CN110824229B - 一种单磁芯多绕组磁平衡式电流检测装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种单磁芯多绕组磁平衡式电流检测装置，包括激励电流源(1)、退磁电流源(2)、第一开关(3)、第二开关(4)、磁环(5)、激励线圈(6)、第一检测线圈(7)、第二检测线圈(8)、补偿线圈(9)、第一信号采集器(10)、第二信号采集器(11)、第一低通滤波器(12)、第二低通滤波器(13)、差分器(14)、带通滤波器(15)、幅值检波器(16)、调节器(17)、驱动器(18)、补偿电流源(19)、采样电阻(20)。本发明采用单磁环、单激励绕组、双检测绕组、外加补偿线圈的结构，以非接触式的方式检测穿过磁环内部电流的大小，采用磁平衡的补偿方法，可以实现对被测电流的宽范围、高精度、高灵敏度测量。

Description

一种单磁芯多绕组磁平衡式电流检测装置

技术领域

本发明涉及信号检测领域，具体涉及一种单磁芯多绕组磁平衡式电流检测装置。

背景技术

电流是电气领域中最重要的物理量之一，是表征设备、负载或线路的运行状态的必备参数。在电力行业中，不论发电侧的电流、输变电线路电流，还是配电变压器、配电开关的电流，甚至是用户终端电流都是系统运行情况的直观体现。如何准确的检测直流、交流、瞬时电流、脉冲电流等已成为行业内最重要的研究热点之一。

目前，电流信号的检测主要原理可以分为两大类：基尔霍夫定律、法拉第电磁感应定律。基于基尔霍夫定律，即KCL、KVL原理的电流测量方法主要是接触式测量，即直接测量被测回路中的电流，具体包括电阻法、分流器法等。

电阻法与分流器法均是在被侧电流回路中串入高精密的电阻，所不同的是，电阻法虽然简单，但在测量大电流时会导致较高的损耗，一般只应用在小电流测量，并且是测量回路可控、可修改的场合；分流器法解决了电阻法测量大电流时引起的高损耗问题，一般应用在测量大电流的场合，但是电阻法和分流器法均存在温漂大、灵敏度难以提高、需要修改被测回路的原始连接等问题；

基于法拉第电磁感应定律的测量方法主要是通过测量电流产生的磁场来反演电流的大小，这类方法一般只能应用在变化的电流场合，具体包括电流互感器法、霍尔测量法、磁调制法等；这三种典型的测量方法中，电流互感器法仍然属于接触式测量，通过在被测电流回路中串入变压器，被测电流的变化导致变压器内的磁通发生变化，在其二次回路感应出电压信号，通过测量该电压的大小即可反演出被测电流的大小，电流互感器法可以实现宽范围交流电流的测量，但是其测量精度低、线性度差、分辨率较低，并且无法测量直流信号；

霍尔电流测量法主要是通过测量被测电流产生的磁场，进而反推出被测电流的大小；霍尔电流法，尤其是闭环霍尔具备测量精度高、线性度好、测量范围较宽、直流与交流均可测等优势，在工业中应用广泛；但是霍尔电流测量法也存在温漂较大、抗环境干扰能力差等问题；

磁调制法的基本原理是：对一个闭合的高磁导率磁芯，通以高频大幅值交变激励电流，在没有被测电流时，磁芯将处于周期性交变饱和状态；当存在被测电流时，被测电流产生的磁场叠加到激励磁场上，会使得磁芯出现周期性非对称饱和，对该周期性非对称的饱和磁通进行分析，会发现二次分量(以激励电流的频率为基频)的幅值最大，通过提取该二次分量的幅值，即可反演出被测电流的大小。磁调制法巧妙地将被测电流产生的磁场“调制”到周期性交变的激励磁场上，通过改变磁芯正负半波饱和的时刻和时间，即可“调制”出与被测电流成正比关系的电压二次分量。磁调制法，合理设计激励、检测和信号处理回路，也可以实现高精度、高灵敏度测量。

霍尔电流测量法和磁调制法均可实现非接触式测量，但这类方法存在一个共性问题，即大量程与高灵敏度的矛盾问题。要实现高灵敏度，就必然要求测量回路中具备很大的放大倍数，但是高放大倍数使得测量装置在检测大电流时出现容易饱和，制约了测量装置的量程；另外，这类方法好存在磁芯初始剩磁的影响，需要采取措施消磁磁芯初始剩磁的影响。

