CN110927428A - 一种宽量程宽频高精度磁平衡式电流测量装置 - Google Patents
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Abstract
一种宽量程宽频高精度磁平衡式电流测量装置,包括第一磁环(1)、第二磁环(2)、第三磁环(3)、激励电流源(4)、第一激励线圈(5)、第一检测线圈(6)、第一补偿线圈(7)、第二激励线圈(8)、第二检测线圈(9)、第二补偿线圈(10)、第三检测线圈(11)、第三补偿线圈(12)、第一差分放大器(13)、第一带通滤波器(14)、相敏捡波器(15)、第二差分放大器(16)、第二带通滤波器(17)、加法器(18)、调节器(19)、驱动器(20)、补偿电流源(21)、采样电阻(22)。本发明采用三个并行的磁环,以非接触式的方式检测穿过磁环内部的电流的大小,采用磁平衡的补偿方法,能实现对被测电流的大范围、宽频段、高精度、高灵敏度及快响应测量。
Description
技术领域
本发明涉及信号检测领域,具体涉及一种宽量程宽频高精度磁平衡式电流测量装置。
背景技术
电流是电气领域中最重要的物理量之一,在发电、输电、变电、配电、用电等各个环节中,通过电流可以直观反应出设备、负载、线路等的工作状态。如何准确、快速地检测稳态直流、低频交流、高频交流、漏电流、瞬时电流、脉冲电流等已成为电力行业最重要的研究热点之一。
通常测量电流信号的方法主要分为两类:接触式测量和非接触式测量。典型接触式测量方法主要有:电阻法、分流器法、电流互感器法。电阻法是指在被测电流回路中串入精密电阻,通过测量电阻两端的电压即可获得被测电流的大小,该方法虽然简单,但是当被测电流较大时,会产生较大的损耗,严重时会直接烧坏电阻;分流器法与电阻法类似,只是采用耐高温、高电导率的材质制作,能解决电阻法中的发热问题,但是由于其阻值一般取得很低,导致其灵敏度较低,在小电流测试时误差较大;电流互感器法是基于法拉第电磁感应定律,通过在被测电流回路中串入互感器,被测电流的变化导致互感器内的磁通发生变化,在其二次回路感应出电压信号,通过测量该电压的大小即可反演出被测电流的大小,电流互感器法可以实现宽范围交流电流的测量,但是其测量精度低、线性度差、分辨率较低。
采用非接触式测量电流的方案中,一般是通过测量被测电流产生的磁场,从而反演出电流的大小,通常采用磁通门或磁阻传感器来测量被测电流产生的磁场。但是,单纯通过磁传感器测量被测电流在周围空间产生的磁场,会严重影响测量精度和分辨率,并且容易受环境干扰。通过采用磁聚环将被测电流在空间中产生的磁场进行汇聚,再在磁聚环的气隙中测量测量该磁场,进而可推算出被测电流的大小。该方法能有效地提高系统的灵敏度,但是测量装置的体积一般比较大,不适合设备内部电流、漏电流、电缆电流等对空间尺寸要求严格的场合。另外一种通过测量磁场反演被测电流的方法是基于磁调制原理,该方法是对一个闭合的高磁导率磁芯,通以高频大幅值交变激励电流,使得磁芯处于周期性对称饱和,被测电流产生的磁场叠加到激励磁场上,会使得磁芯出现周期性非对称饱和,对该周期性非对称的饱和磁通进行分析,会发现二次分量(以激励电流的频率为基频)的幅值最大,通过提取该二次分量的幅值,即可反演出被测电流的大小。合理设计,该测量方法也能实现高精度、高分辨率,并且体积可以显著减小,但是该方法也存在带宽不到,频率响应不够快等问题。
非接触式测量方案中,存在一个共性问题,即大量程与高灵敏度的矛盾问题。要实现高灵敏度,就必然要求测量回路中具备很大的放大倍数,但是高放大倍数使得测量装置在检测大电流时出现容易饱和,制约了测量装置的量程。另外,非接触测量方案中,通过测量磁场反演电流的方法,不论是采用磁传感器直接测量磁场,还是基于磁调制式原理,测量装置的带宽都受到传感器本身或者磁调制特性的制约,难以兼顾直流、低频交流和高频交流的测量。
综上所述,对于宽范围、宽频段的电流测量场合,并且同时兼顾大量程、高精度、高灵敏度要求,常规的测量方法难以满足要求,还需要提出新的测量方法。
发明内容
本发明的目的是针对非接触式、宽范围、交直流电流测量场合,提出一种宽量程宽频高精度的电流测量装置。
具体而言,本发明提供了一种宽量程宽频高精度磁平衡式电流测量装置,包括第一磁环(1)、第二磁环(2)、第三磁环(3)、激励电流源(4)、第一激励线圈(5)、第一检测线圈(6)、第一补偿线圈(7)、第二激励线圈(8)、第二检测线圈(9)、第二补偿线圈(10)、第三检测线圈(11)、第三补偿线圈(12)、第一差分放大器(13)、第一带通滤波器(14)、相敏捡波器(15)、第二差分放大器(16)、第二带通滤波器(17)、加法器(18)、调节器(19)、驱动器(20)、补偿电流源(21)、采样电阻(22),
