CN102520231A - 开关磁阻电机绕组电压的检测电路与检测方法 - Google Patents

Abstract

本发明开关磁阻电机绕组电压的检测电路与检测方法属于机电类的开关磁阻电机领域，特别涉及一种不使用电压传感器进行开关磁阻电机绕组瞬时电压检测的电路和检测方法。检测电路通过直流母线电压检测电路检测功率变换器的直流母线电压，并通过微控制器判别开关磁阻电机的绕组的工作状态来获得绕组电压；微控制器在判别绕组的工作状态时，需要借助其PWM口的电平和三相绕组电流信号；直流母线电压检测电路由一级差分放大电路和一级滤波电路组成。本发明减少了检测电路的数量，提高了控制系统的电路可靠性。采用差分放大电路，解决了共地干扰问题。具有体积小、成本低、精度高等优点。

Description

开关磁阻电机绕组电压的检测电路与检测方法

技术领域

本发明属于机电类的开关磁阻电机领域，特别涉及一种不使用电压传感器进行开关磁阻电机绕组瞬时电压检测的电路和检测方法。

背景技术

开关磁阻电机因具有结构简单、运行可靠、起动电流小、起动转矩大、调速范围宽、运行效率高和容错能力强等一系列优点而备受青睐。但由于开关磁阻电机的磁饱和性和高度非线性特点，且传统的平均转矩控制策略未考虑其非线性特性和换相过程中转矩的平滑过渡问题，瞬时转矩不可避免地存在较大的脉动，为了减小开关磁阻电机的转矩脉动，需要对开关磁阻电机的瞬态转矩进行检测，但目前能够测试瞬态转矩的转矩传感器不仅价格昂贵，而且体积庞大，不适合用于开关磁阻电机的控制系统，为此，需要通过检测开关磁阻电机绕组的电压和电流来计算某相绕组的磁链，进而计算电机的瞬时转矩，绕组电流通常采用霍尔电流传感器检测，而绕组电压采用霍尔电压传感器检测却不是一种好的方法，由于霍尔电压传感器需要通过限流电阻把电压转化成电流来实现电压检测，对于较高的绕组电压，限流电阻消耗的功率较大，且限流电阻的阻值因其发热变化较大，使电压的检测精度不易保证。而采用传统的电阻分压检测又使控制系统的功率地与控制地相连，不利于系统的电磁兼容。因此，需要发明一种简单易行的开关磁阻电机绕组瞬时电压检测方法。

发明内容

本发明要解决的技术难题是发明一种开关磁阻电机的绕组瞬时电压检测电路和检测方法，为间接检测开关磁阻电机的瞬时转矩提供技术基础。

本发明采用的技术方案是一种开关磁阻电机的绕组瞬时电压检测电路和检测方法，其检测电路的特征是，作为开关磁阻电机控制系统一部分的检测电路，其绕组电压不是通过直接检测绕组两端的电压来获得，而是通过直流母线电压检测电路2检测功率变换器3的直流母线电压，并通过微控制器1判别开关磁阻电机4的绕组的工作状态来获得，微控制器1在判别绕组的工作状态时，需要借助其PWM口的电平和电流传感器及其信号调理电路5的三相绕组电流信号。直流母线电压检测电路2是绕组电压检测的关键，它由一级差分放大电路和一级滤波电路组成，分压电阻R1、R2将直流母线正极P对控制地GND的电压分压后输入到运算放大器A的同相端，分压电阻R3、R4将直流母线负极N对控制地GND的电压分压后，输入到运算放大器A的反相端，运算放大器A通过差分放大得到直流母线电压的检测值，运算放大器A的输出经过滤波电阻R5、滤波电容C3阻容滤波后送入微控制器1的模数转换口ADC0。为了实现直流母线电压检测，电路参数必须满足分压电阻R1＝R3，R2＝R4；为了解决“共地”干扰问题，必须使直流母线与控制电路地之间有足够的电阻，因此选分压电阻R1＝R3≥2MΩ；分压电阻R2、R4的阻值根据检测电路的输出电压U_AD选取，使U_AD的范围满足微控制器的要求；为了兼顾检测电路的响应速度和滤波效果，取滤波电容C1＝C2＝C3＝330pF，滤波电阻R5＝1kΩ。直流母线电压检测电路2的输出U_AD为

$U_{\mathrm{AD}}=\frac{R2}{R1+R2}(U_P-U_N)=\frac{R2}{R1+R2}{U}_{\mathrm{dc}}---\left(1\right)$