综上所述，对于宽范围、高精度、高灵敏度的电流测量场合，还有必要研究新的测量方法。

发明内容

本发明的目的是针对非接触式、宽范围电流测量场合，提出一种高灵敏度和高精度的电流测量装置。

具体而言，本发明提供一种单磁芯多绕组磁平衡式电流检测装置，其特征在于包括激励电流源(1)、退磁电流源(2)、第一开关(3)、第二开关(4)、磁环(5)、激励线圈(6)、第一检测线圈(7)、第二检测线圈(8)、补偿线圈(9)、第一信号采集器(10)、第二信号采集器(11)、第一低通滤波器(12)、第二低通滤波器(13)、差分器(14)、带通滤波器(15)、幅值检波器(16)、调节器(17)、驱动器(18)、补偿电流源(19)、采样电阻(20)；

所述的激励电流源(1)与退磁电流源(2)的输入端并联，接收外部的直流供电输入；所述的第一开关(3)为双极性开关，其输入的正、负极分别与所述的激励电流源(1)的输出正、负极相连；所述的第二开关(4)也为双极性开关，其输入的正、负极分别与所述的退磁电流源(2)的输出正、负极相连；所述的第一开关(3)与第二开关(4)的输出端并联，再连接至所述的激励线圈(6)的两端；

所述的激励线圈(6)、第一检测线圈(7)、第二检测线圈(8)、补偿线圈(9)分别缠绕在所述的磁环(5)的表面；

所述的第一信号采集器(10)、第二信号采集器(11)分别对所述的第一检测线圈(7)、第二检测线圈(8)的两端感应电动势信号U_o1、U_o2进行差分采样，输出的信号U_o1＇、U_o2＇分别送至所述的第一低通滤波器(12)和第二低通滤波器(13)，滤除噪声信号，得到电压信号U_{o1_L}、U_{o2_L}；所述的电压信号U_{o1_L}、U_{o2_L}分别送至所述的差分器(14)进行差分运算后输出至所述的带通滤波器(15)；

所述的带通滤波器(15)的输出连接至所述的幅值检波器(16)的输入；

所述的幅值检波器(16)的输出连接至所述的调节器(17)的输入；

所述的调节器(17)的输出连接至所述的驱动器(18)的输入；

所述的驱动器(18)的输出连接至所述的补偿电流源(19)的输入；

所述的补偿电流源(19)的输出正极与所述的补偿线圈(9)的一端相；所述的补偿电流源(19)的输出负极与所述的采样电阻(20)的一端相连，所述的采样电阻(20)的另外一端与所述的补偿线圈(9)的另一端相连。

进一步地，所述的激励电流源(1)用于在所述的激励线圈(6)中产生高频周期性交变的激励电流I_e，I_e＝I_msinωt，其中，ω＝2πf_e，f_e为激励电流的频率，I_m为幅值，该电流在所述的磁环(5)中产生周期性快速交变的激励磁场H_e，H_e＝H_msinωt，其中，H_m为激励磁场的幅值，该激励磁场的幅值远大于所述的磁环(5)的饱和磁场值H_s，使得所述的磁环(5)出现周期性交变饱和；

当所述的被测电流I_p＝0时，即被侧电流产生的磁场H_p＝0；则所述的磁环内部的磁感应强度B_e为：

B_e＝μH_msinωt 式(1)

式(1)中μ为所述磁环(5)的磁导率，在所述的激励磁场幅值H_m远大于所述磁环(5)的饱和磁场强度H_s；此时，所述的磁环(5)处非饱和状态与饱和状态之间周期性交变，其磁导率μ也将在线性区和非线性区之间周期性变化，所述的磁导率μ可以表示为：

式(10)中μ_dc为所述磁环(5)的磁导率的直流分量，μ_i为所述磁导率的第2i次谐波分量；

所述磁感应强度B_e在所述的第一检测线圈(7)中产生的感应电动势U_O1为：

所述磁感应强度B_e在所述的第二检测线圈(7)中产生的感应电动势U_O2为：

所述的信号U_o1、U_o2分别经过所述的第一信号采集器(10)与第一低通滤波器(12)、第二信号采集器(11)与第一低通滤波器(13)后，滤除噪声信号，再经过所述的差分器(14)后，输出的信号U_o12为：

