JP2018200242A - 電流センサ - Google Patents

Abstract

【課題】温度変化に起因する検出感度の変動を防止しつつ、検出感度を向上可能な電流センサを提供すること。【解決手段】電流センサ１０は、磁気マルチバイブレータ２０と、検出抵抗回路４０と、２つの検波スイッチ５０と、２つのサンプルホールド部６０と、差動アンプ７０とを備えている。磁気マルチバイブレータ２０の検出コイル２８は、外部導体８０を囲むように配置された磁気コア２２に巻回されている。検出抵抗回路４０は、電流センサ１０の接続点３０と固定電位ＧＮＤの間に接続されている。検波スイッチ５０の夫々は、対応するサンプルホールド部６０と接続点３０との間に接続されている。２つの検波スイッチ５０は、励磁電流Ｉｅｘの向きの変化に応じて互いに反対のオンオフ状態をとる。サンプルホールド部６０の夫々は、差動アンプ７０に接続されている。差動アンプ７０は、外部導体８０を流れる漏洩電流Ｉｄに応じた出力信号Ｖｏを出力する。【選択図】図１

Description

本発明は、外部導体を流れる漏洩電流を検出可能な電流センサに関する。

特許文献１には、このタイプの電流センサが開示されている。

特許文献１の図３に開示されたアース漏洩検出システムは、一次巻線（外部導体）を流れる漏洩電流を、磁気マルチバイブレータを使用して検出する電流センサである。磁気マルチバイブレータは、Ｈブリッジ回路と、鉄芯（磁気コア）と、二次巻線（検出コイル）と、検出抵抗とを備えている。Ｈブリッジ回路は、２つのトランジスタからなるスイッチ列を２つ備えている。検出コイル及び検出抵抗は、２つのスイッチ列の中点の間に、直列に接続されている。Ｈブリッジ回路は、磁気コアに巻回された検出コイルに励磁電流を供給する。検出抵抗の両端を差動アンプに接続し、差動アンプの出力を測定することで漏洩電流を検出できる。

特開昭５３−３１１７６号公報

特許文献１の電流センサの検出感度を上げるためには、検出抵抗の抵抗値を上げる必要がある。しかしながら、検出抵抗の抵抗値を上げると、励磁電流が低下する。低下した励磁電流は、温度変化に起因する磁気コアの磁気特性の変動によって変動し易くなる。即ち、検出感度が、温度変化に起因して変動し易くなる。

そこで、本発明は、温度変化に起因する検出感度の変動を防止しつつ、検出感度を向上可能な電流センサを提供することを目的とする。

本発明は、第１の電流センサとして、
外部導体を流れる漏洩電流を検出可能な電流センサであって、
前記電流センサは、磁気マルチバイブレータと、検出抵抗回路と、２つの検波スイッチと、２つのサンプルホールド部と、差動アンプとを備えており、
前記磁気マルチバイブレータは、磁気コアと、検出コイルとを備えており、
前記磁気コアは、前記外部導体を囲むように配置可能であり、
前記検出コイルは、前記磁気コアに巻回されており、
前記検出抵抗回路の一端は、接続点において前記磁気マルチバイブレータに接続されており、前記検出抵抗回路の他端は、固定電位に接続されており、
前記検出コイルに励磁電流が供給されると、前記励磁電流の少なくとも一部は、前記検出コイルから前記接続点を経由して前記固定電位まで流れ、
前記２つの検波スイッチは、前記２つのサンプルホールド部と夫々対応しており、
前記検波スイッチの夫々は、対応する前記サンプルホールド部と前記接続点との間に接続されており、
前記検波スイッチの夫々のオンオフ状態は、前記励磁電流の向きの変化に応じて切り替わり、且つ、前記２つの検波スイッチは、互いに反対の前記オンオフ状態をとり、
前記サンプルホールド部の夫々は、前記差動アンプに接続されており、
前記差動アンプは、前記漏洩電流に応じた出力信号を出力する
電流センサを提供する。

また、本発明は、第２の電流センサとして、第１の電流センサであって、
前記磁気マルチバイブレータは、２つのスイッチ列を有するＨブリッジ回路を備えており、
前記検出コイルは、前記２つのスイッチ列の中点の間に接続されており、
前記２つのスイッチ列は、前記接続点において互いに接続されており、
前記検出抵抗回路は、前記２つのスイッチ列に対して共通に設けられている
電流センサを提供する。

また、本発明は、第３の電流センサとして、第１又は第２の電流センサであって、
前記固定電位は、グランド電位である
電流センサを提供する。

また、本発明は、第４の電流センサとして、第１から第３までのいずれかの電流センサであって、
前記スイッチ列の夫々は、２つのスイッチを有しており、
前記スイッチの夫々のオンオフ状態は、前記検出コイルに流れる前記励磁電流の向きの変化に応じて切り替わる
電流センサを提供する。

また、本発明は、第５の電流センサとして、第４の電流センサであって、
前記２つのスイッチ列は、第１スイッチ列と、第２スイッチ列とからなり、
前記スイッチの夫々は、ＭＯＳトランジスタであり、
前記検出コイルの一端は、前記第１スイッチ列の前記中点と、前記第２スイッチ列における前記スイッチの夫々のゲートに接続されており、
前記検出コイルの他端は、前記第２スイッチ列の前記中点と、前記第１スイッチ列における前記スイッチの夫々のゲートに接続されている
電流センサを提供する。

