値以降一定の電流終値に到達するまでに生じる抵抗
における電圧降下の経過特性を少なくとも3回、相前後
してサンプリングすることによって、次の半周期に前記
H形回路に加わる電圧のための補正量を形成することに
より解決される。
流れるコイル電流を調整する方法に関する本発明の以下
の第2の特徴により解決される。すなわち、コイルアセ
ンブリは、磁界を発生させる磁気誘導式流量センサのマ
グネットシステムの一部分であって、コアおよび/また
は磁極片を備え、インダクタンスLを有しており、前記
コイルアセンブリのコイル電流は、1つの周期のうち最
初の半周期では正の極性で一定の第1の電流終値を伴
い、その周期のうち次の半周期では負の極性で前記第1
の電流終値と絶対値で等しい一定の第2の電流終値を伴
い、前記コイルアセンブリのコイル電流は回路装置によ
り発生され、該回路装置は、第1および第2の電圧出力
側を有する制御電圧源とT形回路を有しており、該T形
回路には、前記コイルアセンブリと直列回路を成す抵抗
が設けられており、該直列回路の一方の端子はアースと
接続され、該直列回路を通ってコイル電流が流れ、前記
T形回路には第1のスイッチングトランジスタが設けら
れており、該スイッチングトランジスタの制御電流経路
における第1の端子は、前記直列回路の第2の端子と接
続されており、第2の端子は前記制御電圧源の第1の電
圧出力側と接続されており、該第1の電圧出力側は、前
記直列回路に加わる正の電圧を送出し、前記T形回路に
は第2のスイッチングトランジスタが設けられており、
該スイッチングトランジスタの制御電流経路における第
1の端子は、前記直列回路の第2の端子と接続されてお
り、第2の端子は前記制御電圧源における第2の電圧出
力側と接続されており、該第2の電圧出力側は、前記直
列回路に加わる負の電圧を送出し、これら正の電圧と負
の電圧は各半周期において、第1の部分周期であるコイ
ル電流の上昇期間中に正または負の電圧初期値を有して
おり、該電圧初期値は、その半周期の残りの期間である
第2の部分周期中の正または負の電圧終値よりも高くま
たは低く、前記抵抗における電圧降下を利用して、第1
または第2の電流終値を発生させるために正または負の
電圧終値を一定になるよう調整し、コアおよび/または
磁極片においてコイル電流の上昇中に誘導され磁界の立
ち上がり側縁をコイル電流の立ち上がり側縁よりも遅ら
せる渦電流の作用を相殺し、該相殺にあたり、各半周期
においてコイル電流の上昇期間および正または負の電圧
終値の大きさを制御し、電流最大値に達した後ではコイ
ル電流をそれ以上上昇させず、コイル電流が電流最大値
に達したときにはすでに、磁界がコイル電流の一定の電
流終値に対応する一定の磁界終値に達しているよう制御
し、半周期中にコイル電流最大値以降一定の電流終値に
到達するまでに生じる抵抗における電圧降下の経過特性
を少なくとも3回、相前後してサンプリングすることに
よって、次の半周期に前記T形回路に加わる電圧のため
の補正量を形成することにより解決される。
れば、前記抵抗の第1の端子を電圧源の電圧出力側と接
続し、該抵抗の第2の端子を、順方向がコイル電流方向
と同じであるダイオードを介して、前記H形回路の第1
および第3のトランジスタの接続点と接続する一方、第
2および第4のトランジスタの接続点をアースと接続
し、キャパシタンスCをもつコンデンサを前記H形回路
に対し並列接続し、該コンデンサによって前記インダク
タンスLとともに共振回路を形成させ、該共振回路の作
用に基づき、H形回路における電圧を共振により高め、
上昇期間中のコイル電流に、共振回路が存在しない場合
よりも急峻な立ち上がり側縁をもたせる。
記抵抗の第1の端子を電圧源の電圧出力側と接続し、該
抵抗の第2の端子を、順方向がコイル電流方向と同じで
