JP6697745B2 - 直流漏電検出装置、漏電検出装置 - Google Patents

Description

本発明は、一般に直流漏電検出装置、漏電検出装置に関し、より詳細には、直流漏電電流を検出することが可能な直流漏電検出装置、及びそれを備える漏電検出装置に関する。

従来、直流漏電の検出機能を有する遮断装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。特許文献１に記載の遮断装置は、磁心と、巻線と、励磁部と、電流検出部と、直流成分検出部と、一対の接点部と、判定部とを備えている。磁心は、交流電流が流れる一対の導電路に電磁的に結合されている。巻線は磁心に巻き付けられている。励磁部は、交流である励磁電流を巻線に供給する。電流検出部は、巻線に流れる電流を検出する。直流成分検出部は、電流検出部によって検出された電流から直流成分の大きさを検出する。一対の接点部は、一対の導電路にそれぞれ配置されている。判定部は、直流成分検出部によって検出された直流成分の大きさが閾値を超えていれば一対の接点部をオフにする。判定部は、給電停止状態では一対の接点部をオフにする。

励磁部は、オペアンプと、２つの抵抗器と、定電圧源とを用いた正帰還の発振回路である。オペアンプは片電源駆動のオペアンプである。定電圧源から供給される直流電圧の電圧値は、オペアンプの電源電圧の約半分の電圧となっている。オペアンプの反転入力端子は巻線と抵抗器（電流検出用抵抗）との接続点に接続されている。電流検出部の出力電圧（巻線と電流検出用抵抗との接続点の電圧）が、オペアンプの反転入力端子に入力されている。オペアンプの非反転入力端子には、オペアンプの出力電圧と定電圧源から供給される直流電圧との差電圧を、２つの抵抗器で分圧して得た閾値電圧が入力されている。オペアンプの出力電圧（励磁電圧）は、電流検出部の出力電圧（検出電圧）と閾値電圧との大小関係に応じて電圧レベルが切り替わる。

国際公開第２０１６／１７０７３１号

電流検出部の出力電圧（検出電圧）と閾値電圧との比較精度、及び励磁電圧の電圧レベルの精度が低い場合、直流の漏電電流の検出精度が低くなるおそれがある。特許文献１の励磁部は、１つのオペアンプを用いて、検出電圧と閾値電圧との比較、及び、励磁電圧の出力を行っている。例えば、オペアンプの入力オフセット電圧が大きくなると、検出電圧が閾値電圧に達したタイミングと、オペアンプの出力電圧の電圧レベルが切り替わるタイミングとがずれる。つまり、オペアンプの入力オフセット電圧が大きくなると、検出電圧と閾値電圧との比較精度が低下する。また、オペアンプが有するハイサイドスイッチとローサイドスイッチとのオン抵抗が大きくなると、励磁電圧の電圧レベルと電源電圧又はグラウンドの電位との差が大きくなり、定電圧源の出力電圧を基準にして励磁電圧、及び閾値電圧の大きさが小さくなる。つまり、オペアンプが有するハイサイドスイッチとローサイドスイッチとのオン抵抗が大きくなると、励磁電圧の電圧レベルの精度が低下する。

したがって、直流の漏電電流の検出精度を向上させるためには、検出電圧と閾値電圧との比較精度と、励磁電圧の電圧レベルの精度との両方の精度が高い高性能なオペアンプを励磁部が備える必要があった。そのため、励磁部を構成する部品の選択自由度が低くなっていた。

本発明は、上記事由に鑑みてなされており、その目的は、励磁部を構成する部品の選択自由度の向上を図ることが可能な直流漏電検出装置、漏電検出装置を提供することにある。

本発明の一態様に係る直流漏電検出装置は、コアと、励磁コイルと、電流検出用抵抗と、励磁部と、直流成分検出部と、を備える。前記コアは、複数の導電体を通すことが可能である。前記励磁コイルは、前記コアに巻かれている。前記電流検出用抵抗は、前記励磁コイルに流れる電流を検出電圧に変換する。前記励磁部は、基準電圧値よりも高いハイ電圧値と前記基準電圧値よりも低いロー電圧値との間で電圧レベルが交互に変化する励磁電圧を前記励磁コイルへ印加する。前記直流成分検出部は、前記検出電圧の直流成分の大きさに応じた直流検出信号を出力する。前記励磁部は、比較回路と、電圧切替回路と、を有する。前記比較回路は、前記検出電圧と閾値電圧との大小関係に応じて電圧レベルがハイレベルとローレベルとの間で切り替わる比較信号を出力する。前記電圧切替回路は、前記比較信号の電圧レベルに応じて前記励磁電圧の電圧レベルを前記ハイ電圧値と前記ロー電圧値との間で切り替える。

本発明の一態様に係る漏電検出装置は、上記の直流漏電検出装置と、交流漏電電流を検出する交流漏電検出装置と、前記交流漏電検出装置から出力される第１出力信号と前記直流漏電検出装置から出力される第２出力信号との論理和をとる論理和回路と、を備える。

本発明の直流漏電検出装置、及び漏電検出装置では、励磁部を構成する部品の選択自由度の向上を図ることが可能になるという効果がある。

図１は、本発明の一実施形態に係る直流漏電検出装置を備える漏電検出装置の概略回路図である。 図２Ａは、同上の直流漏電検出装置における検出電圧の波形図である。図２Ｂは、同上の直流漏電検出装置における比較信号の波形図である。図２Ｃは、同上の直流漏電検出装置における励磁電圧の波形図である。 図３は、同上の直流漏電検出装置における励磁電流の波形図である。 図４は、本発明の一実施形態の変形例に係る直流漏電検出装置を備える漏電検出装置の概略回路図である。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。ただし、以下に説明する実施形態は、本発明の様々な実施形態の一つに過ぎない。下記の実施形態は、本発明の目的を達成できれば、設計等に応じて種々の変更が可能である。

（実施形態）
以下では、本実施形態の直流漏電検出装置２、及び直流漏電検出装置２を備える漏電検出装置１００について、図１〜３に基づいて説明する。

漏電検出装置１００は、例えば、電動車両の充電池を充電する充電制御ユニット等に用いることができる。電動車両は、例えば、電気自動車、ハイブリッド自動車等である。充電制御ユニットは、充電制御器と、充電ケーブルと、充電コネクタ（給電プラグ）と、電源ケーブルと、電源プラグと、を備える。充電制御器は、電源ケーブルの一端と充電ケーブルの一端との間に介在し、外部の交流電源（例えば、商用電源）から電動車両の充電池への充電を制御する。ここにおいて、電動車両は、交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換して充電池を充電する直流電源装置を備えている。充電ケーブルは、充電制御器と電動車両の充電池とを電気的に接続するケーブルである。充電コネクタは、充電ケーブルの他端に設けられて電動車両の充電インレット（充電ポート）に着脱自在に接続される。電源ケーブルは、充電制御器と交流電源とを電気的に接続するケーブルである。電源プラグは、電源ケーブルの他端に設けられてコンセント（Outlet）に着脱可能に接続される。充電制御器は、ケースと、ケース内に収納されたプリント配線板に設けられたＣＣＩＤ（Charge Circuit Interrupt Device）と、を備える。充電制御ユニットでは、充電制御器のケースから電源ケーブル及び充電ケーブルが延出されている。充電制御器は、充電ケーブルを介して入力されるコントロールパイロット信号（control pilot signal）に基づいて電動車両への充電ケーブルの接続状態、充電池の充電状態等を検出する。