また、本発明は、第６の電流センサとして、第１から第５までのいずれかの電流センサであって、
前記サンプルホールド部の夫々は、ローパスフィルタと、インピーダンス変換部とを有しており、
前記インピーダンス変換部は、高い入力インピーダンスと、低い出力インピーダンスとを有している
電流センサを提供する。

本発明によれば、検出抵抗回路の一端は、磁気マルチバイブレータに接続されており、検出抵抗回路の他端は、固定電位に接続されている。この構造により、検出抵抗回路の一端には、検出コイルを流れる励磁電流に応じた電圧を有する検出信号が生じる。検出信号によって、外部導体を流れる漏洩電流を検出できる。

特に、本発明によれば、２つの検波スイッチは、励磁電流の向きの変化に応じて互いに反対のオンオフ状態をとり、２つのサンプルホールド部は、２つの検波スイッチを夫々介して検出抵抗回路の一端に接続されている。このように接続されたサンプルホールド部の夫々は、対応する検波スイッチがオン状態にあるときには、検出信号に応じた電圧を出力し、対応する検波スイッチがオフ状態にあるときにも、出力電圧を維持する。このため、２つのサンプルホールド部の出力電圧を差動アンプに入力して出力信号を得ることで、従来の電流センサと比べて約２倍の検出感度が得られる。このとき、検出抵抗回路の抵抗値を高くする必要がない。このため、励磁電流を、磁気特性の変動によって影響されない程度の大きさに維持できる。即ち、本発明によれば、温度変化に起因する検出感度の変動を防止しつつ、検出感度を向上可能な電流センサが得られる。

また、磁気マルチバイブレータをＨブリッジ回路によって構成した場合、Ｈブリッジ回路に大きな駆動電力を供給し、これにより励磁電流を大きくできる。

本発明の実施の形態による電流センサを示すブロック図である。外部導体の一部を破線で描画している。 図１の電流センサの一例を示す回路図である。 図１の電流センサにおいて生じる様々な電圧及び電流を示す図である。 図１の電流センサの実施例及び従来の電流センサ（比較例）の夫々について、外部導体に流れる漏洩電流と、電流センサの出力信号との関係を示すグラフである。 図２の電流センサの第１変形例を示す回路図である。 図２の電流センサの第２変形例を示す回路図である。 図２の電流センサの第３変形例を示す回路図である。

図１を参照すると、本発明の実施の形態による電流センサ１０は、外部導体８０からの地絡や漏電（以下、纏めて「漏電」という。）に起因して外部導体８０に流れる直流電流（漏洩電流Ｉｄ）を検出するための装置である。

外部導体８０を流れる漏洩電流Ｉｄは、従来から知られているように、様々な方法によって検出できる。本実施の形態による電流センサ１０は、磁気比例型フラックスゲート型の直流センサであり、後述する方法によって漏洩電流Ｉｄを検出できる。本実施の形態によれば、外部導体８０は、１本の導電線のみから構成されていてもよいし、２本以上の導電線から構成されていてもよい。

電流センサ１０は、電源１２と、グランド部１８と、磁気マルチバイブレータ２０と、検出抵抗回路４０と、２つの検波スイッチ５０と、２つのサンプルホールド部６０と、差動アンプ７０とを備えている。電源１２は、電源電位（固定電位）Ｖｐｐに固定されており、グランド部１８は、グランド電位（固定電位）ＧＮＤに固定されている。電源１２は、磁気マルチバイブレータ２０に電源電流Ｉｐｐを供給する。磁気マルチバイブレータ２０は、供給された電源電流Ｉｐｐから励磁電流Ｉｅｘを生成する。励磁電流Ｉｅｘは、検出抵抗回路４０を経由してグランド部１８にグランドされる。

図１及び図２を参照すると、磁気マルチバイブレータ２０は、磁気コア２２と、２つのスイッチ列２５０を有するＨブリッジ回路２４と、検出コイル２８とを備えている。

図１を参照すると、本実施の形態の磁気コア２２は、パーマロイ，コバルト基アモルファス，ナノ結晶合金等の高い角形比および低い飽和磁束密度を有する軟磁性材料からなる。即ち、磁気コア２２は、磁気飽和し易い。本実施の形態の磁気コア２２は、トロイダル形状に形成されており、中心孔を有している。外部導体８０は、電流センサ１０の使用時に、磁気コア２２の中心孔を通過している。但し、本発明は、これに限られず、第１磁気コア２２は、外部導体８０が延びる方向と直交する平面において外部導体８０を囲むように配置可能である限り、様々な形状に形成可能である。

図２を参照すると、Ｈブリッジ回路２４の２つのスイッチ列２５０は、第１スイッチ列２５２と、第２スイッチ列２５４とからなり、互いに同じ回路構造を有している。スイッチ列２５０の夫々は、２つのスイッチ２６０を有しており、２つのスイッチ２６０は、中点２７０において直列に接続されている。