あるダイオードを介して、前記H形回路の第1および第
3のトランジスタの接続点と接続する一方、第2および
第4のトランジスタの接続点をアースと接続し、キャパ
シタンスCをもつコンデンサを前記H形回路に対し並列
接続し、該コンデンサによって前記インダクタンスLと
ともに共振回路を形成させ、該共振回路の作用に基づ
き、H形回路における電圧を共振により高め、上昇期間
中のコイル電流に、共振回路が存在しない場合よりも急
峻な立ち上がり側縁をもたせる。
基本的な着想は、各半周期においてコイル電流の発生に
必要とされる電圧およびその時間経過特性を、先行の半
周期においてコイル電流最大値後に一定の電流終値に到
達するまでに生じるコイル電流の経過特性を利用して、
所期のようにまえもって計算することである。
片のないコイルシステムの場合のようなコイル電流上昇
に対する磁界上昇の精確な追従が、本発明によって初め
て達成されることである。このようにすることで、本発
明を適用しない場合よりも早い時点ですでに磁界がその
一定の終値に達するようになる。
本発明について詳細に説明する。
H形回路2として設けられている実施例に関する。第1
のブリッジ分岐には第1のトランジスタ13の制御電流
経路が配置されており、第2のブリッジ分岐には第2の
トランジスタ14の制御電流経路が、第3のブリッジ分
岐には第3のトランジスタ15の制御電流経路が、さら
に第4のブリッジ分岐には第4のトランジスタ16の制
御電流経路が配置されている。
る4つの頂点2a,2b,2c,2dが生じる。トラン
ジスタ13と14は頂点2cにより互いに接続されてい
るし、トランジスタ14と16は頂点2bにより、トラ
ンジスタ15と16は頂点2dにより、さらにトランジ
スタ13と15は頂点2aにより互いに接続されてい
る。
の間に位置し、第2のブリッジ対角線は頂点2cと2d
の間に位置する。そして第2のブリッジ対角線中にコイ
ルアセンブリ1が配置されており、つまりコイルアセン
ブリの第1の端子または第2の端が頂点2cまたは2d
と接続されている。
タ13と第4のトランジスタ16が、あるいは第2のト
ランジスタ14と第3のトランジスタ15が、同時に導
通制御される。したがって第1の事例(トランジスタ1
3,16が導通状態)の場合、(正の極性とされた)電
流が頂点2aから頂点2bへコイルアセンブリ1を通っ
て流れ、この場合には実線の矢印で表された方向へ流れ
ることになる。これに対しトランジスタ14,15が導
通状態にあれば、同じ電流がコイルアセンブリ1中を逆
方向に流れ、このことは破線の矢印で表されている。
有しており、これは磁気誘導流量センサにおいて磁界を
発生させるマグネットシステムの一部分である。ここで
は磁気誘導流量センサは図示されていない。それという
のも、そのようなセンサはかなり以前から当業者に知ら
れているからであり、冒頭で挙げたアメリカ合衆国特許
US-A 42 04 240 を参照されたい。本発明にとって重要
であるのは、マグネットシステムがコアおよび/または
磁極片を有している、ということだけである。
であるように、コイル電流は上述のようなトランジスタ
13,16または14,15の交互の導通制御によって
発せられ、その際、コイル電流は1つの周期のうち最初
の半周期では正の極性で一定の第1の電流終値を伴い、
次の半周期では負の極性で第1の電流終値と絶対値の等
しい一定の第2の電流終値を伴う。なお、電流終値と
は、他方の電流方向への転換前に流れるコイル電流の一
定値であり、たとえば85mAである。
回路ゼロ点つまりアースSNと接続されている。抵抗1
0はH回路2とともに直列回路を成しており、これには
コイル電流が流れる。
り、これは電圧出力側7cを有し、ここでは正の極性と