充電制御器のケース内には、上述の電源ケーブルと充電ケーブルとを電気的に接続している線状の複数（例えば、２つ）の導電体４（図１参照）が設けられている。したがって、充電制御ユニットでは、交流電源から電動車両の直流電源装置へ供給される交流電流が、電源ケーブル、複数の導電体４及び充電ケーブルを通って流れる。

漏電検出装置１００は、例えば、上述のＣＣＩＤの一部を構成し、上述のプリント配線板に実装される。

漏電検出装置１００は、複数（例えば、２つ）の導電体４の交流漏電電流を検出する交流漏電検出装置１と、複数の導電体４の直流漏電電流を検出する直流漏電検出装置２と、論理和回路３と、を備える。交流漏電検出装置１は、交流漏電電流の検出結果に応じて信号レベルがローレベルとハイレベルとの間で切り替わる第１出力信号を出力する。第１出力信号の信号レベルは、交流漏電検出装置１において交流漏電電流が検出されていないときにローレベルである。また、第１出力信号の信号レベルは、交流漏電検出装置１において交流漏電電流が検出されているときにハイレベルである。直流漏電検出装置２は、直流漏電電流の検出結果に応じて信号レベルがローレベルとハイレベルとの間で切り替わる第２出力信号を出力する。第２出力信号の信号レベルは、直流漏電検出装置２において直流漏電電流が検出されていないときにローレベルである。また、第２出力信号の信号レベルは、直流漏電検出装置２において直流漏電電流が検出されているときにハイレベルである。論理和回路３は、交流漏電検出装置１から出力される第１出力信号と直流漏電検出装置２から出力される第２出力信号との論理和をとる。したがって、論理和回路３の出力信号がローレベルになるのは、第１出力信号と第２出力信号との両方がローレベルの場合である。また、論理和回路３の出力信号がハイレベルになるのは、第１出力信号と第２出力信号との少なくとも一方がハイレベルの場合である。

交流漏電検出装置１は、第１コア１１と、２次コイル１２と、電流検出部１３と、補正部１４と、第１判定部１６と、を備える。

第１コア１１は、複数の導電体４を通すことが可能である。一例として、第１コア１１の形状は、リング状である。ここにおいて、第１コア１１は、例えば、巻磁心である。巻磁心は、リボン状（帯状）の磁性部材がロール状に巻かれて形成されている。磁性部材は、軟磁性材料により形成されているのが好ましい。ここにおいて、軟磁性材料は、例えば、パーマロイである。

第１コア１１は、電気絶縁性を有する第１コアケースに収納されている。一例として、第１コアケースの形状は、中空のリング状である。第１コアケースの材料は、非磁性材料であるのが好ましい。ここにおいて、非磁性材料は、例えば、ＰＢＴ又はＰＰ等である。

２次コイル１２は、第１コア１１に巻かれた銅線により構成されている。ここにおいて、２次コイル１２を構成する銅線は、第１コア１１を収納した第１コアケースに巻かれている。言い換えれば、２次コイル１２を構成する銅線は、第１コアケースを介して第１コア１１に巻かれている。

交流漏電検出装置１において第１コア１１と２次コイル１２とを含む第１変流器１０は、第１コア１１に通された複数の導電体４の零相電流を検出する零相変流器である。

電流検出部１３は、２次コイル１２に流れる交流電流の振幅に応じた信号レベルの第１電圧信号を出力する。電流検出部１３は、例えば、２次コイル１２の両端間に接続された電流検出用抵抗により構成されている。電流検出部１３は、２次コイル１２に流れる交流電流を第１電圧信号に変換する。

ところで、ＣＣＩＤにおける交流漏電の漏電判定閾値については、周波数による人体への影響の違いを考慮して、例えば、漏電周波数が高いほど大きな値に設定することが好ましい。交流漏電検出装置１では、第１判定部１６において交流漏電の有無の判定に用いる第１閾値Ｖ１を漏電周波数に応じて変える必要がないように、電流検出部１３と第１判定部１６との間に補正部１４を設けてある。補正部１４は、電流検出部１３から出力される第１電圧信号の周波数が所定周波数（例えば、１００Ｈｚ）よりも高くなるにつれて第１電圧信号の信号レベルを低下させて補正第１電圧信号を出力するように構成されている。要するに、補正部１４は、第１電圧信号に対して周波数に応じて重み付けを行う補正を行う。補正部１４は、例えば、電流検出部１３と第１判定部１６との間に設けられたローパスフィルタである。

第１判定部１６は、補正部１４から出力される補正第１電圧信号と第１閾値Ｖ１との大小関係に応じて信号レベルがハイレベルとローレベルとの間で切り替わる第１出力信号を出力する。要するに、第１判定部１６は、補正部１４から出力される補正第１電圧信号と予め設定された第１閾値Ｖ１とを比較し、補正第１電圧信号が第１閾値Ｖ１を超えたか否かを判定する判定回路である。第１判定部１６は、例えば、コンパレータ等を用いて構成することができる。

第１判定部１６は、補正部１４から出力される補正第１電圧信号の信号レベルが第１閾値Ｖ１を超えると、第１出力信号の信号レベルがローレベルからハイレベルに変化する。ここにおいて、交流漏電検出装置１では、第１判定部１６で用いる第１閾値Ｖ１が漏電周波数によらず一定であるが、補正部１４を備えていることにより、第１閾値Ｖ１を漏電周波数が高いほど大きな値に設定しているのと実質的に同じとすることが可能となる。言い換えれば、交流漏電検出装置１は、交流漏電電流の周波数が高いほど第１判定部１６で用いる第１閾値Ｖ１が擬似的に大きくなるように補正部１４の周波数−ゲイン特性を設定してある。

直流漏電検出装置２は、フラックスゲート（flux gate）方式の電流センサである。ここにおいて、直流漏電検出装置２は、第２コア２１と、励磁コイル２２と、励磁部２３と、電流検出用抵抗２４と、直流成分検出部２５と、第２判定部２６と、ローパスフィルタ２７と、を備える。

