CN110927428B - 一种宽量程宽频高精度磁平衡式电流测量装置 - Google Patents

Abstract

一种宽量程宽频高精度磁平衡式电流测量装置，包括第一磁环(1)、第二磁环(2)、第三磁环(3)、激励电流源(4)、第一激励线圈(5)、第一检测线圈(6)、第一补偿线圈(7)、第二激励线圈(8)、第二检测线圈(9)、第二补偿线圈(10)、第三检测线圈(11)、第三补偿线圈(12)、第一差分放大器(13)、第一带通滤波器(14)、相敏捡波器(15)、第二差分放大器(16)、第二带通滤波器(17)、加法器(18)、调节器(19)、驱动器(20)、补偿电流源(21)、采样电阻(22)。本发明采用三个并行的磁环，以非接触式的方式检测穿过磁环内部的电流的大小，采用磁平衡的补偿方法，能实现对被测电流的大范围、宽频段、高精度、高灵敏度及快响应测量。

Description

一种宽量程宽频高精度磁平衡式电流测量装置

技术领域

本发明涉及信号检测领域，具体涉及一种宽量程宽频高精度磁平衡式电流测量装置。

背景技术

电流是电气领域中最重要的物理量之一，在发电、输电、变电、配电、用电等各个环节中，通过电流可以直观反应出设备、负载、线路等的工作状态。如何准确、快速地检测稳态直流、低频交流、高频交流、漏电流、瞬时电流、脉冲电流等已成为电力行业最重要的研究热点之一。

通常测量电流信号的方法主要分为两类：接触式测量和非接触式测量。典型接触式测量方法主要有：电阻法、分流器法、电流互感器法。电阻法是指在被测电流回路中串入精密电阻，通过测量电阻两端的电压即可获得被测电流的大小，该方法虽然简单，但是当被测电流较大时，会产生较大的损耗，严重时会直接烧坏电阻；分流器法与电阻法类似，只是采用耐高温、高电导率的材质制作，能解决电阻法中的发热问题，但是由于其阻值一般取得很低，导致其灵敏度较低，在小电流测试时误差较大；电流互感器法是基于法拉第电磁感应定律，通过在被测电流回路中串入互感器，被测电流的变化导致互感器内的磁通发生变化，在其二次回路感应出电压信号，通过测量该电压的大小即可反演出被测电流的大小，电流互感器法可以实现宽范围交流电流的测量，但是其测量精度低、线性度差、分辨率较低。

采用非接触式测量电流的方案中，一般是通过测量被测电流产生的磁场，从而反演出电流的大小，通常采用磁通门或磁阻传感器来测量被测电流产生的磁场。但是，单纯通过磁传感器测量被测电流在周围空间产生的磁场，会严重影响测量精度和分辨率，并且容易受环境干扰。通过采用磁聚环将被测电流在空间中产生的磁场进行汇聚，再在磁聚环的气隙中测量测量该磁场，进而可推算出被测电流的大小。该方法能有效地提高系统的灵敏度，但是测量装置的体积一般比较大，不适合设备内部电流、漏电流、电缆电流等对空间尺寸要求严格的场合。另外一种通过测量磁场反演被测电流的方法是基于磁调制原理，该方法是对一个闭合的高磁导率磁芯，通以高频大幅值交变激励电流，使得磁芯处于周期性对称饱和，被测电流产生的磁场叠加到激励磁场上，会使得磁芯出现周期性非对称饱和，对该周期性非对称的饱和磁通进行分析，会发现二次分量(以激励电流的频率为基频)的幅值最大，通过提取该二次分量的幅值，即可反演出被测电流的大小。合理设计，该测量方法也能实现高精度、高分辨率，并且体积可以显著减小，但是该方法也存在带宽不到，频率响应不够快等问题。

非接触式测量方案中，存在一个共性问题，即大量程与高灵敏度的矛盾问题。要实现高灵敏度，就必然要求测量回路中具备很大的放大倍数，但是高放大倍数使得测量装置在检测大电流时出现容易饱和，制约了测量装置的量程。另外，非接触测量方案中，通过测量磁场反演电流的方法，不论是采用磁传感器直接测量磁场，还是基于磁调制式原理，测量装置的带宽都受到传感器本身或者磁调制特性的制约，难以兼顾直流、低频交流和高频交流的测量。

综上所述，对于宽范围、宽频段的电流测量场合，并且同时兼顾大量程、高精度、高灵敏度要求，常规的测量方法难以满足要求，还需要提出新的测量方法。

发明内容

本发明的目的是针对非接触式、宽范围、交直流电流测量场合，提出一种宽量程宽频高精度的电流测量装置。

具体而言，本发明提供了一种宽量程宽频高精度磁平衡式电流测量装置，包括第一磁环(1)、第二磁环(2)、第三磁环(3)、激励电流源(4)、第一激励线圈(5)、第一检测线圈(6)、第一补偿线圈(7)、第二激励线圈(8)、第二检测线圈(9)、第二补偿线圈(10)、第三检测线圈(11)、第三补偿线圈(12)、第一差分放大器(13)、第一带通滤波器(14)、相敏捡波器(15)、第二差分放大器(16)、第二带通滤波器(17)、加法器(18)、调节器(19)、驱动器(20)、补偿电流源(21)、采样电阻(22)，