将式(2)代入式(5)中，可得

所述的带通滤波器(15)对于信号通过的频率设计为[2f_e-f_b，2f_e+f_b]，其中f_b为带宽值，即所述的带通滤波器(15)对于通过的信号，只保留频率为所述激励频率fe的2倍的信号，对于其它信号，经过所述的带通滤波器(15)后，信号衰减为零；

从式(6)中可以看出，所述的信号U_o12中不存在频率为所述激励频率f_e的2倍的分量；所述的信号U_o12经过所述的带通滤波器(15)后，输出的信号U_x12为0；

所述的信号U_x12经过所述的幅值检波器(16)、调节器(17)、驱动器(18)后产生的驱动信号为零；所述的补偿电流源(19)输出的补偿电流I_c＝0；所述的采样电阻(20)两端的电压U_os＝I_c×R_s＝0，式中R_s为所述采样电阻(20)的阻值；

更进一步地，当所述的被测电流I_p≠0时，在其产生的磁场H_p与所述的激励磁场H_e共同作用下，则所述的磁环(1)内的磁感应强度B_e为：

B_e＝μ(H_p+H_msinωt) 式(7)

所述的第一检测线圈(6)两端的感应电动势U_o1为：

所述的第一检测线圈(7)两端的感应电动势U_o2为：

将式(2)分别代入式(8)和式(9)，可得到所述的差分器(14)的输出信号U_o12为：

所述的信号U_o12经过所述的带通滤波器(15)后，输出的信号U_x12为：

U_x12＝-4N_jSH_pωμ₁sin2ωt 式(11)

式(11)中μ₁为式(2)中磁导率的2次谐波分量；所述的信号U_x12经过所述的幅值检波器(16)后，提取出U_x12的幅值，所述的幅值检波器(16)的输出信号U_x3为：

U_x3＝-4N_jSH_pωμ₁ 式(12)

所述的输出信号U_x3经过所述的调节器(17)调节和放大后，输出至所述的驱动器(18)，产生驱动信号；所述的驱动信号驱动所述的补偿电流源(19)在所述的补偿线圈(9)中产生补偿电流I_c；

所述的补偿电流Ic流在所述磁环(5)中产生与所所述被测电流I_p产生的磁场H_p方向相反的补偿磁场H_c，式(12)可以改写为：

U_x3＝-4N_jS(H_p-H_c)ωμ₁ 式(12)

只要式(12)中的U_x2不为零，则该信号经过所述的调节器(17)、驱动器(18)后，就会驱动所述的补偿电流源(19)产生补偿电流I_s，进而产生与H_p方向相反的补偿磁场H_c，导致U_x3减小；

经过反复调节，最终达到动态磁场平衡，使得U_x3趋近于0，即H_p＝H_c；所述的H_p、H_c与所述的被测电流I_c、I_p的关系为：H_p＝K_p×I_p，H_c＝K_c×I_c，K_p、K_c为线性系数，可根据原始测量数据进行标定；

所述的采样电阻(20)两端的电压U_os＝I_s×R_s，进一步计算可知所述的被测电流I_p为：

从式(18)可知，通过测量所述的采样电阻两端的电压Uos，即可反演出所述的被测电流I_p的大小。

更进一步地，所述的磁环(5)采用高磁导率、低矫顽力的磁性材质；所述的激励线圈(6)、第一检测线圈(7)、第二检测线圈(8)、补偿线圈(9)均是采用高电导率的漆包线紧密缠绕在所述磁环(5)的表面。

本发明的优点在于：

1)实现了对被测量电流的非接触式测量；

2)既能测量直流电流，又能测量交流电流，还可以测量脉冲电流；

3)采用高磁导率磁环，并且磁路完全闭合，测量系统的灵敏度高；

4)采用磁平衡原理，实现了对大电流的测量；由于采用高磁导率磁环，配合差分放大器、调节器、补偿电流源等的设计可以实现超高灵敏度；本测量装置解决了常规测量设备大量程与高灵敏度不可兼得的矛盾；

