JP2000035352A - コイルアセンブリを流れるコイル電流の調整方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 コアや磁極片に生じる渦電流の悪影響を排除
し、コイル電流が最大値をとるときには磁界が一定の磁
界終値に達するようにする。 【解決手段】 Ｈ形またはＴ形回路によるブリッジ回路
とともに直列回路を成す抵抗を設け、この直列回路にコ
イル電流が流れる。抵抗における電圧降下を利用して、
電圧終値Ｕ_ｃを一定になるよう調整し、コイル電流の上
昇中に誘導される渦電流の作用を相殺する。電流最大値
に達した後ではコイル電流をもはや上昇させず、コイル
電流が電流最大値に達したときにはすでに、磁界がコイ
ル電流の一定の電流終値に対応する一定の磁界終値に達
しているよう制御する。半周期中にコイル電流最大値以
降一定の電流終値に到達するまでに生じる抵抗における
電圧降下の経過特性をサンプリングすることで、次の半
周期にＨ形またはＴ形回路に加わる電圧のための補正量
を形成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、コイルアセンブリ
を流れるコイル電流の調整方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】このようなコイル電流はインダクタンス
Ｌを有するコイルアセンブリを流れ、このコイルアセン
ブリは、コアおよび／または磁極片を含むマグネットシ
ステムの一部を成すものである。コイル電流は、１周期
のうち最初の半周期では正の極性で一定の第１の電流終
値を有しており、その後、１周期のうち次の半周期では
転換により負の極性となり、第１の電流終値と絶対値で
等しい一定の第２の電流終値を有することになる。

【０００３】コイルアセンブリはたとえば、磁気誘導流
量センサがフロープローブ（flow probe, US-A 35 29 5
91 参照）として用いられる場合には、シングルコイル
であるし、あるいはたとえば２つのコイル半部によって
構成されており、この場合、それらのコイル半部は、体
積流量を測定すべき液体が貫流する測定管のところに、
直径方向で互いに対向して配置されている。

【０００４】アメリカ合衆国特許 US-A 44 10 926 に
は、この種のコイル電流を発生させる回路装置について
記載されている。この回路は以下の構成要素を有してい
る：まず、Ｈ形回路網としてブリッジ回路が設けられて
いる。このブリッジ回路には、第１のトランジスタの制
御電流経路から成る第１のブリッジ分岐と、第２のトラ
ンジスタの制御電流経路から成る第２のブリッジ分岐
と、第３のトランジスタの制御電流分岐から成る第３の
ブリッジ分岐と、第４のトランジスタの制御電流分岐か
ら成る第４のブリッジ分岐と、第１のトランジスタと接
続された第２のトランジスタと、第３のトランジスタと
接続された第４のトランジスタとの間の第１のブリッジ
対角線と、第１のトランジスタと接続された第３のトラ
ンジスタと、第２のトランジスタと接続された第４のト
ランジスタとの間の第２のブリッジ対角線が設けられて
おり、ここで第１のトランジスタと第４のトランジス
タ、あるいは第２のトランジスタと第３のトランジスタ
は、同時に導通制御され、これによってコイル電流がそ
の方向を交互に転換し、前記のコイルアセンブリが第１
のブリッジ対角線中に配置されており、電流用の出力を
備えた制御電流源と抵抗が設けられており、該抵抗は、
一方の側で回路ゼロ点つまりアースと接続されており、
該抵抗は、Ｈ回路網とともに直列回路を成しており、該
直列回路中をコイル電流が流れ、前記の電流源出力側と
直列回路との間にダイオードが挿入されており、該ダイ
オードの順方向は電流源の電流の流れと等しく、前記直
列回路に対し並列接続されキャパシタンスＣをもつコン
デンサが設けられており、該コンデンサは前記インダク
タンスＬとともに共振回路を成し、その作用に基づきコ
イル電流が方向転換するたびに、Ｈ回路における電圧が
共振により上昇し、コイル電流は上昇中、前記の各半周
期の開始にあたり、共振回路が設けられていない場合よ
りも急峻な立ち上がり縁をもつようになる。

【０００５】さらにアメリカ合衆国特許 US-A 10 926
には、Ｔ回路を有するコイル電流発生回路について記載
されている。この回路には、抵抗が設けられており、該
抵抗は一方の側でアースと接続されており、該回路はコ
イルアセンブリとともに直列回路を成しており、該直列
回路中をコイル電流が流され、第１のスイッチングトラ
ンジスタが設けられており、該トランジスタの制御電流
経路の第１の端子は前記直列回路の第２の端子と接続さ
れており、第２の端子は制御電圧源の第１の電圧出力側
と接続されており、該制御電圧源の第１の電圧出力側
は、前記直列回路に生じる正の電圧を供給し、第２のス
イッチングトランジスタが設けられており、該トランジ
スタの制御電流経路の第１の端子は前記直列回路の第２
の端子と接続されており、第２の端子は前記制御電圧源
の第２の電圧出力側と接続されており、該制御電圧源の
第２の出力側は、前記直列回路に生じる負の電圧を規定
し、第１のスイッチングトランジスタの第２の出力側と
アースとの間に、キャパシタンスＣ₁ の第１のコンデン
サが接続されており、第２のスイッチングトランジスタ
の第２の出力側とアースとの間に、キャパシタンスＣ₂
の第２のコンデンサが接続されており、これらのコンデ
ンサはインダクタンスＬとともに共振回路を成し、その
作用に基づきコイル電流が方向転換するたびに、Ｔ回路
における電圧が共振により上昇するようになり、コイル
電流は上昇中、前記の各半周期の開始にあたり、共振回
路が設けられていない場合よりも急峻な立ち上がり縁を
もつようになる。