所述的第一磁环(1)、第二磁环(2)及第三磁环(3)并行贴合在一起,被测电流Ip穿过所述的三个磁环,在所述的三个磁环中产生相同大小的磁场Hp;
所述的第一激励线圈(5)、第一检测线圈(6)、第一补偿线圈(7)缠绕在所述的第一磁环(1)的表面;
所述的第二激励线圈(8)、第二检测线圈(9)、第二补偿线圈(10)缠绕在所述的第二磁环(2)的表面;
所述的第二检测线圈(11)、第三补偿线圈(12)缠绕在所述的第三磁环(3)的表面;
所述的第一激励线圈(5)一端与所述的激励电流源(4)的输出正极相连,另外一端与所述的第二激励线圈(8)的一端相连,所述的第二激励线圈(8)的另外一端与所述的激励电流源(4)的输出负极相连;
所述的第一检测线圈(6)一端与所述的第一差分放大器(13)的输入正端相连,另外一端与所述的第二检测线圈(9)的一端相连,所述的第二检测线圈(9)的另一端与所述的第一差分放大器(13)的输入负端相连;
所述的第一补偿线圈(7)、第二补偿线圈(10)、第三补偿线圈(12)分别串联连接,即所述的第三补偿线圈(12)的末端与所述的第二补偿线圈(10)的首端相连接,所述的第二补偿线圈(10)的末端与所述的第一补偿线圈(7)的首端相连接,所述的第一补偿线圈(7)的末端再与所述的采样电阻(22)的正端相连接,所述的采样电阻(22)的负端与所述的补偿电流源(21)的输出负极相连;所述的第三补偿线圈(12)的首端与所述的补偿电流源(21)的输出正极相连;
所述的第一差分放大器(13)的输出端与所述的第一带通滤波器的(14)的输入端相连;所述的第一带通滤波器的(14)的输出端与所述的相敏检波器(15)的输入端相连接;
所述的第三检测线圈(11)的两端分别与所述的第二差分放大器(16)的输入端相连,所述的第二差分放大器(16)的输出端与所述的第二带通滤波器(17)相连;
所述的相敏检波器(15)的输出端与所述的第二带通滤波器(17)的输出端分别连接到所述的加法器(18);
所述的加法器(18)的输出端与所述的调节器(19)的输入端相连接;所述的调节器(19)的输出端与所述的驱动器(20)的输入相连;所述的驱动器(20)的输出端再连接至所述的补偿电流源(21)的输入端。
进一步地,所述的第一磁环(1)、第二磁环(2)、第三磁环(3)为三个完全相同的磁环;
所述的第一激励线圈(5)与所述的第二激励线圈(8)的匝数完全相同,所述的第一检测线圈(6)与所述的第二检测线圈(9)的匝数完全相同;所述的第一补偿线圈(7)与所述的第二补偿线圈(10)的匝数完全相同;
所述的激励电流源(4)用于在所述的第一激励线圈(5)及第二激励线圈(8)中产生高频周期性交变的激励电流Ie,该电流在所述的第一磁环(1)与第二磁环(2)中产生高频周期性交变的激励磁场He,该激励磁场的幅值远大于所述的第一磁环(1)与第二磁环(2)的饱和磁场值,使得所述的第一磁环(1)与第二磁环(2)出现周期性交变饱和;
所述的第一磁环(1)、第二磁环(2)、第一补偿线圈(7)、第二补偿线圈(10)用于测量直流电流;所述的第三磁环(3)、第三补偿线圈(12)用于测量交流电流。
进一步地,所述的激励电流源(4)在外部供电后,向所述的第一激励线圈(5)和第二激励线圈(6)中产生周期性激励电流Ie=Imsinωt,其中ω=2πfe,fe为激励电流的频率,Im为幅值,该激励电流在所述的第一磁环(1)和第二磁环(2)内分别产生大小相等、方向相反的激励磁场He=Hmsinωt,Hm为激励磁场的幅值;
在所述的被测电流Ip=0时,即被侧电流产生的磁场Hp=0;则所述的第一磁环(1)和所述的第二磁环(2)内部的磁感应强度B1和B2分别为:
B1=B2=μHmsinωt 式(1)
式(1)中μ为所述的三个磁环的磁导率;
所述磁感应强度B1在所述的第一检测线圈(6)中产生的感应电动势UO1为:
式(2)中N12为所述的第一检测线圈(6)和第二检测线圈(9)的匝数,S为所述的三个磁环的截面积;
所述磁感应强度B2在所述的第二检测线圈(9)中产生的感应电动势UO2为:
则所述的第一差分放大器(13)的输入信号Uin1为:
Uin1=UO1+UO2 式(4)
根据式(2)~式(4),可知,在所述被侧电流信号Ip为0的情况下,所述的第一差分放大器(13)的输入信号Uin1=0;
在所述的被测电流Ip=0时,即被侧电流产生的磁场Hp=0时,所述的第三磁环(3)内的磁感应强度B3=0,则所述的第三检测线圈(11)两端的感应电动势UO3为:
式(5)中N3为所述第三检测线圈(11)的匝数;
则所述的第二差分放大器(16)的输入信号Uin2=UO3=0;
所述的第一差分放大器(13)的输出信号经过所述的第一带通滤波器(14)和所述的相敏检波器(15)后,输出的信号Ux1=0;
所述的第二差分放大器(16)的输出信号经过所述的第二带通滤波器(17)后,输出的信号Ux2=0;