本実施の形態において、合計４つのスイッチ２６０の夫々は、ＭＯＳトランジスタ（MOSFET：metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）であり、ゲート２６８に加えられた電圧とゲート２６８の閾値との間の大小関係に応じて、ソース−ドレイン間を導通状態（オン状態）及び非導通状態（オフ状態）のいずれか一方の状態（オンオフ状態）に切り替える。特に、スイッチ列２５０の夫々において、２つのスイッチ２６０は、ＰチャネルのＭＯＳトランジスタである第１スイッチ２６２と、ＮチャネルのＭＯＳトランジスタである第２スイッチ２６４とからなる。スイッチ列２５０の夫々において、第１スイッチ２６２のゲート２６８及び第２スイッチ２６４のゲート２６８に同電位の電圧を加えると、第１スイッチ２６２及び第２スイッチ２６４は、互いに反対のオンオフ状態をとる。

本実施の形態によれば、スイッチ２６０の夫々がＭＯＳトランジスタであるため、簡単な回路構成によって、スイッチ２６０のオンオフ状態を切り替えることができる。但し、本発明は、これに限られない。スイッチ２６０のオンオフ状態を、オン状態およびオフ状態の間で上述のように切り替え可能な限り、スイッチ２６０は、どのような電子部品であってもよい。

図１を参照すると、検出コイル２８は、例えば絶縁体によって被覆された導電線である。検出コイル２８は、磁気コア２２に巻回されている。検出コイル２８は、Ｈブリッジ回路２４に接続されており、電流センサ１０の使用時に、Ｈブリッジ回路２４によって駆動される。図２を参照すると、検出コイル２８は、Ｈブリッジ回路２４の２つのスイッチ列２５０の中点２７０の間に接続されている。詳しくは、検出コイル２８の一端は、第１スイッチ列２５２の中点２７０と、第２スイッチ列２５４におけるスイッチ２６０の夫々のゲート２６８に接続されている。検出コイル２８の他端は、第２スイッチ列２５４の中点２７０と、第１スイッチ列２５２におけるスイッチ２６０の夫々のゲート２６８に接続されている。

図１を参照すると、検出抵抗回路４０の一端は、電流センサ１０の接続点３０において磁気マルチバイブレータ２０に接続されており、検出抵抗回路４０の他端は、グランド電位（固定電位）ＧＮＤに接続されている。即ち、検出抵抗回路４０の他端が接続された固定電位は、グランド電位ＧＮＤである。

図２を参照すると、本実施の形態における検出抵抗回路４０は、固定抵抗器である１つの検出抵抗ＲＤのみからなる。検出抵抗ＲＤの一端は、接続点３０に接続されており、検出抵抗ＲＤの他端は、グランド部１８に接続されている。また、Ｈブリッジ回路２４の２つのスイッチ列２５０は、接続点３０において互いに接続されている。即ち、本実施の形態において、検出抵抗回路４０は、２つのスイッチ列２５０に対して共通に設けられている。但し、本発明は、これに限られない。検出抵抗回路４０の回路構造や検出抵抗回路４０とＨブリッジ回路２４との間の接続方法は、後述するように様々に変形可能である。

スイッチ列２５０の夫々は、一端において電源１２に接続されており、他端において検出抵抗回路４０を介してグランド部１８に接続されている。このように接続された電源１２は、電流センサ１０の使用時に、スイッチ列２５０の夫々に電源電流Ｉｐｐを供給する。本実施の形態において、２つのスイッチ列２５０は、共通の電源１２に、並列に接続されている。但し、本発明は、これに限られない。例えば、２つのスイッチ列２５０は、同じ電源電流Ｉｐｐを供給する２つの電源１２に夫々接続されていてもよい。

前述したように、スイッチ列２５０の夫々において、第１スイッチ２６２がオン状態になると、第２スイッチ２６４はオフ状態になり、且つ、第１スイッチ２６２がオフ状態になると、第２スイッチ２６４はオン状態になる。このオンオフ状態の遷移により、電流センサ１０の使用時に、２つの電気経路（第１経路ＥＰ１及び第２経路ＥＰ２）が形成される。

第１経路ＥＰ１は、電源１２から、第１スイッチ列２５２の第１スイッチ２６２、第１スイッチ列２５２の中点２７０、検出コイル２８、第２スイッチ列２５４の中点２７０、第２スイッチ列２５４の第２スイッチ２６４及び検出抵抗回路４０を順次経由してグランド部１８に至る電気経路である。第２経路ＥＰ２は、電源１２から、第２スイッチ列２５４の第１スイッチ２６２、第２スイッチ列２５４の中点２７０、検出コイル２８、第１スイッチ列２５２の中点２７０、第１スイッチ列２５２の第２スイッチ２６４及び検出抵抗回路４０を順次経由してグランド部１８に至る電気経路である。

後述するように、電源電流Ｉｐｐは、第１経路ＥＰ１及び第２経路ＥＰ２の一方に対して選択的に供給される。第１経路ＥＰ１に供給された電源電流Ｉｐｐは、第１スイッチ列２５２の中点２７０から、第２スイッチ列２５４の中点２７０まで、検出コイル２８を経由して流れる。このとき、検出コイル２８には、電源電流Ｉｐｐに起因する励磁電流Ｉｅｘが流れる。第２経路ＥＰ２に供給された電源電流Ｉｐｐは、第２スイッチ列２５４の中点２７０から、第１スイッチ列２５２の中点２７０まで、検出コイル２８を経由して流れる。このとき、検出コイル２８には、励磁電流Ｉｅｘが、電源電流Ｉｐｐが第１経路ＥＰ１に供給された際と逆向きに流れる。