所述的第一磁环(1)、第二磁环(2)及第三磁环(3)并行贴合在一起，被测电流I_p穿过所述的三个磁环，在所述的三个磁环中产生相同大小的磁场H_p；

所述的第一激励线圈(5)、第一检测线圈(6)、第一补偿线圈(7)缠绕在所述的第一磁环(1)的表面；

所述的第二激励线圈(8)、第二检测线圈(9)、第二补偿线圈(10)缠绕在所述的第二磁环(2)的表面；

所述的第二检测线圈(11)、第三补偿线圈(12)缠绕在所述的第三磁环(3)的表面；

所述的第一激励线圈(5)一端与所述的激励电流源(4)的输出正极相连，另外一端与所述的第二激励线圈(8)的一端相连，所述的第二激励线圈(8)的另外一端与所述的激励电流源(4)的输出负极相连；

所述的第一检测线圈(6)一端与所述的第一差分放大器(13)的输入正端相连，另外一端与所述的第二检测线圈(9)的一端相连，所述的第二检测线圈(9)的另一端与所述的第一差分放大器(13)的输入负端相连；

所述的第一补偿线圈(7)、第二补偿线圈(10)、第三补偿线圈(12)分别串联连接，即所述的第三补偿线圈(12)的末端与所述的第二补偿线圈(10)的首端相连接，所述的第二补偿线圈(10)的末端与所述的第一补偿线圈(7)的首端相连接，所述的第一补偿线圈(7)的末端再与所述的采样电阻(22)的正端相连接，所述的采样电阻(22)的负端与所述的补偿电流源(21)的输出负极相连；所述的第三补偿线圈(12)的首端与所述的补偿电流源(21)的输出正极相连；

所述的第一差分放大器(13)的输出端与所述的第一带通滤波器的(14)的输入端相连；所述的第一带通滤波器的(14)的输出端与所述的相敏检波器(15)的输入端相连接；

所述的第三检测线圈(11)的两端分别与所述的第二差分放大器(16)的输入端相连，所述的第二差分放大器(16)的输出端与所述的第二带通滤波器(17)相连；

所述的相敏检波器(15)的输出端与所述的第二带通滤波器(17)的输出端分别连接到所述的加法器(18)；

所述的加法器(18)的输出端与所述的调节器(19)的输入端相连接；所述的调节器(19)的输出端与所述的驱动器(20)的输入相连；所述的驱动器(20)的输出端再连接至所述的补偿电流源(21)的输入端。

进一步地，所述的第一磁环(1)、第二磁环(2)、第三磁环(3)为三个完全相同的磁环；

所述的第一激励线圈(5)与所述的第二激励线圈(8)的匝数完全相同，所述的第一检测线圈(6)与所述的第二检测线圈(9)的匝数完全相同；所述的第一补偿线圈(7)与所述的第二补偿线圈(10)的匝数完全相同；

所述的激励电流源(4)用于在所述的第一激励线圈(5)及第二激励线圈(8)中产生高频周期性交变的激励电流Ie，该电流在所述的第一磁环(1)与第二磁环(2)中产生高频周期性交变的激励磁场He，该激励磁场的幅值远大于所述的第一磁环(1)与第二磁环(2)的饱和磁场值，使得所述的第一磁环(1)与第二磁环(2)出现周期性交变饱和；

所述的第一磁环(1)、第二磁环(2)、第一补偿线圈(7)、第二补偿线圈(10)用于测量直流电流；所述的第三磁环(3)、第三补偿线圈(12)用于测量交流电流。

进一步地，所述的激励电流源(4)在外部供电后，向所述的第一激励线圈(5)和第二激励线圈(6)中产生周期性激励电流I_e＝I_msinωt，其中ω＝2πf_e，f_e为激励电流的频率，I_m为幅值，该激励电流在所述的第一磁环(1)和第二磁环(2)内分别产生大小相等、方向相反的激励磁场H_e＝H_msinωt，H_m为激励磁场的幅值；

在所述的被测电流I_p＝0时，即被侧电流产生的磁场H_p＝0；则所述的第一磁环(1)和所述的第二磁环(2)内部的磁感应强度B₁和B₂分别为：

B₁＝B₂＝μH_msinωt 式(1)

式(1)中μ为所述的三个磁环的磁导率；

所述磁感应强度B₁在所述的第一检测线圈(6)中产生的感应电动势U_O1为：

式(2)中N₁₂为所述的第一检测线圈(6)和第二检测线圈(9)的匝数，S为所述的三个磁环的截面积；

所述磁感应强度B₂在所述的第二检测线圈(9)中产生的感应电动势U_O2为：

则所述的第一差分放大器(13)的输入信号U_in1为：

U_in1＝U_O1+U_O2 式(4)

根据式(2)～式(4)，可知，在所述被侧电流信号I_p为0的情况下，所述的第一差分放大器(13)的输入信号U_in1＝0；

在所述的被测电流I_p＝0时，即被侧电流产生的磁场H_p＝0时，所述的第三磁环(3)内的磁感应强度B₃＝0，则所述的第三检测线圈(11)两端的感应电动势U_O3为：

式(5)中N₃为所述第三检测线圈(11)的匝数；

则所述的第二差分放大器(16)的输入信号U_in2＝U_O3＝0；

所述的第一差分放大器(13)的输出信号经过所述的第一带通滤波器(14)和所述的相敏检波器(15)后，输出的信号U_x1＝0；

所述的第二差分放大器(16)的输出信号经过所述的第二带通滤波器(17)后，输出的信号U_x2＝0；

所述的输出信号U_x1及U_x2经过所述的加法器(18)、调节器(19)及驱动器(20)后依然为零，则所述的补偿电流源(21)输出的补偿电流I_c＝0，此时所述的采样电阻(22)两端的电压U_OS＝0；即当所述的被测电流I_p＝0时，本发明所述的电流测量装置的输出也为0。