【０００６】さらにアメリカ合衆国特許 US-A 42 04 24
0 には、磁気誘導流量センサのコイル電流を発生させる
ための電圧源を備えた回路装置について記載されてい
る。これにより供給される電圧の場合、前述の各半周期
において電圧初期値は第１の部分周期としてのコイル電
流上昇期間中、その半周期の残りとしての第２の部分周
期中の電圧終値よりも高い。

【０００７】マグネットシステムのコアおよび／または
磁極片はたいてい、軟磁性材料から成る。しかし強磁性
コアを備えたマグネットシステムについても記述されて
いる。

【０００８】両方の形式のマグネットシステムにおい
て、コイル電流の転換と上昇に起因して渦電流が誘導さ
れ、この渦電流によって、コアおよび／または磁極片の
設けられていない場合のように磁界の上昇がコイル電流
の上昇に精確に追従するのが妨げられる。むしろ磁界の
上昇はコイル電流の上昇よりも遅れ、平坦になる。渦電
流のこのような不利な作用は、上述の共振による上昇の
場合にもそれが生じるにもかかわらず発生する。

【０００９】渦電流の作用は次のような等価回路によっ
て表すことができる。すなわちこの場合、（純）インダ
クタンスＬに渦電流源が並列接続されており、この電流
源の電流が（純）インダクタンスＬにおける電流に加算
されて、たとえば抵抗にも流れる総コイル電流が形成さ
れる。したがってこの抵抗における電圧降下は、総コイ
ル電流に対する尺度を成すだけであって、（純粋な）コ
イル電流に対する尺度は成さないが、このことはコイル
電流を精確に一定レベルに維持するために欠かせない。

【００１０】アメリカ合衆国特許 US-A 47 84 000 に
は、この問題全体に対する解決策が図６に基づき示され
ている。とはいえこの場合に前提としているのは、非制
御状態ではコイル電流は各半周期全体にわたり一定でな
く、制御状態においてコイル電流が一定である領域内で
時間的に相前後して２回、サンプリングを行うことであ
る。しかし、この領域における２回のサンプリングでは
不十分であることが判明した。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】したがって本発明の課
題は、上述の問題点に対する解決策を改良することであ
り、磁界の上昇および上昇時間に及ぼされる渦電流の悪
影響を完全に排除して、コイル電流がその最大値をとる
ときにはすでに磁界が一定の磁界終値に達しているよう
にする方法を提供することにある。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明によればこの課題
は、コイルアセンブリを流れるコイル電流を調整する方
法に関する本発明の以下の第１の特徴により解決され
る。すなわち、コイルアセンブリは、磁界を発生させる
磁気誘導式流量センサのマグネットシステムの一部分で
あって、コアおよび／または磁極片を備え、インダクタ
ンスＬを有しており、前記コイルアセンブリのコイル電
流は、１つの周期のうち最初の半周期では正の極性で一
定の第１の電流終値を伴い、その周期のうち次の半周期
では負の極性で前記第１の電流終値と絶対値で等しい一
定の第２の電流終値を伴い、前記コイルアセンブリのコ
イル電流は回路装置により発生され、該回路装置はＨ形
回路としてブリッジ回路を有しており、前記Ｈ形回路
は、第１のトランジスタの制御電流経路から成る第１の
ブリッジ分岐、第２のトランジスタの制御電流経路から
成る第２のブリッジ分岐、第３のトランジスタの制御電
流経路から成る第３のブリッジ分岐、第４のトランジス
タの制御電流経路から成る第４のブリッジ分岐、ならび
に第１のトランジスタと接続された第２のトランジスタ
と第３のトランジスタと接続された第４のトランジスタ
との間の第１のブリッジ対角線、および第１のトランジ
スタと接続された第３のトランジスタと第２のトランジ
スタと接続された第４のトランジスタとの間の第２のブ
リッジ対角線を有しており、第１のトランジスタと第４
のトランジスタまたは第２のトランジスタと第３のトラ
ンジスタが同時に導通制御され、前記コイルアセンブリ
は、前記第１のブリッジ対角線内に配置されており、前
記Ｈ形回路とともに直列回路を成す抵抗が設けられてお
り、該直列回路の一方の端子はアースと接続されてお
り、該直列回路を通ってコイル電流が流れ、制御電圧源
が設けられており、該制御電圧源は電圧出力側を有し、
前記直列回路に加わる電圧を定め、該電圧は各半周期に
おいて、第１の部分周期であるコイル電流の上昇期間中
は電圧初期値を有しており、該電圧初期値は、その半周
期の残りの期間である第２の部分周期中の電圧終値より
も高く、前記抵抗における電圧降下を利用して、第１ま
たは第２の電流終値を生じさせるために電圧終値を一定
になるよう調整し、コアおよび／または磁極片において
コイル電流の上昇中に誘導され磁界の立ち上がり側縁を
コイル電流の立ち上がり側縁よりも遅らせる渦電流の作
用を相殺し、該相殺にあたり、各半周期においてコイル
電流の上昇期間および電圧終値の大きさを制御し、電流
最大値に達した後ではコイル電流をそれ以上上昇させ
ず、コイル電流が電流最大値に達したときにはすでに、
磁界がコイル電流の一定の電流終値に対応する一定の磁
界終値に達しているよう制御し、半周期中にコイル電流
最大値以降一定の電流終値に到達するまでに生じる抵抗
における電圧降下の経過特性を少なくとも３回、相前後
してサンプリングすることによって、次の半周期に前記
Ｈ形回路に加わる電圧のための補正量を形成することに
より解決される。