所述的输出信号Ux1及Ux2经过所述的加法器(18)、调节器(19)及驱动器(20)后依然为零,则所述的补偿电流源(21)输出的补偿电流Ic=0,此时所述的采样电阻(22)两端的电压UOS=0;即当所述的被测电流Ip=0时,本发明所述的电流测量装置的输出也为0。
进一步地,当所述的被测电流Ip≠0时,并且为直流信号时,其在所述的第一磁环(1)、第二磁环(2)、第三磁环(3)中产生的磁场均为Hp;
在所述的激励磁场He和所述的磁场Hp的共同作用下,则所述的第一磁环(1)内的磁感应强度B1为:
B1=μ(Hp+Hmsinωt) 式(6)
所述的第二磁环(2)内的磁感应强度B2为:
B2=μ(Hp-Hmsinωt) 式(7)
所述的磁感应强度B1作用在所述的第一检测线圈(6)中产生的感应电动势UO1为:
所述的磁感应强度B2作用在所述的第二检测线圈(9)中产生的感应电动势UO2为:
所述的激励磁场幅值Hm远大于所述第一磁环(1)、第二磁环(2)的饱和磁场强度Hs;此时,所述的第一磁环(1)和第二磁环(2)处于非饱和状态及饱和状态之间周期性交变,其磁导率μ也将在线性区和非线性区之间周期性变化,所述的磁导率μ可以表示为:
式(10)中μdc为所述磁导率的直流分量,μi为所述磁导率的第2i次谐波分量;将式(10)分别代入式(8)和式(9)可以得到:
则所述的第一差分放大器(13)输入信号Uin1为:
所述的输入信号Uin1经过所述的第一差分放大器(13)后,进行比例放大,然后再经过所述的第一带通滤波器(14)后,滤除4次及以上的谐波分量,仅保留2次分量;所述的相敏检波器(15)对该2次分量进行幅值提取,输出信号Ux1为:
Ux1=K1Uin1=4K1N12SHpωμ1 式(14)
式(14)K1为所述第一差分放大器(13)的放大倍数,μ1为所述磁导率的二次分量;
当所述的被测电流Ip为直流信号时,其在所述的第三磁环(3)中产生的磁感应强度B3保持不变,经过所述的第三检测线圈(11)后产生感应电动势UO3=0;再经过所述的第二差分放大器(16)和所述的第二带通滤波器(17)后输出信号Ux2=0。
更进一步地,当所述的被测电流Ip≠0时,并且为交流信号时,其在所述的第三磁环中产生的磁场为Hp,该磁场在所述的第三磁环(3)中产生的磁感应强度B3=μHp;所述的磁感应强度B3在所述的第三检测线圈(11)两端产生的感应电动势为:
所述的UO3信号经过所述的第二差分放大器(16)后,进行比例放大,再经过所述的第二带通滤波器(17)后,滤除UO3信号中的低频分量以及高频噪声分量,得到信号Ux2为:
式(16)中K3为所述的第二差分放大器(16)的放大倍数。
更进一步地,当所述的被测电流Ip为直流信号时,根据式(6)~式(13)可知,Ux1=4K1N12SHpωμ1,Ux2=0;所述的信号Ux1和Ux2经过所述的加法器(18)叠加后,再经过所述的调节器(19)进行放大处理,再经过所述的驱动器(20)生成驱动信号,驱动所述的补偿电流源(21)产生补偿电流Ic;该补偿电流Ic产生一个补偿磁场Hc;所述的补偿磁场Hc与被测电流产生的磁场Hp方向相反,式(14)可以改写为:
Ux1=K1Uin1=4K1N12S(Hp-Hc)ωμ1 式(17)
只要式(14)中的Ux1不为零,则该信号经过所述的加法器(18)、调节器(19)、驱动器(20)后,就会驱动所述的补偿电流源(21)产生补偿电流Ic,进而产生与Hp方向相反的补偿磁场Hs,导致Ux1减小,最终达到动态磁场平衡,使得Ux1趋近于0,即Hp=Hs;所述的Hp、Hs与所述的被测电流Ic、Ip的关系为:Hp=Kp×Ip,Hc=Kc×Ic,Kp、Kc为线性系数,可根据原始测量数据进行标定;
所述的采样电阻(22)两端的电压UOS=Ic×Rs,Rs所述的采样电阻(22)的阻值,进一步计算可知所述的被测电流Ip为:
从式(18)可知,通过测量所述的采样电阻Rs两端的电压Uos,即可反演出所述的被测电流Ip的大小。
更进一步地,当所述的被测电流Ip为交流信号时,所述的信号Ux2如式(16)所示,该信号经过所述的加法器(18)、调节器(19)及驱动器(20)后产生驱动信号,再驱动所述的补偿电流源(21),产生补偿电流Ic;所述的补偿电流Ic在所述的第三检测线圈(11)中产生补偿磁场Hc;该补偿磁场与所述的被测电流Ip产生的磁场Hp方向相反,式(16)可以改写为:
在所述的调节器(19)、驱动器(20)及补偿电流源(20)的作用下,最终使得所述的第三磁环(3)内达到动态磁平衡,即Hp=Hc;根据安培环路定理,可知N3×Ic=Ip,式中Ns3为所述的第三补偿线圈(12)的匝数;所述的采样电阻(22)两端的电压UOS为:UOS=Ic×Rs,进一步计算可知所述的被测电流Ip为:
从式(20)可知,通过测量所述的采样电阻Rs两端的电压UOS,即可反演出所述的被测电流Ip的大小。