された直列回路に加わる電圧すなわち頂点2aとアース
SNとの間に加わる電圧が規定される(出力側7cの正
の極性符号を見よ)。制御電圧源7は2つの端子7a,
7bを介して電源から給電され、さらにこの制御電圧源
7は出力側7dを介してアースSNと接続されている。
のアノード・カソード区間を経て頂点2aに印加され
る。ダイオード9のカソードおよび頂点2aからアース
SNへ向かう経路中に、キャパシタンスCをもつコンデ
ンサ12が設けられている。
ブリと抵抗の順番が入れ換えられている。つまりこの場
合、H回路2の頂点2bはアースSNと接続されている
のに対し、抵抗は抵抗10′として制御電圧源7の出力
側7cとダイオード9のアノードとの間に配置されてい
る。
と2dの間つまりコイルアセンブリ2において場合によ
っては起こり得る短絡が発生しても、コイル電流が抵抗
10′によって制限されるため、目下導通状態にあるト
ランジスタ13,16または14,15が破壊される可
能性のないことである。
いしは3′の設けられた実施例に関する。抵抗22また
は22′は、コイルアセンブリ1とともに直列回路4ま
たは4′を成している。この直列回路は図3の回路によ
れば、コイルアセンブリ1が抵抗22を介してアースS
Nと接続され、そこにコイル電流が流れるように構成さ
れている。これに対し図4の場合には、アースSNに直
列回路4′の第1の端子が接続されている。
御電流経路における第1の端子は、直列回路4または
4′の第2の端子と接続されている。この電流経路の第
2の端子は制御電圧源30の第1の出力側30cと接続
されており、この場合、制御電圧源30の第1の出力側
30cにより、直列回路に加わる正の電圧が規定される
(出力側30cにおける正の極性符号を見よ)。
御電流経路における第1の端子は、直列回路4または
4′における第2の端子と接続されている。この電流経
路の第2の端子は制御電圧源30の第2の出力側30d
と接続されており、この第2の出力側30dによって直
列回路に加わる負の電圧が規定される(出力側30dに
おける負の極性符号を見よ)。
互に導通制御され、コイル電流はその方向を、コイルア
センブリ1における2つの矢印で描かれているように交
互に転換する。この場合もコイル電流は、1つの周期の
最初の半周期では正の極性で一定の第1の電流終値を伴
い、次の半周期では負の極性で第1の電流終値と絶対値
で等しい一定の第2の電流終値を伴う。
側30cにおける正の電圧は、第1のダイオード31に
おけるアノード・カソード区間を介してスイッチングト
ランジスタ25の第2の端子に接続される。この第2の
端子とダイオード31のカソードからアースSNへ至る
経路に、キャパシタンスC1 を有する第1のコンデンサ
33が接続されている。
圧は、第2のダイオード32のカソード・アノード区間
を介してスイッチングトランジスタ26の第2の端子と
接続されている。この第2の端子とダイオード32のカ
ソードからアースSNへ至る経路に、キャパシタンスC
2 を有する第2のコンデンサが接続されている。
施例の場合、コイルアセンブリ1の既述のインダクタン
スLは、コンデンサ12のキャパシタンスCまたはキャ
パシタンスC1 またはC2 とともにそれぞれ共振回路を
成す。その結果、直列回路における電圧が共振によって
高まり、コイル電流は上昇中、各半周期の開始にあたり
共振回路が存在しないときよりも急峻な立ち上がり縁を
有するようになる。
のように制御される。すなわち、それらの電圧源によ
り、各半周期においてコイル電流の最初の部分周期(以
下では上昇期間taと称する)中、一定に調整された第
2の部分周期(以下では残り期間tcと称する)中の電
圧終値Ucよりも、たとえば何倍も大きい電圧初期値U
aが生じるように制御される(図5のA,B参照)。