【００１３】さらに上記の課題は、コイルアセンブリを
流れるコイル電流を調整する方法に関する本発明の以下
の第２の特徴により解決される。すなわち、コイルアセ
ンブリは、磁界を発生させる磁気誘導式流量センサのマ
グネットシステムの一部分であって、コアおよび／また
は磁極片を備え、インダクタンスＬを有しており、前記
コイルアセンブリのコイル電流は、１つの周期のうち最
初の半周期では正の極性で一定の第１の電流終値を伴
い、その周期のうち次の半周期では負の極性で前記第１
の電流終値と絶対値で等しい一定の第２の電流終値を伴
い、前記コイルアセンブリのコイル電流は回路装置によ
り発生され、該回路装置は、第１および第２の電圧出力
側を有する制御電圧源とＴ形回路を有しており、該Ｔ形
回路には、前記コイルアセンブリと直列回路を成す抵抗
が設けられており、該直列回路の一方の端子はアースと
接続され、該直列回路を通ってコイル電流が流れ、前記
Ｔ形回路には第１のスイッチングトランジスタが設けら
れており、該スイッチングトランジスタの制御電流経路
における第１の端子は、前記直列回路の第２の端子と接
続されており、第２の端子は前記制御電圧源の第１の電
圧出力側と接続されており、該第１の電圧出力側は、前
記直列回路に加わる正の電圧を送出し、前記Ｔ形回路に
は第２のスイッチングトランジスタが設けられており、
該スイッチングトランジスタの制御電流経路における第
１の端子は、前記直列回路の第２の端子と接続されてお
り、第２の端子は前記制御電圧源における第２の電圧出
力側と接続されており、該第２の電圧出力側は、前記直
列回路に加わる負の電圧を送出し、これら正の電圧と負
の電圧は各半周期において、第１の部分周期であるコイ
ル電流の上昇期間中に正または負の電圧初期値を有して
おり、該電圧初期値は、その半周期の残りの期間である
第２の部分周期中の正または負の電圧終値よりも高くま
たは低く、前記抵抗における電圧降下を利用して、第１
または第２の電流終値を発生させるために正または負の
電圧終値を一定になるよう調整し、コアおよび／または
磁極片においてコイル電流の上昇中に誘導され磁界の立
ち上がり側縁をコイル電流の立ち上がり側縁よりも遅ら
せる渦電流の作用を相殺し、該相殺にあたり、各半周期
においてコイル電流の上昇期間および正または負の電圧
終値の大きさを制御し、電流最大値に達した後ではコイ
ル電流をそれ以上上昇させず、コイル電流が電流最大値
に達したときにはすでに、磁界がコイル電流の一定の電
流終値に対応する一定の磁界終値に達しているよう制御
し、半周期中にコイル電流最大値以降一定の電流終値に
到達するまでに生じる抵抗における電圧降下の経過特性
を少なくとも３回、相前後してサンプリングすることに
よって、次の半周期に前記Ｔ形回路に加わる電圧のため
の補正量を形成することにより解決される。

【００１４】

【発明の実施の形態】本発明の第１の変形実施形態によ
れば、前記抵抗の第１の端子を電圧源の電圧出力側と接
続し、該抵抗の第２の端子を、順方向がコイル電流方向
と同じであるダイオードを介して、前記Ｈ形回路の第１
および第３のトランジスタの接続点と接続する一方、第
２および第４のトランジスタの接続点をアースと接続
し、キャパシタンスＣをもつコンデンサを前記Ｈ形回路
に対し並列接続し、該コンデンサによって前記インダク
タンスＬとともに共振回路を形成させ、該共振回路の作
用に基づき、Ｈ形回路における電圧を共振により高め、
上昇期間中のコイル電流に、共振回路が存在しない場合
よりも急峻な立ち上がり側縁をもたせる。

【００１５】本発明の第２の変形実施形態によれば、前
記抵抗の第１の端子を電圧源の電圧出力側と接続し、該
抵抗の第２の端子を、順方向がコイル電流方向と同じで
あるダイオードを介して、前記Ｈ形回路の第１および第
３のトランジスタの接続点と接続する一方、第２および
第４のトランジスタの接続点をアースと接続し、キャパ
シタンスＣをもつコンデンサを前記Ｈ形回路に対し並列
接続し、該コンデンサによって前記インダクタンスＬと
ともに共振回路を形成させ、該共振回路の作用に基づ
き、Ｈ形回路における電圧を共振により高め、上昇期間
中のコイル電流に、共振回路が存在しない場合よりも急
峻な立ち上がり側縁をもたせる。

【００１６】本発明によるこれら両方の変形実施形態の
基本的な着想は、各半周期においてコイル電流の発生に
必要とされる電圧およびその時間経過特性を、先行の半
周期においてコイル電流最大値後に一定の電流終値に到
達するまでに生じるコイル電流の経過特性を利用して、
所期のようにまえもって計算することである。

【００１７】本発明の利点は、コアおよび／または磁極
片のないコイルシステムの場合のようなコイル電流上昇
に対する磁界上昇の精確な追従が、本発明によって初め
て達成されることである。このようにすることで、本発
明を適用しない場合よりも早い時点ですでに磁界がその
一定の終値に達するようになる。

