JP6835539B2 - 電磁流量計の励磁回路、および電磁流量計 - Google Patents

Description

本発明は、各種プロセス系において流体の流量を計測する電磁流量計、および電磁流量計の励磁コイルに励磁電流を供給する励磁回路に関する。

一般に、電磁流量計は、測定管内を流れる流体の流れ方向に対して垂直な方向に磁界を発生させる励磁コイルと、測定管内に配置され、励磁コイルによって発生した磁界と直交する方向に配置された一対の電極を備えている。このような電磁流量計では、励磁コイルに流す励磁電流の極性を交互に切り替えながら上記電極間に発生する起電力を検出することにより、測定管内を流れる流体の流量を測定している。

電磁流量計では、被検出流体の流量を高精度に計測すること、すなわち計測安定性を向上させることが重要である。従来から、電磁流量計では、計測安定性を向上させるために種々の技術が検討されてきた。以下、詳細に説明する。

一つの方法は、励磁コイルに供給する励磁電流の方向を切り替える周期を短くする、すなわち励磁周波数を高くすることである。これにより、上記起電力に基づく流量信号に含まれる１／ｆノイズを低減し、Ｓ／Ｎ比を改善することが可能となる。

一般に、電磁流量計では、電極で検出した起電力に対して、電気化学ノイズ、流体ノイズ、スラリーノイズ等の様々なノイズが重畳している。これらノイズは、低周波帯域ほどレベルが高い、いわゆる１／ｆ特性を持っている。このため、励磁周波数を高くすれば、起電力のＳ／Ｎ比が改善されるため、高い精度で流量値を算出することが可能となる。

ところが、矩形波からなる交流電圧を励磁コイルへ印加した場合、励磁コイルの持つ自己インダクタンスの影響で、励磁電流の立ち上がりが緩やかになる。したがって、励磁周波数を高くすると、一方向に励磁する期間において励磁電流の立ち上がり期間の割合が大きくなるため、一定の強さの磁界が発生している期間が短くなる。その結果、電極から検出される起電力に基づく流量信号のうち、電圧が平坦な定常域の期間が短くなるので、流量信号を安定してサンプリングすることが難しくなり、流量値の計測誤差が大きくなる。したがって、高い励磁周波数であっても励磁電流の立ち上がりを速くすることが重要となる。

例えば、特許文献１には、励磁コイルに励磁電流を供給する励磁回路において、励磁周波数を高くした場合に、励磁電流の極性（以下、「励磁極性」と称する。）が切り替わる時の励磁電流の立ち上がりを早くするために、予め電圧の異なる２つの電源を用意しておき、励磁電流の立上げ時は高い方の電圧で励磁し、定常時は低い方の電圧で励磁する技術が開示されている。

電磁流量計の計測安定性を向上させるためのもう一つの方法としては、励磁電流を大きくすることにより、流量信号、すなわち電極間に生じる起電力の信号レベルを大きくする方法が考えられる。
しかしながら、従来の電磁流量計（例えば特許文献１参照）では、パワートランジスタをＯＰアンプによって負帰還制御する定電流回路によって励磁電流を生成しているため、励磁電流を大きくすると、パワートランジスタの発熱が大きくなり、大きな放熱器が必要になる。したがって、発熱を抑えつつ、励磁電流を大きくすることが重要となる。

例えば、特許文献２，３には、スイッチング式のＤＣ−ＤＣコンバータによって励磁電圧を可変とし、パワートランジスタの残留電圧に応じて励磁電圧を制御することにより、パワートランジスタの発熱を押さえる技術が開示されている。これらの文献に開示された励磁回路では、スイッチング式のＤＣ−ＤＣコンバータによって励磁電流の定電流制御を行うことにより、特許文献１に開示されているような定電流回路を不要としている。

しかしながら、特許文献２に開示された励磁回路では、インダクタおよび安定化容量（出力コンデンサ）から成る直流化回路によって直流の励磁電圧を生成しているため、直流化回路の応答遅れにより、励磁電流の静定時間が長くなってしまい励磁周波数を高くすることができない。また、静定時間を短くしようとすると、励磁電流の定電流制御が不安定になる恐れもある。

これに対し、特許文献３に開示された励磁回路によれば、特許文献２に開示された励磁回路における直流化回路を無くし、励磁コイルを直接パルス駆動しているので、特許文献２に開示された励磁回路よりも、励磁電流の静定時間を短くすることができ、励磁周波数を高くすることが可能となる。

特開昭５３−２０９５６号公報 特開平５−２２９４９号公報 特開２００２−１８８９４５号公報

ところで、近年、ＦＡ（ｆａｃｔｏｒｙ ａｕｔｏｍａｔｉｏｎ）市場向けの電磁流量計が注目されている。このような電磁流量計は、ＦＡ機器の内部に組み込まれて使用されるため、より小型であることが求められる。

一般に、電磁流量計は、測定管に設けられた電極を計測対象の流体に直接接触させて、上記流体の起電力を検出する接液式と、測定管に設けられた電極を計測対象の流体に接触させることなく、上記流体の起電力を流体と電極間の静電容量を介して検出する容量式（非接液式）とに大別されるが、近年、電極が劣化し難くメンテナンスが容易な、容量式の小型の電磁流量計が特に注目されている。

しかしながら、従来、電磁流量計を小型にするためには、設計条件の制約により、計測安定性の悪化が避けられなかった。
具体的には、計測安定性の向上のために、上述した特許文献１に開示された励磁回路を採用した場合、励磁電流の立ち上がりを速くするために励磁極性の切り替え時の励磁電圧をより高くする必要があるが、励磁電圧を大きくすると、定電流回路のパワートランジスタの消費電力が増大し、発熱が大きくなるため、放熱器が必要となる。しかしながら、電磁流量計の小型化のためには放熱器を設けるスペースを確保できないため、放熱器が不要となるように励磁電圧および励磁電流を低く抑えなければならず、十分な計測安定性は期待できない。

また、上述した特許文献２に開示された励磁回路を採用した場合、放熱器を設けることなく励磁電圧を大きくできる可能性はあるが、上述したように励磁周波数を上げることができないため、十分な計測安定性は期待できない。

また、上述した特許文献３に開示された励磁回路を採用した場合、励磁コイルに接続されているハイサイドの２つのスイッチ（同文献のトランジスタＱ１，Ｑ２）が、励磁電流の極性の切り替えの機能と励磁電圧を発生させるためのパルス駆動の機能とを兼ねているため、高速スイッチング動作（例えば、数百ｋＨｚ〜数ＭＨｚ）を行う必要があり、ハイサイドのスイッチを駆動するためのドライブ回路が複雑になる。

また、上記特許文献３に係る励磁回路では、高速スイッチング動作を行うハイサイドのスイッチを構成するトランジスタのオン時間Ｔｏｎおよびオフ時間Ｔｏｆｆに遅れがあると、これらのトランジスタのスイッチング損失が大きくなり、高速スイッチング動作時に発熱が大きくなる。例えば、図１６に示すように、上記トランジスタのドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓとドレイン電流Ｉｄとで囲まれる三角形９００Ａの面積Ｐｏｎおよび三角形９００Ｂの面積Ｐｏｆｆが上記トランジスタのスイッチング損失となるので、上記トランジスタのオン時間Ｔｏｎおよびオフ時間Ｔｏｆｆが長くなるほど、三角形９００Ａ，９００Ｂの底辺の長さが長くなり、上記トランジスタでの発熱が大きくなる。
そのため、上記特許文献３に係る励磁回路では、ハイサイドのトランジスタのオン時間Ｔｏｎおよびオフ時間Ｔｏｆｆがより短くなるようにするためには、上記トランジスタを駆動するために高速なドライブ回路が必要となり、回路構成が更に複雑になる。

また、上記特許文献３に係る励磁回路において、励磁電流の立ち上がりを速くするために電源電圧を高くした場合、ハイサイドのスイッチを構成する上記トランジスタのドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓも高くなる。これにより、図１６に示した三角形９００Ａ，９００Ｂの高さが大きくなるため、上記トランジスタでの発熱が大きくなってしまう。この現象は励磁電流を大きくした場合も同様である。

このように、特許文献３に開示された励磁回路を採用した場合、ハイサイドスイッチのドライブ回路が複雑になることにより電磁流量計の小型化が困難になるとともに、ハイサイドのスイッチを構成するトランジスタに放熱器を設けることなく、励磁周波数または励磁電流を大きくして計測安定性の向上を図るには限度がある。

以上のように、従来の技術では、電磁流量計の小型化と計測安定性を両立することが困難であった。

本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであり、本発明の目的は、計測安定性の高い小型の電磁流量計を実現することにある。

本発明に係る励磁回路（１５，１５Ａ〜１５Ｄ）は、電磁流量計（１０）の励磁コイル（Ｌｅｘ）に対して励磁電流（Ｉｅｘ）を供給する励磁回路であって、第１直流電圧（ＶｅｘＬ）が供給される第１ライン（ＶｅｘＬ）と、第１直流電圧よりも高い第２直流電圧（ＶｅｘＨ）が供給される第２ライン（ＶｅｘＨ）と、第３ライン（ＶＯＵＴ）と、第１ラインと第３ラインとの間に接続された第１スイッチ（Ｓ１）と、第２ラインと第３ラインとの間に接続された第２スイッチ（Ｓ２）と、第１ラインと第３ラインとの間に、第１スイッチと直列に接続され、第１ライン側から第３ライン側へ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する第１電源用逆流防止素子（Ｄ２）と、第３ラインの電圧（ＶＯＵＴ）を励磁電圧として励磁コイルに印加するとともに、励磁コイルの励磁極性の切替周期に応じて励磁電圧の極性を入れ替えて励磁電流の向きを切り替えるスイッチ回路（Ｓ１１〜Ｓ１４）と、励磁コイルに流れる励磁電流を検出する電流検出素子（Ｒｓ）と、励磁極性の切替周期よりも短い周期で第１スイッチのオンとオフを切り替えて、電流検出素子によって検出される電流を第１目標値（Ｉｒｅｆ１）とする第１スイッチング制御回路（１５０）と、電流検出素子によって検出される電流が第１目標値以下の第２目標値（Ｉｒｅｆ２）よりも小さい場合に、第２スイッチをオンし、電流検出素子によって検出される電流が第２目標値よりも大きい場合に、第２スイッチをオフする第２スイッチング制御回路（１６０）と、第１スイッチがオフしたときに、スイッチ回路および励磁コイルを経由して励磁電流を還流させる少なくとも一つの電流還流素子（Ｄ１）とを備えることを特徴とする。

上記励磁回路において、第２直流電圧よりも低い第３直流電圧（ＶｅｘＣＯＭ）が供給される第４ライン（ＶｅｘＣＯＭ）と、第５ライン（ＶＦＢ）とを更に備え、スイッチ回路は、第３ラインと励磁コイルの一端（ｎ０１）との間に接続され、励磁コイルの励磁極性の切替周期に応じてスイッチングされる第３スイッチ（Ｓ１１）と、励磁コイルの一端と第５ラインとの間に接続され、励磁極性の切替周期に応じて第３スイッチと逆相でスイッチングされるスイッチングされる第４スイッチ（Ｓ１２）と、第３ラインと励磁コイルの他端（ｎ０２）との間に接続され、励磁極性の切替周期に応じて第３スイッチと逆相でスイッチングされるスイッチングされる第５スイッチ（Ｓ１３）と、励磁コイルの他端と第５ラインとの間に接続され、励磁極性の切替周期に応じて第３スイッチと同相でスイッチングされるスイッチングされる第６スイッチ（Ｓ１４）とを有し、電流検出素子は、第４ラインと第５ラインとの間に接続された抵抗であって、第１スイッチング制御回路は、抵抗の両端の電圧が第１目標値に対応する第１基準電圧（Ｖｒｅｆ１）と一致するように、第１スイッチのオンとオフを切り替え、第２スイッチング制御回路は、抵抗の両端の電圧が第２目標値に対応する第２基準電圧（Ｖｒｅｆ２）よりも低い場合に、第２スイッチをオンし、抵抗の両端の電圧が第２基準電圧よりも高い場合に、第２スイッチをオフしてもよい。