本发明的优点在于:
1)实现了对被测量电流的非接触式测量;
2)既能测量直流电流,又能测量交流电流,还可以测量脉冲电流;
3)采用高磁导率磁环,并且磁路完全闭合,基于磁平衡原理,实现了高精度测量;
4)对于直流电流的检测,采用两个磁环,设计了反向串联连接的激励线圈和正向串联连接的检测线圈,抵消了“变压器效应”的影响,并且将测量的有效灵敏度提高了一倍;
5)对于交流电流,单独设计一个磁环,并且基于磁平衡原理,可以实现对高频交流的测量,测量装置的频带宽、响应速度快;
6)采用磁平衡原理,实现了对大电流的测量;由于采用高磁导率磁环,配合差分放大器、调节器、补偿电流源等的设计可以实现超高灵敏度;本测量装置解决了常规测量设备大量程与高灵敏度不可兼得的矛盾。
附图说明
图1本发明的一种宽频高精度磁平衡式电流测量装置
图2磁环磁导率随磁场强度的变化曲线
图3被测电流为零时第一检测线圈和第二检测线圈两端感应电动势曲线
图4被测电流不为零时第一检测线圈两端感应电动势曲线
图5被测电流不为零时第二检测线圈两端感应电动势曲线
具体实施方式
下面结合附图对本发明的技术方案进行更详细的说明。
图1给出本发明所述的一种宽频高精度磁平衡式电流测量装置,该测量包括第一磁环(1)、第二磁环(2)、第三磁环(3)、激励电流源(4)、第一激励线圈(5)、第一检测线圈(6)、第一补偿线圈(7)、第二激励线圈(8)、第二检测线圈(9)、第二补偿线圈(10)、第三检测线圈(11)、第三补偿线圈(12)、第一差分放大器(13)、第一带通滤波器(14)、相敏捡波器(15)、第二差分放大器(16)、第二带通滤波器(17)、加法器(18)、调节器(19)、驱动器(20)、补偿电流源(21)、采样电阻(22),
所述的第一磁环(1)、第二磁环(2)及第三磁环(3)并行贴合在一起,被测电流Ip穿过所述的三个磁环,在所述的三个磁环中产生相同大小的磁场Hp;
所述的第一激励线圈(5)、第一检测线圈(6)、第一补偿线圈(7)缠绕在所述的第一磁环(1)的表面;
所述的第二激励线圈(8)、第二检测线圈(9)、第二补偿线圈(10)缠绕在所述的第二磁环(2)的表面;
所述的第二检测线圈(11)、第三补偿线圈(12)缠绕在所述的第三磁环(3)的表面;
所述的第一激励线圈(5)一端与所述的激励电流源(4)的输出正极相连,另外一端与所述的第二激励线圈(8)的一端相连,所述的第二激励线圈(8)的另外一端与所述的激励电流源(4)的输出负极相连;
所述的第一检测线圈(6)一端与所述的第一差分放大器(13)的输入正端相连,另外一端与所述的第二检测线圈(9)的一端相连,所述的第二检测线圈(9)的另一端与所述的第一差分放大器(13)的输入负端相连;
所述的第一补偿线圈(7)、第二补偿线圈(10)、第三补偿线圈(12)分别串联连接,即所述的第三补偿线圈(12)的末端与所述的第二补偿线圈(10)的首端相连接,所述的第二补偿线圈(10)的末端与所述的第一补偿线圈(7)的首端相连接,所述的第一补偿线圈(7)的末端再与所述的采样电阻(22)的正端相连接,所述的采样电阻(22)的负端与所述的补偿电流源(21)的输出负极相连;所述的第三补偿线圈(12)的首端与所述的补偿电流源(21)的输出正极相连;
所述的第一差分放大器(13)的输出端与所述的第一带通滤波器的(14)的输入端相连;所述的第一带通滤波器的(14)的输出端与所述的相敏检波器(15)的输入端相连接;
所述的第三检测线圈(11)的两端分别与所述的第二差分放大器(16)的输入端相连,所述的第二差分放大器(16)的输出端与所述的第二带通滤波器(17)相连;
所述的相敏检波器(15)的输出端与所述的第二带通滤波器(17)的输出端分别连接到所述的加法器(18);
所述的加法器(18)的输出端与所述的调节器(19)的输入端相连接;所述的调节器(19)的输出端与所述的驱动器(20)的输入相连;所述的驱动器(20)的输出端再连接至所述的补偿电流源(21)的输入端;
所述的第一磁环(1)、第二磁环(2)、第三磁环(3)为三个完全相同的磁环,可以采用高磁导率、低矫顽力的纳米晶或坡莫合金材质;
所述的第一激励线圈(5)与所述的第二激励线圈(8)的匝数完全相同,所述的第一检测线圈(6)与所述的第二检测线圈(9)的匝数完全相同;所述的第一补偿线圈(7)与所述的第二补偿线圈(10)的匝数完全相同;所述的激励线圈、检测线圈、补偿线圈均可采用高电导率的漆包线绕制;
所述的激励电流源(4)用于在所述的第一激励线圈(5)及第二激励线圈(8)中产生高频周期性交变的激励电流Ie,该电流在所述的第一磁环(1)与第二磁环(2)中产生高频周期性交变的激励磁场He,该激励磁场的幅值远大于所述的第一磁环(1)与第二磁环(2)的饱和磁场值,使得所述的第一磁环(1)与第二磁环(2)在饱和状态和非饱和状态周期性交变,如图3所示;