【００１８】次に、図面を参照しながら実施例に基づき
本発明について詳細に説明する。

【００１９】

【実施例】図１および図２は、それぞれブリッジ回路が
Ｈ形回路２として設けられている実施例に関する。第１
のブリッジ分岐には第１のトランジスタ１３の制御電流
経路が配置されており、第２のブリッジ分岐には第２の
トランジスタ１４の制御電流経路が、第３のブリッジ分
岐には第３のトランジスタ１５の制御電流経路が、さら
に第４のブリッジ分岐には第４のトランジスタ１６の制
御電流経路が配置されている。

【００２０】このような構造によれば、Ｈ形回路におけ
る４つの頂点２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄが生じる。トラン
ジスタ１３と１４は頂点２ｃにより互いに接続されてい
るし、トランジスタ１４と１６は頂点２ｂにより、トラ
ンジスタ１５と１６は頂点２ｄにより、さらにトランジ
スタ１３と１５は頂点２ａにより互いに接続されてい
る。

【００２１】第１のブリッジ対角線は頂点２ａと２ｂと
の間に位置し、第２のブリッジ対角線は頂点２ｃと２ｄ
の間に位置する。そして第２のブリッジ対角線中にコイ
ルアセンブリ１が配置されており、つまりコイルアセン
ブリの第１の端子または第２の端が頂点２ｃまたは２ｄ
と接続されている。

【００２２】この回路装置の動作中、第１のトランジス
タ１３と第４のトランジスタ１６が、あるいは第２のト
ランジスタ１４と第３のトランジスタ１５が、同時に導
通制御される。したがって第１の事例（トランジスタ１
３，１６が導通状態）の場合、（正の極性とされた）電
流が頂点２ａから頂点２ｂへコイルアセンブリ１を通っ
て流れ、この場合には実線の矢印で表された方向へ流れ
ることになる。これに対しトランジスタ１４，１５が導
通状態にあれば、同じ電流がコイルアセンブリ１中を逆
方向に流れ、このことは破線の矢印で表されている。

【００２３】コイルアセンブリ１はインダクタンスＬを
有しており、これは磁気誘導流量センサにおいて磁界を
発生させるマグネットシステムの一部分である。ここで
は磁気誘導流量センサは図示されていない。それという
のも、そのようなセンサはかなり以前から当業者に知ら
れているからであり、冒頭で挙げたアメリカ合衆国特許
US-A 42 04 240 を参照されたい。本発明にとって重要
であるのは、マグネットシステムがコアおよび／または
磁極片を有している、ということだけである。

【００２４】また、やはりかなり以前から当業者に周知
であるように、コイル電流は上述のようなトランジスタ
１３，１６または１４，１５の交互の導通制御によって
発せられ、その際、コイル電流は１つの周期のうち最初
の半周期では正の極性で一定の第１の電流終値を伴い、
次の半周期では負の極性で第１の電流終値と絶対値の等
しい一定の第２の電流終値を伴う。なお、電流終値と
は、他方の電流方向への転換前に流れるコイル電流の一
定値であり、たとえば８５ｍＡである。

【００２５】図１の場合、頂点２ｂは抵抗１０を介して
回路ゼロ点つまりアースＳＮと接続されている。抵抗１
０はＨ回路２とともに直列回路を成しており、これには
コイル電流が流れる。

【００２６】さらに図１には制御電圧源７が描かれてお
り、これは電圧出力側７ｃを有し、ここでは正の極性と
された直列回路に加わる電圧すなわち頂点２ａとアース
ＳＮとの間に加わる電圧が規定される（出力側７ｃの正
の極性符号を見よ）。制御電圧源７は２つの端子７ａ，
７ｂを介して電源から給電され、さらにこの制御電圧源
７は出力側７ｄを介してアースＳＮと接続されている。

【００２７】出力側７ｃにおける電圧は、ダイオード９
のアノード・カソード区間を経て頂点２ａに印加され
る。ダイオード９のカソードおよび頂点２ａからアース
ＳＮへ向かう経路中に、キャパシタンスＣをもつコンデ
ンサ１２が設けられている。

【００２８】図２では、直列回路におけるコイルアセン
ブリと抵抗の順番が入れ換えられている。つまりこの場
合、Ｈ回路２の頂点２ｂはアースＳＮと接続されている
のに対し、抵抗は抵抗１０′として制御電圧源７の出力
側７ｃとダイオード９のアノードとの間に配置されてい
る。

【００２９】この構成により得られる利点は、頂点２ｃ
と２ｄの間つまりコイルアセンブリ２において場合によ
っては起こり得る短絡が発生しても、コイル電流が抵抗
１０′によって制限されるため、目下導通状態にあるト
ランジスタ１３，１６または１４，１５が破壊される可
能性のないことである。

【００３０】図３および図４は、それぞれＴ形回路３な
いしは３′の設けられた実施例に関する。抵抗２２また
は２２′は、コイルアセンブリ１とともに直列回路４ま
たは４′を成している。この直列回路は図３の回路によ
れば、コイルアセンブリ１が抵抗２２を介してアースＳ
Ｎと接続され、そこにコイル電流が流れるように構成さ
れている。これに対し図４の場合には、アースＳＮに直
列回路４′の第１の端子が接続されている。

【００３１】第１のスイッチングトランジスタ２５の制
御電流経路における第１の端子は、直列回路４または
４′の第２の端子と接続されている。この電流経路の第
２の端子は制御電圧源３０の第１の出力側３０ｃと接続
されており、この場合、制御電圧源３０の第１の出力側
３０ｃにより、直列回路に加わる正の電圧が規定される
（出力側３０ｃにおける正の極性符号を見よ）。