式中，U_dc为直流母线电压；U_P、U_N分别为直流母线的正极P和负极N对控制地GND的电压。

本发明的检测方法是通过检测直流母线的电压和判断各相绕组的导通状态来间接检测开关磁阻电机的各相绕组电压，具体步骤如下：

通过微控制器1的ADC0实时更新直流母线电压U_dc的检测值U_AD；通过微控制器1的ADC1、ADC2、ADC3获得开关磁阻电机4的A相、B相、C相绕组的电流I_A、I_B、I_C；令微控制器1的PWM1、PWM4分别控制功率变换器3中的A相绕组PHA对应的功率开关管VT1、VT4；微控制器1的PWM2、PWM5分别控制功率变换器3中B相绕组PHB对应的功率开关管VT2、VT5；微控制器1的PWM3、PWM6分别控制功率变换器3中C相绕组PHC对应的功率开关管VT3、VT6；根据各相绕组电流是否为0，并结合微控制器1的PWM模块的输出电平高低，判断各相绕组的工作状态，从而确定其绕组的端电压。取各相绕组的电压正方向与电流方向一致，A相绕组PHA的绕组电压U_A检测方程为

$U_A=\left\{\begin{array}{cc}0& I_A=0\\ U_{\mathrm{dc}}-2U_T& I_A>0,\mathrm{PWM}1=\mathrm{PWM}4=1\\ -(U_{\mathrm{dc}}+2U_D)& I_A>0,\mathrm{PWM}1=\mathrm{PWM}4=0\\ U_T+U_D& I_A>0,\mathrm{PWM}1\≠\mathrm{PWM}4\end{array}\right.---\left(2\right)$

式中，U_T、U_D分别为功率开关管和续流二极管的管压降，其值均可从数据表中查得，或通过实际测量得到。如果忽略开关管和续流二极管的管压降，则A相绕组PHA的电压检测方程简化为

$U_A=\left\{\begin{array}{cc}0& I_A=0\\ U_{\mathrm{dc}}& I_A>0,\mathrm{PWM}1=\mathrm{PWM}4=1\\ -U_{\mathrm{dc}}& I_A>0,\mathrm{PWM}1=\mathrm{PWM}4=0\\ 0& I_A>0,\mathrm{PWM}1\≠\mathrm{PWM}4\end{array}\right.---\left(3\right)$

B相绕组PHB的绕组电压U_B检测方程为

$U_B=\left\{\begin{array}{cc}0& I_B=0\\ U_{\mathrm{dc}}-2U_T& I_B>0,\mathrm{PWM}2=\mathrm{PWM}5=1\\ -(U_{\mathrm{dc}}+2U_D)& I_B>0,\mathrm{PWM}2=\mathrm{PWM}5=0\\ U_T+U_D& I_B>0,\mathrm{PWM}2\≠\mathrm{PWM}5\end{array}\right.---\left(4\right)$

忽略开关管和续流二极管的管压降时B相绕组PHB的电压检测方程为

$U_B=\left\{\begin{array}{cc}0& I_B=0\\ U_{\mathrm{dc}}& I_B>0,\mathrm{PWM}2=\mathrm{PWM}5=1\\ -U_{\mathrm{dc}}& I_B>0,\mathrm{PWM}2=\mathrm{PWM}5=0\\ 0& I_B>0,\mathrm{PWM}2\≠\mathrm{PWM}5\end{array}\right.---\left(5\right)$

C相绕组PHC的绕组电压U_C检测方程为

$U_C=\left\{\begin{array}{cc}0& I_C=0\\ U_{\mathrm{dc}}-2U_T& I_C>0,\mathrm{PWM}3=\mathrm{PWM}6=1\\ -(U_{\mathrm{dc}}+2U_D)& I_C>0,\mathrm{PWM}3=\mathrm{PWM}6=0\\ U_T+U_D& I_C>0,\mathrm{PWM}3\≠\mathrm{PWM}6\end{array}\right.---\left(6\right)$

忽略开关管和续流二极管的管压降时C相绕组PHC的电压检测方程为

$U_C=\left\{\begin{array}{cc}0& I_C=0\\ U_{\mathrm{dc}}& I_C>0,\mathrm{PWM}3=\mathrm{PWM}6=1\\ -U_{\mathrm{dc}}& I_C>0,\mathrm{PWM}3=\mathrm{PWM}6=0\\ 0& I_C>0,\mathrm{PWM}3\≠\mathrm{PWM}6\end{array}\right.---\left(7\right)$