電流センサ１０の使用時に、２つのスイッチ列２５０の中点２７０の間には、検出コイル２８に励磁電流Ｉｅｘを流す駆動電圧Ｖｅｘが生じている。換言すれば、Ｈブリッジ回路２４は、電流センサ１０の使用時に、検出コイル２８の両端に駆動電圧Ｖｅｘを付加する。駆動電圧Ｖｅｘは、励磁電流Ｉｅｘが第１スイッチ列２５２の中点２７０から、第２スイッチ列２５４の中点２７０まで流れているときには、第１スイッチ列２５２の中点２７０において高く、第２スイッチ列２５４の中点２７０において低い。一方、駆動電圧Ｖｅｘは、励磁電流Ｉｅｘが第２スイッチ列２５４の中点２７０から、第１スイッチ列２５２の中点２７０まで流れているときには、第２スイッチ列２５４の中点２７０において高く、第１スイッチ列２５２の中点２７０において低い。

図２を参照すると、電源１２は、第１経路ＥＰ１及び第２経路ＥＰ２の夫々に対して、磁気コア２２が磁気飽和する程度に十分に大きな電源電流Ｉｐｐを供給する。磁気コア２２は、第１経路ＥＰ１及び第２経路ＥＰ２の夫々における励磁電流Ｉｅｘの周期的な増大に伴って磁気飽和する。図３を併せて参照すると、磁気コア２２が磁気飽和すると、励磁電流Ｉｅｘは、プラス方向又はマイナス方向に急激に増大する。この結果、駆動電圧Ｖｅｘがプラスとマイナスの間で一時的に大きく変動する。

詳しくは、図２及び図３を参照すると、電源１２から第１経路ＥＰ１に電源電流Ｉｐｐが供給されているとき、磁気コア２２は、時間の経過に伴って磁気飽和する。磁気コア２２の磁気飽和に起因して、駆動電圧Ｖｅｘの電位は、第１スイッチ列２５２の中点２７０においてゲート２６８の閾値を超えて上昇し、第２スイッチ列２５４の中点２７０においてゲート２６８の閾値を超えて下降する。この結果、第１スイッチ列２５２の第１スイッチ２６２及び第２スイッチ列２５４の第２スイッチ２６４がオフ状態になる一方、第２スイッチ列２５４の第１スイッチ２６２及び第１スイッチ列２５２の第２スイッチ２６４がオン状態になる。スイッチ２６０のオンオフ状態の変動により、電源電流Ｉｐｐは、第１経路ＥＰ１に代えて、第２経路ＥＰ２に供給される。この結果、励磁電流Ｉｅｘが流れる方向が反転する。また、磁気コア２２は、磁気飽和していない状態に戻る。

磁気コア２２は、第２経路ＥＰ２における励磁電流Ｉｅｘにより、時間の経過に伴って再び磁気飽和する。磁気コア２２の磁気飽和に起因して、駆動電圧Ｖｅｘの電位は、第２スイッチ列２５４の中点２７０においてゲート２６８の閾値を超えて上昇し、第１スイッチ列２５２の中点２７０においてゲート２６８の閾値を超えて下降する。この結果、第２スイッチ列２５４の第１スイッチ２６２及び第１スイッチ列２５２の第２スイッチ２６４がオフ状態になる一方、第１スイッチ列２５２の第１スイッチ２６２及び第２スイッチ列２５４の第２スイッチ２６４がオン状態になる。スイッチ２６０のオンオフ状態の変動により、電源電流Ｉｐｐは、第２経路ＥＰ２に代えて、第１経路ＥＰ１を流れる。この結果、励磁電流Ｉｅｘが流れる方向が再び反転する。また、磁気コア２２は、磁気飽和していない状態に再び戻る。

以上の説明から理解されるように、本実施の形態において、磁気マルチバイブレータ２０は、Ｈブリッジ回路２４を利用して励磁電流Ｉｅｘを周期的に生成する自励発振回路を形成している。詳しくは、スイッチ２６０のオンオフ状態の切り替えによって、電源電流Ｉｐｐが第１経路ＥＰ１及び第２経路ＥＰ２を交互に周期的に供給され、励磁電流Ｉｅｘの向きが周期的に逆転する。換言すれば、スイッチ２６０の夫々のオンオフ状態は、検出コイル２８に流れる励磁電流Ｉｅｘの向きの変化に応じて切り替わる。但し、本発明は、これに限られない。同様な自励発振回路を形成できる限り、磁気マルチバイブレータ２０は、どのような回路によって構成されていてもよい。但し、検出コイル２８に大きな励磁電流Ｉｅｘを流して磁気コア２２を磁気飽和し易くするという観点から、磁気マルチバイブレータ２０は、Ｈブリッジ回路２４を備えていることが好ましい。

図１及び図２を参照すると、２つの検波スイッチ５０は、第１検波スイッチ５２と、第２検波スイッチ５４とからなり、２つのサンプルホールド部６０は、第１サンプルホールド部６２と、第２サンプルホールド部６４とからなる。２つの検波スイッチ５０は、２つのサンプルホールド部６０と夫々対応している。検波スイッチ５０の夫々は、対応するサンプルホールド部６０と接続点３０との間に接続されている。