【００３２】第２のスイッチングトランジスタ２６の制
御電流経路における第１の端子は、直列回路４または
４′における第２の端子と接続されている。この電流経
路の第２の端子は制御電圧源３０の第２の出力側３０ｄ
と接続されており、この第２の出力側３０ｄによって直
列回路に加わる負の電圧が規定される（出力側３０ｄに
おける負の極性符号を見よ）。

【００３３】スイッチングトランジスタ２５，２６は交
互に導通制御され、コイル電流はその方向を、コイルア
センブリ１における２つの矢印で描かれているように交
互に転換する。この場合もコイル電流は、１つの周期の
最初の半周期では正の極性で一定の第１の電流終値を伴
い、次の半周期では負の極性で第１の電流終値と絶対値
で等しい一定の第２の電流終値を伴う。

【００３４】図３および図４の場合、電圧源３０の出力
側３０ｃにおける正の電圧は、第１のダイオード３１に
おけるアノード・カソード区間を介してスイッチングト
ランジスタ２５の第２の端子に接続される。この第２の
端子とダイオード３１のカソードからアースＳＮへ至る
経路に、キャパシタンスＣ₁ を有する第１のコンデンサ
３３が接続されている。

【００３５】電圧源３０の出力側３０ｄにおける負の電
圧は、第２のダイオード３２のカソード・アノード区間
を介してスイッチングトランジスタ２６の第２の端子と
接続されている。この第２の端子とダイオード３２のカ
ソードからアースＳＮへ至る経路に、キャパシタンスＣ
₂ を有する第２のコンデンサが接続されている。

【００３６】図１および図２または図３および図４の実
施例の場合、コイルアセンブリ１の既述のインダクタン
スＬは、コンデンサ１２のキャパシタンスＣまたはキャ
パシタンスＣ₁ またはＣ₂ とともにそれぞれ共振回路を
成す。その結果、直列回路における電圧が共振によって
高まり、コイル電流は上昇中、各半周期の開始にあたり
共振回路が存在しないときよりも急峻な立ち上がり縁を
有するようになる。

【００３７】本発明によれば、電圧源７または３０は次
のように制御される。すなわち、それらの電圧源によ
り、各半周期においてコイル電流の最初の部分周期（以
下では上昇期間ｔ_ａと称する）中、一定に調整された第
２の部分周期（以下では残り期間ｔ_ｃと称する）中の電
圧終値Ｕ_ｃよりも、たとえば何倍も大きい電圧初期値Ｕ
_ａが生じるように制御される（図５のＡ，Ｂ参照）。

【００３８】さらに本発明によれば、抵抗１０，１０′
または２２，２２′における電圧降下が以下の目的で利
用される。すなわち、コイル電流上昇中にコアおよび／
または磁極片に誘起され、コイル電流の立ち上がり縁に
対し磁界の立ち上がり縁を遅らせる渦電流の作用が相殺
されるようにするために利用される。

【００３９】そしてこれは次のようにして達成される。
すなわち、コイル電流の上昇期間ｔ _ａと正または負の電
圧終値Ｕ_ｃの大きさが各半周期において制御され、一方
では、電流最大値Ｉ_ｍに到達後にはコイル電流はそれ以
降上昇せず、その結果、磁界はコイル電流が電流最大値
Ｉ_ｍに達したときにはすでに、コイル電流の一定の電流
終値に対応する一定の磁界終値Ｂ_ｍにすでに到達するよ
うに制御される（図５のＡ参照）。他方、正または負の
電圧終値Ｕ_ｃの大きさによって、常に一定の電流終値た
とえば８５ｍＡを生じさせるようにも制御される。

【００４０】これは次のようにして行われる。すなわ
ち、１つの半周期においてコイル電流の電流最大値Ｉ_ｍ
後、電流終値の到達までに生じる抵抗における電圧降下
経過特性を、少なくとも３度にわたり相前後してサンプ
リングすることで、次の半周期のＨ形回路またはＴ形回
路における電圧に対する補正量が形成される。

【００４１】図５のＡの場合、横座標の時間ｔに対し縦
座標にはコイル電流Ｉと磁界の誘導Ｂの経過特性が１つ
の周期全体にわたり描かれている。正のコイル電流Ｉを
伴う最初の半周期のところには、１つの半周期が上昇期
間ｔ_ａと残り期間ｔ_ｃから成ること、残りの期間ｔ_ｃは
磁界の誘導Ｂが一定である期間と等しいこと、が示され
ている。

【００４２】上昇期間ｔ_ａ中、コイル電流Ｉは急峻に上
昇し、電流最大値Ｉ_ｍに到達後は減少し、誘導Ｂよりも
あとになってようやく再びその一定の電流終値となる
（コイル電流は電流最大値Ｉ_ｍ後に徐々に減少している
ところを見よ）。コイル電流のこのような特性は、最初
に説明したようにコアおよび／または磁極片に誘起され
る渦電流に起因するものである。電流最大値Ｉ_ｍに到達
する時点によって、上昇期間ｔ_ａと残り期間ｔ_ｃの境界
が定まる。

【００４３】他方、上昇期間ｔ_ａ中、誘導Ｂは最初はコ
イル電流の勾配とほぼ同じように急峻に上昇するが、こ
の上昇はその後、だんだんと平坦になり、上昇期間ｔ_ａ
終了時には所期のようにすでに一定の誘導終値Ｂ_ｍに達
する。