本发明具有以下显著效果：

1)只需检测母线电压就可以获得各相绕组的瞬时电压，具有体积小、成本低、精度高等优点。

2)克服了传统电阻分压检测带来的系统功率地与控制地的“共地”干扰问题。

3)通过检测母线电压获得各相绕组的瞬时电压，减少了控制系统的连线和检测电路的数量，提高了控制系统的可靠性。

附图说明

图1为本发明的开关磁阻电机的绕组瞬时电压检测实施方案。其中，1为微控制器，2为直流母线电压检测电路，3为功率变换器，4为三相开关磁阻电机，5为电流传感器及其信号调理电路，P为直流母线的正极，N为直流母线的负极。

图2为直流母线电压检测电路图，其中，P为直流母线正极，N为直流母线负极，R1、R2、R3、R4为分压电阻，R5为滤波电阻，C1、C2、C3、为滤波电容，A为运算放大器，U_AD为检测电路的输出，+15V和-15V为运算放大器的电源，GND为控制系统的地。

图3为三相开关磁阻电机的不对称半桥型功率变换器主电路图，其中，PHA、PHB、PHC分别代表开关磁阻电机的A相、B相和C相三相绕组；VT1、VT4为A相绕组对应的功率开关管，VD1、VD4为A相绕组对应的续流二极管；VT2、VT5为B相绕组对应的功率开关管，VD2、VD5为B相绕组的续流二极管；VT3、VT6为C相绕组对应的功率开关管，VD3、VD6为C相绕组的续流二极管；U_dc为直流母线电压，P为直流母线正极，N为直流母线负极。

图4为开关磁阻电机4的A相绕组PHA在VT1和VT4同时导通时的通电情况，其中，电路中的箭头表示电流方向。

图5为开关磁阻电机4的A相绕组PHA在双管斩波控制条件下，VT1和VT4同时关断时的续流回路，其中，电路中的箭头表示电流方向。

图6为开关磁阻电机4的A相绕组PHA在单管斩波控制条件下，VT1关断，VT4闭合时的续流回路，其中，电路中的箭头表示电流方向。

图7为开关磁阻电机4的A相绕组PHA在单管斩波控制条件下，VT1闭合，VT4关断时的续流回路，其中，电路中的箭头表示电流方向。

具体实施方式

下面结合附图和技术方案详细说明本发明的具体实施。

本发明的具体实施方式如图1所示，绕组电压检测电路是开关磁阻电机控制系统的一部分，TMS320C2000系列16位微控制器1是系统的控制核心。直流母线电压检测电路2如图2所示，它检测功率变换器3的直流母线电压U_dc，其输出接到微控制器1的ADC0口。开关磁阻电机4是三相开关磁阻电机，它由图3所示结构的功率变换器3供电，并由电流传感器及其信号调理电路5检测其三相绕组的电流。电流传感器及其信号调理电路5将三相电流检测信号分别输入到微控制器1的ADC1口、ADC2口、ADC3口。微控制器1的PWM1、PWM4分别控制功率变换器3中对应A相绕组的功率开关管VT1、VT4；微控制器1的PWM2、PWM5分别控制功率变换器3中对应B相绕组的功率开关管VT2、VT5；微控制器1的PWM3、PWM6分别控制功率变换器3中对应C相绕组的功率开关管VT3、VT6。

直流母线电压检测电路2的电路参数选取如下：运算放大器A选LF247高速运算放大器，分压电阻R1＝R2＝2.1MΩ，滤波电阻R4＝1kΩ，滤波电容C1＝C2＝C3＝330pF。由于TMS320C2000系列16位微控制器1的模数转换口的电压范围为0～3.3V，取U_AD最大值为3.3V，对于通过AC380V三相全波整流供电的功率变换器2，考虑开关磁阻电机4工作中的绕组储存的电能向电源放电造成的瞬时电压升高，取其直流母线电压U_dc最大值为696.3V，据此确定分压电阻R2＝R4＝10kΩ。微控制器1可根据ADC0口检测到的U_AD值算出直流母线电压值U_dc，检测电压U_AD与直流母线电压U_dc的关系为

$U_{\mathrm{dc}}=\frac{R1+R2}{R2}{U}_{\mathrm{AD}}=211U_{\mathrm{AD}}--\left(8\right)$

在图3所示的功率变换器电路中，A相绕组PHA的通电和断电受两个功率开关管VT1、VT4控制，B相绕组PHB的通电和断电受两个功率开关管VT2、VT5控制，C相绕组PHC的通电和断电受两个功率开关管VT3、VT6控制；两个快速二极管VD1、VD4为A相绕组PHA提供续流回路，两个快速二极管VD2、VD5为B相绕组PHB提供续流回路，两个快速二极管VD3、VD6为C相绕组PHC提供续流回路。在开关磁阻电机4的控制中，通常采取双管同时斩波、上管斩波、下管斩波三种控制方式来控制绕组的电流。微控制器1可根据不同斩波控制方式下PWM1～PMW6的电平高低，以及ADC1、ADC2、ADC3的输入是否为0，判断各相绕组的状态，进而确定各相绕组的电压。