第２コア２１は、複数の導電体４を通すことが可能である。一例として、第２コア２１の形状は、リング状である。第２コア２１は、例えば、巻磁心である。巻磁心は、リボン状の磁性部材がロール状に巻かれて形成されている。磁性部材は、軟磁性材料により形成されているのが好ましい。ここにおいて、軟磁性材料は、例えば、パーマロイである。直流漏電検出装置２は、例えば、第２コア２１の材質としてケイ素鋼板と比べて透磁率の高いパーマロイを採用するのが好ましい。

第２コア２１は、電気絶縁性を有する第２コアケースに収納されている。一例として、第２コアケースの形状は、中空のリング状である。第２コアケースの材料は、非磁性材料であるのが好ましい。ここにおいて、非磁性材料は、例えば、ＰＢＴ又はＰＰ等である。

励磁コイル２２は、第２コア２１に巻かれた銅線により構成されている。ここにおいて、励磁コイル２２を構成する銅線は、第２コア２１を収納した第２コアケースに巻かれている。言い換えれば、励磁コイル２２を構成する銅線は、第２コアケースを介して第２コア２１に巻かれている。

直流漏電検出装置２において第２コア２１と励磁コイル２２とを含む第２変流器２０は、第２コア２１に通された複数の導電体４の直流漏電電流を検出するための直流変流器である。

直流漏電検出装置２では、励磁コイル２２に電流検出用抵抗２４が直列接続されている。したがって、励磁コイル２２に流れる電流は、電流検出用抵抗２４により電圧（以下、「検出電圧Ｖｄ」ともいう）に変換される。言い換えれば、電流検出用抵抗２４は、励磁コイル２２に流れる電流を検出電圧Ｖｄに変換して出力する。検出電圧Ｖｄは、グラウンドの電位を基準とした、励磁コイル２２と電流検出用抵抗２４との接続点の電位である。検出電圧Ｖｄの大きさは、励磁コイル２２に流れる電流の大きさに比例する。

励磁コイル２２の一端（第１端）は、励磁部２３の出力端に接続されている。励磁コイル２２の他端（第２端）は、電流検出用抵抗２４に接続されている。また、励磁コイル２２の第２端は、ローパスフィルタ２７の抵抗２７２を介して励磁部２３の入力端に接続されている。

励磁部２３は、正帰還の発振回路であり、発振動作を行うことによって、交流の励磁電圧を励磁コイル２２に印加するように構成されている。以下、励磁電圧の周波数を励磁周波数という。励磁電圧は、例えば、図２Ｃに示すように、基準電圧値Ｖｒよりも高い第１ハイ電圧値ＶＨ１と、基準電圧値Ｖｒよりも低い第１ロー電圧値ＶＬ１と、の間で電圧レベルが交互に変化する矩形波電圧である。励磁部２３は、電流検出用抵抗２４が出力する検出電圧Ｖｄと、閾値電圧Ｖｔｈと、の比較結果に基づいて、励磁電圧の電圧レベルを第１ハイ電圧値ＶＨ１と第１ロー電圧値ＶＬ１との間で交互に変化させる。励磁部２３は、励磁電圧を励磁コイル２２に印加することにより、交流の励磁電流を励磁コイル２２に供給する。励磁電圧の電圧値（第１ハイ電圧値ＶＨ１、第１ロー電圧値ＶＬ１）、及び基準電圧値Ｖｒは、第２コア２１が磁気飽和するように設定されている。励磁周波数は、例えば、２００Ｈｚ〜３００Ｈｚ程度である。

具体的には、励磁部２３は、比較回路２３１と、電圧切替回路２３２と、基準電圧発生部２３３と、抵抗２３４と、抵抗２３５と、を備える。

比較回路２３１は、オペアンプ２３１０を備えており、検出電圧Ｖｄと閾値電圧Ｖｔｈとの大小関係に応じて電圧レベルがハイレベルとローレベルとの間で切り替わる比較信号を出力するように構成されている。オペアンプ２３１０は、片電源駆動可能なオペアンプであり、制御電源２３０及びグラウンドに電気的に接続されている。オペアンプ２３１０は、制御電源２３０から電源電圧が印加されることにより動作する。電源電圧の電圧値Ｖａ（以下、「電源電圧値Ｖａ」という）は、例えば５Ｖである。グラウンドの電位は、０Ｖである。

オペアンプ２３１０は、一対の入力端子（反転入力端子、非反転入力端子）を備えている。オペアンプ２３１０の反転入力端子は、ローパスフィルタ２７の抵抗２７２を介して、励磁コイル２２と電流検出用抵抗２４との接続点に接続されており、検出電圧Ｖｄが入力される。オペアンプ２３１０の非反転入力端子は、電圧切替回路２３２の出力端と基準電圧発生部２３３の出力端との間に直列接続されている抵抗２３４と抵抗２３５との接続点に接続されており、閾値電圧Ｖｔｈが入力される。

オペアンプ２３１０は、制御電源２３０とグラウンドとの間に直列接続されたハイサイドスイッチとローサイドスイッチとを備えており、ハイサイドスイッチとローサイドスイッチとの接続点が出力端子に接続されている。オペアンプ２３１０は、検出電圧Ｖｄと閾値電圧Ｖｔｈとの比較結果に応じてハイサイドスイッチとローサイドスイッチとの一方のみをオンすることにより、比較信号の電圧レベルをハイレベルとローレベルとの間で切り替える。以下、比較信号の電圧レベルがハイレベルであるときの比較信号の電圧値を第２ハイ電圧値ＶＨ２という。また、比較信号の電圧レベルがローレベルであるときの比較信号の電圧値を第２ロー電圧値ＶＬ２という。オペアンプ２３１０の出力端子は、電圧切替回路２３２に接続されており、オペアンプ２３１０は、電圧切替回路２３２に比較信号を出力する。

オペアンプ２３１０は、入力オフセット電圧が比較的小さいオペアンプである。オペアンプ２３１０の入力オフセット電圧は、１０ｍＶ以下であることが好ましく、５ｍＶ以下であることがより好ましく、２ｍＶ以下であることがさらに好ましい。オペアンプ２３１０は、例えば、新日本無線株式会社のＣＭＯＳオペアンプであるＮＪＵ７７７０１（商品名）で構成することができる。また、比較回路２３１は、オペアンプ２３１０の代わりにコンパレータを備えていてもよい。