【００４４】残り期間ｔ_ｃの減少部分中にコイル電流の
曲線の上に書き込まれた矢印で表されているように、電
流終値Ｉ_ｍまで低減するコイル電流経過特性が少なくと
も３回、たとえば１ｍｓごとにサンプリングされる。図
５のＡの実例の場合、コイル電流の減少部分は４回、サ
ンプリングされる。そしてこれらのサンプリング値か
ら、本発明に従って制御電圧源のための制御信号が形成
され、これについてはあとで詳しく説明する。

【００４５】図５のＢの場合、横座標の時間ｔに対し縦
座標には、Ｈ形回路またはＴ形回路を有する直列回路に
生じる電圧の経過特性が描かれている。最初のピークＵ
_ｓは、上述の共振による上昇に起因するものである。そ
のあとに続く一定の値は既述の電圧初期値Ｕ_ａであり、
これはコイル電流上昇の急峻化に寄与している。

【００４６】共振による上昇がないならば、上昇期間ｔ
_ａ全体にわたって電圧初期値Ｕ_ａが生じるだけである。
そして残りの期間ｔ_ｃの間は、一定の電圧終値Ｕ_ｃが発
生する。図５のＢに示されているように、既述のとおり
電圧初期値Ｕ_ａは電圧終値Ｕ _ｃよりも大きい。

【００４７】図１〜図４に示されているように制御電圧
源７あるいは３０の制御は、抵抗１０または１０′ある
いは抵抗２２または２２′と制御電圧源７あるいは３０
の制御入力側７ｅまたは３０ｅとの間に配置されている
コントローラ４１または４２あるいは４３または４４に
より、本発明に従って行われる。さらにこれらのコント
ローラは、Ｈ形回路のトランジスタ１３，１４，１５，
１６あるいはＴ形回路のスイッチングトランジスタ２
５，２６も制御する。

【００４８】コントローラ４１または４２あるいは４３
または４４は実質的に、それ相応にプログラミングされ
たマイクロプロセッサにより実現される。これにはアナ
ログ／ディジタルコンバータが前置接続されており、こ
れによって抵抗１０または１０′あるいは２２または２
２′における電圧降下がディジタル化される。もちろ
ん、マイクロプロセッサとアナログ／ディジタルコンバ
ータはクロック発振器によりクロック制御される。

【００４９】マイクロプロセッサは、図６に示したフロ
ーチャートに従ってプログラミングすることができる。
この図には適切な機能ブロックや判定ブロックが書き込
まれており、このフローチャートにとって重要なディジ
タル信号には小文字が付されている。

【００５０】既述のアナログ／ディジタルコンバータに
より抵抗における電圧降下がディジタル化され、その結
果、コイル電流Ｉを表すディジタル信号ｉが発生する。
この信号は最大値検出器６１の入力側とゲート段６２の
入力側へ供給され、このゲート段６２にはさらに、最大
値検出器６１から到来する最大値信号ｉ_ｍも供給され
る。ゲート段６２は、最大値信号ｉ_ｍよりもあとに発生
するコイル電流を表すディジタル信号ｉの成分のみ、電
流サンプルｓとして転送する。

【００５１】第１の判定段６３は、先行のサンプルより
後続のサンプルの方が大きいか、つまり２つのサンプル
間でコイル電流が上昇したか、という判定基準に基づ
き、相前後して続く隣り合う電流サンプルｓを検査し
て、該当した場合には肯定出力側Ｙから制御信号ｙを送
出し、該当しなかった場合には否定出力側Ｎから制御信
号ｎを送出する。

【００５２】制御信号ｙによってパルス期間設定段６４
は上昇期間ｔ_ａを延ばすことになり、制御信号ｎによっ
てパルス期間設定段６４は残り期間ｔ_ｃを延ばすことに
なる。パルス期間設定段６４の出力側は電圧源７または
３０へ導かれる。

【００５３】第２の判定段６５は、電流終値Ｉ_ｃに比例
しそれを定める電流基準値ｉ_ｒよりも電流サンプルｓが
大きいか、それと等しいか、あるいはそれよりも小さい
か、という判定基準に基づき、電流サンプルｓを継続的
に検査する。この判定段６５は該当事例に従い、大−出
力側Ｇから制御信号ｇを送出し、等−出力側ＧＬから制
御信号ｇｌを、あるいは小−出力側Ｋから制御信号ｋを
送出する。

【００５４】これらの制御信号ｇ，ｇｌ，ｋは、必要に
応じてディジタル／アナログ変換器を介して電圧源７ま
たは３０へ導かれ、コイル電流の周期で送出される電圧
初期値Ｕ_ａに対し、以下のように作用が及ぼされる。す
なわち、この値は制御信号ｇにより後続の周期において
大きくされ、制御信号ｇｌにより後続の周期でもそのま
ま維持され、あるいは制御信号ｋにより後続の周期にお
いて小さくされる。

【００５５】図１〜図４のトランジスタ１３，１，４，
１５，１６および２５，２６の導通制御は従来技術で十
分に説明されており、たとえば冒頭で挙げたアメリカ合
衆国特許 US-A 44 10 926 に記載されており、どのよう
に導通制御すべきかは当業者に周知なことである。さら
にトランジスタ１３，１４，１５，１６または２５，２
６の制御電流経路は、それぞれフリーホイール（環流）
ダイオード１７，１８，１９，２０または２７，２８に
よってバイパスされている。

【００５６】また、トランジスタはバイポーラトランジ
スタとして示されているが、当然ながら電界効果トラン
ジスタ殊に絶縁ゲート電界効果トランジスタを使用する
こともできる。