上記励磁回路において、第１スイッチング制御回路（１５０Ａ）は、抵抗に流れる電流と第１目標値との差に応じて、デューティ比１００％未満のＰＷＭ信号を出力し、第１スイッチをスイッチングしてもよい。

上記励磁回路（１５Ａ）において、第１スイッチング制御回路（１５０Ａ）は、抵抗の両端の電圧（ＶＦＢ）と第１基準電圧（Ｖｒｅｆ１）との差に応じた誤差信号を生成する誤差増幅回路（１５１）と、周期信号を生成する周期信号発生回路（１５３）と、誤差信号と周期信号とを比較し、その比較結果に応じたＰＷＭ信号を生成するコンパレータ（１５４）と、誤差信号の電圧を制限する電圧制限素子（ＺＤ１）とを有してもよい。

上記励磁回路（１５Ｂ）において、第１スイッチング制御回路（１５０Ｂ）は、抵抗に流れる電流と第１目標値との差に応じて周波数を可変したＰＦＭ信号を出力し、第１スイッチをスイッチングしてもよい。

上記励磁回路において、第３ラインと励磁コイルの一端との間に、第３スイッチと直列に接続され、第３ライン側から励磁コイルの一端側へ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する第１逆流防止素子（Ｄ１１）と、励磁コイルの一端と第５ラインとの間に、第４スイッチと直列に接続され、励磁コイルの一端側から第５ライン側へ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する第２逆流防止素子（Ｄ１２）と、第３ラインと励磁コイルの他端との間に、第５スイッチと直列に接続され、第３ライン側から励磁コイルの他端側へ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する第３逆流防止素子（Ｄ１３）と、励磁コイルの他端と第５ラインとの間に、第６スイッチと直列に接続され、励磁コイルの他端側から第５ライン側へ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する第４逆流防止素子（Ｄ１４）とを更に備えてもよい。

上記励磁回路において、電流還流素子は、第３ラインと第４ラインとの間に接続され、第４ラインから第３ラインへ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する整流素子（Ｄ１）を含んでもよい。

上記励磁回路（１５Ｃ）において、電流還流素子は、励磁コイルの一端と第４ラインとの間に接続され、第４ラインから励磁コイルの一端へ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する第１整流素子（Ｄ１ａ）と、励磁コイルの他端と第４ラインとの間に接続され、第４ラインから励磁コイルの他端へ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する第２整流素子（Ｄ１ｂ）とを含んでもよい。

上記励磁回路において、第２ラインと第２スイッチとの間に接続され、第２ラインから第２スイッチ側へ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する第２電源用逆流防止素子（Ｄ５）と、第２電源用逆流防止素子と第２スイッチとが接続された第６ライン（ＶＩＮ）と、第６ラインと第４ラインとの間に接続された容量（Ｃ１）と、第６ラインと励磁コイルの一端との間に接続され、励磁コイルの一端から第６ラインへ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する第３整流素子（Ｄ３）と、第６ラインと励磁コイルの他端との間に接続され、励磁コイルの他端から第６ラインへ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する第４整流素子（Ｄ４）とを更に備えてもよい。

上記励磁回路において、第１スイッチング制御回路は、一つの半導体集積回路によって構成されていてもよい。

本発明に係る電磁流量計は、計測対象の流体が流れる測定管（Ｐｅｘ）と、測定管の外側に配設された励磁コイル（Ｌｅｘ）と、上記励磁回路（１５，１５Ａ〜１５Ｄ）と、測定管に設けられ、励磁コイルから発生した磁界に対して垂直な方向に対向して配設された一対の電極（Ｅ１，Ｅ２）と、一対の電極間に発生した起電力に基づいて流体の流量を算出するデータ処理制御回路（１４）とを有することを特徴とする。

上記電磁流量計において、一対の電極は、測定管において流体と非接触に配設されていてもよい。

本発明によれば、計測安定性の高い小型の電磁流量計を実現することが可能となる。

本発明の一実施の形態に係る励磁回路を備えた電磁流量計の構成を示す図である。 本発明の一実施の形態に係る励磁回路の構成を概念的に示す図である。 実施の形態１に係る励磁回路の構成を示す図である。 実施の形態１に係る励磁回路において、高速スイッチがオンしているときの正極性の励磁電流の電流経路を示す図である。 実施の形態１に係る励磁回路において、高速スイッチがオフしているときの正極性の励磁電流の電流経路を示す図である。 実施の形態１に係る励磁回路において、高速スイッチがオンしているときの負極性の励磁電流の電流経路を示す図である。 実施の形態１に係る励磁回路において、高速スイッチがオフしているときの負極性の励磁電流の電流経路を示す図である。 逆流防止素子の動作を説明するための図である。 実施の形態１に係る励磁回路の動作時の各ノードの電圧および電流のタイミングチャートである。 実施の形態２に係る励磁回路の構成を示す図である。 実施の形態２に係る励磁回路の動作時の各ノードの電圧および電流のタイミングチャートである。 図７のタイミングチャートにおける期間Ｔ１におけるＰＭＷ信号を示す図である。 図７のタイミングチャートにおける期間Ｔ２におけるＰＭＷ信号を示す図である。 実施の形態３に係る励磁回路の構成を示す図である。 実施の形態４に係る励磁回路の構成を示す図である。 実施の形態４に係る励磁回路において、高速スイッチがオンしているときの正極性の励磁電流の電流経路を示す図である。 実施の形態４に係る励磁回路において、高速スイッチがオフしているときの正極性の励磁電流の電流経路を示す図である。 実施の形態４に係る励磁回路において、高速スイッチがオンしているときの負極性の励磁電流の電流経路を示す図である。 実施の形態４に係る励磁回路において、高速スイッチがオフしているときの負極性の励磁電流の電流経路を示す図である。 実施の形態５に係る励磁回路の構成を示す図である。 実施の形態５に係る励磁回路の動作時の各ノードの電圧および電流のタイミングチャートである。 本発明の別の実施の形態に係る励磁回路の構成を概念的に示す図である。 ハイサイドのスイッチ回路の回路構成を示す図である。 ローサイドのスイッチ回路の回路構成を示す図である。 特許文献３に係る励磁回路におけるスイッチング損失を説明するための図である。

以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。なお、以下の説明において、各実施の形態において共通する構成要素には同一の参照符号を付し、繰り返しの説明を省略する。

≪実施の形態１≫
〈電磁流量計の構成〉
図１は、本発明の一実施の形態に係る励磁回路を備えた電磁流量計の構成を示す図である。
図１に示される電磁流量計１０は、導電性を有する流体の流量を測定する機能を有しており、検出器１６の測定管Ｐｅｘ内を流れる流体の流れ方向に対して磁界発生方向が垂直となるよう配置された励磁コイルＬｅｘへ、極性が交互に切り替わる励磁電流Ｉｅｘを供給し、励磁コイルＬｅｘからの発生磁界と直交して測定管Ｐｅｘに配設された一対の電極Ｅ１，Ｅ２の間に生じる起電力を検出し、この起電力を増幅した後、サンプリングして信号処理することにより、測定管Ｐｅｘ内を流れる流体の流量を測定する。

具体的に、電磁流量計１０は、主な回路部として、電源回路１１、データ処理制御回路１４、励磁回路１５、検出器１６、および設定・表示器１７が設けられている。

電源回路１１は、上位装置（図示せず）からの入力直流電源ＤＣｉｎ（例えば２４Ｖ）から複数の直流電圧を生成して、制御回路１４および励磁回路１５に供給する機能を有している。具体的に、電源回路１１は、主な回路部として、制御回路１１Ａ、スイッチングトランス１１Ｂ、整流回路１１Ｃ、電圧レギュレータ（ＲＥＧ）１１Ｄ、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１２、および電圧レギュレータ（ＲＥＧ）１３から構成されている。

制御回路１１Ａは、入力直流電源ＤＣｉｎを、例えば数１０ＫＨｚ〜数ＭＨｚ程度の高周波でスイッチングしてスイッチングトランス１１Ｂの一次側巻線へ供給する。整流回路１１Ｃは、スイッチングトランス１１Ｂの二次側巻線から出力された高周波のパルス信号を整流して直流のアナログ信号処理用の動作電圧ＶｍＡ（例えば２４Ｖ）と接地電位ＶｍＣＯＭ（０Ｖ）を生成してデータ処理制御回路１４へ供給する。電圧レギュレータ１１Ｄは、ＶｍＡからデジタル信号処理用の動作電圧ＶｍＤ（例えば５Ｖ）を生成してデータ処理制御回路１４へ供給する。

昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、非絶縁型の昇圧チョークコンバータ回路からなり、ＤＣｉｎからチョークコイルに流れる電流を、例えば数１００ＫＨｚ程度の高周波数からなるＰＷＭ周期Ｔｐｗｍのクロック信号ＣＬＫに基づき入力直流電源ＤＣｉｎをパルス幅変調ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）で高周波スイッチングし、得られた高周波信号をダイオードを介して容量素子で充電することにより、第２励磁用直流電圧ＶｅｘＨ（例えば８０Ｖ−２４Ｖ）を生成して励磁回路１５へ供給する機能と、スイッチングの際、電圧帰還制御および電流帰還制御を行う機能とを有している。

電圧レギュレータ１３は、入力直流電源ＤＣｉｎから励磁回路１５の後述するスイッチＳ１１〜Ｓ１４を駆動するための共通駆動用電圧ＶｅｘＳＷ（例えば１０Ｖ）を生成して励磁回路１５へ供給する機能とを有している。

また、入力直流電源ＤＣｉｎの正極側の電圧が第１励磁用直流電圧ＶｅｘＬ（＜ＶｅｘＨ，例えば２４Ｖ）として、入力直流電源ＤＣｉｎの負極側の電圧が共通電圧ＶｅｘＣＯＭ（＜ＶｅｘＬ、＜ＶｅｘＳＷ，例えば０Ｖ）として、励磁回路１５に夫々供給される。

なお、以下の説明では、電圧を表す参照符号“ＶｅｘＳＷ”，“ＶｅｘＨ”，“ＶｅｘＬ”，“ＶｅｘＣＯＭ”，および“ＶｍＤ”等は、電圧のみならず、その電圧が供給される信号ラインをも表すものとする。
また、ＶｅｘＬ＜ＶｅｘＨであることから、第１励磁用直流電圧ＶｅｘＬを「低電圧ＶｅｘＬ」と称し、第２励磁用直流電圧ＶｅｘＨを「高電圧ＶｅｘＨ」と称する場合がある。

データ処理制御回路１４は、プログラム処理装置（例えばＣＰＵ）、信号処理回路、および伝送Ｉ／Ｆ回路等を含み、励磁回路１５の制御、検出器１６の電極から検出した起電力に基づく流量の算出、および上位装置に対する流量信号の出力を行う機能を有している。