所述的第一磁环(1)、第二磁环(2)、第一补偿线圈(7)、第二补偿线圈(10)用于测量直流电流;所述的第三磁环(3)、第三补偿线圈(12)用于测量交流电流。
所述的激励电流源(4)在外部供电后,向所述的第一激励线圈(5)和第二激励线圈(6)中产生周期性激励电流Ie=Imsinωt,其中ω=2πfe,fe为激励电流的频率,Im为幅值,该激励电流在所述的第一磁环(1)和第二磁环(2)内分别产生大小相等、方向相反的激励磁场He=Hmsinωt,Hm为激励磁场的幅值;
在所述的被测电流Ip=0时,即被侧电流产生的磁场Hp=0;则所述的第一磁环(1)和所述的第二磁环(2)内部的磁感应强度B1和B2分别为:
B1=B2=μHmsinωt 式(1)
式(1)中μ为所述的三个磁环的磁导率;
所述磁感应强度B1在所述的第一检测线圈(6)中产生的感应电动势UO1为:
式(2)中N12为所述的第一检测线圈(6)和第二检测线圈(9)的匝数,S为所述的三个磁环的截面积;
所述磁感应强度B2在所述的第二检测线圈(9)中产生的感应电动势UO2为:
则所述的第一差分放大器(13)的输入信号Uin1为:
Uin1=UO1+UO2 式(4)
根据式(2)~式(4),可知,在所述被侧电流信号Ip为0的情况下,所述的第一差分放大器(13)的输入信号Uin1=0;从图3所示的曲线也可看出:当被测电流信号为零时,第一检测线圈(6)和第二检测线圈(9)两端的感应电动势的相位刚好反向,两个信号叠加后正好抵消;
在所述的被测电流Ip=0时,即被侧电流产生的磁场Hp=0时,所述的第三磁环(3)内的磁感应强度B3=0,则所述的第三检测线圈(11)两端的感应电动势UO3为:
式(5)中N3为所述第三检测线圈(11)的匝数;
则所述的第二差分放大器(16)的输入信号Uin2=UO3=0;
所述的第一差分放大器(13)的输出信号经过所述的第一带通滤波器(14)和所述的相敏检波器(15)后,输出的信号Ux1=0;
所述的第二差分放大器(16)的输出信号经过所述的第二带通滤波器(17)后,输出的信号Ux2=0;
所述的输出信号Ux1及Ux2经过所述的加法器(18)、调节器(19)及驱动器(20)后依然为零,则所述的补偿电流源(21)输出的补偿电流Ic=0,此时所述的采样电阻(22)两端的电压UOS=0;即当所述的被测电流Ip=0时,本发明所述的电流测量装置的输出也为0;
通过上述分析,可知在被测电流为零时,本测量装置输出的电压信号也为零。
当所述的被测电流Ip≠0时,并且为直流信号时,其在所述的第一磁环(1)、第二磁环(2)、第三磁环(3)中产生的磁场均为Hp;
在所述的激励磁场He和所述的磁场Hp的共同作用下,则所述的第一磁环(1)内的磁感应强度B1为:
B1=μ(Hp+Hmsinωt) 式(6)
所述的第二磁环(2)内的磁感应强度B2为:
B2=μ(Hp-Hmsinωt) 式(7)
所述的磁感应强度B1作用在所述的第一检测线圈(6)中产生的感应电动势UO1为:
所述的磁感应强度B2作用在所述的第二检测线圈(9)中产生的感应电动势UO2为:
所述的激励磁场幅值Hm远大于所述第一磁环(1)、第二磁环(2)的饱和磁场强度Hs;此时,所述的第一磁环(1)和第二磁环(2)处于非饱和状态及饱和状态之间周期性交变,其磁导率μ也将在线性区和非线性区之间周期性变化,如图2所示;从图2中可以看出,该磁导率曲线沿着纵轴对称,对其进行傅里叶变换,会发现该磁导率存在直流分量和偶次谐波分量,所述的磁导率μ可以表示为:
式(10)中μdc为所述磁导率的直流分量,μi为所述磁导率的第2i次谐波分量;将式(10)分别代入式(8)和式(9)可以得到:
从图4和图5可以看出,当被测电流产生的磁场Hp与所述的激励磁场He的共同作用下,所述的第一磁环(1)和第二磁环(2)的正半波和负半波的饱和时刻和饱和持续时间发生变化,使得感应电动势UO1和UO2的波形发生偏移,对该波形进行傅里叶变换分析,可知UO1中除了偶次谐波分量外,还存在由奇次谐波分量,并且存在“变压器效应”产生的与激励频率同频的信号,该信号的存在会影响最终的测量结果;
则所述的第一差分放大器(13)输入信号Uin1为:
式(13)表明,通过采用两套激励线圈和两套检测线圈,本测量装置的有效灵敏度提高一倍,并且消除了“变压器效应”的影响;
所述的第一带通滤波器(14)对于信号通过的频率设计为[2fe-fb,2fe+fb],其中fb为带宽值,即所述的带通滤波器(14)对于通过的信号,只保留频率为所述激励频率fe的2倍的信号,对于其它信号,经过所述的带通滤波器(15)后,信号衰减为零;
所述的输入信号Uin1经过所述的第一差分放大器(13)后,进行比例放大,然后再经过所述的第一带通滤波器(14)后,滤除4次及以上的谐波分量,仅保留2次分量;