进一步地，当所述的被测电流I_p≠0时，并且为直流信号时，其在所述的第一磁环(1)、第二磁环(2)、第三磁环(3)中产生的磁场均为H_p；

在所述的激励磁场H_e和所述的磁场H_p的共同作用下，则所述的第一磁环(1)内的磁感应强度B₁为：

B₁＝μ(H_p+H_msinωt) 式(6)

所述的第二磁环(2)内的磁感应强度B₂为：

B₂＝μ(H_p-H_msinωt) 式(7)

所述的磁感应强度B₁作用在所述的第一检测线圈(6)中产生的感应电动势U_O1为：

所述的磁感应强度B₂作用在所述的第二检测线圈(9)中产生的感应电动势U_O2为：

所述的激励磁场幅值H_m远大于所述第一磁环(1)、第二磁环(2)的饱和磁场强度H_s；此时，所述的第一磁环(1)和第二磁环(2)处于非饱和状态及饱和状态之间周期性交变，其磁导率μ也将在线性区和非线性区之间周期性变化，所述的磁导率μ可以表示为：

式(10)中μ_dc为所述磁导率的直流分量，μ_i为所述磁导率的第2i次谐波分量；将式(10)分别代入式(8)和式(9)可以得到：

则所述的第一差分放大器(13)输入信号U_in1为：

所述的输入信号U_in1经过所述的第一差分放大器(13)后，进行比例放大，然后再经过所述的第一带通滤波器(14)后，滤除4次及以上的谐波分量，仅保留2次分量；所述的相敏检波器(15)对该2次分量进行幅值提取，输出信号U_x1为：

U_x1＝K₁U_in1＝4K₁N₁₂SH_pωμ₁ 式(14)

式(14)K₁为所述第一差分放大器(13)的放大倍数，μ₁为所述磁导率的二次分量；

当所述的被测电流I_p为直流信号时，其在所述的第三磁环(3)中产生的磁感应强度B₃保持不变，经过所述的第三检测线圈(11)后产生感应电动势U_O3＝0；再经过所述的第二差分放大器(16)和所述的第二带通滤波器(17)后输出信号U_x2＝0。

更进一步地，当所述的被测电流I_p≠0时，并且为交流信号时，其在所述的第三磁环中产生的磁场为H_p，该磁场在所述的第三磁环(3)中产生的磁感应强度B₃＝μH_p；所述的磁感应强度B₃在所述的第三检测线圈(11)两端产生的感应电动势为：

所述的U_O3信号经过所述的第二差分放大器(16)后，进行比例放大，再经过所述的第二带通滤波器(17)后，滤除U_O3信号中的低频分量以及高频噪声分量，得到信号U_x2为：

式(16)中K₃为所述的第二差分放大器(16)的放大倍数。

更进一步地，当所述的被测电流I_p为直流信号时，根据式(6)～式(13)可知，U_x1＝4K₁N₁₂SH_pωμ₁，U_x2＝0；所述的信号U_x1和U_x2经过所述的加法器(18)叠加后，再经过所述的调节器(19)进行放大处理，再经过所述的驱动器(20)生成驱动信号，驱动所述的补偿电流源(21)产生补偿电流I_c；该补偿电流I_c产生一个补偿磁场H_c；所述的补偿磁场H_c与被测电流产生的磁场H_p方向相反，式(14)可以改写为：

U_x1＝K₁U_in1＝4K₁N₁₂S(H_p-H_c)ωμ₁ 式(17)

只要式(14)中的U_x1不为零，则该信号经过所述的加法器(18)、调节器(19)、驱动器(20)后，就会驱动所述的补偿电流源(21)产生补偿电流I_c，进而产生与H_p方向相反的补偿磁场H_s，导致U_x1减小，最终达到动态磁场平衡，使得U_x1趋近于0，即H_p＝H_s；所述的H_p、H_s与所述的被测电流I_c、I_p的关系为：H_p＝K_p×I_p，H_c＝K_c×I_c，K_p、K_c为线性系数，可根据原始测量数据进行标定；

所述的采样电阻(22)两端的电压U_OS＝I_c×R_s，R_s所述的采样电阻(22)的阻值，进一步计算可知所述的被测电流I_p为：

从式(18)可知，通过测量所述的采样电阻R_s两端的电压U_os，即可反演出所述的被测电流I_p的大小。

更进一步地，当所述的被测电流I_p为交流信号时，所述的信号U_x2如式(16)所示，该信号经过所述的加法器(18)、调节器(19)及驱动器(20)后产生驱动信号，再驱动所述的补偿电流源(21)，产生补偿电流I_c；所述的补偿电流I_c在所述的第三检测线圈(11)中产生补偿磁场H_c；该补偿磁场与所述的被测电流I_p产生的磁场H_p方向相反，式(16)可以改写为：

在所述的调节器(19)、驱动器(20)及补偿电流源(20)的作用下，最终使得所述的第三磁环(3)内达到动态磁平衡，即Hp＝Hc；根据安培环路定理，可知N₃×I_c＝I_p，式中N_s3为所述的第三补偿线圈(12)的匝数；所述的采样电阻(22)两端的电压U_OS为：U_OS＝I_c×R_s，进一步计算可知所述的被测电流I_p为：