電圧切替回路２３２は、比較信号の電圧レベルに応じて励磁電圧の電圧レベルを第１ハイ電圧値ＶＨ１と第１ロー電圧値ＶＬ１との間で切り替えるように構成されている。電圧切替回路２３２は、入力電圧の電圧レベルに応じて出力電圧の電圧レベルを切り替えるアナログスイッチ２３２０を備えている。アナログスイッチ２３２０は、入力端子２３２１と、電源端子２３２２と、グラウンド端子２３２３と、出力端子２３２４と、を備える。アナログスイッチ２３２０は、制御電源２３０から電源電圧が印加されることにより動作する。

入力端子２３２１は、比較回路２３１（オペアンプ２３１０）の出力端子に接続されている。出力端子２３２４は、励磁コイル２２の第１端に接続されている。また、出力端子２３２４は、抵抗２３５と抵抗２３４との直列回路を介して、基準電圧発生部２３３の出力端に接続されている。電源端子２３２２は、制御電源２３０に接続されている。グラウンド端子２３２３は、グラウンドに接続されている。

アナログスイッチ２３２０は、電源端子２３２２とグラウンド端子２３２３との間に直列接続されているハイサイドスイッチ２３２５とローサイドスイッチ２３２６とを備えている。ハイサイドスイッチ２３２５は、ｐチャネルのエンハンスメント型ＭＯＳＦＥＴであり、ローサイドスイッチ２３２６は、ｎチャネルのエンハンスメント型ＭＯＳＦＥＴである。ハイサイドスイッチ２３２５のソース端子は、電源端子２３２２に接続されている。ローサイドスイッチ２３２６のソース端子は、グラウンド端子２３２３に接続されている。ハイサイドスイッチ２３２５のドレイン端子とローサイドスイッチ２３２６のドレイン端子とが接続されており、ハイサイドスイッチ２３２５のドレイン端子とローサイドスイッチ２３２６のドレイン端子との接続点が出力端子２３２４に接続されている。また、ハイサイドスイッチ２３２５のゲート端子とローサイドスイッチ２３２６のゲート端子とが接続されている。

また、アナログスイッチ２３２０は、ハイサイドスイッチ２３２５、及びローサイドスイッチ２３２６を制御する制御回路２３２７を備えている。制御回路２３２７は、入力端子２３２１に接続されている。また、制御回路２３２７は、ハイサイドスイッチ２３２５のゲート端子、及びローサイドスイッチ２３２６のゲート端子に接続されている。制御回路２３２７は、比較信号の電圧レベルに基づいて、ハイサイドスイッチ２３２５及びローサイドスイッチ２３２６のゲート電圧を制御する。制御回路２３２７は、入力電圧が、第２ロー電圧値ＶＬ２よりも大きい第１閾値（例えば、２Ｖ）を上回ると、比較信号の電圧レベルがローレベルからハイレベルに変化したと判断する。また、制御回路２３２７は、入力電圧が、第２ハイ電圧値ＶＨ２よりも小さい第２閾値（例えば、０．８Ｖ）を下回ると、比較信号の電圧レベルがハイレベルからローレベルに変化したと判断する。

制御回路２３２７は、比較信号の電圧レベルがハイレベルである場合、ハイサイドスイッチ２３２５がオン、ローサイドスイッチ２３２６がオフとなるようにハイサイドスイッチ２３２５、及びローサイドスイッチ２３２６のゲート電圧を制御する。これにより、制御電源２３０と出力端子２３２４とがハイサイドスイッチ２３２５を介して電気的に接続され、励磁電圧の電圧レベルが第１ハイ電圧値ＶＨ１となる。

また、制御回路２３２７は、比較信号の電圧レベルがローレベルである場合、ハイサイドスイッチ２３２５がオフ、ローサイドスイッチ２３２６がオンとなるようにハイサイドスイッチ２３２５、及びローサイドスイッチ２３２６のゲート電圧を制御する。これにより、出力端子２３２４とグラウンドとがローサイドスイッチ２３２６を介して電気的に接続され、励磁電圧の電圧レベルが第１ロー電圧値ＶＬ１となる。

アナログスイッチ２３２０は、ハイサイドスイッチ２３２５、及びローサイドスイッチ２３２６のオン抵抗が小さいアナログスイッチであることが好ましい。アナログスイッチ２３２０のハイサイドスイッチ２３２５、及びローサイドスイッチ２３２６のオン抵抗は、５Ω以下であることが好ましい。アナログスイッチ２３２０は、ハイサイドスイッチ２３２５のオン抵抗とローサイドスイッチ２３２６のオン抵抗との差が小さいほど好ましい。アナログスイッチ２３２０は、例えば、新日本無線株式会社のゲートドライバであるＮＪＷ４８４１−Ｔ１（商品名）で構成することができる。また、アナログスイッチ２３２０は、ゲートドライバ以外で構成されていてもよい。

基準電圧発生部２３３は、定電圧回路であり、電圧値が基準電圧値Ｖｒである基準電圧を出力する。基準電圧値Ｖｒは、制御電源２３０が出力する電源電圧の電源電圧値Ｖａの約半分の値である。つまり、電源電圧値Ｖａが５Ｖである場合、基準電圧値Ｖｒは２．５Ｖである。

基準電圧発生部２３３の出力端は、抵抗２３４と抵抗２３５との直列回路を介して、電圧切替回路２３２（アナログスイッチ２３２０）の出力端子２３２４に接続されている。電圧切替回路２３２から出力される励磁電圧の電圧レベルと、基準電圧値Ｖｒとの差電圧を、２つの抵抗２３４、２３５で抵抗分圧した値の電圧が閾値電圧Ｖｔｈとして、オペアンプ２３１０の非反転入力端子に入力される。上述したように、励磁電圧は、基準電圧値Ｖｒよりも高い第１ハイ電圧値ＶＨ１と、基準電圧値Ｖｒよりも低い第１ロー電圧値ＶＬ１と、の間で電圧レベルが交互に変化する。したがって、閾値電圧Ｖｔｈの電圧値は、励磁電圧の電圧レベルの変化に応じて基準電圧値Ｖｒよりも高い値と、基準電圧値Ｖｒよりも低い値とに交互に変化する（図２Ａの二点鎖線Ａ２参照）。つまり、閾値電圧Ｖｔｈの電圧値は、励磁電圧の電圧レベルが第１ハイ電圧値ＶＨ１である場合、基準電圧値Ｖｒよりも高い値となり、励磁電圧の電圧レベルが第１ロー電圧値ＶＬ１である場合、基準電圧値Ｖｒよりも低い値となる。

また、基準電圧発生部２３３の出力端は、電流検出用抵抗２４を介して励磁コイル２２の第２端に接続されている。したがって、励磁電圧の電圧レベルが基準電圧値Ｖｒよりも高い第１ハイ電圧値ＶＨ１である場合、電圧切替回路２３２から励磁コイル２２、電流検出用抵抗２４を通って基準電圧発生部２３３に向かって電流が流れる。また、励磁電圧の電圧レベルが基準電圧値Ｖｒよりも低い第１ロー電圧値ＶＬ１である場合、基準電圧発生部２３３から電流検出用抵抗２４、励磁コイル２２を通って電圧切替回路２３２に向かって電流が流れる。