詳しくは、第１検波スイッチ５２は、第１サンプルホールド部６２と対応している。第１検波スイッチ５２の一端は、接続点３０に接続されており、第１検波スイッチ５２の他端は、第１サンプルホールド部６２に接続されている。同様に、第２検波スイッチ５４は、第２サンプルホールド部６４と対応している。第２検波スイッチ５４の一端は、接続点３０に接続されており、第２検波スイッチ５４の他端は、第２サンプルホールド部６４に接続されている。

検波スイッチ５０の夫々は、対応するサンプルホールド部６０と接続点３０との間を電気的に接続する導通状態（オン状態）と、対応するサンプルホールド部６０と接続点３０との間を電気的に遮断する非導通状態（オフ状態）のいずれか一方の状態（オンオフ状態）をとることができる。検波スイッチ５０の夫々は、磁気マルチバイブレータ２０の制御によって、オンオフ状態を変える。より具体的には、磁気マルチバイブレータ２０は、電流センサ１０の使用時に、検波スイッチ５０の夫々に対して、オンオフ状態を切り替えるための制御信号ＣＫを加える。

図２を参照すると、本実施の形態において、検波スイッチ５０の夫々は、ＮチャネルのＭＯＳトランジスタである。検波スイッチ５０の夫々は、Ｈブリッジ回路２４の第１スイッチ２６２と同様に、ゲート５０８に加えられた電圧とゲート５０８の閾値との間の大小関係に応じて、オンオフ状態を切り替える。第１検波スイッチ５２のゲート５０８は、第２スイッチ列２５４のゲート２６８と同じ閾値を有しており、第２検波スイッチ５４のゲート５０８は、第１スイッチ列２５２のゲート２６８と同じ閾値を有している。第１検波スイッチ５２のゲート５０８には、第２スイッチ列２５４のゲート２６８に加えられる電位と同電位の第１制御信号ＣＫ１が加えられ、第２検波スイッチ５４のゲート５０８には、第１スイッチ列２５２のゲート２６８に加えられる電位と同電位の第２制御信号ＣＫ２が加えられる。

上述の構成により、検波スイッチ５０の夫々のオンオフ状態は、検出コイル２８に流れる励磁電流Ｉｅｘの向きの変化に応じて切り替わり、且つ、２つの検波スイッチ５０は、互いに反対のオンオフ状態をとる。本実施の形態によれば、検波スイッチ５０の夫々がＭＯＳトランジスタであるため、簡単な回路構成によって、検波スイッチ５０のオンオフ状態を切り替えることができる。但し、本発明は、これに限られない。検波スイッチ５０のオンオフ状態を、オン状態およびオフ状態の間で上述のように切り替え可能な限り、検波スイッチ５０は、どのような電子部品であってもよい。

図２を参照すると、Ｈブリッジ回路２４から検出コイル２８に励磁電流Ｉｅｘが供給されると、励磁電流Ｉｅｘの少なくとも一部は、検出コイル２８から接続点３０を経由して固定電位（グランド電位）ＧＮＤまで流れる。この結果、磁気マルチバイブレータ２０とグランド電位ＧＮＤとの間に接続された検出抵抗回路４０の一端（接続点３０）には、検出コイル２８を流れる励磁電流Ｉｅｘに応じた電圧を有する検出信号Ｖｓが生じる。図３を併せて参照すると、検出信号Ｖｓは、電源電流Ｉｐｐが第１経路ＥＰ１に供給された際に生じる励磁電流Ｉｅｘの電位と、電源電流Ｉｐｐが第２経路ＥＰ２に供給された際に生じる励磁電流Ｉｅｘの電位とを全波整流した波形を有している。以下に説明するように、検出信号Ｖｓによって、外部導体８０を流れる漏洩電流Ｉｄを検出できる。

図２を参照すると、前述のように、第１検波スイッチ５２のオンオフ状態は、第２スイッチ列２５４の第１スイッチ２６２のオンオフ状態と一致するように制御されており、第２検波スイッチ５４のオンオフ状態は、第１スイッチ列２５２の第１スイッチ２６２のオンオフ状態と一致するように制御されている。このため、第１経路ＥＰ１の励磁電流Ｉｅｘが接続点３０を流れる周期において、第１検波スイッチ５２は、オン状態にあり、第２検波スイッチ５４は、オフ状態にある。同様に、第２経路ＥＰ２の励磁電流Ｉｅｘが接続点３０を流れる周期において、第１検波スイッチ５２は、オフ状態にあり、第２検波スイッチ５４は、オン状態にある。即ち、検波スイッチ５０の夫々は、検出信号Ｖｓを、励磁電流Ｉｅｘの周波数で同期検波する。

図２を参照すると、サンプルホールド部６０の夫々は、ローパスフィルタ６０２と、インピーダンス変換部６０４とを有している。本実施の形態のインピーダンス変換部６０４は、負帰還回路を有するオペアンプであり、高い入力インピーダンスと、低い出力インピーダンスとを有している。この構成により、サンプルホールド部６０の夫々は、サンプル動作とホールド動作とを周期的に繰り返す。サンプルホールド部６０の夫々は、サンプル区間において、対応する検波スイッチ５０が出力した信号を出力し、ホールド区間において、出力電圧を維持する。