所述的相敏检波器(15)对该2次分量进行幅值提取,输出信号Ux1为:
Ux1=K1Uin1=4K1N12SHpωμ1 式(14)
式(14)K1为所述第一差分放大器(13)的放大倍数,μ1为所述磁导率的二次分量;
当所述的被测电流Ip为直流信号时,其在所述的第三磁环(3)中产生的磁感应强度B3保持不变,经过所述的第三检测线圈(11)后产生感应电动势UO3=0;再经过所述的第二差分放大器(16)和所述的第二带通滤波器(7)后输出信号Ux2=0。
更进一步地,当所述的被测电流Ip≠0时,并且为交流信号时,其在所述的第三磁环中产生的磁场为Hp,该磁场在所述的第三磁环(3)中产生的磁感应强度B3=μHp;所述的磁感应强度B3在所述的第三检测线圈(11)两端产生的感应电动势为:
所述的UO3信号经过所述的第二差分放大器(16)后,进行比例放大,再经过所述的第二带通滤波器(17)后,滤除UO3信号中的低频分量以及高频噪声分量,得到信号Ux2为:
式(16)中K3为所述的第二差分放大器(16)的放大倍数。
更进一步地,当所述的被测电流Ip为直流信号时,根据式(6)~式(13)可知,Ux1=4K1N12SHpωμ1,Ux2=0;所述的信号Ux1和Ux2经过所述的加法器(18)叠加后,再经过所述的调节器(19)进行放大处理,再经过所述的驱动器(20)生成驱动信号,驱动所述的补偿电流源(21)产生补偿电流Ic;该补偿电流Ic产生一个补偿磁场Hc;所述的补偿磁场Hc与被测电流产生的磁场Hp方向相反,式(14)可以改写为:
Ux1=K1Uin1=4K1N12S(Hp-Hc)ωμ1 式(17)
只要式(14)中的Ux1不为零,则该信号经过所述的加法器(18)、调节器(19)、驱动器(20)后,就会驱动所述的补偿电流源(21)产生补偿电流Ic,进而产生与Hp方向相反的补偿磁场Hs,导致Ux1减小,最终达到动态磁场平衡,使得Ux1趋近于0,即Hp=Hs;所述的Hp、Hs与所述的被测电流Ic、Ip的关系为:Hp=Kp×Ip,Hc=Kc×Ic,Kp、Kc为线性系数,可根据原始测量数据进行标定;
所述的采样电阻Rs(22)两端的电压UOS=Ic×Rs,进一步计算可知所述的被测电流Ip为:
从式(18)可知,通过测量所述的采样电阻Rs两端的电压UOS,即可反演出所述的被测电流Ip的大小。
更进一步地,当所述的被测电流Ip为交流信号时,所述的信号Ux2如式(16)所示,该信号经过所述的加法器(18)、调节器(19)及驱动器(20)后产生驱动信号,再驱动所述的补偿电流源(21),产生补偿电流Ic;所述的补偿电流Ic在所述的第三检测线圈(11)中产生补偿磁场Hc;该补偿磁场与所述的被测电流Ip产生的磁场Hp方向相反,式(16)可以改写为:
在所述的调节器(19)、驱动器(20)及补偿电流源(20)的作用下,最终使得所述的第三磁环(3)内达到动态磁平衡,即Hp=Hc;根据安培环路定理,可知N3×Ic=Ip,式中N3为所述的第三补偿线圈(12)的匝数;所述的采样电阻Rs(22)两端的电压UOS为:UOS=Ic×Rs,进一步计算可知所述的被测电流Ip为:
从式(20)可知,通过测量所述的采样电阻Rs两端的电压UOS,即可反演出所述的被测电流Ip的大小。
以上以具体实施例的方式描述了本发明的工作原理和测量方法,在不脱离本发明的精神和范围的前提下,本领域的技术人员可根据需求进行适当变化,这些变化都归入所要求保护的范围内。
Claims (7)
1.一种宽量程宽频高精度磁平衡式电流测量装置,其特征在于包括第一磁环(1)、第二磁环(2)、第三磁环(3)、激励电流源(4)、第一激励线圈(5)、第一检测线圈(6)、第一补偿线圈(7)、第二激励线圈(8)、第二检测线圈(9)、第二补偿线圈(10)、第三检测线圈(11)、第三补偿线圈(12)、第一差分放大器(13)、第一带通滤波器(14)、相敏捡波器(15)、第二差分放大器(16)、第二带通滤波器(17)、加法器(18)、调节器(19)、驱动器(20)、补偿电流源(21)、采样电阻(22),
所述的第一磁环(1)、第二磁环(2)及第三磁环(3)并行贴合在一起,被测电流Ip穿过所述的三个磁环,在所述的三个磁环中产生相同大小的磁场Hp;
所述的第一激励线圈(5)、第一检测线圈(6)、第一补偿线圈(7)缠绕在所述的第一磁环(1)的表面;
所述的第二激励线圈(8)、第二检测线圈(9)、第二补偿线圈(10)缠绕在所述的第二磁环(2)的表面;
所述的第二检测线圈(11)、第三补偿线圈(12)缠绕在所述的第三磁环(3)的表面;
所述的第一激励线圈(5)一端与所述的激励电流源(4)的输出正极相连,另外一端与所述的第二激励线圈(8)的一端相连,所述的第二激励线圈(8)的另外一端与所述的激励电流源(4)的输出负极相连;