从式(20)可知，通过测量所述的采样电阻R_s两端的电压U_OS，即可反演出所述的被测电流I_p的大小。

本发明的优点在于：

1)实现了对被测量电流的非接触式测量；

2)既能测量直流电流，又能测量交流电流，还可以测量脉冲电流；

3)采用高磁导率磁环，并且磁路完全闭合，基于磁平衡原理，实现了高精度测量；

4)对于直流电流的检测，采用两个磁环，设计了反向串联连接的激励线圈和正向串联连接的检测线圈，抵消了“变压器效应”的影响，并且将测量的有效灵敏度提高了一倍；

5)对于交流电流，单独设计一个磁环，并且基于磁平衡原理，可以实现对高频交流的测量，测量装置的频带宽、响应速度快；

6)采用磁平衡原理，实现了对大电流的测量；由于采用高磁导率磁环，配合差分放大器、调节器、补偿电流源等的设计可以实现超高灵敏度；本测量装置解决了常规测量设备大量程与高灵敏度不可兼得的矛盾。

附图说明

图1本发明的一种宽频高精度磁平衡式电流测量装置

图2磁环磁导率随磁场强度的变化曲线

图3被测电流为零时第一检测线圈和第二检测线圈两端感应电动势曲线

图4被测电流不为零时第一检测线圈两端感应电动势曲线

图5被测电流不为零时第二检测线圈两端感应电动势曲线

具体实施方式

下面结合附图对本发明的技术方案进行更详细的说明。

图1给出本发明所述的一种宽频高精度磁平衡式电流测量装置，该测量包括第一磁环(1)、第二磁环(2)、第三磁环(3)、激励电流源(4)、第一激励线圈(5)、第一检测线圈(6)、第一补偿线圈(7)、第二激励线圈(8)、第二检测线圈(9)、第二补偿线圈(10)、第三检测线圈(11)、第三补偿线圈(12)、第一差分放大器(13)、第一带通滤波器(14)、相敏检波器(15)、第二差分放大器(16)、第二带通滤波器(17)、加法器(18)、调节器(19)、驱动器(20)、补偿电流源(21)、采样电阻(22)，

所述的第一磁环(1)、第二磁环(2)及第三磁环(3)并行贴合在一起，被测电流I_p穿过所述的三个磁环，在所述的三个磁环中产生相同大小的磁场H_p；

所述的第一激励线圈(5)、第一检测线圈(6)、第一补偿线圈(7)缠绕在所述的第一磁环(1)的表面；

所述的第二激励线圈(8)、第二检测线圈(9)、第二补偿线圈(10)缠绕在所述的第二磁环(2)的表面；

所述的第二检测线圈(11)、第三补偿线圈(12)缠绕在所述的第三磁环(3)的表面；

所述的第一激励线圈(5)一端与所述的激励电流源(4)的输出正极相连，另外一端与所述的第二激励线圈(8)的一端相连，所述的第二激励线圈(8)的另外一端与所述的激励电流源(4)的输出负极相连；

所述的第一检测线圈(6)一端与所述的第一差分放大器(13)的输入正端相连，另外一端与所述的第二检测线圈(9)的一端相连，所述的第二检测线圈(9)的另一端与所述的第一差分放大器(13)的输入负端相连；

所述的第一补偿线圈(7)、第二补偿线圈(10)、第三补偿线圈(12)分别串联连接，即所述的第三补偿线圈(12)的末端与所述的第二补偿线圈(10)的首端相连接，所述的第二补偿线圈(10)的末端与所述的第一补偿线圈(7)的首端相连接，所述的第一补偿线圈(7)的末端再与所述的采样电阻(22)的正端相连接，所述的采样电阻(22)的负端与所述的补偿电流源(21)的输出负极相连；所述的第三补偿线圈(12)的首端与所述的补偿电流源(21)的输出正极相连；

所述的第一差分放大器(13)的输出端与所述的第一带通滤波器的(14)的输入端相连；所述的第一带通滤波器的(14)的输出端与所述的相敏检波器(15)的输入端相连接；

所述的第三检测线圈(11)的两端分别与所述的第二差分放大器(16)的输入端相连，所述的第二差分放大器(16)的输出端与所述的第二带通滤波器(17)相连；

所述的相敏检波器(15)的输出端与所述的第二带通滤波器(17)的输出端分别连接到所述的加法器(18)；

所述的加法器(18)的输出端与所述的调节器(19)的输入端相连接；所述的调节器(19)的输出端与所述的驱动器(20)的输入相连；所述的驱动器(20)的输出端再连接至所述的补偿电流源(21)的输入端；

所述的第一磁环(1)、第二磁环(2)、第三磁环(3)为三个完全相同的磁环，可以采用高磁导率、低矫顽力的纳米晶或坡莫合金材质；

所述的第一激励线圈(5)与所述的第二激励线圈(8)的匝数完全相同，所述的第一检测线圈(6)与所述的第二检测线圈(9)的匝数完全相同；所述的第一补偿线圈(7)与所述的第二补偿线圈(10)的匝数完全相同；所述的激励线圈、检测线圈、补偿线圈均可采用高电导率的漆包线绕制；

所述的激励电流源(4)用于在所述的第一激励线圈(5)及第二激励线圈(8)中产生高频周期性交变的激励电流Ie，该电流在所述的第一磁环(1)与第二磁环(2)中产生高频周期性交变的激励磁场He，该激励磁场的幅值远大于所述的第一磁环(1)与第二磁环(2)的饱和磁场值，使得所述的第一磁环(1)与第二磁环(2)在饱和状态和非饱和状态周期性交变，如图3所示；