詳しくは、図２及び図３を参照すると、第１検波スイッチ５２がオン状態にあるとき、第１サンプルホールド部６２は、サンプル区間にあり、第１検波スイッチ５２が出力した第１同期信号Ｖｓ１を受けてサンプル動作を行う。第１サンプルホールド部６２のサンプル区間において、第１同期信号Ｖｓ１は、検出信号Ｖｓと同じ波形を有している。第１検波スイッチ５２がオフ状態にあるとき、第１サンプルホールド部６２は、ホールド区間にあり、第１同期信号Ｖｓ１は、所定のレベルに維持される。

同様に、第２検波スイッチ５４がオン状態にあるとき、第２サンプルホールド部６４は、サンプル区間にあり、第２検波スイッチ５４が出力した第２同期信号Ｖｓ２を受けてサンプル動作を行う。第２サンプルホールド部６４のサンプル区間において、第２同期信号Ｖｓ２は、検出信号Ｖｓと同じ波形を有している。第２検波スイッチ５４がオフ状態にあるとき、第２サンプルホールド部６４は、ホールド区間にあり、第２同期信号Ｖｓ２は、所定のレベルに維持される。

サンプルホールド部６０の夫々は、図２に示した回路から構成できる。但し、本発明は、これに限られない。サンプルホールド部６０の夫々は、サンプルホールド機能及びローパスフィルタ機能を有する限り、どのような回路から構成してもよい。また、電流センサ１０は、ローパスフィルタ機能を有さないサンプルホールド部６０と、サンプルホールド部６０とは別のローパスフィルタとを備えていてもよい。

図２を参照すると、サンプルホールド部６０の夫々は、差動アンプ７０に接続されている。サンプルホールド部６０のカットオフ周波数は、励磁電流Ｉｅｘの周波数よりも大きな値に設定されている。第１サンプルホールド部６２は、第１同期信号Ｖｓ１から励磁電流Ｉｅｘの交流成分をカットして差動アンプ７０に入力する。第２サンプルホールド部６４は、第２同期信号Ｖｓ２から励磁電流Ｉｅｘの交流成分をカットして差動アンプ７０に入力する。差動アンプ７０は、漏洩電流Ｉｄに応じた出力信号Ｖｏを出力する。

上述のように、サンプルホールド部６０の夫々は、対応する検波スイッチ５０がオン状態にあるときには、検出信号Ｖｓに応じた電圧を出力し、対応する検波スイッチ５０がオフ状態にあるときにも、出力電圧を維持する。このように機能する２つのサンプルホールド部６０の出力電圧を差動アンプ７０に入力し、２つの出力電圧の差から出力信号Ｖｏを得ることで、従来の電流センサと比べて約２倍の検出感度が得られる。従って、検出抵抗回路４０の抵抗値を高くする必要がない。例えば、検出抵抗回路４０の抵抗値を、３０Ω〜１０００Ωの範囲に設定できる。このため、励磁電流Ｉｅｘを、磁気コア２２の磁気特性の変動によって影響されない程度の大きさに維持できる。即ち、本実施の形態によれば、温度変化に起因する検出感度の変動を防止しつつ、検出感度を向上可能な電流センサ１０が得られる。

本実施の形態の磁気マルチバイブレータ２０は、Ｈブリッジ回路２４によって構成されている。本実施の形態によれば、Ｈブリッジ回路２４に大きな駆動電力（電源電流Ｉｐｐ）を供給し、これにより励磁電流Ｉｅｘを大きくできる。

本実施の形態によれば、検出コイル２８は、自励発振回路によって駆動される。磁気コア２２の磁気特性が多少変動しても、磁気特性の変動に応じて、自励発振回路の発振周波数が変動する。このため、本実施の形態の電流センサ１０は、磁気特性の変動の影響を更に受けにくい。但し、本発明は、これに限られない。例えば、制御信号ＣＫ（第１制御信号ＣＫ１及び第２制御信号ＣＫ２）を、Ｈブリッジ回路２４とは別の発振回路によって生成して、Ｈブリッジ回路２４のスイッチ２６０及び検波スイッチ５０に加えてもよい。即ち、本発明は、他励発振型の電流センサにも適用可能である。

本実施の形態によれば、検出感度が大きく向上するため、差動アンプ７０の増幅率を小さくできる。このため、差動アンプ７０の回路に起因するオフセットを低減できる。加えて、Ｓ／Ｎ比を改善できる。但し、本発明は、これに限られず、差動アンプ７０の増幅率は、特に限定されない。

図４を参照すると、本発明の実施例によって、本発明による効果を確認した。詳しくは、本発明の実施例による電流センサ及び従来の電流センサ（比較例）を作製して、漏洩電流Ｉｄに対する出力信号Ｖｏを測定した。

図２を参照すると、実施例の電流センサは、電流センサ１０と同じ回路構造を有していた。一方、比較例の電流センサの検出抵抗回路４０は、検出コイル２８の一端（図２において下端）と第１スイッチ列２５２の中点２７０との間に、検出コイル２８と直列に接続した。また、比較例において、検出コイル２８の両端の間の電位差を検出して増幅した。実施例及び比較例の夫々において、検出コイル２８の巻回数は、３７０ターンであり、検出抵抗回路４０の抵抗値は、２００Ωだった。また、実施例において、差動アンプ７０の増幅率は、４０Ｖ／Ｖだった。比較例においても、検出コイル２８の両端の間の電位差を、４０Ｖ／Ｖの増幅率で増幅した。図４から理解されるように、実施例は、比較例に比べて約２倍の検出感度を有していた。