【００５７】図７のＡおよびＢのフローチャートには、
書き込みのなされた判定ボックスが描かれており、これ
については改めて説明するまでもないが、図６の理解を
助けるために用いられる。なお、図７のＡの（Ａ）のと
ころに図７のＢが続く。

【図面の簡単な説明】

【図１】Ｈ形回路による第１の実施例を示す回路図であ
る。

【図２】Ｈ形回路による第２の実施例を示す回路図であ
る。

【図３】Ｔ形回路による第１の実施例を示す回路図であ
る。

【図４】Ｔ形回路による第２の実施例を示す回路図であ
る。

【図５】コイル電流と磁気誘導ならびに電圧源の波形を
経過特性を示す図である。

【図６】本発明において用いられるマイクロプロセッサ
のフローチャートを示す図である。

【図７Ａ】図６のステップ６１〜６４の詳細図である。

【図７Ｂ】図６のステップ６５の詳細図である。

【符号の説明】

１ コイルアセンブリ ２ Ｈ形回路 ３．３′ Ｔ形回路 ４，４′ 直列回路 ７，３０ 制御電圧源 ４１，４２，４３，４４ コントローラ

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 コイルアセンブリ（１）を流れるコイル
   電流（Ｉ）の調整方法において、 前記コイルアセンブリ（１）は、磁界を発生させる磁気
   誘導式流量センサのマグネットシステムの一部分であっ
   て、コアおよび／または磁極片を備え、インダクタンス
   Ｌを有しており、 前記コイルアセンブリ（１）のコイル電流は、１つの周
   期のうち最初の半周期では正の極性で一定の第１の電流
   終値を伴い、その周期のうち次の半周期では負の極性で
   前記第１の電流終値と絶対値で等しい一定の第２の電流
   終値を伴い、 前記コイルアセンブリ（１）のコイル電流は回路装置に
   より発生され、 該回路装置はＨ形回路（２）としてブリッジ回路を有し
   ており、 前記Ｈ形回路は、第１のトランジスタ（１３）の制御電
   流経路から成る第１のブリッジ分岐、第２のトランジス
   タ（１４）の制御電流経路から成る第２のブリッジ分
   岐、第３のトランジスタ（１５）の制御電流経路から成
   る第３のブリッジ分岐、第４のトランジスタ（１６）の
   制御電流経路から成る第４のブリッジ分岐、ならびに第
   １のトランジスタと接続された第２のトランジスタと第
   ３のトランジスタと接続された第４のトランジスタとの
   間の第１のブリッジ対角線、および第１のトランジスタ
   と接続された第３のトランジスタと第２のトランジスタ
   と接続された第４のトランジスタとの間の第２のブリッ
   ジ対角線を有しており、 第１のトランジスタと第４のトランジスタまたは第２の
   トランジスタと第３のトランジスタが同時に導通制御さ
   れ、 前記コイルアセンブリは、前記第１のブリッジ対角線内
   に配置されており、 前記Ｈ形回路とともに直列回路を成す抵抗（１０，１
   ０′）が設けられており、該直列回路の一方の端子はア
   ース（ＳＮ）と接続されており、該直列回路を通ってコ
   イル電流が流れ、 制御電圧源（７）が設けられており、該制御電圧源は電
   圧出力側（７ｃ）を有し、前記直列回路に加わる電圧を
   定め、 該電圧は各半周期において、第１の部分周期であるコイ
   ル電流の上昇期間（ｔ _ａ）中は電圧初期値（Ｕ_ａ）を有
   しており、該電圧初期値（Ｕ_ａ）は、その半周期の残り
   の期間（ｔ_ｃ）である第２の部分周期中の電圧終値（Ｕ
   _ｃ）よりも高く、 前記抵抗（１０，１０′）における電圧降下を利用し
   て、 第１または第２の電流終値を生じさせるために電圧終値
   （Ｕ_ｃ）を一定になるよう調整し、 コアおよび／または磁極片においてコイル電流の上昇中
   に誘導され磁界の立ち上がり側縁をコイル電流の立ち上
   がり側縁よりも遅らせる渦電流の作用を相殺し、 該相殺にあたり、各半周期においてコイル電流の上昇期
   間および電圧終値の大きさを制御し、電流最大値
   （Ｉ_ｍ）に達した後ではコイル電流をそれ以上上昇させ
   ず、コイル電流が電流最大値に達したときにはすでに、
   磁界がコイル電流の一定の電流終値に対応する一定の磁
   界終値（Ｂ_ｍ）に達しているよう制御し、 半周期中にコイル電流最大値以降一定の電流終値に到達
   するまでに生じる抵抗における電圧降下の経過特性を少
   なくとも３回、相前後してサンプリングすることによっ
   て、次の半周期に前記Ｈ形回路に加わる電圧のための補
   正量を形成することを特徴とする、 コイルアセンブリを流れるコイル電流の調整方法。
2. 【請求項２】 コイルアセンブリ（１）を流れるコイル
   電流（Ｉ）の調整方法において、 前記コイルアセンブリ（１）は、磁界を発生させる磁気
   誘導式流量センサのマグネットシステムの一部分であっ
   て、コアおよび／または磁極片を備え、インダクタンス
   Ｌを有しており、 前記コイルアセンブリ（１）のコイル電流は、１つの周
   期のうち最初の半周期では正の極性で一定の第１の電流
   終値を伴い、その周期のうち次の半周期では負の極性で