所述的第一磁环(1)、第二磁环(2)、第一补偿线圈(7)、第二补偿线圈(10)用于测量直流电流；所述的第三磁环(3)、第三补偿线圈(12)用于测量交流电流。

所述的激励电流源(4)在外部供电后，向所述的第一激励线圈(5)和第二激励线圈(6)中产生周期性激励电流I_e＝I_msinωt，其中ω＝2πf_e，f_e为激励电流的频率，I_m为幅值，该激励电流在所述的第一磁环(1)和第二磁环(2)内分别产生大小相等、方向相反的激励磁场He＝H_msinωt，H_m为激励磁场的幅值；

在所述的被测电流I_p＝0时，即被侧电流产生的磁场H_p＝0；则所述的第一磁环(1)和所述的第二磁环(2)内部的磁感应强度B₁和B₂分别为：

B₁＝B₂＝μH_msinωt 式(1)

式(1)中μ为所述的三个磁环的磁导率；

所述磁感应强度B₁在所述的第一检测线圈(6)中产生的感应电动势U_O1为：

式(2)中N₁₂为所述的第一检测线圈(6)和第二检测线圈(9)的匝数，S为所述的三个磁环的截面积；

所述磁感应强度B₂在所述的第二检测线圈(9)中产生的感应电动势U_O2为：

则所述的第一差分放大器(13)的输入信号U_in1为：

U_in1＝U_O1+U_O2 式(4)

根据式(2)～式(4)，可知，在所述被侧电流信号I_p为0的情况下，所述的第一差分放大器(13)的输入信号U_in1＝0；从图3所示的曲线也可看出：当被测电流信号为零时，第一检测线圈(6)和第二检测线圈(9)两端的感应电动势的相位刚好反向，两个信号叠加后正好抵消；

在所述的被测电流I_p＝0时，即被侧电流产生的磁场H_p＝0时，所述的第三磁环(3)内的磁感应强度B₃＝0，则所述的第三检测线圈(11)两端的感应电动势U_O3为：

式(5)中N₃为所述第三检测线圈(11)的匝数；

则所述的第二差分放大器(16)的输入信号U_in2＝U_O3＝0；

所述的第一差分放大器(13)的输出信号经过所述的第一带通滤波器(14)和所述的相敏检波器(15)后，输出的信号U_x1＝0；

所述的第二差分放大器(16)的输出信号经过所述的第二带通滤波器(17)后，输出的信号U_x2＝0；

所述的输出信号U_x1及U_x2经过所述的加法器(18)、调节器(19)及驱动器(20)后依然为零，则所述的补偿电流源(21)输出的补偿电流Ic＝0，此时所述的采样电阻(22)两端的电压U_OS＝0；即当所述的被测电流I_p＝0时，本发明所述的电流测量装置的输出也为0；

通过上述分析，可知在被测电流为零时，本测量装置输出的电压信号也为零。

当所述的被测电流I_p≠0时，并且为直流信号时，其在所述的第一磁环(1)、第二磁环(2)、第三磁环(3)中产生的磁场均为H_p；

在所述的激励磁场H_e和所述的磁场H_p的共同作用下，则所述的第一磁环(1)内的磁感应强度B₁为：

B₁＝μ(H_p+H_msinωt) 式(6)

所述的第二磁环(2)内的磁感应强度B₂为：

B₂＝μ(H_p-H_msinωt) 式(7)

所述的磁感应强度B₁作用在所述的第一检测线圈(6)中产生的感应电动势U_O1为：

所述的磁感应强度B₂作用在所述的第二检测线圈(9)中产生的感应电动势U_O2为：

所述的激励磁场幅值H_m远大于所述第一磁环(1)、第二磁环(2)的饱和磁场强度H_s；此时，所述的第一磁环(1)和第二磁环(2)处于非饱和状态及饱和状态之间周期性交变，其磁导率μ也将在线性区和非线性区之间周期性变化，如图2所示；从图2中可以看出，该磁导率曲线沿着纵轴对称，对其进行傅里叶变换，会发现该磁导率存在直流分量和偶次谐波分量，所述的磁导率μ可以表示为：

式(10)中μ_dc为所述磁导率的直流分量，μ_i为所述磁导率的第2i次谐波分量；将式(10)分别代入式(8)和式(9)可以得到：

从图4和图5可以看出，当被测电流产生的磁场Hp与所述的激励磁场H_e的共同作用下，所述的第一磁环(1)和第二磁环(2)的正半波和负半波的饱和时刻和饱和持续时间发生变化，使得感应电动势U_O1和U_O2的波形发生偏移，对该波形进行傅里叶变换分析，可知U_O1中除了偶次谐波分量外，还存在由奇次谐波分量，并且存在“变压器效应”产生的与激励频率同频的信号，该信号的存在会影响最终的测量结果；

则所述的第一差分放大器(13)输入信号U_in1为：

式(13)表明，通过采用两套激励线圈和两套检测线圈，本测量装置的有效灵敏度提高一倍，并且消除了“变压器效应”的影响；

所述的第一带通滤波器(14)对于信号通过的频率设计为[2f_e-f_b，2f_e+f_b]，其中f_b为带宽值，即所述的带通滤波器(14)对于通过的信号，只保留频率为所述激励频率f_e的2倍的信号，对于其它信号，经过所述的带通滤波器(15)后，信号衰减为零；