電流センサ１０は、既に説明した変形例に加えて、以下に説明するように、更に様々に変形可能である。

本実施の形態によれば、第１同期信号Ｖｓ１及び第２同期信号Ｖｓ２が、１つの共通の検出抵抗ＲＤによって生成される。但し、本発明は、これに限られない。

図５を参照すると、第１変形例による電流センサ１０Ａは、電流センサ１０（図２参照）の磁気マルチバイブレータ２０（図２参照）、接続点３０（図２参照）及び検出抵抗回路４０（図２参照）と夫々異なる磁気マルチバイブレータ２０Ａ、接続点３０Ａ及び検出抵抗回路４０Ａを備えている。

磁気マルチバイブレータ２０Ａは、Ｈブリッジ回路２４（図２参照）と僅かに異なるＨブリッジ回路２４Ａを備えていることを除き、磁気マルチバイブレータ２０（図２参照）と同じ回路構造を有しており、磁気マルチバイブレータ２０と同様に機能する。Ｈブリッジ回路２４Ａの２つのスイッチ列２５０は、Ｈブリッジ回路２４と異なり、接続点３０（図２参照）において互いに接続されていない。即ち、接続点３０Ａは、第１スイッチ列２５２に接続された第１接続点３２Ａと、第２スイッチ列２５４に接続された第２接続点３４Ａとからなる。

検出抵抗回路４０Ａは、２つの固定抵抗器（第１検出抵抗ＲＤ１及び第２検出抵抗ＲＤ２）からなる。第１検出抵抗ＲＤ１及び第２検出抵抗ＲＤ２は、互いに同一の抵抗値を有している。第１検出抵抗ＲＤ１の一端は、第１接続点３２Ａにおいて第１スイッチ列２５２に接続されており、第１検出抵抗ＲＤ１の他端は、グランド部１８に接続されている。第２検出抵抗ＲＤ２の一端は、第２接続点３４Ａにおいて第２スイッチ列２５４に接続されており、第２検出抵抗ＲＤ２の他端は、グランド部１８に接続されている。即ち、検出抵抗回路４０Ａの一端は、第１接続点３２Ａ及び第２接続点３４Ａを含む接続点３０Ａにおいて磁気マルチバイブレータ２０Ａに接続されており、検出抵抗回路４０Ａの他端は、グランド電位（固定電位）ＧＮＤに接続されている。

第１検波スイッチ５２は、第１サンプルホールド部６２と第１接続点３２Ａとの間に接続されており、第２検波スイッチ５４は、第２サンプルホールド部６４と第２接続点３４Ａとの間に接続されている。即ち、本変形例においても、検波スイッチ５０の夫々は、対応するサンプルホールド部６０と接続点３０Ａとの間に接続されている。

上述のように構成された電流センサ１０Ａは、電流センサ１０（図２参照）と同様に機能する。但し、一般的に、第１検出抵抗ＲＤ１の使用時の抵抗値は、製造誤差や温度特性の相違に起因して、第２検出抵抗ＲＤ２の使用時の抵抗値と多少異なる。差動アンプ７０の出力信号Ｖｏには、２つの抵抗値の相違に起因した誤差が含まれる恐れがある。従って、一般的には、電流センサ１０のように、第１同期信号Ｖｓ１及び第２同期信号Ｖｓ２を、１つの共通の検出抵抗ＲＤによって生成することが好ましい。

図６を参照すると、第２変形例による電流センサ１０Ｂは、電流センサ１０（図２参照）の接続点３０と異なる接続点３０Ｂを有している。接続点３０Ｂは、磁気マルチバイブレータ２０と電源１２との間に設けられている。検出抵抗回路４０の一端は、接続点３０Ｂにおいて磁気マルチバイブレータ２０に接続されており、検出抵抗回路４０の他端は、電源電位（固定電位）Ｖｐｐに接続されている。即ち、検出抵抗回路４０の他端が接続された固定電位は、電源電位Ｖｐｐである。このように構成された電流センサ１０Ｂは、電流センサ１０と同様に機能する。

図７を参照すると、第３変形例による電流センサ１０Ｃは、電流センサ１０（図２参照）の磁気マルチバイブレータ２０と異なる磁気マルチバイブレータ２０Ｃを備えている。磁気マルチバイブレータ２０Ｃは、Ｈブリッジ回路２４（図２参照）と異なるＨブリッジ回路２４Ｃを備えている。Ｈブリッジ回路２４Ｃは、Ｈブリッジ回路２４の回路構造に加えて、２つのコンパレータ２６６Ｃを有している。コンパレータ２６６Ｃの夫々は、例えば、ヒステリシス回路によって構成されている。

コンパレータ２６６Ｃのうちの一方において、入力端は、第１スイッチ列２５２の中点２７０に接続されており、出力端は、第２スイッチ列２５４のゲート２６８及び第１検波スイッチ５２のゲート５０８に接続されている。コンパレータ２６６Ｃのうちの他方において、入力端は、第２スイッチ列２５４の中点２７０に接続されており、出力端は、第１スイッチ列２５２のゲート２６８及び第２検波スイッチ５４のゲート５０８に接続されている。コンパレータ２６６Ｃの夫々は、入力端に加えられた電圧の値を所定の第１閾値及び第２閾値と比較し、２値化して出力端に出力する。コンパレータ２６６Ｃを設けることで、第１制御信号ＣＫ１及び第２制御信号ＣＫ２の夫々が２値化され、これにより磁気コア２２の磁気特性の変動の影響を更に低減できる。