5)采用双检测绕组，基于差分运算，不仅将系统的有效信噪比提高一倍，还能有效地抵消环境干扰磁环的影响。

附图说明

图1本发明的一种宽频高精度磁平衡式电流测量装置

图2退磁电源输出电流波形

图3磁环磁导率随磁场强度的变化曲线

图4被测电流为零时第一检测线圈和第二检测线圈两端感应电动势曲线

图5被测电流不为零时第一检测线圈两端感应电动势曲线

具体实施方式

下面结合附图对本发明的技术方案进行更详细的说明。

图1给出本发明所述的一种宽频高精度磁平衡式电流测量装置，该装置包括激励电流源(1)、退磁电流源(2)、第一开关(3)、第二开关(4)、磁环(5)、激励线圈(6)、第一检测线圈(7)、第二检测线圈(8)、补偿线圈(9)、第一信号采集器(10)、第二信号采集器(11)、第一低通滤波器(12)、第二低通滤波器(13)、差分器(14)、带通滤波器(15)、幅值检波器(16)、调节器(17)、驱动器(18)、补偿电流源(19)、采样电阻(20)；

所述的激励电流源(1)与退磁电流源(2)的输入端并联，接收外部的直流供电输入；所述的第一开关(3)为双极性开关，其输入的正、负极分别与所述的激励电流源(1)的输出正、负极相连；所述的第二开关(4)也为双极性开关，其输入的正、负极分别与所述的退磁电流源(2)的输出正、负极相连；所述的第一开关(3)与第二开关(4)的输出端并联，再连接至所述的激励线圈(6)的两端；

所述的激励线圈(6)、第一检测线圈(7)、第二检测线圈(8)、补偿线圈(9)分别缠绕在所述的磁环(5)的表面；

所述的第一信号采集器(10)、第二信号采集器(11)分别对所述的第一检测线圈(7)、第二检测线圈(8)的两端感应电动势信号U_o1、U_o2进行差分采样，输出的信号U_o1＇、U_o2＇分别送至所述的第一低通滤波器(12)和第二低通滤波器(13)，滤除噪声信号，得到电压信号U_{o1_L}、U_{o2_L}；所述的电压信号U_{o1_L}、U_{o2_L}分别送至所述的差分器(14)进行差分运算后输出至所述的带通滤波器(15)；

所述的带通滤波器(15)的输出连接至所述的幅值检波器(16)的输入；

所述的幅值检波器(16)的输出连接至所述的调节器(17)的输入；

所述的调节器(17)的输出连接至所述的驱动器(18)的输入；

所述的驱动器(18)的输出连接至所述的补偿电流源(19)的输入；

所述的补偿电流源(19)的输出正极与所述的补偿线圈(9)的一端相；所述的补偿电流源(19)的输出负极与所述的采样电阻(20)的一端相连，所述的采样电阻(20)的另外一端与所述的补偿线圈(9)的另一端相连。

所述的测量装置存在退磁模式和测量模式；装置初始上电时，先进入退磁模式，首先断开所述的第一开关(3)，然后闭合所述的第二开关(4)；所述的退磁电源(2)在所述的激励线圈(6)中产生一个正负交替、幅值逐渐衰减的脉冲电流波形，如图2所示，以打乱所述磁环(1)内部磁筹的排列规律，消除所述磁环(1)的初始剩磁的影响；退磁完成后，断开所述的第二开关(4)，闭合所述的第一开关(3)，所述的测量装置自动进入测量模式；

进一步地，所述的激励电流源(1)用于在所述的激励线圈(6)中产生高频周期性交变的激励电流I_e，I_e＝I_msinωt，其中，ω＝2πf_e，f_e为激励电流的频率，I_m为幅值，该电流在所述的磁环(5)中产生周期性快速交变的激励磁场H_e，H_e＝H_msinωt，其中，H_m为激励磁场的幅值，该激励磁场的幅值远大于所述的磁环(5)的饱和磁场值H_s，使得所述的磁环(5)出现周期性交变饱和；

当所述的被测电流I_p＝0时，即被侧电流产生的磁场H_p＝0；则所述的磁环内部的磁感应强度B_e为：

B_e＝μH_msinωt 式(1)