電流検出用抵抗２４により変換された検出電圧Ｖｄは、オペアンプ２３１０の反転入力端子に入力される。検出電圧Ｖｄの電圧値は、励磁電流に比例した値となる。導電体４に直流の漏電電流が流れていない場合、励磁電流の電流波形は、正負が略対称の形状となる。したがって、検出電圧Ｖｄの電圧波形は、基準電圧値Ｖｒを基準とした略対称の形状となる（図２Ａの実線Ａ３参照）。一方、導電体４に直流の漏電電流が流れている場合、直流の漏電電流による磁界によって、励磁電流の電流波形は、正負が非対称の形状となる（図３参照）。つまり、導電体４に直流の漏電電流が流れている場合、検出電圧Ｖｄに直流成分が生じる。励磁部２３の動作、及び励磁電流の変化については、論理和回路３について説明した後に、より詳細に説明する。

直流成分検出部２５は、検出電圧Ｖｄの直流成分の大きさに応じた直流検出信号（以下、「第２電圧信号」ともいう）を出力する。言い換えれば、直流成分検出部２５は、導電体４に流れる漏電電流の直流成分に比例した電圧レベルを有する第２電圧信号を出力する。したがって、直流成分検出部２５の出力電圧は、電流検出用抵抗２４によって検出された電流値に含まれる直流成分の大きさに比例した電圧となる。

直流成分検出部２５は、積分回路２５０と、帰還抵抗２５１と、を含んでいる。積分回路２５０は、オペアンプ２５０１と、オペアンプ２５０１の反転入力端子に一端が接続された抵抗２５０２と、オペアンプ２５０１の反転入力端子と出力端子との間に接続されたコンデンサ２５０３と、を含む。積分回路２５０は、オペアンプ２５０１の非反転入力端子に、基準電圧値Ｖｒの基準電圧が入力され、かつ、オペアンプ２５０１の反転入力端子に、電流検出用抵抗２４により変換された検出電圧Ｖｄが抵抗２５０２を介して入力されるように構成されている。帰還抵抗２５１は、積分回路２５０の出力端と抵抗２５０２の他端との間に接続されている。

第２判定部２６は、直流成分検出部２５から出力される第２電圧信号と第２閾値Ｖ２との大小関係に応じて信号レベルがハイレベルとローレベルとの間で切り替わる第２出力信号を出力する。第２判定部２６は、コンパレータ等を用いた比較回路を備えている。第２判定部２６では、直流成分検出部２５から出力される第２電圧信号が第２閾値Ｖ２を超えると、第２出力信号の信号レベルがローレベルからハイレベルに変化する。

ローパスフィルタ２７は、コンデンサ２７１と、抵抗２７２と、コンデンサ２７３と、を備える。ここにおいて、ローパスフィルタ２７は、抵抗２７２の一端が励磁コイル２２に接続され、抵抗２７２の他端が励磁部２３の入力端に接続されている。要するに、ローパスフィルタ２７は、励磁部２３において励磁コイル２２と電流検出用抵抗２４との接続点が接続される入力端と励磁コイル２２との間に抵抗２７２が設けられている。また、ローパスフィルタ２７では、コンデンサ２７１の一端が励磁コイル２２と抵抗２７２との接続点に接続され、コンデンサ２７１の他端がグラウンドに接続されている。また、ローパスフィルタ２７では、コンデンサ２７３の一端が抵抗２７２と励磁部２３の入力端との接続点に接続され、コンデンサ２７３の他端がグラウンドに接続されている。これにより、励磁コイル２２からローパスフィルタ２７に流れる電流の高周波成分（カットオフ周波数よりも高い周波数成分）は、コンデンサ２７１又はコンデンサ２７３に流れる。

論理和回路３は、交流漏電検出装置１から出力される第１出力信号と直流漏電検出装置２から出力される第２出力信号との論理和をとる論理回路である。したがって、漏電検出装置１００では、交流漏電検出装置１から出力される第１出力信号と直流漏電検出装置２から出力される第２出力信号との両方がローレベルであれば、論理和回路３の出力信号がローレベルとなる。また、漏電検出装置１００では、交流漏電検出装置１から出力される第１出力信号と直流漏電検出装置２から出力される第２出力信号との少なくとも一方がハイレベルであれば、論理和回路３の出力信号がハイレベルとなる。

上述のＣＣＩＤは、例えば、論理和回路３からハイレベルの出力信号が入力されると、交流電源から直流電源装置への電力供給を遮断するように構成されている。これにより、ＣＣＩＤは、漏電等の異常が発生したときには交流電源から直流電源装置への電力供給を遮断することが可能となる。ＣＣＩＤは、論理和回路３の出力信号がローレベルであれば、交流電源から直流電源装置への電力供給を遮断しない。

以下に、励磁部２３の動作について、図２、３を参照して詳細に説明する。図２Ａでは、アナログスイッチ２３２０（電圧切替回路２３２）が出力する励磁電圧の波形を一点鎖線Ａ１で示している。また、図２Ａでは、オペアンプ２３１０の非反転入力端子に入力される閾値電圧Ｖｔｈの波形を二点鎖線Ａ２で示し、オペアンプ２３１０の反転入力端子に入力される検出電圧Ｖｄの波形を実線Ａ３で示している。図２Ｂでは、オペアンプ２３１０（比較回路２３１）が出力する比較信号の波形を実線Ｂ０で示している。図２Ｃでは、アナログスイッチ２３２０（電圧切替回路２３２）が出力する励磁電圧の波形を実線Ｃ１で示している。図３では、導電体４に直流の漏電電流が流れている場合における、励磁電流の波形を実線Ｄ３で示している。

直流漏電検出装置２では、第２コア２１が励磁電圧の半周期毎に磁気飽和する。このため、励磁電流の波形（図２Ａでは、励磁電流を変換した検出電圧Ｖｄの波形で表している）には、半周期毎に、急峻な電流パルス波形が現れる。励磁周波数をｆｅとした場合、励磁電流（励磁電圧）の周期Ｔｅは、１／ｆｅである。