所述的输入信号U_in1经过所述的第一差分放大器(13)后，进行比例放大，然后再经过所述的第一带通滤波器(14)后，滤除4次及以上的谐波分量，仅保留2次分量；

所述的相敏检波器(15)对该2次分量进行幅值提取，输出信号U_x1为：

U_x1＝K₁U_in1＝4K₁N₁₂SH_pωμ₁ 式(14)

式(14)K₁为所述第一差分放大器(13)的放大倍数，μ₁为所述磁导率的二次分量；

当所述的被测电流I_p为直流信号时，其在所述的第三磁环(3)中产生的磁感应强度B₃保持不变，经过所述的第三检测线圈(11)后产生感应电动势U_O3＝0；再经过所述的第二差分放大器(16)和所述的第二带通滤波器(7)后输出信号U_x2＝0。

更进一步地，当所述的被测电流I_p≠0时，并且为交流信号时，其在所述的第三磁环中产生的磁场为H_p，该磁场在所述的第三磁环(3)中产生的磁感应强度B₃＝μH_p；所述的磁感应强度B₃在所述的第三检测线圈(11)两端产生的感应电动势为：

所述的U_O3信号经过所述的第二差分放大器(16)后，进行比例放大，再经过所述的第二带通滤波器(17)后，滤除U_O3信号中的低频分量以及高频噪声分量，得到信号U_x2为：

式(16)中K₃为所述的第二差分放大器(16)的放大倍数。

更进一步地，当所述的被测电流I_p为直流信号时，根据式(6)～式(13)可知，U_x1＝4K₁N₁₂SH_pωμ₁，U_x2＝0；所述的信号U_x1和U_x2经过所述的加法器(18)叠加后，再经过所述的调节器(19)进行放大处理，再经过所述的驱动器(20)生成驱动信号，驱动所述的补偿电流源(21)产生补偿电流I_c；该补偿电流I_c产生一个补偿磁场H_c；所述的补偿磁场H_c与被测电流产生的磁场H_p方向相反，式(14)可以改写为：

U_x1＝K₁U_in1＝4K₁N₁₂S(H_p-H_c)ωμ₁ 式(17)

只要式(14)中的U_x1不为零，则该信号经过所述的加法器(18)、调节器(19)、驱动器(20)后，就会驱动所述的补偿电流源(21)产生补偿电流Ic，进而产生与H_p方向相反的补偿磁场H_s，导致U_x1减小，最终达到动态磁场平衡，使得U_x1趋近于0，即H_p＝H_s；所述的H_p、H_s与所述的被测电流I_c、I_p的关系为：H_p＝K_p×I_p，H_c＝K_c×I_c，K_p、K_c为线性系数，可根据原始测量数据进行标定；

所述的采样电阻Rs(22)两端的电压U_OS＝I_c×R_s，进一步计算可知所述的被测电流I_p为：

从式(18)可知，通过测量所述的采样电阻R_s两端的电压U_OS，即可反演出所述的被测电流I_p的大小。

更进一步地，当所述的被测电流I_p为交流信号时，所述的信号U_x2如式(16)所示，该信号经过所述的加法器(18)、调节器(19)及驱动器(20)后产生驱动信号，再驱动所述的补偿电流源(21)，产生补偿电流I_c；所述的补偿电流Ic在所述的第三检测线圈(11)中产生补偿磁场H_c；该补偿磁场与所述的被测电流I_p产生的磁场H_p方向相反，式(16)可以改写为：

在所述的调节器(19)、驱动器(20)及补偿电流源(20)的作用下，最终使得所述的第三磁环(3)内达到动态磁平衡，即H_p＝H_c；根据安培环路定理，可知N₃×I_c＝I_p，式中N₃为所述的第三补偿线圈(12)的匝数；所述的采样电阻R_s(22)两端的电压U_OS为：U_OS＝I_c×R_s，进一步计算可知所述的被测电流I_p为：

从式(20)可知，通过测量所述的采样电阻R_s两端的电压U_OS，即可反演出所述的被测电流I_p的大小。

以上以具体实施例的方式描述了本发明的工作原理和测量方法，在不脱离本发明的精神和范围的前提下，本领域的技术人员可根据需求进行适当变化，这些变化都归入所要求保护的范围内。

Claims (6)

1.一种宽量程宽频高精度磁平衡式电流测量装置，其特征在于包括第一磁环(1)、第二磁环(2)、第三磁环(3)、激励电流源(4)、第一激励线圈(5)、第一检测线圈(6)、第一补偿线圈(7)、第二激励线圈(8)、第二检测线圈(9)、第二补偿线圈(10)、第三检测线圈(11)、第三补偿线圈(12)、第一差分放大器(13)、第一带通滤波器(14)、相敏检波器(15)、第二差分放大器(16)、第二带通滤波器(17)、加法器(18)、调节器(19)、驱动器(20)、补偿电流源(21)、采样电阻(22)，

所述的第一磁环(1)、第二磁环(2)及第三磁环(3)并行贴合在一起，被测电流I_p穿过上述三个磁环，在所述三个磁环中产生相同大小的磁场H_p；

所述的第一激励线圈(5)、第一检测线圈(6)、第一补偿线圈(7)缠绕在所述的第一磁环(1)的表面；

所述的第二激励线圈(8)、第二检测线圈(9)、第二补偿线圈(10)缠绕在所述的第二磁环(2)的表面；

所述的第三检测线圈(11)、第三补偿线圈(12)缠绕在所述的第三磁环(3)的表面；

所述的第一激励线圈(5)一端与所述的激励电流源(4)的输出正极相连，另外一端与所述的第二激励线圈(8)的一端相连，所述的第二激励线圈(8)的另外一端与所述的激励电流源(4)的输出负极相连；