または22,22′における電圧降下が以下の目的で利
用される。すなわち、コイル電流上昇中にコアおよび/
または磁極片に誘起され、コイル電流の立ち上がり縁に
対し磁界の立ち上がり縁を遅らせる渦電流の作用が相殺
されるようにするために利用される。
すなわち、コイル電流の上昇期間t aと正または負の電
圧終値Ucの大きさが各半周期において制御され、一方
では、電流最大値Imに到達後にはコイル電流はそれ以
降上昇せず、その結果、磁界はコイル電流が電流最大値
Imに達したときにはすでに、コイル電流の一定の電流
終値に対応する一定の磁界終値Bmにすでに到達するよ
うに制御される(図5のA参照)。他方、正または負の
電圧終値Ucの大きさによって、常に一定の電流終値た
とえば85mAを生じさせるようにも制御される。
ち、1つの半周期においてコイル電流の電流最大値Im
後、電流終値の到達までに生じる抵抗における電圧降下
経過特性を、少なくとも3度にわたり相前後してサンプ
リングすることで、次の半周期のH形回路またはT形回
路における電圧に対する補正量が形成される。
座標にはコイル電流Iと磁界の誘導Bの経過特性が1つ
の周期全体にわたり描かれている。正のコイル電流Iを
伴う最初の半周期のところには、1つの半周期が上昇期
間taと残り期間tcから成ること、残りの期間tcは
磁界の誘導Bが一定である期間と等しいこと、が示され
ている。
昇し、電流最大値Imに到達後は減少し、誘導Bよりも
あとになってようやく再びその一定の電流終値となる
(コイル電流は電流最大値Im後に徐々に減少している
ところを見よ)。コイル電流のこのような特性は、最初
に説明したようにコアおよび/または磁極片に誘起され
る渦電流に起因するものである。電流最大値Imに到達
する時点によって、上昇期間taと残り期間tcの境界
が定まる。
イル電流の勾配とほぼ同じように急峻に上昇するが、こ
の上昇はその後、だんだんと平坦になり、上昇期間ta
終了時には所期のようにすでに一定の誘導終値Bmに達
する。
曲線の上に書き込まれた矢印で表されているように、電
流終値Imまで低減するコイル電流経過特性が少なくと
も3回、たとえば1msごとにサンプリングされる。図
5のAの実例の場合、コイル電流の減少部分は4回、サ
ンプリングされる。そしてこれらのサンプリング値か
ら、本発明に従って制御電圧源のための制御信号が形成
され、これについてはあとで詳しく説明する。
座標には、H形回路またはT形回路を有する直列回路に
生じる電圧の経過特性が描かれている。最初のピークU
sは、上述の共振による上昇に起因するものである。そ
のあとに続く一定の値は既述の電圧初期値Uaであり、
これはコイル電流上昇の急峻化に寄与している。
a全体にわたって電圧初期値Uaが生じるだけである。
そして残りの期間tcの間は、一定の電圧終値Ucが発
生する。図5のBに示されているように、既述のとおり
電圧初期値Uaは電圧終値U cよりも大きい。
源7あるいは30の制御は、抵抗10または10′ある
いは抵抗22または22′と制御電圧源7あるいは30
の制御入力側7eまたは30eとの間に配置されている
コントローラ41または42あるいは43または44に
より、本発明に従って行われる。さらにこれらのコント
ローラは、H形回路のトランジスタ13,14,15,
16あるいはT形回路のスイッチングトランジスタ2
5,26も制御する。
または44は実質的に、それ相応にプログラミングされ
たマイクロプロセッサにより実現される。これにはアナ
ログ/ディジタルコンバータが前置接続されており、こ
れによって抵抗10または10′あるいは22または2
2′における電圧降下がディジタル化される。もちろ
ん、マイクロプロセッサとアナログ/ディジタルコンバ
ータはクロック発振器によりクロック制御される。