導電体４に直流の漏電電流が流れていない場合、急峻な電流パルス波形は、励磁電流の周期の２分の１の周期で現れる。導電体４に直流の漏電電流が流れていない場合、励磁電流の１周期の波形では、理想的には、励磁電流の極性が正のときの波形の位相をπ〔rad〕だけずらしてみると、励磁電流の極性が正のときの波形と励磁電流の極性が負のときの波形とが略対称となる。励磁コイル２２のインピーダンスは、励磁コイル２２の抵抗とインダクタンスとキャパシタンスと角周波数とで決まるが、インダクタンスが比透磁率に比例するので、第２コア２１が磁気飽和すると励磁コイル２２のインピーダンスが急激に減少する。要するに、直流漏電検出装置２では、第２コア２１が磁気飽和すると励磁コイル２２のインピーダンスが急激に減少するので、励磁コイル２２に流れる電流が急激に増加する。

励磁コイル２２に流れる電流は、電流検出用抵抗２４によって検出電圧Ｖｄに変換される。オペアンプ２３１０は、検出電圧Ｖｄと閾値電圧Ｖｔｈとを比較し、検出電圧Ｖｄが閾値電圧Ｖｔｈに達すると、比較信号の電圧レベルをハイレベルとローレベルとの間で変化させる（図２Ｂ参照）。オペアンプ２３１０は、入力オフセット電圧が比較的小さいオペアンプである。したがって、オペアンプ２３１０は、検出電圧Ｖｄが閾値電圧Ｖｔｈに達したタイミングと略同じタイミングで比較信号の電圧レベルを切り替えることができる。したがって、比較回路２３１（オペアンプ２３１０）は、検出電圧Ｖｄと閾値電圧Ｖｔｈとの比較精度が比較的高いと言える。また、比較信号の電圧レベルがハイレベルであるときの第２ハイ電圧値ＶＨ２は、オペアンプ２３１０が有するハイサイドスイッチのオン抵抗による電圧降下によって電源電圧値Ｖａよりも低い値である。また、比較信号の電圧レベルがローレベルであるときの第２ロー電圧値ＶＬ２は、オペアンプ２３１０が有するローサイドスイッチのオン抵抗による電圧上昇によってグラウンドの電位（０Ｖ）よりも高い値である。

アナログスイッチ２３２０は、比較信号の電圧レベルが変化すると、励磁電圧の電圧レベルを第１ハイ電圧値ＶＨ１と第１ロー電圧値ＶＬ１との間で切り替える（図２Ｃ参照）。励磁電圧の電圧レベルは、理想的には、第１ハイ電圧値ＶＨ１が電源電圧値Ｖａと一致し、第１ロー電圧値ＶＬ１がグラウンドの電位と一致することが好ましい。しかし、実際は、第１ハイ電圧値ＶＨ１は、ハイサイドスイッチ２３２５のオン抵抗による電圧降下によって電源電圧Ｖａよりも低い値となる。また、第１ロー電圧値ＶＬ１は、ローサイドスイッチ２３２６のオン抵抗による電圧上昇によってグラウンドの電位（０Ｖ）よりも高い値となる。言い換えれば、ローサイドスイッチ２３２６の両端電圧（ドレイン−ソース間電圧）の値が第１ロー電圧値ＶＬ１となる。

ここにおいて、アナログスイッチ２３２０が有するハイサイドスイッチ２３２５のオン抵抗は、オペアンプ２３１０が有するハイサイドスイッチのオン抵抗よりも抵抗値が小さい。したがって、電源電圧値Ｖａと第１ハイ電圧値ＶＨ１との第１差Ｖｘ１は、電源電圧値Ｖａと第２ハイ電圧値ＶＨ２との第２差Ｖｘ２よりも小さい（Ｖｘ１＜Ｖｘ２）。言い換えれば、第１ハイ電圧値ＶＨ１は、第２ハイ電圧値ＶＨ２よりも大きい値である（ＶＨ１＞ＶＨ２）。また、アナログスイッチ２３２０が有するローサイドスイッチ２３２６のオン抵抗は、オペアンプ２３１０が有するローサイドスイッチのオン抵抗よりも抵抗値が小さい。したがって、第１ロー電圧値ＶＬ１は、第２ロー電圧値ＶＬ２よりも小さい値である（ＶＬ１＜ＶＬ２）。つまり、電圧切替回路２３２（アナログスイッチ２３２０）が出力する励磁電圧において、第１ハイ電圧値ＶＨ１と電源電圧値Ｖａとの差（第１差Ｖｘ１）、及び第１ロー電圧値ＶＬ１とグラウンドの電位との差が比較的小さい。したがって、電圧切替回路２３２（アナログスイッチ２３２０）は、励磁電圧の電圧レベルの精度が比較的高いと言える。これにより、励磁電圧及び閾値電圧の電圧波形が、基準電圧値Ｖｒを基準にして略対称の形状となる（図２Ａ、図２Ｃ参照）。

また、アナログスイッチ２３２０は、オペアンプ２３１０が出力する比較信号の電圧レベルが第２ロー電圧値ＶＬ２よりも大きい第１閾値を上回ると励磁電圧の電圧レベルを第１ハイ電圧値ＶＨ１とする。アナログスイッチ２３２０は、オペアンプ２３１０が出力する比較信号の電圧レベルが第２ハイ電圧値ＶＨ２よりも小さい第２閾値を下回ると励磁電圧の電圧レベルを第１ロー電圧値ＶＬ１とする。したがって、オペアンプ２３１０が出力する比較信号の信号レベルと電源電圧値Ｖａ及びグラウンドの電位との差が大きくても、励磁電圧の電圧レベルの精度に対する影響は小さい。

このように、励磁部２３では、検出電圧Ｖｄが閾値電圧Ｖｔｈに達すると、略同じタイミングで比較信号の電圧レベルが変化し、比較信号の電圧レベルの変化によって、基準電圧値Ｖｒを基準にして励磁電圧の極性が反転する。したがって、励磁電流は、非正弦波の交流電流となる。

導電体４に直流の漏電電流が流れていない場合、励磁電流の電流波形は、正負が略対称の形状となる。したがって、検出電圧Ｖｄの電圧波形は、基準電圧値Ｖｒを基準とした対称の形状となる（図２Ａの実線Ａ３参照）。導電体４に直流の漏電電流が流れていない状態では、励磁電流に含まれる直流成分はゼロになる。