検出器１６は、流量測定対象となる流体が流れる測定管Ｐｅｘと、このＰｅｘに対して励磁回路１５から供給された励磁電流により磁界を発生させる励磁コイルＬｅｘと、測定管Ｐｅｘの外周面に設けられた１対の検出電極Ｅ１，Ｅ２とを有している。

設定・表示器１７は、作業者の設定操作入力を検出してデータ処理制御回路１４へ出力する機能と、データ処理制御回路１４からの表示出力をＬＥＤやＬＣＤで表示する機能とを有している。

励磁回路１５は、データ処理制御回路１４からの制御に基づき、検出器１６の励磁コイルＬｅｘに対して、一定周期で励磁極性が切り替えられる励磁電流Ｉｅｘを供給する機能を有している。以下、励磁回路１５について詳細に説明する。

〈本発明に係る励磁回路の構成〉
図２Ａは、本発明の一実施の形態に係る励磁回路の構成を概念的に示す図である。
励磁回路１５は、励磁コイルＬｅｘの励磁極性の切り替え制御と、励磁電流の定電流制御とを別個の制御機構によって行うとともに、励磁極性の切り替え直後は、通常の定電流制御時の励磁電圧よりも大きな電圧で励磁コイルを励磁することを一つの特徴としている。

具体的には、図２Ａに示すように、励磁回路１５は、スイッチＳ１，電源切替用スイッチＳ２，スイッチＳ１１〜Ｓ１４、ダイオードＤ１，Ｄ２、電流検出用抵抗Ｒｓ、スイッチング制御回路１５０、およびスイッチング制御回路１６０を備えている。

スイッチＳ１は、励磁コイルＬｅｘを、低電圧ＶｅｘＬによって直接パルス駆動して励磁電流Ｉｅｘを定電流制御するための素子である。スイッチＳ１は、低電圧ＶｅｘＬが供給される信号ラインＶｅｘＬと、励磁コイルＬｅｘの励磁電圧ＶＯＵＴが供給される信号ラインＶＯＵＴとの間に接続されている。スイッチＳ１は、例えば、パワートランジスタによって構成されている。

電源切替用スイッチＳ２は、励磁極性の切り替え直後に、励磁コイルＬｅｘを、高電圧ＶｅｘＨによって駆動して励磁電流Ｉｅｘを制御するための素子である。
電源切替用スイッチＳ２は、高電圧ＶｅｘＨが供給される信号ラインＶｅｘＨと信号ラインＶＯＵＴとの間に接続されている。電源切替用スイッチＳ２は、例えば、パワートランジスタによって構成されている。

スイッチＳ１１〜Ｓ１４は、励磁コイルＬｅｘに電圧ＶＯＵＴを印加して励磁コイルＬｅｘに励磁電流Ｉｅｘを供給するとともに、励磁コイルＬｅｘの励磁極性の切替周期に応じてスイッチングされることにより、電圧ＶＯＵＴの極性を入れ替えて励磁コイルＬｅｘに流れる励磁電流Ｉｅｘの向きを切り替えるスイッチ回路を構成している。

具体的に、スイッチＳ１１は、信号ラインＶＯＵＴと励磁コイルＬｅｘの一端（ノードｎ０１）との間に接続され、一定の周期でオンとオフが切り替わる。

スイッチＳ１２は、信号ラインＶＦＢと励磁コイルＬｅｘの一端との間に接続され、スイッチＳ１１と逆相でスイッチングされる。すなわち、スイッチＳ１２は、スイッチＳ１１がオンするときにオフし、スイッチＳ１１がオフするときにオンする。

スイッチＳ１３は、信号ラインＶＯＵＴと励磁コイルＬｅｘの他端（ノードｎ０２）との間に接続され、スイッチＳ１１と逆相でスイッチングされる。すなわち、スイッチＳ１３は、スイッチＳ１１がオンするときにオフし、スイッチＳ１１がオフするときにオンする。

スイッチＳ１４は、励磁コイルの他端と信号ラインＶＦＢとの間に接続され、スイッチＳ１１と同相でスイッチングされる。すなわち、スイッチＳ１２は、スイッチＳ１１がオンするときにオンし、スイッチＳ１１がオフするときにオフする。

スイッチＳ１は、スイッチＳ１１〜Ｓ１４のスイッチング周期、すなわち励磁極性の切替周期よりも短い周期でオンとオフが切り替わる。例えば、スイッチＳ１１〜Ｓ１４のスイッチング周波数は１ｋＨｚ以下であり、スイッチＳ１のスイッチング周波数は少なくとも１０ｋＨｚである。本願明細書では、スイッチＳ１を「高速スイッチＳ１」と称し、スイッチＳ１１〜Ｓ１４を夫々、「低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４」と称する場合がある。

電流検出用抵抗Ｒｓは、励磁電流Ｉｅｘを検出するための素子である。電流検出用抵抗Ｒｓは、共通電圧ＶｅｘＣＯＭが供給される信号ラインＶｅｘＣＯＭと信号ラインＶＦＢとの間に接続されている。

ダイオードＤ１は、高速スイッチＳ１がオフしたときに、励磁電流Ｉｅｘを、上記スイッチ回路、励磁コイルＬｅｘ、および電流検出用抵抗Ｒｓを介して還流させる電流還流素子である。ダイオードＤ１は、アノードが信号ラインＶｅｘＣＯＭに接続され、カソードが信号ラインＶＯＵＴに接続されている。

ダイオードＤ２は、スイッチＳ２がオンしているときに、信号ラインＶｅｘＨから、信号ラインＶｅｘＨよりも電位の低い信号ラインＶｅｘＬへ電流が流れ込むことを防止するための電源用逆流防止素子である。ダイオードＤ２は、信号ラインＶｅｘＬと信号ラインＶＯＵＴとの間に高速スイッチＳ１と直列に接続され、信号ラインＶｅｘＬ側から信号ラインＶＯＵＴ側へ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する。例えば、ダイオードＤ２は、アノードが高速スイッチＳ１の一端（信号ラインＶＳＷ）に接続され、カソードが信号ラインＶＯＵＴに接続されている。

スイッチング制御回路１５０は、電流検出用抵抗Ｒｓに流れる電流が一定になるように、スイッチＳ１１〜Ｓ１４のスイッチング周期よりも短い周期でスイッチＳ１のオンとオフを切り替える回路である。具体的に、スイッチング制御回路１５０は、共通電圧ＶｅｘＣＯＭを基準電源として動作し、電流検出用抵抗Ｒｓに流れる電流が励磁電流Ｉｅｘの第１目標値Ｉｒｅｆ１に一致するようにパルス幅を可変したＰＷＭ信号を生成して、高速スイッチＳ１を駆動する。

より具体的には、スイッチング制御回路１５０は、共通電圧ＶｅｘＣＯＭを基準とした電流検出用抵抗Ｒｓの検出電圧（フィードバック電圧）ＶＦＢと、第１目標値Ｉｒｅｆ１に対応する基準電圧Ｖｒｅｆ１との差に応じてパルス幅を可変したＰＷＭ信号を生成して、高速スイッチＳ１を駆動する。

スイッチング制御回路１６０は、電流検出用抵抗Ｒｓに流れる電流Ｉｅｘが第２目標値Ｉｒｅｆ２（≦Ｉｒｅｆ１）よりも低い場合に、スイッチＳ２をオンし、電流検出用抵抗Ｒｓに流れる電流Ｉｅｘが第２目標値Ｉｔｇｔ２よりも高い場合に、スイッチＳ２をオフする回路である。

より具体的には、スイッチング制御回路１６０は、検出電圧ＶＦＢが第２目標値Ｉｒｅｆ２に対応する基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも小さい場合に、電源切替用スイッチＳ２をオンし、検出電圧ＶＦＢが基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも大きい場合に、電源切替用スイッチＳ２をオフする。

励磁回路１５は、更に、高速スイッチＳ１がオフしたときに、励磁電流Ｉｅｘが電流検出用抵抗Ｒｓを通る経路以外の経路に流れないようにするための逆流防止素子としてダイオードＤ１１〜Ｄ１４を備えている。

ダイオードＤ１１は、信号ラインＶＯＵＴと励磁コイルＬｅｘの一端（ノードｎ０１）との間に低速スイッチＳ１１と直列に接続され、信号ラインＶＯＵＴ側から励磁コイルＬｅｘの一端側へ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する。

ダイオードＤ１２は、励磁コイルＬｅｘの一端（ノードｎ０１）と信号ラインＶＦＢとの間に低速スイッチＳ１２と直列に接続され、励磁コイルＬｅｘの一端側から信号ラインＶＦＢ側へ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する。

ダイオードＤ１３は、信号ラインＶＯＵＴと励磁コイルの他端との間に、低速スイッチＳ１３と直列に接続され、信号ラインＶＯＵＴ側から励磁コイルＬｅｘの他端側へ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する。

ダイオードＤ１４は、励磁コイルＬｅｘの他端と信号ラインＶＦＢとの間に、低速スイッチＳ１４と直列に接続され、励磁コイルＬｅｘの他端側から信号ラインＶＦＢ側へ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する。

〈実施の形態１に係る励磁回路の構成〉
次に、図２Ａに示した本発明に係る励磁回路１５のより具体的な実施の形態について説明する。

図２Ｂは、実施の形態１に係る励磁回路の構成を示す図である。
図２Ｂに示すように、低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４は、データ処理制御回路１４（例えばＣＰＵ）からの励磁極性信号ＥＸＤ１，ＥＸＤ２によってオン／オフの切替制御が行われる。

具体的には、励磁コイルＬｅｘの励磁極性を“正極性”とする期間においては、データ処理制御回路１４（例えばＣＰＵ）が低速スイッチＳ１１，Ｓ１４をオンするとともに低速スイッチＳ１２，Ｓ１３をオフし、励磁コイルＬｅｘの励磁極性を“負極性”とする期間においては、データ処理制御回路１４が、低速スイッチＳ１１，Ｓ１４をオフするとともに低速スイッチＳ１２，Ｓ１３をオンする。

低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４において、励磁極性信号ＥＸＤ１，ＥＸＤ２が入力される一次側と、励磁電流Ｉｅｘが流れる二次側とは、電気的に絶縁されている。例えば、各低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４は、フォトカプラを用いた回路によって構成されており、フォトカプラの一次側のフォトダイオードＦＤから照射される光の強さに応じて、フォトカプラの二次側のスイッチ（トランジスタ）ＳＴのオンとオフが切り替えられる。

例えば、データ処理制御回路１４は、低速スイッチＳ１１，Ｓ１３の一次側のフォトダイオードＦＤのアノード側にデジタル信号処理用の動作電圧ＶｍＤを印加した状態において、励磁極性信号ＥＸＤ１，ＥＸＤ２の論理（例えば、ハイレベル：ＶｍＤ，ローレベル：ＶｍＣＯＭ）を切り替えて、フォトカプラの一次側のフォトダイオードＦＤに流れる電流を制御することにより、フォトカプラの二次側のスイッチＳＴのオン・オフを切り替える。

スイッチング制御回路１５０は、上述したように、検出電圧ＶＦＢに基づいて、ＰＷＭ方式によって高速スイッチＳ１をスイッチングする回路である。スイッチング制御回路１５０としては、よく知られた、汎用のＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）を用いることができる。

なお、汎用のＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）としては、図２Ｂに示すように、高速スイッチＳ１としての外付けのパワートランジスタを制御するスイッチング制御回路１５０のみが一つのパッケージに封止されたＩＣであってもよいし、高速スイッチＳ１としてのパワートランジスタとスイッチング制御回路とが一つのパッケージに封止されたＩＣであってもよく、駆動対象のパワートランジスタとスイッチング制御回路１５０とが一つのＩＣとしてパッケージングされているか否かについては、特に制限はない。