ーチャートに従ってプログラミングすることができる。
この図には適切な機能ブロックや判定ブロックが書き込
まれており、このフローチャートにとって重要なディジ
タル信号には小文字が付されている。
より抵抗における電圧降下がディジタル化され、その結
果、コイル電流Iを表すディジタル信号iが発生する。
この信号は最大値検出器61の入力側とゲート段62の
入力側へ供給され、このゲート段62にはさらに、最大
値検出器61から到来する最大値信号imも供給され
る。ゲート段62は、最大値信号imよりもあとに発生
するコイル電流を表すディジタル信号iの成分のみ、電
流サンプルsとして転送する。
後続のサンプルの方が大きいか、つまり2つのサンプル
間でコイル電流が上昇したか、という判定基準に基づ
き、相前後して続く隣り合う電流サンプルsを検査し
て、該当した場合には肯定出力側Yから制御信号yを送
出し、該当しなかった場合には否定出力側Nから制御信
号nを送出する。
は上昇期間taを延ばすことになり、制御信号nによっ
てパルス期間設定段64は残り期間tcを延ばすことに
なる。パルス期間設定段64の出力側は電圧源7または
30へ導かれる。
しそれを定める電流基準値irよりも電流サンプルsが
大きいか、それと等しいか、あるいはそれよりも小さい
か、という判定基準に基づき、電流サンプルsを継続的
に検査する。この判定段65は該当事例に従い、大−出
力側Gから制御信号gを送出し、等−出力側GLから制
御信号glを、あるいは小−出力側Kから制御信号kを
送出する。
応じてディジタル/アナログ変換器を介して電圧源7ま
たは30へ導かれ、コイル電流の周期で送出される電圧
初期値Uaに対し、以下のように作用が及ぼされる。す
なわち、この値は制御信号gにより後続の周期において
大きくされ、制御信号glにより後続の周期でもそのま
ま維持され、あるいは制御信号kにより後続の周期にお
いて小さくされる。
15,16および25,26の導通制御は従来技術で十
分に説明されており、たとえば冒頭で挙げたアメリカ合
衆国特許 US-A 44 10 926 に記載されており、どのよう
に導通制御すべきかは当業者に周知なことである。さら
にトランジスタ13,14,15,16または25,2
6の制御電流経路は、それぞれフリーホイール(環流)
ダイオード17,18,19,20または27,28に
よってバイパスされている。
スタとして示されているが、当然ながら電界効果トラン
ジスタ殊に絶縁ゲート電界効果トランジスタを使用する
こともできる。
書き込みのなされた判定ボックスが描かれており、これ
については改めて説明するまでもないが、図6の理解を
助けるために用いられる。なお、図7のAの(A)のと
ころに図7のBが続く。
る。
る。
る。
る。
経過特性を示す図である。
のフローチャートを示す図である。
Claims (4)
- 【請求項1】 コイルアセンブリ(1)を流れるコイル
電流(I)の調整方法において、 前記コイルアセンブリ(1)は、磁界を発生させる磁気
誘導式流量センサのマグネットシステムの一部分であっ
て、コアおよび/または磁極片を備え、インダクタンス
Lを有しており、 前記コイルアセンブリ(1)のコイル電流は、1つの周
期のうち最初の半周期では正の極性で一定の第1の電流
終値を伴い、その周期のうち次の半周期では負の極性で
前記第1の電流終値と絶対値で等しい一定の第2の電流
終値を伴い、 前記コイルアセンブリ(1)のコイル電流は回路装置に
より発生され、 該回路装置はH形回路(2)としてブリッジ回路を有し
ており、 前記H形回路は、第1のトランジスタ(13)の制御電
流経路から成る第1のブリッジ分岐、第2のトランジス
タ(14)の制御電流経路から成る第2のブリッジ分
岐、第3のトランジスタ(15)の制御電流経路から成