一方、導電体４に直流の漏電電流が流れている場合、直流の漏電電流による磁界によって、励磁電流の電流波形は、正負が非対称の形状となる（図３参照）。図３に示した例では、励磁電流が正の向きのときには、直流の漏電電流により生じる磁束の向きが励磁電流により生じる磁束の向きと同じである。このため、導電体４に直流の漏電電流が流れている場合は、導電体４に直流の漏電電流が流れていない場合と比べて、励磁コイル２２が磁気飽和するタイミング（言い換えれば、励磁電流が飽和するタイミング」）が早くなる。また、図３に示した例では、励磁電流が負の向きのときには、直流の漏電電流により生じる磁束の向きが励磁電流により生じる磁束の向きと逆である。このため、導電体４に直流の漏電電流が流れている場合は、導電体４に直流の漏電電流が流れていない場合と比べて、励磁コイル２２が磁気飽和するタイミングが遅くなる。導電体４に直流の漏電電流が流れている状態では、励磁電流に直流成分が生じ、励磁電流に比例する検出電圧Ｖｄにも直流成分が生じる。上述の直流の漏電電流は、例えば、直流電源装置から交流電源の接地点を介して導電体４に流れる。導電体４に直流の漏電電流が流れている状態では、励磁電流の１周期について見れば、励磁電流の正負の電流波形がゼロクロス点を基準として非対称の形状となる。

次に、本実施形態の直流漏電検出装置２の変形例について説明する。

直流漏電検出装置２は、直流成分検出部２５の代わりに、図４に示すように、例えば、オペアンプ２５５１を用いたローパスフィルタ５１０を含む直流成分検出部２５ａを備えていてもよい。

直流成分検出部２５ａは、オペアンプ２５５１と、２つの抵抗２５５２、２５５３と、コンデンサ２５５４と、を備える。直流成分検出部２５ａでは、オペアンプ２５５１の非反転入力端子が基準電圧発生部２３３に接続されている。これにより、直流成分検出部２５ａは、オペアンプ２５５１の非反転入力端子に、基準電圧値Ｖｒの基準電圧が入力される。また、直流成分検出部２５ａでは、オペアンプ２５５１の反転入力端子が、抵抗２５５２を介して、電流検出用抵抗２４と励磁コイル２２との接続点に接続されている。これにより、直流成分検出部２５ａは、オペアンプ２５５１の反転入力端子に、電流検出用抵抗２４により変換された電圧が抵抗２５５２を介して入力される。直流成分検出部２５ａでは、オペアンプ２５５１の出力端子と反転入力端子との間に、抵抗２５５３とコンデンサ２５５４との並列回路が接続されている。

直流成分検出部２５ａは、検出電圧Ｖｄに含まれる高周波成分を減衰させることで、検出電圧Ｖｄに含まれる直流成分を第２判定部２６に出力する。ここで、直流成分検出部２５ａから出力される電圧信号は、導電体４に流れる直流の漏電電流の大きさに比例した電圧値となる。

また、アナログスイッチ２３２０に印加される電源電圧は、正の電源電圧値Ｖａ（例えば、５Ｖ）であるが、この構成に限らず、負の電源電圧値（例えば、−５Ｖ）であってもよい。この場合、第１ハイ電圧値ＶＨ１が略０Ｖ、第１ロー電圧値ＶＬ１が略−５Ｖ、基準電圧値Ｖｒが−２．５Ｖとなる。また、アナログスイッチ２３２０に印加される電源電圧は、正の電源電圧値（例えば、３．３Ｖ）と、負の電源電圧値（例えば、−３．３Ｖ）とであってもよい。この場合、第１ハイ電圧値ＶＨ１が略３．３Ｖ、第１ロー電圧値ＶＬ１が略−３．３Ｖ、基準電圧値Ｖｒが０Ｖとなる。

また、アナログスイッチ２３２０とオペアンプ２３１０とは、共通の制御電源２３０から電源電圧が印加されているが、互いに異なる電源から電源電圧が印加されてもよい。また、アナログスイッチ２３２０に印加される電源電圧の電圧値と、オペアンプ２３１０に印加される電源電圧の電圧値とは、互いに異なる値であってもよい。

以上説明したように、第１態様に係る直流漏電検出装置２は、第２コア２１（コア）と、励磁コイル２２と、電流検出用抵抗２４と、励磁部２３と、直流成分検出部２５（２５ａ）と、を備える。第２コア２１は、複数の導電体４を通すことが可能である。励磁コイル２２は、第２コア２１に巻かれている。電流検出用抵抗２４は、励磁コイル２２に流れる電流を検出電圧Ｖｄに変換する。励磁部２３は、基準電圧値Ｖｒよりも高い第１ハイ電圧値ＶＨ１と基準電圧値Ｖｒよりも低い第１ロー電圧値ＶＬ１との間で電圧レベルが交互に変化する励磁電圧を励磁コイル２２へ印加する。直流成分検出部２５（２５ａ）は、検出電圧Ｖｄの直流成分の大きさに応じた直流検出信号を出力する。励磁部２３は、比較回路２３１と、電圧切替回路２３２と、を有する。比較回路２３１は、検出電圧Ｖｄと閾値電圧Ｖｔｈとの大小関係に応じて電圧レベルがハイレベルとローレベルとの間で切り替わる比較信号を出力する。電圧切替回路は、比較信号の電圧レベルに応じて励磁電圧の電圧レベルを第１ハイ電圧値ＶＨ１と第１ロー電圧値ＶＬ１との間で切り替える。

上記構成により、直流漏電検出装置２は、比較回路２３１が検出電圧Ｖｄと閾値電圧Ｖｔｈとの比較を行い、電圧切替回路２３２が励磁電圧の電圧レベルの切り替えを行う。そのため、検出電圧Ｖｄと閾値電圧Ｖｔｈとの比較精度が少なくとも高くなるように比較回路２３１を構成し、励磁電圧の電圧レベルの精度が少なくとも高くなるように電圧切替回路２３２を構成することで、直流の漏電電流の検出精度の向上を図ることができる。したがって、直流漏電検出装置２は、励磁部２３を構成する部品の選択自由度の向上を図ることが可能となる。また、直流漏電検出装置２は、励磁部２３を構成する部品の選択自由度が向上することによって、励磁部２３を構成する部品のコストの低減を図ることが可能となる。

また、直流漏電検出装置２は、ＣＣＩＤに採用される場合、屋外での使用も想定されるため、動作温度範囲が広いことが好ましい。直流漏電検出装置２は、励磁部２３において、比較回路２３１が、少なくとも検出電圧Ｖｄと閾値電圧Ｖｔｈとの比較精度が高ければよく、電圧切替回路２３２が、少なくとも励磁電圧の電圧レベルの精度が高ければよい。したがって、直流漏電検出装置２は、広い動作温度範囲に対応することが可能となる。

第２態様に係る直流漏電検出装置２は、第１態様において、比較回路２３１は、オペアンプ２３１０又はコンパレータであり、一対の入力端子（反転入力端子、非反転入力端子）のうち一方の入力端子に検出電圧Ｖｄが入力され、他方の入力端子に閾値電圧Ｖｔｈが入力されることが好ましい。電圧切替回路２３２は、アナログスイッチ２３２０であり、比較信号が入力されることが好ましい。