スイッチング制御回路１５０としては、図２Ｂに示すように、誤差増幅回路（エラーアンプ，ＡＭＰ）１５１、位相補償器１５２、のこぎり波や三角波等の周期信号を生成する周期信号発生回路１５３、コンパレータ１５４、およびドライブ回路１５５から成る回路を例示することができる。

エラーアンプ１５１は、電流検出用抵抗Ｒｓの検出電圧ＶＦＢと、励磁電流Ｉｅｘの第１目標値Ｉｒｅｆ１に応じた基準電圧Ｖｒｅｆ１との差に応じた誤差信号を生成する。コンパレータ１５４は、上記誤差信号と、周期信号発生回路１５３から出力された周期信号とを比較し、その比較結果に応じた２値信号（ＰＷＭ信号）を生成する。コンパレータ１５４によって生成されたＰＷＭ信号は、ドライブ回路１５５によってバッファされ、パワートランジスタから成る高速スイッチＳ１を駆動する。

スイッチング制御回路１６０は、上述したように、検出電圧ＶＦＢと第２目標値Ｉｒｅｆ２との大小関係に応じて電源切替用スイッチＳ２のオン・オフを切り替える機能部である。

スイッチング制御回路１６０としては、図２Ｂに示すように、抵抗Ｒ２１〜Ｒ２３、コンパレータ１６１、およびドライブ回路１６２から成る回路を例示することができる。

コンパレータ１６１は、反転入力端子（−端子）が信号ラインＶＦＢに接続されている。

抵抗Ｒ２１〜Ｒ２３は、基準電圧Ｖｒｅｆ２を生成するための回路を構成している。
例えば、抵抗Ｒ２１と抵抗Ｒ２２とは、信号ラインＶｅｘＳＷと信号ラインＶｅｘＣＯＭとの間に直列に接続されている。抵抗Ｒ２１と抵抗Ｒ２２とが接続される共通ノードは、コンパレータ１６１の非反転入力端子（＋端子）に接続されている。また、抵抗Ｒ２３は、基準電圧Ｖｒｅｆ２のヒステリシスを実現するための素子であり、コンパレータ１６１の非反転入力端子とコンパレータ１６１の出力端子ＶＣＭＰとの間に接続されている。

ドライブ回路１６２は、コンパレータ１６１の出力端子ＶＣＭＰから出力された２値信号ＶＣＭＰをバッファし、パワートランジスタから成る電源切替用スイッチＳ２を駆動する。

〈実施の形態１に係る励磁回路の動作〉
次に、実施の形態１に係る励磁回路１５の動作について詳細に説明する。
ここでは、励磁電流Ｉｅｘの目標電流値としての第１目標値Ｉｒｅｆ１が第２目標値Ｉｒｅｆ２よりも大きい（Ｖｒｅｆ１＞Ｖｒｅｆ２）場合を例にとり、説明する。

先ず、データ処理制御回路１４（例えばＣＰＵ）が、低速スイッチＳ１１，Ｓ１３の一次側のフォトダイオードＦＤのアノード側にデジタル信号処理用の動作電圧ＶｍＤを印加した状態において、励磁極性信号ＥＸＤ１，ＥＸＤ２の論理（例えば、ハイレベル：ＶｍＤ，ローレベル：ＶｍＣＯＭ）を切り替えて、低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４の一次側のフォトダイオードに流れる電流を制御することにより、一定の周期で各低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４をスイッチングする。ここで、低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４のスイッチング周波数は、上述したように１ｋＨｚ以下である。

一方、スイッチング制御回路１５０が高速スイッチＳ１を低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４よりも短い周期でスイッチングすることにより、低電圧ＶｅｘＬが信号ラインＶＯＵＴに出力されるとともに、スイッチング制御回路１６０が電源切替用スイッチＳ２をスイッチングすることにより、高電圧ＶｅｘＨが信号ラインＶＯＵＴに出力される。ここで、高速スイッチＳ１のスイッチング周波数は、上述したように１０ｋＨｚ以上である。

上述の高速スイッチＳ１、電源切替用スイッチＳ２、および低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４のスイッチング動作により、励磁コイルＬｅｘには、低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４の状態に応じて、正極性または負極性且つ直流またはパルス状の励磁電圧Ｖｅｘが印加される。これにより、励磁コイルＬｅｘには、正極性または負極性の励磁電流Ｉｅｘが流れる。以下、励磁電流Ｉｅｘの電流経路について、図を用いて詳細に説明する。

図３Ａ〜３Ｄは、実施の形態１に係る励磁回路における励磁電流の電流経路を示す図である。図３Ａ〜３Ｄには、励磁回路１５における一部の回路構成のみが図示されている。 ここでは、電源切替用スイッチＳ２がオフしている場合について説明する。

先ず、励磁極性が“正極性”の場合の電流経路について説明する。
励磁極性が“正極性”の場合、低速スイッチＳ１１，Ｓ１４がオンし、低速スイッチＳ１２，Ｓ１３がオフしている。この状態において、高速スイッチＳ１がオンしたとき、図３Ａに示すように、励磁電流Ｉｅｘは、信号ラインＶｅｘＬから、高速スイッチＳ１、低速スイッチＳ１１、ダイオードＤ１１、励磁コイルＬｅｘ、低速スイッチＳ１４、ダイオードＤ１４、および電流検出用抵抗Ｒｓを経由して、信号ラインＶｅｘＣＯＭに流れ込み、励磁コイルＬｅｘは正極性に励磁される。このとき、励磁コイルＬｅｘにはエネルギーが蓄えられる。

一方、図３Ｂに示すように、高速スイッチＳ１がオフしたときは、高速スイッチＳ１がオンしているときに励磁コイルＬｅｘに蓄えられたエネルギーにより、信号ラインＶｅｘＣＯＭから、ダイオードＤ１、低速スイッチＳ１１、ダイオードＤ１１、励磁コイルＬｅｘ、低速スイッチＳ１４、ダイオードＤ１４、および電流検出用抵抗Ｒｓを経由して、信号ラインＶｅｘＣＯＭに電流が流れ込む。これにより、高速スイッチＳ１がオフする期間においても、正極性の励磁電流Ｉｅｘが保持される。

次に、励磁極性が“負極性”の場合の電流経路について説明する。
励磁極性が“負極性”の場合、低速スイッチＳ１１，Ｓ１４がオフし、低速スイッチＳ１２，Ｓ１３がオンしている。この状態において、高速スイッチＳ１がオンしたとき、図３Ｃに示すように、励磁電流Ｉｅｘは、信号ラインＶｅｘＬから、高速スイッチＳ１、低速スイッチＳ１３、ダイオードＤ１３、励磁コイルＬｅｘ、低速スイッチＳ１２、ダイオードＤ１２、および電流検出用抵抗Ｒｓを経由して、信号ラインＶｅｘＣＯＭに流れ込み、励磁コイルＬｅｘは負極性に励磁される。このとき、励磁コイルＬｅｘにはエネルギーが蓄えられる。

一方、図３Ｄに示すように、高速スイッチＳ１がオフしたときは、高速スイッチＳ１がオンしているときに励磁コイルＬｅｘに蓄えられたエネルギーにより、信号ラインＶｅｘＣＯＭから、ダイオードＤ１、低速スイッチＳ１３、ダイオードＤ１３、励磁コイルＬｅｘ、低速スイッチＳ１２、ダイオードＤ１２、および電流検出用抵抗Ｒｓを経由して、信号ラインＶｅｘＣＯＭに電流が流れ込む。これにより、高速スイッチＳ１がオフする期間においても、負極性の励磁電流Ｉｅｘが保持される。

ここで、逆流防止素子としてのダイオードＤ１１〜Ｄ１４について詳細に説明する。
上述したように、ダイオードＤ１１〜Ｄ１４は、高速スイッチＳ１がオフしたときに、励磁電流Ｉｅｘが電流検出用抵抗Ｒｓを通る経路（図３Ａ〜図３Ｄ参照）以外の経路に流れないようにするための逆流防止素子である。

例えば、低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４の二次側のスイッチ素子としてＭＯＳＦＥＴを用いた場合、図４に示すように、各ＭＯＳＦＥＴのドレイン―ソース間には寄生ダイオードＤｓ１１〜Ｄｓ１４が存在する。そのため、例えば、励磁極性が正極性（低速スイッチＳ１１，Ｓ１４がオンし、低速スイッチＳ１２，Ｓ１３がオフしている）の状態において高速スイッチＳ１がオンからオフに切り替わったときに、図４に示す経路Ｐ１および経路Ｐ２に電流が流れる場合がある。このとき、ダイオードＤ１２，Ｄ１３を低速スイッチＳ１２，１３に夫々直列に配置することにより、経路Ｐ１，Ｐ２に電流が流れることを防止することができる。

同様に、励磁極性が負極性（低速スイッチＳ１１，Ｓ１４がオフし、低速スイッチＳ１２，Ｓ１３がオンしている）の状態において高速スイッチＳ１がオンからオフに切り替わったときには、ダイオードＤ１１，Ｄ１４を低速スイッチＳ１１，１４に夫々直列に配置することにより、電流の逆流を防止することができる。

このように逆流防止素子としてダイオードＤ１１〜Ｄ１４を適切に配置することにより、高速スイッチＳ１がオフしている期間において励磁電流Ｉｅｘの全てを抵抗検出用抵抗Ｒｓに流れるようにすることが可能となる。すなわち、低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４のＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードＤｓ１１〜Ｄｓ１４を経由した電流が発生し得る状況であっても、励磁電流Ｉｅｘの逆流を防止し、励磁電流Ｉｅｘの全てを電流検出用抵抗Ｒｓに流し込むことが可能となる。これにより、例えば、電源電圧ＶｅｘＨの変動や励磁コイルＬｅｘの発熱によるコイル抵抗の変化等の外乱要因の発生があったとしても、スイッチング制御回路１５０によるフィードバック制御によって励磁電流を一定値に保持することが可能となり、励磁電流Ｉｅｘのより正確な計測・制御が可能となる。

励磁電流Ｉｅｘは、電流検出用抵抗Ｒｓを介して信号ラインＶｅｘＣＯＭに流れ込むことにより、電流検出用抵抗Ｒｓによって検出電圧ＶＦＢに変換され、スイッチング制御回路１５０の誤差増幅回路１５１の反転入力端子（−端子）と、スイッチング制御回路１６０のコンパレータ１６１の反転入力端子（−端子）に夫々入力される。

次に、スイッチング制御回路１５０およびスイッチング制御回路１６０の動作について詳細に説明する。

図５は、実施の形態１に係る励磁回路１５の動作時の各ノードの電圧および電流を示すタイミングチャートである。
図５には、高電圧ＶｅｘＨ＝８０Ｖ，低電圧ＶｅｘＬ＝２４Ｖ、励磁電流Ｉｅｘの第１目標電流値Ｉｒｅｆ１および第２目標値Ｉｒｅｆ２を夫々１００ｍＡ（絶対値）、スイッチング制御回路１５０によるＰＷＭ信号の最大デューティ比（最大パルス幅）を１００％とした場合のシミュレーション結果が示されている。