る第3のブリッジ分岐、第4のトランジスタ(16)の
制御電流経路から成る第4のブリッジ分岐、ならびに第
1のトランジスタと接続された第2のトランジスタと第
3のトランジスタと接続された第4のトランジスタとの
間の第1のブリッジ対角線、および第1のトランジスタ
と接続された第3のトランジスタと第2のトランジスタ
と接続された第4のトランジスタとの間の第2のブリッ
ジ対角線を有しており、 第1のトランジスタと第4のトランジスタまたは第2の
トランジスタと第3のトランジスタが同時に導通制御さ
れ、 前記コイルアセンブリは、前記第1のブリッジ対角線内
に配置されており、 前記H形回路とともに直列回路を成す抵抗(10,1
0′)が設けられており、該直列回路の一方の端子はア
ース(SN)と接続されており、該直列回路を通ってコ
イル電流が流れ、 制御電圧源(7)が設けられており、該制御電圧源は電
圧出力側(7c)を有し、前記直列回路に加わる電圧を
定め、 該電圧は各半周期において、第1の部分周期であるコイ
ル電流の上昇期間(t a)中は電圧初期値(Ua)を有
しており、該電圧初期値(Ua)は、その半周期の残り
の期間(tc)である第2の部分周期中の電圧終値(U
c)よりも高く、 前記抵抗(10,10′)における電圧降下を利用し
て、 第1または第2の電流終値を生じさせるために電圧終値
(Uc)を一定になるよう調整し、 コアおよび/または磁極片においてコイル電流の上昇中
に誘導され磁界の立ち上がり側縁をコイル電流の立ち上
がり側縁よりも遅らせる渦電流の作用を相殺し、 該相殺にあたり、各半周期においてコイル電流の上昇期
間および電圧終値の大きさを制御し、電流最大値
(Im)に達した後ではコイル電流をそれ以上上昇させ
ず、コイル電流が電流最大値に達したときにはすでに、
磁界がコイル電流の一定の電流終値に対応する一定の磁
界終値(Bm)に達しているよう制御し、 半周期中にコイル電流最大値以降一定の電流終値に到達
するまでに生じる抵抗における電圧降下の経過特性を少
なくとも3回、相前後してサンプリングすることによっ
て、次の半周期に前記H形回路に加わる電圧のための補
正量を形成することを特徴とする、 コイルアセンブリを流れるコイル電流の調整方法。 - 【請求項2】 コイルアセンブリ(1)を流れるコイル
電流(I)の調整方法において、 前記コイルアセンブリ(1)は、磁界を発生させる磁気
誘導式流量センサのマグネットシステムの一部分であっ
て、コアおよび/または磁極片を備え、インダクタンス
Lを有しており、 前記コイルアセンブリ(1)のコイル電流は、1つの周
期のうち最初の半周期では正の極性で一定の第1の電流
終値を伴い、その周期のうち次の半周期では負の極性で
前記第1の電流終値と絶対値で等しい一定の第2の電流
終値を伴い、 前記コイルアセンブリ(1)のコイル電流は回路装置に
より発生され、 該回路装置は、第1および第2の電圧出力側(30c,
30d)を有する制御電圧源(30)とT形回路(3,
3′)を有しており、 該T形回路(3,3′)には、前記コイルアセンブリ
(1)と直列回路(4,4′)を成す抵抗(22,2
2′)が設けられており、該直列回路の一方の端子はア
ースと接続され、該直列回路を通ってコイル電流が流
れ、 前記T形回路(3,3′)には第1のスイッチングトラ
ンジスタ(25)が設けられており、該スイッチングト
ランジスタ(25)の制御電流経路における第1の端子
は、前記直列回路の第2の端子と接続されており、第2
の端子は前記制御電圧源(30)の第1の電圧出力側
(30c)と接続されており、該第1の電圧出力側(3
0c)は、前記直列回路に加わる正の電圧を送出し、 前記T形回路(3,3′)には第2のスイッチングトラ
ンジスタ(26)が設けられており、該スイッチングト