上記構成により、直流漏電検出装置２は、検出電圧Ｖｄと閾値電圧Ｖｔｈとの比較精度が高い比較回路２３１、及び励磁電圧の電圧レベルの精度が高い電圧切替回路２３２を、簡単な構成で実現することが可能となる。

第３態様に係る直流漏電検出装置２は、第２態様において、比較回路２３１及び電圧切替回路２３２のそれぞれは、制御電源２３０とグラウンドとに電気的に接続されており、制御電源２３０から電源電圧が印加されることが好ましい。アナログスイッチ２３２０は、制御電源２３０と出力端子２３２４との間に電気的に接続されるハイサイドスイッチ２３２５と、グラウンドと出力端子２３２４との間に電気的に接続されるローサイドスイッチ２３２６と、を有することが好ましい。第１ハイ電圧値ＶＨ１と電源電圧の電源電圧値Ｖａとの第１差Ｖｘ１は、比較信号がハイレベルであるときの比較信号の電圧値である第２ハイ電圧値ＶＨ２と電源電圧の電源電圧値Ｖａとの第２差Ｖｘ２よりも小さいことが好ましい。第１ロー電圧値ＶＬ１は、比較信号がローレベルであるときの比較信号の電圧値である第２ロー電圧値ＶＬ２よりも小さいことが好ましい。

上記構成により、直流漏電検出装置２は、励磁電圧の電圧レベルの精度の向上を図ることが可能となり、直流の漏電電流の検出精度の向上を図ることが可能となる。

第４態様に係る直流漏電検出装置２は、第１〜第３態様のいずれかにおいて、直流成分検出部２５ａは、ローパスフィルタ５１０を含むことが好ましい。

上記構成により、直流漏電検出装置２は、直流成分検出部２５ａを簡単な構成で実現することが可能となる。

第５態様に係る直流漏電検出装置２は、第１〜第３態様のいずれかにおいて、直流成分検出部２５は、オペアンプ２５０１を有する積分回路２５０と、帰還抵抗２５１と、を含むことが好ましい。

上記構成により、直流漏電検出装置２は、第２コア２１の個体ばらつきや温度特性に依存せず、直流成分検出部２５の出力レベルを安定させることが可能となる。

第６態様に係る漏電検出装置１００は、第１〜第５態様のいずれかの直流漏電検出装置２と、交流漏電電流を検出する交流漏電検出装置１と、論理和回路３と、を備える。論理和回路３は、交流漏電検出装置１から出力される第１出力信号と、直流漏電検出装置２から出力される第２出力信号との論理和をとる。

上記構成により、漏電検出装置１００は、直流漏電検出装置２における励磁部２３を構成する部品の選択自由度の向上を図ることが可能となる。また、漏電検出装置１００は、導電体４における直流漏電及び交流漏電との両方を検出することが可能となる。

なお、図１における交流漏電検出装置１の構成は一例であり、これ以外の構成により実現しても構わない。また、直流漏電検出装置２は、ローパスフィルタ２７を含まない構成であっても構わない。

１００ 漏電検出装置
１ 交流漏電検出装置
２ 直流漏電検出装置
２１ 第２コア（コア）
２２ 励磁コイル
２３ 励磁部
２３０ 制御電源
２３１ 比較回路
２３１０ オペアンプ
２３２ 電圧切替回路
２３２０ アナログスイッチ
２３２４ 出力端子
２３２５ ハイサイドスイッチ
２３２６ ローサイドスイッチ
２４ 電流検出用抵抗
２５、２５ａ 直流成分検出部
２５０ 積分回路
２５０１ オペアンプ
２５１ 帰還抵抗
５１０ ローパスフィルタ
３ 論理和回路
４ 導電体
Ｖｒ 基準電圧値
ＶＨ１ 第１ハイ電圧値（ハイ電圧値）
ＶＬ１ 第１ロー電圧値（ロー電圧値）
ＶＨ２ 第２ハイ電圧値
ＶＬ２ 第２ロー電圧値
Ｖｘ１ 第１差
Ｖｘ２ 第２差

Claims (6)

1. 複数の導電体を通すことが可能なコアと、
   前記コアに巻かれた励磁コイルと、
   前記励磁コイルに流れる電流を検出電圧に変換する電流検出用抵抗と、
   基準電圧値よりも高いハイ電圧値と前記基準電圧値よりも低いロー電圧値との間で電圧レベルが交互に変化する励磁電圧を前記励磁コイルへ印加する励磁部と、
   前記検出電圧の直流成分の大きさに応じた直流検出信号を出力する直流成分検出部と、を備え、
   前記励磁部は、
   前記検出電圧と閾値電圧との大小関係に応じて電圧レベルがハイレベルとローレベルとの間で切り替わる比較信号を出力する比較回路と、
   前記比較信号の電圧レベルに応じて前記励磁電圧の電圧レベルを前記ハイ電圧値と前記ロー電圧値との間で切り替える電圧切替回路と、を有する
   ことを特徴とする直流漏電検出装置。
2. 前記比較回路は、オペアンプ又はコンパレータであり、一対の入力端子のうち一方の入力端子に前記検出電圧が入力され、他方の入力端子に前記閾値電圧が入力され、
   前記電圧切替回路は、アナログスイッチであり、前記比較信号が入力される
   ことを特徴とする請求項１記載の直流漏電検出装置。
3. 前記比較回路及び前記電圧切替回路のそれぞれは、制御電源とグラウンドとに電気的に接続されており、前記制御電源から電源電圧が印加され、
   前記アナログスイッチは、前記制御電源と出力端子との間に電気的に接続されるハイサイドスイッチと、前記グラウンドと前記出力端子との間に電気的に接続されるローサイドスイッチと、を有し、
   前記ハイ電圧値である第１ハイ電圧値と前記電源電圧の電圧値との差は、前記比較信号がハイレベルであるときの前記比較信号の電圧値である第２ハイ電圧値と前記電源電圧の電圧値との差よりも小さく、かつ、
   前記ロー電圧値である第１ロー電圧値は、前記比較信号がローレベルであるときの前記比較信号の電圧値である第２ロー電圧値よりも小さい
   ことを特徴とする請求項２記載の直流漏電検出装置。
4. 前記直流成分検出部は、ローパスフィルタを含む
   ことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の直流漏電検出装置。
5. 前記直流成分検出部は、オペアンプを有する積分回路と、帰還抵抗と、を含む
   ことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の直流漏電検出装置。
6. 請求項１〜５のいずれか１項に記載の直流漏電検出装置と、
   交流漏電電流を検出する交流漏電検出装置と、
   前記交流漏電検出装置から出力される第１出力信号と前記直流漏電検出装置から出力される第２出力信号との論理和をとる論理和回路と、を備える
   ことを特徴とする漏電検出装置。

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