図５に示すように、時刻ｔ１において、低速スイッチＳ１１，Ｓ１４がオンし、低速スイッチＳ１２，Ｓ１３がオフすると、励磁電流Ｉｅｘの極性が負極性から正極性に切り替わる。これにより、電流検出用抵抗Ｒｓの電流は一旦０ｍＡとなる。このとき、図５に示すように、電流検出用抵抗Ｒｓの検出電圧ＶＦＢは第２基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも小さいため、スイッチング制御回路１６０のコンパレータ１６１は、ハイレベルの出力電圧ＶＣＭＰを出力し、電源切替用スイッチＳ２をオンさせる。これにより、信号ラインＶＯＵＴには、電源電圧として高電圧ＶｅｘＨが供給され、励磁電流Ｉｅｘが正の方向に徐々に増加するとともに、電流検出用抵抗Ｒｓの電流が正の方向に徐々に増加する。

また、検出電圧ＶＦＢは、第１基準電圧Ｖｒｅｆ１（＝Ｖｒｅｆ２）よりも十分に小さいため、スイッチング制御回路１５０の誤差増幅回路１５１の出力電圧は、周期信号生成回路１５３によって生成される周期信号（例えばのこぎり波）の最大電圧よりも高くなる。その結果、コンパレータ１５４から出力されるＰＷＭ信号は最大デューティ比１００％となり、高速スイッチＳ１もオンする。

すなわち、励磁極性の切り替わり直後は、電源切替用スイッチＳ２のみならず、高速スイッチＳ１もオンする。ただし、ＶｅｘＬ＜ＶｅｘＨであるため、信号ラインＶＯＵＴには、電源切替用スイッチＳ２を介して高電圧ＶｅｘＨが印加され、低電圧ＶｅｘＬは印加されない。

その後、時刻ｔ２において、電流検出用抵抗Ｒｓの電流が第２目標値（１００ｍＡ）に到達すると、スイッチング制御回路１５０による励磁電流Ｉｅｘの定電流制御が開始される。すなわち、図５に示すように、時刻ｔ２において検出電圧ＶＦＢが第２基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも大きくなるので、スイッチング制御回路１６０のコンパレータ１６１がローレベルの出力電圧ＶＣＭＰを出力し、電源切替用スイッチＳ２をオフさせる。

これにより、信号ラインＶＯＵＴへの、電源切替用スイッチＳ２を経由した高電圧ＶｅｘＨの供給が停止し、低電圧ＶｅｘＬからの電源供給に切り替わる。具体的には、図５に示すように、スイッチング制御回路１５０が、電流検出用抵抗Ｒｓの電流が第１目標値（＝１００ｍＡ）と一致するように、ＰＷＭ信号のテューティ比を落として高速スイッチＳ１を駆動する。これにより、時刻ｔ２以降の期間Ｔ２では、励磁電流Ｉｅｘが正の一定値（＋１００ｍＡ）となる。

次に、時刻ｔ３において、低速スイッチＳ１１，Ｓ１４がオフし、低速スイッチＳ１２，Ｓ１３がオンすると、励磁電流Ｉｅｘの極性が正極性から負極性に切り替わる。これにより、電流検出用抵抗Ｒｓの電流が一旦０ｍＡとなる。このとき、図５に示すように、電流検出用抵抗Ｒｓの検出電圧ＶＦＢは第２基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも小さいため、スイッチング制御回路１６０のコンパレータ１６１は、ハイレベルの出力電圧ＶＣＭＰを出力し、電源切替用スイッチＳ２をオンさせる。これにより、信号ラインＶＯＵＴには、電源電圧として高電圧ＶｅｘＨが再び供給され、励磁電流Ｉｅｘが負の方向に徐々に増加するとともに、電流検出用抵抗Ｒｓの電流が正の方向に徐々に増加する。

なお、励磁極性が正極性から負極性に切り替わった直後は、上述した励磁極性が負極性から正極性に切り替わった直後と同様に、スイッチング制御回路１５０によって高速スイッチＳ１もオンする（ＰＷＭ信号のデューティ比１００％となる）が、ＶｅｘＬ＜ＶｅｘＨであるため、信号ラインＶＯＵＴには、高電圧ＶｅｘＨが印加され、低電圧ＶｅｘＬは印加されない。

その後、時刻ｔ４において、電流検出用抵抗Ｒｓの電流が第２目標値（＝１００ｍＡ）に到達すると、スイッチング制御回路１５０による励磁電流Ｉｅｘの定電流制御が再開始される。すなわち、図５に示すように、時刻ｔ４において検出電圧ＶＦＢが第２基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも大きくなるので、スイッチング制御回路１６０のコンパレータ１６１は、ローレベルの出力電圧ＶＣＭＰを出力し、電源切替用スイッチＳ２をオフさせる。

これにより、信号ラインＶＯＵＴへの高電圧ＶｅｘＨの供給が停止し、低電圧ＶｅｘＬからの電源供給に切り替わる。具体的には、図５に示すように、スイッチング制御回路１５０が、電流検出用抵抗Ｒｓの電流が第１目標値（＝１００ｍＡ）と一致するように、ＰＷＭ信号のテューティ比を落として高速スイッチＳ１を駆動する。これにより、励磁電流Ｉｅｘが負の一定値（−１００ｍＡ）となる。

このように、実施の形態１に係る励磁回路１５では、図５に示すように、励磁電流Ｉｅｘ（電流検出用抵抗Ｒｓの電流）が第２目標値Ｉｒｅｆ２に到達するまでの期間Ｔ１では高電圧ＶｅｘＨによって励磁コイルＬｅｘを直流駆動し、励磁電流Ｉｅｘ（電流検出用抵抗Ｒｓの電流）が第２目標値Ｉｒｅｆ２に到達した後の期間Ｔ２においては、低電圧ＶｅｘＬによって励磁コイルＬｅｘをパルス駆動する。

〈本発明に係る励磁回路の効果〉
以上、本発明に係る励磁回路によれば、励磁極性を切り替えるための低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４と、励磁コイルＬｅｘを直接パルス駆動して励磁電流を定電流制御するための高速スイッチＳ１と、電流検出用抵抗Ｒｓと、励磁コイルＬｅｘとを図２Ａに示すように接続し、高速スイッチＳ１を、低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４とは別に、スイッチング制御回路１５０によって電流検出用抵抗Ｒｓを流れる電流が一定になるように駆動することにより、上述の特許文献１の励磁回路のように励磁電流を定電流駆動するためのパワートランジスタのような発熱量の大きい部品が不要となる。これにより、放熱器を設けなくても励磁電流の大電流化が可能となるので、流量信号の信号レベルを大きくして計測安定性の向上を図りつつ、電磁流量計を小型化することが可能となる。

また、本励磁回路は、励磁コイルを直接パルス駆動する回路構成を有しているので、上述の特許文献２に開示された励磁回路のように励磁電圧を直流化するためのインダクタおよび安定化容量（出力コンデンサ）から成る直流化回路が不要となり、回路の応答性が高まる。これにより、励磁周波数を高くして計測安定性を向上させることが可能となる。

また、本励磁回路によれば、励磁極性を切り替えるための低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４と、励磁コイルＬｅｘを直接パルス駆動して励磁電流を定電流制御するための高速スイッチＳ１とを別個に制御する構成を有していることから、低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４を駆動するドライブ回路をより簡単な回路構成で実現することが可能となり、電磁流量計を小型にすることが可能となる。

例えば、特許文献３の励磁回路では、上述したように、一組のハイサイドスイッチによって励磁極性の切替と励磁コイルのパルス駆動を兼ねた回路構成を採用しているため、上記ハイサイドスイッチを最低でも１０ｋＨｚのスイッチング周波数で高速スイッチングする必要があり、上記ハイサイドスイッチを駆動するためのドライブ回路が複雑となる。 一方、本励磁回路によれば、低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４は励磁極性を切り替える機能のみを担っているので、最大でも１ｋＨｚのスイッチング周波数によってスイッチングすればよく、高速なスイッチングを行う必要がないので、スイッチング損失による発熱は無視できる。そのため、本発明に係る励磁回路１５によれば、従来の励磁回路に比べて励磁電圧および励磁電流を大きくすることが可能となり、電磁流量計の計測安定性を更に向上させることが可能となる。また、低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４を駆動するドライブ回路を簡単な回路構成によって実現することが可能となり、電磁流量計を小型にすることが可能となる。

また、本励磁回路によれば、励磁コイルを駆動するための電圧として高電圧ＶｅｘＨと低電圧ＶｅｘＬの２つを用意し、励磁電流の立ち上げ時は高電圧ＶｅｘＨによって励磁コイルを直流駆動し、その後、低電圧ＶｅｘＬによって励磁コイルをパルス駆動して定電流制御を行うようにしているので、励磁極性が切り替わってから励磁電流が目標電流値に安定するまでの静定時間を早めることができる。これにより、励磁周波数を更に上げることが可能となり、電磁流量計の計測安定性を更に向上させることが可能となる。

また、励磁電流の第２目標値Ｉｒｅｆ２に安定した後は、高速スイッチＳ１をスイッチングすることにより、高電圧ＶｅｘＨよりも低い低電圧ＶｅｘＬを電源電圧として励磁コイルＬｅｘをパルス駆動するので、高電圧ＶｅｘＨを電源電圧としてパルス駆動する場合に比べて、高速スイッチＳ１での発熱を抑えることが可能となる。これにより、放熱器を設けることなく励磁コイルに供給可能な電流量を増加させることが可能となり、電磁流量計の計測安定性を更に向上させることが可能となる。

また、励磁コイルＬｅｘに対する高電圧ＶｅｘＨの供給を制御する電源切替用スイッチＳ２は、励磁電流Ｉｅｘが第２目標値Ｉｒｅｆ２よりも低い場合にオンする低速のスイッチング素子であり、高速なスイッチング動作を行わない。そのため、電源切替用スイッチＳ２でのスイッチング損失による発熱は無視できるので、放熱器は不要である。また、電源切替用スイッチＳ２を駆動するスイッチング制御回路１６０を簡単な回路構成によって実現することが可能となるので、電磁流量計の小型化に資する。

また、本励磁回路によれば、スイッチング制御回路１５０として、汎用の電源ＩＣ（ＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ）を用いることができるので、電磁流量計を更に小型化することが可能となる。

以上のように、本励磁回路によれば、計測安定性の向上と小型化を両立することができるので、計測安定性の高い小型の電磁流量計を実現することが可能となる。

また、実施の形態１に係る励磁回路１５によれば、電流検出用抵抗Ｒｓの一端の電位と、スイッチング制御回路１５０の基準電位とが共通（ＶｅｘＣＯＭ）であることから、電流検出用抵抗Ｒｓの他端をスイッチング制御回路１５０の誤差増幅回路１５１の反転入力端子に直接接続することができる。これにより、上述の特許文献３の励磁回路のように電流検出のために絶縁された別電源や特殊な信号変換回路等を設ける必要がないので、励磁回路が複雑にならず、電磁流量計の小型化が可能となる。

また、実施の形態１に係る励磁回路１５によれば、図２Ａおよび図２Ｂに示すようにダイオードＤ１１〜Ｄ１４を低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４に夫々直列に接続しているので、低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４の二次側のスイッチ素子としてＭＯＳＦＥＴを用いた場合に各ＭＯＳＦＥＴのドレイン―ソース間に存在する寄生ダイオードＤｓ１１〜Ｄｓ１４を介して電流が逆流することを防止することができる。
これによれば、上述したように、低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４の寄生ダイオードＤｓ１１〜Ｄｓ１４を経由した電流が発生し得る状況であっても、励磁電流Ｉｅｘの全てを電流検出用抵抗Ｒｓに流し込むことが可能となるので、電源電圧ＶｅｘＨの変動等の外乱要因の発生があったとしても、より正確な励磁電流の計測・制御が可能となる。