所述的第一检测线圈(6)一端与所述的第一差分放大器(13)的输入正端相连,另外一端与所述的第二检测线圈(9)的一端相连,所述的第二检测线圈(9)的另一端与所述的第一差分放大器(13)的输入负端相连;
所述的第一补偿线圈(7)、第二补偿线圈(10)、第三补偿线圈(12)分别串联连接,即所述的第三补偿线圈(12)的末端与所述的第二补偿线圈(10)的首端相连接,所述的第二补偿线圈(10)的末端与所述的第一补偿线圈(7)的首端相连接,所述的第一补偿线圈(7)的末端再与所述的采样电阻(22)的正端相连接,所述的采样电阻(22)的负端与所述的补偿电流源(21)的输出负极相连;所述的第三补偿线圈(12)的首端与所述的补偿电流源(21)的输出正极相连;
所述的第一差分放大器(13)的输出端与所述的第一带通滤波器的(14)的输入端相连;所述的第一带通滤波器的(14)的输出端与所述的相敏检波器(15)的输入端相连接;
所述的第三检测线圈(11)的两端分别与所述的第二差分放大器(16)的输入端相连,所述的第二差分放大器(16)的输出端与所述的第二带通滤波器(17)相连;
所述的相敏检波器(15)的输出端与所述的第二带通滤波器(17)的输出端分别连接到所述的加法器(18);
所述的加法器(18)的输出端与所述的调节器(19)的输入端相连接;所述的调节器(19)的输出端与所述的驱动器(20)的输入相连;所述的驱动器(20)的输出端再连接至所述的补偿电流源(21)的输入端。
2.如权利要求1所述的一种宽量程宽频高精度磁平衡式电流测量装置,其特征在于,
所述的第一磁环(1)、第二磁环(2)、第三磁环(3)为三个完全相同的磁环;
所述的第一激励线圈(5)与所述的第二激励线圈(8)的匝数完全相同,所述的第一检测线圈(6)与所述的第二检测线圈(9)的匝数完全相同;所述的第一补偿线圈(7)与所述的第二补偿线圈(10)的匝数完全相同;
所述的激励电流源(4)用于在所述的第一激励线圈(5)及第二激励线圈(8)中产生高频周期性交变的激励电流Ie,该电流在所述的第一磁环(1)与第二磁环(2)中产生高频周期性交变的激励磁场He,该激励磁场的幅值远大于所述的第一磁环(1)与第二磁环(2)的饱和磁场值,使得所述的第一磁环(1)与第二磁环(2)处于饱和状态和非饱和状态之间周期性交变;
所述的第一磁环(1)、第二磁环(2)、第一补偿线圈(7)、第二补偿线圈(10)用于测量直流电流;所述的第三磁环(3)、第三补偿线圈(12)用于测量交流电流。
3.如权利要求1所述的一种宽量程宽频高精度磁平衡式电流测量装置,其特征在于,
所述的激励电流源(4)在外部供电后,向所述的第一激励线圈(5)和第二激励线圈(6)中产生周期性激励电流Ie=Imsinωt,其中ω=2πfe,fe为激励电流的频率,Im为幅值,该激励电流在所述的第一磁环(1)和第二磁环(2)内分别产生大小相等、方向相反的激励磁场He=Hmsinωt,Hm为激励磁场的幅值;
在所述的被测电流Ip=0时,即被侧电流产生的磁场Hp=0;则所述的第一磁环(1)和所述的第二磁环(2)内部的磁感应强度B1和B2分别为:
B1=B2=μHmsinωt 式(1)
式(1)中μ为所述的三个磁环的磁导率;
所述磁感应强度B1在所述的第一检测线圈(6)中产生的感应电动势UO1为:
式(2)中N12为所述的第一检测线圈(6)和第二检测线圈(9)的匝数,S为所述的三个磁环的截面积;
所述磁感应强度B2在所述的第二检测线圈(9)中产生的感应电动势UO2为:
则所述的第一差分放大器(13)的输入信号Uin1为:
Uin1=UO1+UO2 式(4)
根据式(2)~式(4),可知,在所述被侧电流信号Ip为0的情况下,
所述的第一差分放大器(13)的输入信号Uin1=0;
在所述的被测电流Ip=0时,即被侧电流产生的磁场Hp=0时,所述的第三磁环(3)内的磁感应强度B3=0,则所述的第三检测线圈(11)两端的感应电动势UO3为:
式(5)中N3为所述第三检测线圈(11)的匝数;
则所述的第二差分放大器(16)的输入信号Uin2=UO3=0;
所述的第一差分放大器(13)的输出信号经过所述的第一带通滤波器(14)和所述的相敏检波器(15)后,输出的信号Ux1=0;
所述的第二差分放大器(16)的输出信号经过所述的第二带通滤波器(17)后,输出的信号Ux2=0;
所述的输出信号Ux1及Ux2经过所述的加法器(18)、调节器(19)及驱动器(20)后依然为零,则所述的补偿电流源(21)输出的补偿电流Ic=0,此时所述的采样电阻(22)两端的电压UOS=0;即当所述的被测电流Ip=0时,本发明所述的电流测量装置的输出也为0。
4.如权利要求3所述的一种宽量程宽频高精度磁平衡式电流测量装置,其特征在于,
当所述的被测电流Ip≠0时,并且为直流信号时,其在所述的第一磁环(1)、第二磁环(2)、第三磁环(3)中产生的磁场均为Hp;