ランジスタ(26)の制御電流経路における第1の端子
は、前記直列回路の第2の端子と接続されており、第2
の端子は前記制御電圧源(30)における第2の電圧出
力側(30d)と接続されており、該第2の電圧出力側
(30d)は、前記直列回路に加わる負の電圧を送出
し、 これら正の電圧と負の電圧は各半周期において、第1の
部分周期であるコイル電流の上昇期間(ta)中に正ま
たは負の電圧初期値(Ua)を有しており、該電圧初期
値(Ua)は、その半周期の残りの期間(tc)である
第2の部分周期中の正または負の電圧終値よりも高くま
たは低く、 前記抵抗(22,22′)における電圧降下を利用し
て、 第1または第2の電流終値を発生させるために正または
負の電圧終値を一定になるよう調整し、 コアおよび/または磁極片においてコイル電流の上昇中
に誘導され磁界の立ち上がり側縁をコイル電流の立ち上
がり側縁よりも遅らせる渦電流の作用を相殺し、 該相殺にあたり、各半周期においてコイル電流の上昇期
間(ta)および正または負の電圧終値の大きさを制御
し、電流最大値(Im)に達した後ではコイル電流をそ
れ以上上昇させず、コイル電流が電流最大値に達したと
きにはすでに、磁界がコイル電流の一定の電流終値に対
応する一定の磁界終値(Bm)に達しているよう制御
し、 半周期中にコイル電流最大値以降一定の電流終値に到達
するまでに生じる抵抗における電圧降下の経過特性を少
なくとも3回、相前後してサンプリングすることによっ
て、次の半周期に前記T形回路に加わる電圧のための補
正量を形成することを特徴とする、 コイルアセンブリを流れるコイル電流の調整方法。 - 【請求項3】 前記抵抗(10,10′)の第1の端子
を電圧源(7)の電圧出力側(7c)と接続し、 該抵抗(10,10′)の第2の端子を、順方向がコイ
ル電流方向と同じであるダイオード(9)を介して、前
記H形回路(2)の第1および第3のトランジスタ(1
3,15)の接続点と接続する一方、第2および第4の
トランジスタ(14,16)の接続点をアース(SN)
と接続し、 キャパシタンスCをもつコンデンサ(12)を前記H形
回路に対し並列接続し、該コンデンサ(12)によって
前記インダクタンスLとともに共振回路を形成させ、該
共振回路の作用に基づき、H形回路における電圧を共振
により高め、上昇期間(ta)中のコイル電流に、共振
回路が存在しない場合よりも急峻な立ち上がり側縁をも
たせる、 請求項1記載の方法。 - 【請求項4】 前記コイルアセンブリ(1)をアース
(SN)と接続し、 前記抵抗(22,22′)を第1および第2のトランジ
スタ(25,26)の接続点とコイルアセンブリ(1)
との間に配置し、 前記第1のスイッチングトランジスタ(25)の第2の
端子を、第1のダイオード(31)のカソード・アノー
ド区間を介して、制御電圧源(30)の第1の電圧出力
側(30c)と接続し、キャパシタンスC1 の第1のコ
ンデンサ(33)を介してアース(SN)と接続し、 前記第2のスイッチングトランジスタ(26)の第2の
端子を、第2のダイオード(32)のアノード・カソー
ド区間を介して、前記制御電圧源(30)の第2の電圧
出力側(30d)と接続し、キャパシタンスC2 の第2
のコンデンサ(34)を介してアース(SN)と接続
し、 前記の第1および第2のコンデンサによって、前記イン
ダクタンスLとともにそれぞれ1つの共振回路を形成さ
せ、該共振回路の作用に基づき、直列回路における電圧
を共振により高め、上昇期間(ta)中のコイル電流
に、共振回路が存在しない場合よりも急峻な立ち上がり
側縁をもたせる、 請求項2記載の方法。
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