また、ダイオードＤ１１〜Ｄ１４を低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４に夫々直列に接続することにより、励磁極性の切り替え時に発生する励磁コイルの逆起電力によって低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４に耐圧を超えた電圧が印加されることを防止できる。

また、電源切替用スイッチＳ２のオン・オフを切り替えるスイッチング制御回路１６０の出力信号ＶＣＭＰにヒステリシスを持たせることにより、電源切替用スイッチＳ２のオン・オフの切替時のチャタリングを防止することが可能となる。

≪実施の形態２≫
〈実施の形態２に係る励磁回路の構成〉
図６は、実施の形態２に係る励磁回路の構成を示す図である。
同図に示される励磁回路１５Ａは、スイッチング制御回路から出力されるＰＷＭ信号の最大デューティ比が１００％未満である点において実施の形態１に係る励磁回路１５と相違し、それ以外の点においては、実施の形態１に係る励磁回路１５と同様である。

具体的に、励磁回路１５Ａにおけるスイッチング制御回路１５０Ａは、誤差増幅回路１５１の出力電圧が制限されている。より具体的には、図６に示すように、誤差増幅回路１５１の反転入力端子（−端子）と誤差増幅回路１５１の出力端子との間に電圧制限素子とＺＤ１が接続され、上記反転入力端子と信号ラインＶＦＢとの間に抵抗Ｒ２４が接続されている。電圧制限素子ＺＤ１は、例えばツェナーダイオードであり、カソードが誤差増幅回路１５１の出力端子に接続され、アノードが誤差増幅回路１５１の反転入力端子に接続されている。

誤差増幅回路１５１は、基準電圧Ｖｒｅｆ１よりも検出電圧ＶＦＢが低い場合、基準電圧Ｖｆｅｆ１よりも大きい電圧を出力する。検出電圧ＶＦＢが更に低くなると、誤差増幅回路１５１の出力電圧は上昇するが、ツェナーダイオードＺＤ１に電流が流れ始めると、その出力電圧の上昇が制限される。このとき、上記出力電圧が周期信号発生回路１５３の出力信号（例えば、のこぎり波）の最大電圧（のこぎり波のピーク電圧）よりも低くなるように、ツェナーダイオードＺＤ１および抵抗Ｒ２４の定数が設定されている。
これにより、コンパレータ１５４から出力されるＰＷＭ信号の最大デューティ比が１００％未満に制限される。

図７は、実施の形態２に係る励磁回路１５Ａの動作時の各ノードの電圧および電流を示すタイミングチャートである。図７に示されるシミュレーション結果のシミュレーション条件は、上述の図５と同様である。

図７に示すように、励磁電流の立ち上げ期間Ｔ１（電源切替用スイッチＳ２がオンしている期間）では、図８Ａに示すようにスイッチング制御回路１５０のコンパレータ１５４のＰＷＭ信号のデューティ比を１００％未満で待機させる。その後、励磁電流Ｉｅｘが立ち上がり、電源切替用スイッチＳ２がオフしたら、図８Ｂに示すように、スイッチング制御回路１５０はＰＷＭ信号のデューティ比を更に下げて、励磁電流Ｉｅｘの定電流制御を開始する。この場合の定電流制御は、コンパレータ１５４のデューティ比が１００％よりも低い状態（図８Ａの状態）から開始される。

〈実施の形態２に係る励磁回路の効果〉
実施の形態２に係る励磁回路１５Ａによれば、スイッチング制御回路１５０Ａによる励磁電流Ｉｅｘの定電流制御が開始された直後は、ＰＷＭ信号のデューティ比が適正値に到達するまでの時間が短くなるので、励磁電流Ｉｅｘのオーバーシュートを防止（または低減）することができる。これにより、励磁周波数を更に高くすることが可能となり、電磁流量計の計測安定性を更に向上させることが可能となる。

例えば、励磁コイルＬｅｘの抵抗Ｒｅｘを１００Ω、励磁電流Ｉｅｘを１００ｍＡとした場合、励磁コイルＬｅｘに必要な励磁電圧Ｖｅｘの平均値Ｖｅｘ＿ａｖｅは、式（１）で表される。

更に、低電圧Ｖｅｘを＝２４Ｖ、励磁回路１５Ａの期間Ｔ２における電圧―電流変換効率ηを８０％とすると、ＰＷＭ信号のデューティ比Ｄは、式（２）で表される。

したがって、ＰＷＭ信号の最大デューティ比Ｄｍａｘは、外乱影響を考慮して、５２％より十分余裕のある値（例えば６５％）にしておけばよい。
これによれば、ＰＷＭ信号の最大デューティ比を制限しない場合には、電源切替用スイッチＳ２がオフになったタイミングから励磁電流Ｉｅｘが静定するまでに、ＰＭＷ信号のデューティ比は１００％から５２％まで変化するが、上記のようにＰＷＭ信号の最大デューティ比を６５％に制限した場合、電源切替用スイッチＳ２がオフになったタイミングから励磁電流Ｉｅｘが静定するまでに、ＰＷＭ信号のデューティ比は、６５％から５２％まで変化となる。したがって、ＰＷＭ信号のデューティ比を制限する場合に比べて、励磁電流Ｉｅｘのオーバーシュートが小さくなり、静定時間をより短くすることが可能となる。

≪実施の形態３≫
〈実施の形態３に係る励磁回路の構成〉
図９は、実施の形態３に係る励磁回路の構成を示す図である。
同図に示される励磁回路１５Ｂは、スイッチング制御回路がＰＦＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御によって高速スイッチＳ１を駆動する点において実施の形態１に係る励磁回路１５と相違し、それ以外の点においては、実施の形態１に係る励磁回路１５と同様である。

具体的に、励磁回路１５Ｂは、高速スイッチＳ１を駆動するための回路として、電流検出用抵抗Ｒｓの検出電圧ＶＦＢに基づいて、ＰＦＭ方式で高速スイッチＳ１を制御するスイッチング制御回路１５０Ｂを備える。

スイッチング制御回路１５０Ｂは、電流検出用抵抗Ｒｓに流れる電流と目標電流値との差に応じて周波数を可変したＰＦＭ信号を生成し、ＰＦＭ信号に基づいて高速スイッチＳ１をスイッチングする。

スイッチング制御回路１５０Ｂとしては、図９に示すように、コンパレータ（ＣＭＰ）１５６、パルス生成回路１５７、およびドライブ回路１５５から成る回路を例示することができる。

コンパレータ（ＣＭＰ）１５６は、励磁電流Ｉｅｘの第１目標値Ｉｒｅｆ１に対応する基準電圧Ｖｒｅｆ１と、電流検出用抵抗Ｒｓによる検出電圧ＶＦＢとを比較し、比較結果を出力する。パルス生成回路１５７は、パルス幅（オン時間）が固定された２値信号を、コンパレータ１５６の比較結果に基づく周期で出力する。ドライブ回路１５５は、パルス生成回路１５７から出力された２値信号（ＰＦＭ信号）をバッファして、パワートランジスタから成る高速スイッチＳ１を駆動する。

〈実施の形態３に係る励磁回路の効果〉
実施の形態３に係る励磁回路１５Ｂによれば、誤差増幅回路（および位相補償器）を用いていないので、ＰＷＭ方式よりも応答速度が速くなる。これにより、励磁周波数を更に高くすることが可能となり、電磁流量計の計測安定性を更に向上させることが可能となる。

≪実施の形態４≫
〈実施の形態４に係る励磁回路の構成〉
図１０は、実施の形態４に係る励磁回路の構成を示す図である。
同図に示される励磁回路１５Ｃは、電流還流素子としての２個のフライホイール・ダイオードを有する点において実施の形態１に係る励磁回路１５と相違し、それ以外の点においては、実施の形態１に係る励磁回路１５と同様である。

具体的に、励磁回路１５Ｃは、電流還流素子として、ダイオードＤ１の代わりにダイオードＤ１ａ，Ｄ１ｂを備える。ダイオードＤ１ａは、アノードが信号ラインＶｅｘＣＯＭに接続され、カソードが励磁コイルＬｅｘの一端（ノードｎ０１）に接続されている。ダイオードＤ１ｂは、アノードが信号ラインＶｅｘＣＯＭに接続され、カソードが励磁コイルＬｅｘの他端（ノードｎ０２）に接続されている。

ここで、励磁回路１５Ｃにおいて、電源切替用スイッチＳ２がオフしているときの励磁電流Ｉｅｘの電流経路について、図を用いて説明する。
図１１Ａ〜１１Ｄは、実施の形態４に係る励磁回路１５Ｃにおける励磁電流の電流経路を示す図である。図１１Ａ〜１１Ｄには、励磁回路１５Ｃにおける一部の回路構成のみが図示されている。

先ず、励磁極性が“正極性”の場合の電流経路について説明する。
励磁極性が“正極性”の場合、低速スイッチＳ１１，Ｓ１４がオンし、低速スイッチＳ１２，Ｓ１３がオフしている。この状態において、高速スイッチＳ１がオンしたときの電流経路は、実施の形態１に係る励磁回路１５と同様である。具体的には、図１１Ａに示すように、励磁電流Ｉｅｘは、信号ラインＶｅｘＬから、高速スイッチＳ１、低速スイッチＳ１１、ダイオードＤ１１、励磁コイルＬｅｘ、低速スイッチＳ１４、ダイオードＤ１４、および電流検出用抵抗Ｒｓを経由して、信号ラインＶｅｘＣＯＭに流れ込み、励磁コイルＬｅｘは正極性に励磁される。このとき、励磁コイルＬｅｘにはエネルギーが蓄えられる。

一方、高速スイッチＳ１がオフしたときは、図１１Ｂに示すように、高速スイッチＳ１がオンしているときに励磁コイルＬｅｘに蓄えられたエネルギーにより、信号ラインＶｅｘＣＯＭから、ダイオードＤ１ａ、励磁コイルＬｅｘ、低速スイッチＳ１４、ダイオードＤ１４、および電流検出用抵抗Ｒｓを経由して、信号ラインＶｅｘＣＯＭに電流が流れ込む。これにより、高速スイッチＳ１がオフする期間においても、正極性の励磁電流Ｉｅｘが保持される。

次に、励磁極性が“負極性”の場合の電流経路について説明する。
励磁極性が“負極性”の場合、低速スイッチＳ１１，Ｓ１４がオフし、低速スイッチＳ１２，Ｓ１３がオンしている。この状態において、高速スイッチＳ１がオンしたときの電流経路は、実施の形態１に係る励磁回路１５と同様である。具体的には、図１１Ｃに示すように、励磁電流Ｉｅｘは、信号ラインＶｅｘＬから、高速スイッチＳ１、低速スイッチＳ１３、ダイオードＤ１３、励磁コイルＬｅｘ、低速スイッチＳ１２、ダイオードＤ１２、および電流検出用抵抗Ｒｓを経由して、信号ラインＶｅｘＣＯＭに流れ込み、励磁コイルＬｅｘは負極性に励磁される。このとき、励磁コイルＬｅｘにはエネルギーが蓄えられる。