在所述的激励磁场He和所述的磁场Hp的共同作用下,则所述的第一磁环(1)内的磁感应强度B1为:
B1=μ(Hp+Hmsinωt) 式(6)
所述的第二磁环(2)内的磁感应强度B2为:
B2=μ(Hp-Hmsinωt) 式(7)
所述的磁感应强度B1作用在所述的第一检测线圈(6)中产生的感应电动势UO1为:
所述的磁感应强度B2作用在所述的第二检测线圈(9)中产生的感应电动势UO2为:
所述的激励磁场幅值Hm远大于所述第一磁环(1)、第二磁环(2)的饱和磁场强度Hs;此时,所述的第一磁环(1)和第二磁环(2)处于非饱和状态及饱和状态之间周期性交变,其磁导率μ也将在线性区和非线性区之间周期性变化,所述的磁导率μ可以表示为:
式(10)中μdc为所述磁导率的直流分量,μi为所述磁导率的第2i次谐波分量;将式(10)分别代入式(8)和式(9)可以得到:
则所述的第一差分放大器(13)输入信号Uin1为:
所述的输入信号Uin1经过所述的第一差分放大器(13)后,进行比例放大,然后再经过所述的第一带通滤波器(14)后,滤除4次及以上的谐波分量,仅保留2次分量;所述的相敏检波器(15)对该2次分量进行幅值提取,输出信号Ux1为:
Ux1=K1Uin1=4K1N12SHpωμ1 式(14)
式(14)K1为所述第一差分放大器(13)的放大倍数,μ1为所述磁导率的二次分量;
当所述的被测电流Ip为直流信号时,其在所述的第三磁环(3)中产生的磁感应强度B3保持不变,经过所述的第三检测线圈(11)后产生感应电动势UO3=0;再经过所述的第二差分放大器(16)和所述的第二带通滤波器(17)后输出信号Ux2=0。
6.如权利要求4所述的一种宽量程宽频高精度磁平衡式电流测量装置,其特征在于,
当所述的被测电流Ip为直流信号时,根据式(6)~式(13)可知,Ux1=4K1N12SHpωμ1,Ux2=0;所述的信号Ux1和Ux2经过所述的加法器(18)叠加后,再经过所述的调节器(19)进行放大处理,再经过所述的驱动器(20)生成驱动信号,驱动所述的补偿电流源(21)产生补偿电流Ic;该补偿电流Ic产生一个补偿磁场Hc;所述的补偿磁场Hc与被测电流产生的磁场Hp方向相反,式(14)可以改写为:
Ux1=K1Uin1=4K1N12S(Hp-Hc)ωμ1 式(17)
只要式(14)中的Ux1不为零,则该信号经过所述的加法器(18)、调节器(19)、驱动器(20)后,就会驱动所述的补偿电流源(21)产生补偿电流Ic,进而产生与Hp方向相反的补偿磁场Hs,导致Ux1减小,经过反复调节,最终达到动态磁场平衡,使得Ux1趋近于0,即Hp=Hs;所述的Hp、Hs与所述的被测电流Ic、Ip的关系为:Hp=Kp×Ip,Hc=Kc×Ic,Kp、Kc为线性系数,可根据原始测量数据进行标定;
所述的采样电阻(22)两端的电压UOS=Ic×Rs,Rs为所述的采样电阻(22)的阻值,进一步计算可知所述的被测电流Ip为:
从式(18)可知,通过测量所述的采样电阻Rs两端的电压Uos,即可反演出所述的被测电流Ip的大小。
7.如权利要求5所述的一种宽量程宽频高精度磁平衡式电流测量装置,其特征在于,
当所述的被测电流Ip为交流信号时,所述的信号Ux2如式(16)所示,该信号经过所述的加法器(18)、调节器(19)及驱动器(20)后产生驱动信号,再驱动所述的补偿电流源(21),产生补偿电流Ic;所述的补偿电流Ic在所述的第三检测线圈(11)中产生补偿磁场Hc;该补偿磁场与所述的被测电流Ip产生的磁场Hp方向相反,式(16)可以改写为:
在所述的调节器(19)、驱动器(20)及补偿电流源(20)的作用下,经过反复调节,最终使得所述的第三磁环(3)内达到动态磁平衡,即Hp=Hc;根据安培环路定理,可知N3×Ic=Ip,式中Ns3为所述的第三补偿线圈(12)的匝数;所述的采样电阻(22)两端的电压UOS为:UOS=Ic×Rs,进一步计算可知所述的被测电流Ip为:
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
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PB01 | Publication | ||
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SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
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GR01 | Patent grant | ||
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