所述的第一检测线圈(6)一端与所述的第一差分放大器(13)的输入正端相连，另外一端与所述的第二检测线圈(9)的一端相连，所述的第二检测线圈(9)的另一端与所述的第一差分放大器(13)的输入负端相连；

所述的第一补偿线圈(7)、第二补偿线圈(10)、第三补偿线圈(12)分别串联连接，即所述的第三补偿线圈(12)的末端与所述的第二补偿线圈(10)的首端相连接，所述的第二补偿线圈(10)的末端与所述的第一补偿线圈(7)的首端相连接，所述的第一补偿线圈(7)的末端再与所述的采样电阻(22)的正端相连接，所述的采样电阻(22)的负端与所述的补偿电流源(21)的输出负极相连；所述的第三补偿线圈(12)的首端与所述的补偿电流源(21)的输出正极相连；

所述的第一差分放大器(13)的输出端与所述的第一带通滤波器的(14)的输入端相连；所述的第一带通滤波器(14)的输出端与所述的相敏检波器(15)的输入端相连接；

所述的第三检测线圈(11)的两端分别与所述的第二差分放大器(16)的输入端相连，所述的第二差分放大器(16)的输出端与所述的第二带通滤波器(17)相连；

所述的相敏检波器(15)的输出端与所述的第二带通滤波器(17)的输出端分别连接到所述的加法器(18)；

所述的加法器(18)的输出端与所述的调节器(19)的输入端相连接；所述的调节器(19)的输出端与所述的驱动器(20)的输入相连；所述的驱动器(20)的输出端再连接至所述的补偿电流源(21)的输入端；

所述的第一磁环(1)、第二磁环(2)、第三磁环(3)为三个完全相同的磁环；

所述的第一激励线圈(5)与所述的第二激励线圈(8)的匝数完全相同，所述的第一检测线圈(6)与所述的第二检测线圈(9)的匝数完全相同；所述的第一补偿线圈(7)与所述的第二补偿线圈(10)的匝数完全相同；

所述的激励电流源(4)用于在所述的第一激励线圈(5)及第二激励线圈(8)中产生高频周期性交变的激励电流I_e，该电流在所述的第一磁环(1)与第二磁环(2)中产生高频周期性交变的激励磁场H_e，该激励磁场的幅值远大于所述的第一磁环(1)与第二磁环(2)的饱和磁场值，使得所述的第一磁环(1)与第二磁环(2)处于饱和状态和非饱和状态之间周期性交变；

所述的第一磁环(1)、第二磁环(2)、第一补偿线圈(7)、第二补偿线圈(10)用于测量直流电流；所述的第三磁环(3)、第三补偿线圈(12)用于测量交流电流。

2.如权利要求1所述的一种宽量程宽频高精度磁平衡式电流测量装置，其特征在于，

所述的激励电流源(4)在外部供电后，向所述的第一激励线圈(5)和第二激励线圈(8)中产生周期性激励电流I_e＝I_msinωt，其中ω＝2πf_e，f_e为激励电流的频率，I_m为幅值，该激励电流在所述的第一磁环(1)和第二磁环(2)内分别产生大小相等、方向相反的激励磁场H_e＝H_msinωt，H_m为激励磁场的幅值；

在所述的被测电流I_p＝0时，即被测 电流产生的磁场H_p＝0；则所述的第一磁环(1)和所述的第二磁环(2)内部的磁感应强度B₁和B₂分别为：

B₁＝B₂＝μH_msinωt 式(1)

式(1)中μ为所述三个磁环的磁导率；

所述磁感应强度B₁在所述的第一检测线圈(6)中产生的感应电动势U_O1为：

式(2)中N₁₂为所述的第一检测线圈(6)和第二检测线圈(9)的匝数，S为所述三个磁环的截面积；

所述磁感应强度B₂在所述的第二检测线圈(9)中产生的感应电动势U_O2为：

则所述的第一差分放大器(13)的输入信号U_in1为：

U_in1＝U_O1+U_O2 式(4)

根据式(2)～式(4)，可知，在所述被测 电流信号I_p为0的情况下，

所述的第一差分放大器(13)的输入信号U_in1＝0；

在所述的被测电流I_p＝0时，即被测 电流产生的磁场H_p＝0时，所述的第三磁环(3)内的磁感应强度B₃＝0，则所述的第三检测线圈(11)两端的感应电动势U_O3为：

式(5)中N₃为所述第三检测线圈(11)的匝数；

则所述的第二差分放大器(16)的输入信号U_in2＝U_O3＝0；

所述的第一差分放大器(13)的输出信号经过所述的第一带通滤波器(14)和所述的相敏检波器(15)后，输出的信号U_x1＝0；

所述的第二差分放大器(16)的输出信号经过所述的第二带通滤波器(17)后，输出的信号U_x2＝0；

所述的输出信号U_x1及U_x2经过所述的加法器(18)、调节器(19)及驱动器(20)后依然为零，则所述的补偿电流源(21)输出的补偿电流I_c＝0，此时所述的采样电阻(22)两端的电压U_OS＝0；即当所述的被测电流I_p＝0时，本发明所述的电流测量装置的输出也为0。

3.如权利要求2所述的一种宽量程宽频高精度磁平衡式电流测量装置，其特征在于，

当所述的被测电流I_p≠0时，并且为直流信号时，其在所述的第一磁环(1)、第二磁环(2)、第三磁环(3)中产生的磁场均为H_p；

在所述的激励磁场H_e和所述的磁场H_p的共同作用下，则所述的第一磁环(1)内的磁感应强度B₁为：

B₁＝μ(H_p+H_msinωt) 式(6)