一方、高速スイッチＳ１がオフしたときは、図１１Ｄに示すように、高速スイッチＳ１がオンしているときに励磁コイルＬｅｘに蓄えられたエネルギーにより、信号ラインＶｅｘＣＯＭから、ダイオードＤ１ｂ、励磁コイルＬｅｘ、低速スイッチＳ１２、ダイオードＤ１２、および電流検出用抵抗Ｒｓを経由して、信号ラインＶｅｘＣＯＭに電流が流れ込む。これにより、高速スイッチＳ１がオフする期間においても、負極性の励磁電流Ｉｅｘが保持される。

このように、励磁回路１５Ｃによれば、励磁極性が正極性である場合に高速スイッチＳ１がオフしたときには、ダイオードＤ１ａを経由して励磁電流Ｉｅｘを還流させ、励磁極性が負極性である場合に高速スイッチＳ１がオフしたときには、ダイオードＤ１ｂを経由して励磁電流Ｉｅｘを還流させることができる。

〈実施の形態４に係る励磁回路の効果〉
実施の形態４に係る励磁回路１５Ｃによれば、励磁極性が正極性である場合と負極性である場合とにおいて、夫々異なるダイオードＤ１ａ，Ｄ１ｂを通して励磁電流を還流させるので、励磁極性によらず一つのダイオードＤ１を用いて電流を還流させる場合に比べて、一つのダイオードによる発熱量の平均値を小さくすることができる。これにより、励磁電流の更なる大電流化が可能となり、電磁流量計の計測安定性を更に向上させることが可能となる。

≪実施の形態５≫
〈実施の形態５に係る励磁回路の構成〉
図１２は、実施の形態５に係る励磁回路の構成を示す図である。
同図に示される励磁回路１５Ｄは、励磁コイルの逆起電力を利用してより大きな励磁電圧を生成する機能を有する点において実施の形態４に係る励磁回路１５Ｃと相違し、それ以外の点においては、実施の形態４に係る励磁回路１５Ｃと同様である。

励磁回路１５Ｄは、励磁極性の切り替え直後に発生する励磁コイルＬｅｘの逆起電力を容量にチャージして回収し、この容量に充電した電圧を次の励磁電流の立ち上げ時の電源電圧（励磁電圧Ｖｅｘ）として利用する機能を有している。

より具体的には、励磁回路１５Ｄは、実施の形態４に係る励磁回路１５Ｃに対して、ダイオードＤ３，Ｄ４，Ｄ５、容量Ｃ１を更に備える。

ダイオードＤ５は、信号ラインＶｅｘＨへ電流が逆流することを防止するための逆流防止素子である。ダイオードＤ５のアノードが信号ラインＶｅｘＨに接続され、ダイオードＤ５のカソードが電源切替用スイッチＳ２の一端（信号ラインＶＩＮ）に接続されている。

容量Ｃ１は、一端が信号ラインＶＩＮに接続され、他端が信号ラインＶｅｘＣＯＭに接続されている。

ダイオードＤ３，Ｄ４は、逆起電力回収用ブリッジ・ダイオード（＋電圧側）である。また、ダイオードＤ１ａ，Ｄ１ｂは、逆起電力回収用ブリッジ・ダイオード（−電圧側）としての機能と、実施の形態４に係る励磁回路１５Ｃと同様に、高速スイッチＳ１がオフしているときに励磁電流Ｉｅｘを還流させる電流還流素子としての機能とを備えている。

ダイオードＤ３のアノードは、励磁コイルＬｅｘの一端（ノードｎ０１）に接続され、ダイオードＤ３のカソードは、信号ラインＶＩＮに接続されている。

ダイオードＤ４のアノードは、励磁コイルＬｅｘの他端（ノードｎ０２）に接続され、ダイオードＤ４のカソードは、信号ラインＶＩＮに接続されている。

図１３は、実施の形態５に係る励磁回路１５Ｄの各ノードの電圧および電流のタイミングチャートである。図１３に示されるシミュレーション結果のシミュレーション条件は、上述の図５と同様である。

図１３に示すように、時刻ｔ１において、励磁コイルＬｅｘの励磁極性が負極性から正極性に切り替わる（スイッチＳ１１，Ｓ１４がオンし、スイッチＳ１２，Ｓ１３がオフする）と、励磁コイルＬｅｘの両端に、負極性の励磁電流Ｉｅｘを維持する方向に逆起電圧が生じる。この逆起電圧により、ダイオードＤ３から容量Ｃ１に電荷が充電され、信号ラインＶＩＮには高電圧ＶｅｘＨを超える電圧ＶＩＮが印加される。このとき、ダイオードＤ５により、信号ラインＶｅｘＨ側への電流の逆流が阻止される。

これにより、励磁電流Ｉｅｘの立ち上げ時には、高電圧ＶｅｘＨよりも大きな励磁電圧Ｖｅｘを励磁コイルＬｅｘに印加することができるので、励磁電流Ｉｅｘの立ち上がり時間を更に短くすることができる。

励磁電流Ｉｅｘの立ち上がり後の時刻ｔ２以降の期間では、実施の形態４に係る励磁回路１５Ｃと同様の制御となる。すなわち、高速スイッチＳ１がオンしているときは、低電圧ＶｅｘＬが高速スイッチＳ１を介して励磁コイルＬｅｘに印加され、図１１Ａと同様の経路で励磁電流Ｉｅｘが流れる。一方、高速スイッチＳ１がオフしているときは、ダイオードＤ１ａを介して、図１１Ｂと同様の経路で励磁電流Ｉｅｘが流れる。

その後、図１３の時刻ｔ３において、励磁コイルＬｅｘの励磁極性が正極性から負極性に切り替わる（スイッチＳ１１，Ｓ１４がオフし、スイッチＳ１２，Ｓ１３がオンする）と、励磁コイルＬｅｘの両端に、励磁電流Ｉｅｘを維持する方向に逆起電圧が生じる。この逆起電圧により、ダイオードＤ４から容量Ｃ１に電荷が充電され、信号ラインＶＩＮには高電圧ＶｅｘＨを超える電圧ＶＩＮが印加される。

これにより、励磁電流Ｉｅｘの立ち下げ時にも、高電圧ＶｅｘＨよりも大きな励磁電圧Ｖｅｘを励磁コイルＬｅｘに印加することができるので、励磁電流Ｉｅｘの立ち下がり時間を更に短くすることができる。

励磁電流Ｉｅｘの立ち下がり後の時刻ｔ４以降の期間では、実施の形態４に係る励磁回路１５Ｃと同様の制御となる。すなわち、高速スイッチＳ１がオンしているときは、低電圧ＶｅｘＬが高速スイッチＳ１を介して励磁コイルＬｅｘに印加され、図１１Ｃと同様の経路で励磁電流Ｉｅｘが流れる。一方、高速スイッチＳ１がオフしているときは、ダイオードＤ１ｂを介して、図１１Ｄと同様の経路で励磁電流Ｉｅｘが流れる。

〈実施の形態５に係る励磁回路の効果〉
実施の形態５に係る励磁回路１５Ｄによれば、高電圧ＶｅｘＨよりも大きい電圧によって励磁コイルＬｅｘを励磁することができるので、励磁電流Ｉｅｘが安定するまでの時間（静定時間）を更に短縮することができる。これにより、励磁周波数を更に上げることが可能となり、電磁流量計の計測安定性を更に向上させることが可能となる。

≪実施の形態の拡張≫
以上、本発明者らによってなされた発明を実施の形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。

例えば、上記実施の形態では、各低速スイッチＳ１１〜Ｓ１４に逆流防止素子としてのダイオードＤ１１〜Ｄ１４を夫々直列に接続する回路構成を例示したが、これに限れられない。例えば、高速スイッチＳ１がオフしたときの電流の逆流による影響が、電磁流量計に要求される計測安定性に対して無視できる場合には、図１４に示す励磁回路１５Ｅのように、逆流防止素子としてのダイオードＤ１１〜Ｄ１４を設けなくてもよい。

また、実施の形態４，５において、電流還流素子として、ダイオードＤ１の代わりに２つのダイオードＤ１ａ，Ｄ１ｂを設ける場合を例示したが、これに限られず、２つのダイオードＤ１ａ，Ｄ１ｂに加えて、信号ラインＶＯＵＴと信号ラインＶｅｘＣＯＭとの間にダイオードＤ１が接続されていてもよい。

また、上記実施の形態では、逆流防止素子としてダイオードＤ１１〜Ｄ１４を用いる場合を例示したが、これに限られず、ハイサイドのダイオードＤ１１，Ｄ１３の代わりに、図１５Ａに示すトランジスタＭＰ１，ＭＰ２から成るハイサイドのスイッチ回路Ｓ１１Ｄ，Ｓ１３Ｄを、ローサイドのダイオードＤ１２，Ｄ１４の代わりに、図１５Ｂに示すトランジスタＭＰ１，ＭＰ２から成るローサイドのスイッチ回路Ｓ１２Ｄ，Ｓ１４Ｄを、夫々用いてもよい。

これによれば、ダイオードＤ１１〜Ｄ１４での発熱がなくなるので、励磁電流の更なる大電流化が可能となり、電磁流量計の計測安定性を更に向上させることが可能となるとともに、励磁回路の電源回路としての効率を高めることも可能となる。また、これによれば、ダイオードＤ１１〜Ｄ１４における電圧降下を減らすことができるので、励磁電圧Ｖｅｘのロスを低減することができる。これにより、高電圧ＶｅｘＨおよび低電圧ＶｅｘＬ（出力電圧ＶＯＵＴ）として大きな電圧を供給することができない２線式の電磁流量計や電池式（バッテリ駆動方式）の電磁流量計にも本励磁回路を適用することが可能となる。

なお、図１５Ａでは、ハイサイドのスイッチ回路Ｓ１１，Ｓ１３を構成するトランジスタとしてＰチャネル型のＭＯＳトランジスタ（ＭＰ１，ＭＰ２）を用いる場合を例示したが、これに限られず、Ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタを用いてもよい。なお、この場合には、上記Ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタを駆動するためのブートストラップ回路等を設ける必要がある。

また、実施の形態４，５において、ＰＷＭ方式のスイッチング制御回路１５０を用いる場合を例示したが、実施の形態３に示したＰＦＭ方式のスイッチング制御回路１５０Ｂを用いてもよい。また、実施の形態４，５において、スイッチング制御回路１５０の代わりに、ＰＭＷ信号の最大デューティ比を制限するスイッチング制御回路１５０Ａを用いてもよい。

また、上記実施の形態において、整流素子としてダイオード（Ｄ１，Ｄ１ａ，Ｄ１ｂ等）を用いる場合を例示したが、トランジスタ等に置き換えて適宜オン・オフを制御することにより、整流機能を実現してもよい。