上述した実施の形態及び変形例は、様々に組み合わせることができる。例えば、図６の電流センサ１０Ｂに、図７の電流センサ１０Ｃのコンパレータ２６６Ｃを設けてもよい。

１０，１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃ 電流センサ
１２ 電源
Ｖｐｐ 電源電位（固定電位）
Ｉｐｐ 電源電流
１８ グランド部
ＧＮＤ グランド電位（固定電位）
２０，２０Ａ，２０Ｃ 磁気マルチバイブレータ
２２ 磁気コア
２４，２４Ａ，２４Ｃ Ｈブリッジ回路
２５０ スイッチ列
２５２ 第１スイッチ列
２５４ 第２スイッチ列
２６０ スイッチ
２６２ 第１スイッチ
２６４ 第２スイッチ
２６６Ｃ コンパレータ
２６８ ゲート
２７０ 中点
２８ 検出コイル
３０，３０Ａ，３０Ｂ 接続点
３２Ａ 第１接続点
３４Ａ 第２接続点
４０，４０Ａ 検出抵抗回路
ＲＤ 検出抵抗
ＲＤ１ 第１検出抵抗
ＲＤ２ 第２検出抵抗
５０ 検波スイッチ
５０８ ゲート
５２ 第１検波スイッチ
５４ 第２検波スイッチ
６０ サンプルホールド部
６０２ ローパスフィルタ
６０４ インピーダンス変換部
６２ 第１サンプルホールド部
６４ 第２サンプルホールド部
７０ 差動アンプ
８０ 外部導体
Ｉｄ 漏洩電流
ＥＰ１ 第１経路
ＥＰ２ 第２経路
Ｖｅｘ 駆動電圧
Ｉｅｘ 励磁電流
ＣＫ 制御信号
ＣＫ１ 第１制御信号（制御信号）
ＣＫ２ 第２制御信号（制御信号）
Ｖｓ 検出信号
Ｖｓ１ 第１同期信号
Ｖｓ２ 第２同期信号
Ｖｏ 出力信号

Claims (6)

1. 外部導体を流れる漏洩電流を検出可能な電流センサであって、
   前記電流センサは、磁気マルチバイブレータと、検出抵抗回路と、２つの検波スイッチと、２つのサンプルホールド部と、差動アンプとを備えており、
   前記磁気マルチバイブレータは、磁気コアと、検出コイルとを備えており、
   前記磁気コアは、前記外部導体を囲むように配置可能であり、
   前記検出コイルは、前記磁気コアに巻回されており、
   前記検出抵抗回路の一端は、接続点において前記磁気マルチバイブレータに接続されており、前記検出抵抗回路の他端は、固定電位に接続されており、
   前記検出コイルに励磁電流が供給されると、前記励磁電流の少なくとも一部は、前記検出コイルから前記接続点を経由して前記固定電位まで流れ、
   前記２つの検波スイッチは、前記２つのサンプルホールド部と夫々対応しており、
   前記検波スイッチの夫々は、対応する前記サンプルホールド部と前記接続点との間に接続されており、
   前記検波スイッチの夫々のオンオフ状態は、前記励磁電流の向きの変化に応じて切り替わり、且つ、前記２つの検波スイッチは、互いに反対の前記オンオフ状態をとり、
   前記サンプルホールド部の夫々は、前記差動アンプに接続されており、
   前記差動アンプは、前記漏洩電流に応じた出力信号を出力する
   電流センサ。
2. 請求項１記載の電流センサであって、
   前記磁気マルチバイブレータは、２つのスイッチ列を有するＨブリッジ回路を備えており、
   前記検出コイルは、前記２つのスイッチ列の中点の間に接続されており、
   前記２つのスイッチ列は、前記接続点において互いに接続されており、
   前記検出抵抗回路は、前記２つのスイッチ列に対して共通に設けられている
   電流センサ。
3. 請求項１又は請求項２記載の電流センサであって、
   前記固定電位は、グランド電位である
   電流センサ。
4. 請求項１から請求項３までのいずれかに記載の電流センサであって、
   前記スイッチ列の夫々は、２つのスイッチを有しており、
   前記スイッチの夫々のオンオフ状態は、前記検出コイルに流れる前記励磁電流の向きの変化に応じて切り替わる
   電流センサ。
5. 請求項４記載の電流センサであって、
   前記２つのスイッチ列は、第１スイッチ列と、第２スイッチ列とからなり、
   前記スイッチの夫々は、ＭＯＳトランジスタであり、
   前記検出コイルの一端は、前記第１スイッチ列の前記中点と、前記第２スイッチ列における前記スイッチの夫々のゲートに接続されており、
   前記検出コイルの他端は、前記第２スイッチ列の前記中点と、前記第１スイッチ列における前記スイッチの夫々のゲートに接続されている
   電流センサ。
6. 請求項１から請求項５までのいずれかに記載の電流センサであって、
   前記サンプルホールド部の夫々は、ローパスフィルタと、インピーダンス変換部とを有しており、
   前記インピーダンス変換部は、高い入力インピーダンスと、低い出力インピーダンスとを有している
   電流センサ。

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