在双管同时斩波情况下，以A相绕组PHA为例，当A相绕组PHA未通电时，电源电压降落在VT1、VT4上，A相绕组的电压为0；当VT1、VT4同时导通时，如图4所示，电源U_dc、VT1、A相绕组PHA、VT4构成一个电流通路，U_A＝U_dc-2U_T；当VT1、VT4同时关断时，如图5所示，绕组电流不能突变，通过VD1、VD4向电源U_dc充电，U_A＝-(U_dc+2U_D)。所以在双管斩波情况下，A相绕组的电压检测方程为

$U_A=\left\{\begin{array}{cc}0& I_A=0\\ U_{\mathrm{dc}}-2U_T& I_A>0,\mathrm{PWM}1=\mathrm{PWM}4=1\\ -(U_{\mathrm{dc}}+2U_D)& I_A>0,\mathrm{PWM}1=\mathrm{PWM}4=0\end{array}\right.---\left(9\right)$

在上管斩波情况下，以A相绕组PHA为例，当A相绕组PHA未通电时，U_A＝0；当VT1、VT4同时导通时，U_A＝U_dc-2U_T；当VT1关断、VT4导通时，如图6所示，A相绕组电流不能突变，通过VT4、VD4构成一个续流回路，U_A＝U_T+U_D。因此，在上管斩波情况下，A相绕组的电压为

$U_A=\left\{\begin{array}{cc}0& I_A=0\\ U_{\mathrm{dc}}-2U_T& I_A>0,\mathrm{PWM}1=\mathrm{PWM}4=1\\ U_T+U_D& I_A>0,\mathrm{PWM}1\≠\mathrm{PWM}4\end{array}\right.---\left(10\right)$

在下管斩波情况下，以A相绕组PHA为例，当A相绕组PHA未通电时，U_A＝0；当VT1、VT4同时导通时，U_A＝U_dc-2U_T；当VT1导通、VT4关断时，如图7所示，A相绕组电流不能突变，通过VT1、VD1构成一个续流回路，U_A＝U_T+U_D。因此，在下管斩波情况下，A相绕组的电压检测方程仍为式(10)。同理，可推出采取双管同时斩波、上管斩波、下管斩波三种控制方式时，B相、C相绕组的电压检测方程式。

采用本发明的开关磁阻电机绕组电压检测电路和检测方法，检测电路简单可靠，检测精度高，检测结果还可用于系统保护。本发明的检测电路可用于两相、四相或五相等其他相数的开关磁阻电机的绕组电压检测。

Claims (2)

1.一种开关磁阻电机的绕组瞬时电压检测电路，其特征是，作为开关磁阻电机控制系统一部分的检测电路，其绕组电压不是通过直接检测绕组两端的电压来获得，而是通过直流母线电压检测电路(2)检测功率变换器(3)的直流母线电压，并通过微控制器(1)判别开关磁阻电机(4)的绕组的工作状态来获得；微控制器(1)在判别绕组的工作状态时，需要借助其PWM口的电平和电流传感器及其信号调理电路(5)的三相绕组电流信号；直流母线电压检测电路(2)由一级差分放大电路和一级滤波电路组成，分压电阻(R1、R2)将直流母线正极(P)对控制地(GND)的电压分压后输入到运算放大器(A)的同相端，分压电阻(R3、R4)将直流母线负极(N)对控制地(GND)的电压分压后，输入到运算放大器(A)的反相端，运算放大器(A)通过差分放大得到直流母线电压的检测值，运算放大器(A)的输出经过滤波电阻(R5)、滤波电容(C3)阻容滤波后送入微控制器(1)的模数转换口(ADC0)；电路参数中取分压电阻R1＝R3，且分压电阻(R1、R3)≥2MΩ；分压电阻R2＝R4；分压电阻(R2、R4)的阻值根据检测电路的输出电压U_AD选取，使U_AD的范围满足微控制器的要求；取滤波电容C1＝C2＝C3＝330pF，滤波电阻R5＝1kΩ；直流母线电压检测电路(2)的输出电压U_AD为

$U_{\mathrm{AD}}=\frac{R2}{R1+R2}(U_P-U_N)=\frac{R2}{R1+R2}{U}_{\mathrm{dc}}---\left(1\right)$