また、実施の形態１〜３においてＤ１のカソードは、信号ラインＶＯＵＴ（Ｄ２のカソード側）に接続している場合を例示したが、Ｄ２のアノード側に接続してもよい。

また、上記説明では、各実施の形態に係る励磁回路を容量式の電磁流量計に適用する場合を例示したが、接液式の電磁流量計にも同様に適用することができる。

１０…電磁流量計、１１…電源回路、１１Ａ…制御回路、１１Ｂ…スイッチングトランス、１１Ｃ…整流回路、１１Ｄ，１３…電圧レギュレータ（ＲＥＧ）、１２…昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ、１４…データ処理制御回路、１５，１５Ａ，１５Ｂ，１５Ｃ，１５Ｄ，１５Ｅ…励磁回路、１６…検出器、１７…設定・表示器、１５０，１５０Ａ，１５０Ｂ，１６０…スイッチング制御回路、１５１…誤差増幅回路、１５２…位相補償器、１５３…周期信号発生回路、ＺＤ１…ツェナーダイオード、１５４，１５６，１６１…コンパレータ、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ２１〜Ｒ２４…抵抗、１５５，１６２…ドライブ回路、Ｅ１，Ｅ２…電極、Ｐｅｘ…測定管、Ｌｅｘ…励磁コイル、ＶｅｘＨ…高電圧（第１励磁用直流電圧），信号ライン、ＶｅｘＬ…低電圧（第２励磁用直流電圧），信号ライン、ＶｅｘＣＯＭ…共通電圧，信号ライン、ＶＯＵＴ…出力電圧，信号ライン、ＶＦＢ…検出電圧，信号ライン、Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２…基準電圧、ＶＩＮ…信号ライン，電圧、Ｉｅｘ…励磁電流、Ｖｅｘ…励磁電圧、Ｓ１…高速スイッチ、Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３，Ｓ１４…低速スイッチ、Ｓ２…電源切替用スイッチ、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ１３，Ｄ１４，Ｄ１ａ，Ｄ１ｂ，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５…ダイオード、Ｒｓ…電流検出用抵抗、Ｓ１１Ｄ，Ｓ１２Ｄ，Ｓ１３Ｄ，Ｓ１４Ｄ…スイッチ回路，ＺＤ１…ツェナーダイオード。

Claims (10)

1. 電磁流量計の励磁コイルに対して励磁電流を供給する励磁回路であって、
   第１直流電圧が供給される第１ラインと、
   前記第１直流電圧よりも高い第２直流電圧が供給される第２ラインと、
   第３ラインと、
   前記第１ラインと前記第３ラインとの間に接続された第１スイッチと、
   前記第２ラインと前記第３ラインとの間に接続された第２スイッチと、
   前記第１ラインと前記第３ラインとの間に、前記第１スイッチと直列に接続され、前記第１ライン側から前記第３ライン側へ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する第１電源用逆流防止素子と、
   前記第３ラインの電圧を励磁電圧として前記励磁コイルに印加するとともに、前記励磁コイルの励磁極性の切替周期に応じて前記励磁電圧の極性を入れ替えて前記励磁電流の向きを切り替えるスイッチ回路と、
   前記励磁コイルに流れる前記励磁電流を検出する電流検出素子と、
   前記励磁極性の切替周期よりも短い周期で前記第１スイッチのオンとオフを切り替えて、前記電流検出素子によって検出される電流が第１目標値である一定電流値となるように前記第１スイッチのオン時間とオフ時間との比率を制御する第１スイッチング制御回路と、
   前記電流検出素子によって検出される電流が前記第１目標値以下の第２目標値よりも小さい場合に、前記第２スイッチをオンし、前記電流検出素子によって検出される電流が前記第２目標値よりも大きい場合に、前記第２スイッチをオフする第２スイッチング制御回路と、
   前記第１スイッチがオフしたときに、前記スイッチ回路および前記励磁コイルを経由して前記励磁電流を還流させる少なくとも一つの電流還流素子と、
   前記第２直流電圧よりも低い第３直流電圧が供給される第４ラインと、
   第５ラインと、を備え、
   前記スイッチ回路は、
   前記第３ラインと前記励磁コイルの一端との間に接続され、前記励磁コイルの励磁極性の切替周期に応じてスイッチングされる第３スイッチと、
   前記励磁コイルの前記一端と前記第５ラインとの間に接続され、前記励磁極性の切替周期に応じて前記第３スイッチと逆相でスイッチングされる第４スイッチと、
   前記第３ラインと前記励磁コイルの他端との間に接続され、前記励磁極性の切替周期に応じて前記第３スイッチと逆相でスイッチングされる第５スイッチと、
   前記励磁コイルの前記他端と前記第５ラインとの間に接続され、前記励磁極性の切替周期に応じて前記第３スイッチと同相でスイッチングされる第６スイッチと、
   前記第３ラインと前記励磁コイルの前記一端との間に、前記第３スイッチと直列に接続され、前記第３ライン側から前記励磁コイルの前記一端側へ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する第１逆流防止素子と、
   前記励磁コイルの前記一端と前記第５ラインとの間に、前記第４スイッチと直列に接続され、前記励磁コイルの前記一端側から前記第５ライン側へ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する第２逆流防止素子と、
   前記第３ラインと前記励磁コイルの前記他端との間に、前記第５スイッチと直列に接続され、前記第３ライン側から前記励磁コイルの前記他端側へ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する第３逆流防止素子と、
   前記励磁コイルの前記他端と前記第５ラインとの間に、前記第６スイッチと直列に接続され、前記励磁コイルの前記他端側から前記第５ライン側へ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する第４逆流防止素子と、を有し、
   前記電流検出素子は、前記第４ラインと前記第５ラインとの間に接続された抵抗であり、
   前記第１スイッチング制御回路は、前記抵抗の両端の電圧が前記第１目標値に対応する第１基準電圧と一致するように、前記第１スイッチのオンとオフを切り替え、
   前記第２スイッチング制御回路は、前記抵抗の両端の電圧が前記第２目標値に対応する第２基準電圧よりも低い場合に、前記第２スイッチをオンし、前記抵抗の両端の電圧が前記第２基準電圧よりも高い場合に、前記第２スイッチをオフする
   ことを特徴とする励磁回路。
2. 請求項１に記載の励磁回路において、
   前記第１スイッチング制御回路は、前記抵抗に流れる電流と前記第１目標値との差に応じて、デューティ比１００％未満のＰＷＭ信号を出力し、前記第１スイッチをスイッチン
   グする
   ことを特徴とする励磁回路。
3. 請求項２に記載の励磁回路において、
   前記第１スイッチング制御回路は、
   前記抵抗の両端の電圧と前記第１基準電圧との差に応じた誤差信号を生成する誤差増幅回路と、
   周期信号を生成する周期信号発生回路と、
   前記誤差信号と前記周期信号とを比較し、その比較結果に応じた前記ＰＷＭ信号を生成するコンパレータと、
   前記誤差信号の電圧を制限する電圧制限素子と、を有する
   ことを特徴とする励磁回路。
4. 請求項１に記載の励磁回路において、
   前記第１スイッチング制御回路は、前記抵抗に流れる電流と前記第１目標値との差に応じて周波数を可変したＰＦＭ信号を出力し、前記第１スイッチをスイッチングする
   ことを特徴とする励磁回路。
5. 請求項１乃至４の何れか一項に記載の励磁回路において、
   前記電流還流素子は、前記第３ラインと前記第４ラインとの間に接続され、前記第４ラインから前記第３ラインへ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する整流素子を含む
   ことを特徴とする励磁回路。
6. 電磁流量計の励磁コイルに対して励磁電流を供給する励磁回路であって、
   第１直流電圧が供給される第１ラインと、
   前記第１直流電圧よりも高い第２直流電圧が供給される第２ラインと、
   第３ラインと、
   前記第１ラインと前記第３ラインとの間に接続された第１スイッチと、
   前記第２ラインと前記第３ラインとの間に接続された第２スイッチと、
   前記第１ラインと前記第３ラインとの間に、前記第１スイッチと直列に接続され、前記第１ライン側から前記第３ライン側へ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する第１電源用逆流防止素子と、
   前記第３ラインの電圧を励磁電圧として前記励磁コイルに印加するとともに、前記励磁コイルの励磁極性の切替周期に応じて前記励磁電圧の極性を入れ替えて前記励磁電流の向きを切り替えるスイッチ回路と、
   前記励磁コイルに流れる前記励磁電流を検出する電流検出素子と、
   前記励磁極性の切替周期よりも短い周期で前記第１スイッチのオンとオフを切り替えて、前記電流検出素子によって検出される電流が第１目標値である一定電流値となるように前記第１スイッチのオン時間とオフ時間との比率を制御する第１スイッチング制御回路と、
   前記電流検出素子によって検出される電流が前記第１目標値以下の第２目標値よりも小さい場合に、前記第２スイッチをオンし、前記電流検出素子によって検出される電流が前記第２目標値よりも大きい場合に、前記第２スイッチをオフする第２スイッチング制御回路と、
   前記第１スイッチがオフしたときに、前記スイッチ回路および前記励磁コイルを経由して前記励磁電流を還流させる少なくとも一つの電流還流素子と、
   前記第２直流電圧よりも低い第３直流電圧が供給される第４ラインと、
   第５ラインとを備え、
   前記スイッチ回路は、
   前記第３ラインと前記励磁コイルの一端との間に接続され、前記励磁コイルの励磁極性の切替周期に応じてスイッチングされる第３スイッチと、
   前記励磁コイルの前記一端と前記第５ラインとの間に接続され、前記励磁極性の切替周期に応じて前記第３スイッチと逆相でスイッチングされる第４スイッチと、
   前記第３ラインと前記励磁コイルの他端との間に接続され、前記励磁極性の切替周期に応じて前記第３スイッチと逆相でスイッチングされる第５スイッチと、
   前記励磁コイルの前記他端と前記第５ラインとの間に接続され、前記励磁極性の切替周期に応じて前記第３スイッチと同相でスイッチングされる第６スイッチとを有し、
   前記電流検出素子は、前記第４ラインと前記第５ラインとの間に接続された抵抗であり、
   前記第１スイッチング制御回路は、前記抵抗の両端の電圧が前記第１目標値に対応する
   第１基準電圧と一致するように、前記第１スイッチのオンとオフを切り替え、
   前記第２スイッチング制御回路は、前記抵抗の両端の電圧が前記第２目標値に対応する
   第２基準電圧よりも低い場合に、前記第２スイッチをオンし、前記抵抗の両端の電圧が前
   記第２基準電圧よりも高い場合に、前記第２スイッチをオフし、
   前記電流還流素子は、
   前記励磁コイルの前記一端と前記第４ラインとの間に接続され、前記第４ラインから前記励磁コイルの前記一端へ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する第１整流素子と、
   前記励磁コイルの前記他端と前記第４ラインとの間に接続され、前記第４ラインから前記励磁コイルの前記他端へ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する第２整流素子とを含む
   ことを特徴とする励磁回路。
7. 請求項６に記載の励磁回路において、
   前記第２ラインと前記第２スイッチとの間に接続され、前記第２ラインから前記第２スイッチ側へ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する第２電源用逆流防止素子と、
   前記第２電源用逆流防止素子と前記第２スイッチとが接続された第６ラインと、
   前記第６ラインと前記第４ラインとの間に接続された容量と、
   前記第６ラインと前記励磁コイルの前記一端との間に接続され、前記励磁コイルの前記一端から前記第６ラインへ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する第３整流素子と、
   前記第６ラインと前記励磁コイルの前記他端との間に接続され、前記励磁コイルの前記他端から前記第６ラインへ流れる電流を通過させ、その逆方向に流れる電流を遮断する第４整流素子と、を更に備える
   ことを特徴とする励磁回路。
8. 請求項１〜７の何れか一項に記載の励磁回路において、
   前記第１スイッチング制御回路は、一つの半導体集積回路によって構成されている
   ことを特徴とする励磁回路。
9. 計測対象の流体が流れる測定管と、
   前記測定管の外側に配設された前記励磁コイルと、
   請求項１〜８の何れか一項に記載の励磁回路と、
   前記測定管に設けられ、前記励磁コイルから発生した磁界に対して垂直な方向に対向して配設された一対の電極と、
   前記一対の電極間に発生した起電力に基づいて前記流体の流量を算出するデータ処理制御回路とを有する
   電磁流量計。
10. 請求項９に記載の電磁流量計において、
    前記一対の電極は、前記測定管において前記流体と非接触に配設されている
    ことを特徴とする電磁流量計。