   前記第１の電流終値と絶対値で等しい一定の第２の電流
   終値を伴い、 前記コイルアセンブリ（１）のコイル電流は回路装置に
   より発生され、 該回路装置は、第１および第２の電圧出力側（３０ｃ，
   ３０ｄ）を有する制御電圧源（３０）とＴ形回路（３，
   ３′）を有しており、 該Ｔ形回路（３，３′）には、前記コイルアセンブリ
   （１）と直列回路（４，４′）を成す抵抗（２２，２
   ２′）が設けられており、該直列回路の一方の端子はア
   ースと接続され、該直列回路を通ってコイル電流が流
   れ、 前記Ｔ形回路（３，３′）には第１のスイッチングトラ
   ンジスタ（２５）が設けられており、該スイッチングト
   ランジスタ（２５）の制御電流経路における第１の端子
   は、前記直列回路の第２の端子と接続されており、第２
   の端子は前記制御電圧源（３０）の第１の電圧出力側
   （３０ｃ）と接続されており、該第１の電圧出力側（３
   ０ｃ）は、前記直列回路に加わる正の電圧を送出し、 前記Ｔ形回路（３，３′）には第２のスイッチングトラ
   ンジスタ（２６）が設けられており、該スイッチングト
   ランジスタ（２６）の制御電流経路における第１の端子
   は、前記直列回路の第２の端子と接続されており、第２
   の端子は前記制御電圧源（３０）における第２の電圧出
   力側（３０ｄ）と接続されており、該第２の電圧出力側
   （３０ｄ）は、前記直列回路に加わる負の電圧を送出
   し、 これら正の電圧と負の電圧は各半周期において、第１の
   部分周期であるコイル電流の上昇期間（ｔ_ａ）中に正ま
   たは負の電圧初期値（Ｕ_ａ）を有しており、該電圧初期
   値（Ｕ_ａ）は、その半周期の残りの期間（ｔ_ｃ）である
   第２の部分周期中の正または負の電圧終値よりも高くま
   たは低く、 前記抵抗（２２，２２′）における電圧降下を利用し
   て、 第１または第２の電流終値を発生させるために正または
   負の電圧終値を一定になるよう調整し、 コアおよび／または磁極片においてコイル電流の上昇中
   に誘導され磁界の立ち上がり側縁をコイル電流の立ち上
   がり側縁よりも遅らせる渦電流の作用を相殺し、 該相殺にあたり、各半周期においてコイル電流の上昇期
   間（ｔ_ａ）および正または負の電圧終値の大きさを制御
   し、電流最大値（Ｉ_ｍ）に達した後ではコイル電流をそ
   れ以上上昇させず、コイル電流が電流最大値に達したと
   きにはすでに、磁界がコイル電流の一定の電流終値に対
   応する一定の磁界終値（Ｂ_ｍ）に達しているよう制御
   し、 半周期中にコイル電流最大値以降一定の電流終値に到達
   するまでに生じる抵抗における電圧降下の経過特性を少
   なくとも３回、相前後してサンプリングすることによっ
   て、次の半周期に前記Ｔ形回路に加わる電圧のための補
   正量を形成することを特徴とする、 コイルアセンブリを流れるコイル電流の調整方法。
3. 【請求項３】 前記抵抗（１０，１０′）の第１の端子
   を電圧源（７）の電圧出力側（７ｃ）と接続し、 該抵抗（１０，１０′）の第２の端子を、順方向がコイ
   ル電流方向と同じであるダイオード（９）を介して、前
   記Ｈ形回路（２）の第１および第３のトランジスタ（１
   ３，１５）の接続点と接続する一方、第２および第４の
   トランジスタ（１４，１６）の接続点をアース（ＳＮ）
   と接続し、 キャパシタンスＣをもつコンデンサ（１２）を前記Ｈ形
   回路に対し並列接続し、該コンデンサ（１２）によって
   前記インダクタンスＬとともに共振回路を形成させ、該
   共振回路の作用に基づき、Ｈ形回路における電圧を共振
   により高め、上昇期間（ｔ_ａ）中のコイル電流に、共振
   回路が存在しない場合よりも急峻な立ち上がり側縁をも
   たせる、 請求項１記載の方法。
4. 【請求項４】 前記コイルアセンブリ（１）をアース
   （ＳＮ）と接続し、 前記抵抗（２２，２２′）を第１および第２のトランジ
   スタ（２５，２６）の接続点とコイルアセンブリ（１）
   との間に配置し、 前記第１のスイッチングトランジスタ（２５）の第２の
   端子を、第１のダイオード（３１）のカソード・アノー
   ド区間を介して、制御電圧源（３０）の第１の電圧出力
   側（３０ｃ）と接続し、キャパシタンスＣ₁ の第１のコ
   ンデンサ（３３）を介してアース（ＳＮ）と接続し、 前記第２のスイッチングトランジスタ（２６）の第２の
   端子を、第２のダイオード（３２）のアノード・カソー
   ド区間を介して、前記制御電圧源（３０）の第２の電圧
   出力側（３０ｄ）と接続し、キャパシタンスＣ₂ の第２
   のコンデンサ（３４）を介してアース（ＳＮ）と接続
   し、 前記の第１および第２のコンデンサによって、前記イン
   ダクタンスＬとともにそれぞれ１つの共振回路を形成さ
   せ、該共振回路の作用に基づき、直列回路における電圧
   を共振により高め、上昇期間（ｔ_ａ）中のコイル電流
   に、共振回路が存在しない場合よりも急峻な立ち上がり
   側縁をもたせる、 請求項２記載の方法。