式中，U_dc为直流母线电压；U_P、U_N分别为直流母线的正极(P)和负极(N)对控制地(GND)的电压。

2.如权利要求1所述的开关磁阻电机的绕组瞬时电压检测电路，其特征是，它采用的检测方法，是通过检测直流母线的电压和判断各相绕组的导通状态来间接检测开关磁阻电机的各相绕组电压，具体步骤如下：

通过微控制器(1)的(ADC0)实时更新直流母线电压U_dc的检测值U_AD；通过微控制器(1)的(ADC1、ADC2、ADC3)获得开关磁阻电机(4)的A相、B相、C相绕组的电流I_A、I_B、I_C；令微控制器(1)的(PWM1、PWM4)分别控制功率变换器(3)中的A相绕组(PHA)对应的功率开关管(VT1、VT4)；微控制器(1)的(PWM2、PWM5)分别控制功率变换器(3)中B相绕组(PHB)对应的功率开关管(VT2、VT5)；微控制器(1)的(PWM3、PWM6)分别控制功率变换器(3)中C相绕组(PHC)对应的功率开关管(VT3、VT6)；根据各相绕组电流是否为0，并结合微控制器(1)的PWM模块的输出电平高低，判断各相绕组的工作状态，从而确定其绕组的端电压；取各相绕组的电压正方向与电流方向一致，A相绕组(PHA)的绕组电压U_A检测方程为

$U_A=\left\{\begin{array}{cc}0& I_A=0\\ U_{\mathrm{dc}}-2U_T& I_A>0,\mathrm{PWM}1=\mathrm{PWM}4=1\\ -(U_{\mathrm{dc}}+2U_D)& I_A>0,\mathrm{PWM}1=\mathrm{PWM}4=0\\ U_T+U_D& I_A>0,\mathrm{PWM}1\≠\mathrm{PWM}4\end{array}\right.---\left(2\right)$

式中，U_T、U_D分别为功率开关管和续流二极管的管压降，其值均可从数据表中查得，或通过实际测量得到；如果忽略开关管和续流二极管的管压降，则A相绕组(PHA)的电压检测方程简化为

$U_A=\left\{\begin{array}{cc}0& I_A=0\\ U_{\mathrm{dc}}& I_A>0,\mathrm{PWM}1=\mathrm{PWM}4=1\\ -U_{\mathrm{dc}}& I_A>0,\mathrm{PWM}1=\mathrm{PWM}4=0\\ 0& I_A>0,\mathrm{PWM}1\≠\mathrm{PWM}4\end{array}\right.---\left(3\right)$

B相绕组(PHB)的绕组电压U_B检测方程为

$U_B=\left\{\begin{array}{cc}0& I_B=0\\ U_{\mathrm{dc}}-2U_T& I_B>0,\mathrm{PWM}2=\mathrm{PWM}5=1\\ -(U_{\mathrm{dc}}+2U_D)& I_B>0,\mathrm{PWM}2=\mathrm{PWM}5=0\\ U_T+U_D& I_B>0,\mathrm{PWM}2\≠\mathrm{PWM}5\end{array}\right.---\left(4\right)$

忽略开关管和续流二极管的管压降时B相绕组(PHB)的电压检测方程为

$U_B=\left\{\begin{array}{cc}0& I_B=0\\ U_{\mathrm{dc}}& I_B>0,\mathrm{PWM}2=\mathrm{PWM}5=1\\ -U_{\mathrm{dc}}& I_B>0,\mathrm{PWM}2=\mathrm{PWM}5=0\\ 0& I_B>0,\mathrm{PWM}2\≠\mathrm{PWM}5\end{array}\right.---\left(5\right)$

C相绕组(PHC)的绕组电压U_C检测方程为

$U_C=\left\{\begin{array}{cc}0& I_C=0\\ U_{\mathrm{dc}}-2U_T& I_C>0,\mathrm{PWM}3=\mathrm{PWM}6=1\\ -(U_{\mathrm{dc}}+2U_D)& I_C>0,\mathrm{PWM}3=\mathrm{PWM}6=0\\ U_T+U_D& I_C>0,\mathrm{PWM}3\≠\mathrm{PWM}6\end{array}\right.---\left(6\right)$

忽略开关管和续流二极管的管压降时C相绕组(PHC)的电压检测方程为

$U_C=\left\{\begin{array}{cc}0& I_C=0\\ U_{\mathrm{dc}}& I_C>0,\mathrm{PWM}3=\mathrm{PWM}6=1\\ -U_{\mathrm{dc}}& I_C>0,\mathrm{PWM}3=\mathrm{PWM}6=0\\ 0& I_C>0,\mathrm{PWM}3\≠\mathrm{PWM}6\end{array}\right.---\left(7\right)$

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