所述的第二磁环(2)内的磁感应强度B₂为：

B₂＝μ(H_p-H_msinωt) 式(7)

所述的磁感应强度B₁作用在所述的第一检测线圈(6)中产生的感应电动势U_O1为：

所述的磁感应强度B₂作用在所述的第二检测线圈(9)中产生的感应电动势U_O2为：

所述的激励磁场幅值H_m远大于所述第一磁环(1)、第二磁环(2)的饱和磁场强度H_s；此时，所述的第一磁环(1)和第二磁环(2)处于非饱和状态及饱和状态之间周期性交变，其磁导率μ也将在线性区和非线性区之间周期性变化，所述的磁导率μ可以表示为：

式(10)中μ_dc为所述磁导率的直流分量，μ_i为所述磁导率的第2i次谐波分量；将式(10)分别代入式(8)和式(9)可以得到：

则所述的第一差分放大器(13)输入信号U_in1为：

所述的输入信号U_in1经过所述的第一差分放大器(13)后，进行比例放大，然后再经过所述的第一带通滤波器(14)后，滤除4次及以上的谐波分量，仅保留2次分量；所述的相敏检波器(15)对该2次分量进行幅值提取，输出信号U_x1为：

U_x1＝K₁U_in1＝4K₁N₁₂SH_pωμ₁ 式(14)

式(14)K₁为所述第一差分放大器(13)的放大倍数，μ₁为所述磁导率的二次分量；

当所述的被测电流I_p为直流信号时，其在所述的第三磁环(3)中产生的磁感应强度B₃保持不变，经过所述的第三检测线圈(11)后产生感应电动势U_O3＝0；再经过所述的第二差分放大器(16)和所述的第二带通滤波器(17)后输出信号U_x2＝0。

4.如权利要求3所述的一种宽量程宽频高精度磁平衡式电流测量装置，其特征在于，

当所述的被测电流I_p≠0时，并且为交流信号时，其在所述的第三磁环中产生的磁场为H_p，该磁场在所述的第三磁环(3)中产生的磁感应强度B₃＝μH_p；所述的磁感应强度B₃在所述的第三检测线圈(11)两端产生的感应电动势U_O3为：

所述的U_O3信号经过所述的第二差分放大器(16)后，进行比例放大，再经过所述的第二带通滤波器(17)后，滤除U_O3信号中的低频分量以及高频噪声分量，得到信号U_x2为：

式(16)中K₃为所述的第二差分放大器(16)的放大倍数。

5.如权利要求4所述的一种宽量程宽频高精度磁平衡式电流测量装置，其特征在于，

当所述的被测电流I_p为直流信号时，根据式(6)～式(13)可知，U_x1＝4K₁N₁₂SH_pωμ₁，U_x2＝0；所述的信号U_x1和U_x2经过所述的加法器(18)叠加后，再经过所述的调节器(19)进行放大处理，再经过所述的驱动器(20)生成驱动信号，驱动所述的补偿电流源(21)产生补偿电流I_c；该补偿电流I_c产生一个补偿磁场H_c；所述的补偿磁场H_c与被测电流产生的磁场H_p方向相反，式(14)可以改写为：

U_x1＝K₁U_in1＝4K₁N₁₂S(H_p-H_c)ωμ₁ 式(17)

只要式(14)中的U_x1不为零，则该信号经过所述的加法器(18)、调节器(19)、驱动器(20)后，就会驱动所述的补偿电流源(21)产生补偿电流I_c，进而产生与H_p方向相反的补偿磁场H_s，导致U_x1减小，经过反复调节，最终达到动态磁场平衡，使得U_x1趋近于0，即H_p＝H_s；所述的H_p、H_s与所述的补偿电流I_c、被测电流I_p的关系为：H_p＝K_p×I_p，H_c＝K_c×I_c，K_p、K_c为线性系数，可根据原始测量数据进行标定；

所述的采样电阻(22)两端的电压U_OS＝I_c×R_s，R_s为所述的采样电阻(22)的阻值，进一步计算可知所述的被测电流I_p为：

从式(18)可知，通过测量所述的采样电阻R_s两端的电压U_os，即可反演出所述的被测电流I_p的大小。

6.如权利要求5所述的一种宽量程宽频高精度磁平衡式电流测量装置，其特征在于，

当所述的被测电流I_p为交流信号时，所述的信号U_x2如式(16)所示，该信号经过所述的加法器(18)、调节器(19)及驱动器(20)后产生驱动信号，再驱动所述的补偿电流源(21)，产生补偿电流I_c；所述的补偿电流I_c在所述的第三检测线圈(11)中产生补偿磁场H_c；该补偿磁场与所述的被测电流I_p产生的磁场H_p方向相反，式(16)可以改写为：

在所述的调节器(19)、驱动器(20)及补偿电流源(21)的作用下，经过反复调节，最终使得所述的第三磁环(3)内达到动态磁平衡，即H_p＝H_c；根据安培环路定理，可知N₃×I_c＝I_p，式中N_s3为所述的第三补偿线圈(12)的匝数；所述的采样电阻(22)两端的电压U_OS为：U_OS＝I_c×R_s，进一步计算可知所述的被测电流I_p为：

从式(20)可知，通过测量所述的采样电阻R_s两端的电压U_OS，即可反演出所述的被测电流I_p的大小。

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