式(1)中μ为所述磁环(5)的磁导率，在所述的激励磁场幅值H_m远大于所述磁环(5)的饱和磁场强度H_s；此时，所述的磁环(5)处非饱和状态与饱和状态之间周期性交变，其磁导率μ也将在线性区和非线性区之间周期性变化，如图3所示；

从图3中可以看出，磁导率曲线沿着纵轴完全对称，对其进行傅里叶变换，会发现该磁导率包含直流分量和偶数次谐波分量；所述的磁导率μ可以表示为：

式(10)中μ_dc为所述磁环(5)的磁导率的直流分量，μ_i为所述磁导率的第2i次谐波分量；

所述磁感应强度B_e在所述的第一检测线圈(7)中产生的感应电动势U_O1为：

所述磁感应强度B_e在所述的第二检测线圈(7)中产生的感应电动势U_O2为：

所述的信号U_o1、U_o2分别经过所述的第一信号采集器(10)与第一低通滤波器(12)、第二信号采集器(11)与第一低通滤波器(13)后，滤除噪声信号，再经过所述的差分器(14)后，输出的信号U_o12为：

将式(2)代入式(5)中，可得

所述的带通滤波器(15)对于信号通过的频率设计为[2f_e-f_b，2f_e+f_b]，其中f_b为带宽值，即所述的带通滤波器(15)对于通过的信号，只保留频率为所述激励频率f_e的2倍的信号，对于其它信号，经过所述的带通滤波器(15)后，信号衰减为零；

从式(6)中可以看出，所述的信号U_o12中不存在频率为所述激励频率f_e的2倍的分量；所述的信号U_o12经过所述的带通滤波器(15)后，输出的信号U_x12为0；

所述的信号U_x12经过所述的幅值检波器(16)、调节器(17)、驱动器(18)后产生的驱动信号为零；所述的补偿电流源(19)输出的补偿电流I_c＝0；所述的采样电阻(20)两端的电压U_os＝I_c×R_s＝0，式中R_s为所述采样电阻(20)的阻值；

从图4中可以看出，在被测电流I_p＝0时，所述的信号U_o1、U_o2幅值相同，相位完全相反，对其波形进行傅里叶变换，可知，此时U_o1、U_o2中只含有奇次谐波分量；U_o1、U_o2分别进行差分采集、低通滤波和差分计算后，输出的信号强度虽然提高了一倍，但是经过带通滤波器后，奇次谐波全部被滤除。因此，当被测电流I_p＝0，本测量装置的输出电压信号也为0。

当所述的被测电流I_p≠0时，在其产生的磁场H_p与所述的激励磁场H_e共同作用下，则所述的磁环(1)内的磁感应强度B_e为：

B_e＝μ(H_p+H_msinωt) 式(7)

所述的第一检测线圈(6)两端的感应电动势U_o1为：

所述的第一检测线圈(7)两端的感应电动势U_o2为：

图5给出被测电流I_p产生的磁场H_p与所述的激励磁场H_e的共同作用下，所述的磁环(5)内的磁通以及第一检测线圈(7)和第二检测线圈(8)两端感应的电动势波形；从图中可以看出，所述的磁场H_p“调制”到所述的激励磁场H_e上，使得所述的磁环(5)内的正半波和负半波的饱和时刻和饱和持续时间发生变化，使得感应电动势U_o1的波形发生偏移，对该波形进行傅里叶变换分析，可知U_o1中除了含有奇次谐波外，还含有与被测电流产生的磁场H_p有关的偶次谐波分量；

将式(2)分别代入式(8)和式(9)，可得到所述的差分器(14)的输出信号U_o12为：

所述的信号U_o12经过所述的带通滤波器(15)后，输出的信号U_x12为：

U_x12＝-4N_jSH_pωμ₁sin2ωt 式(11)

式(11)中μ₁为式(2)中磁导率的2次谐波分量；所述的信号U_x12经过所述的幅值检波器(16)后，提取出U_x12的幅值，所述的幅值检波器(16)的输出信号U_x3为：

U_x3＝-4N_jSH_pωμ₁ 式(12)

式(12)说明，本测量装置采用两套检测线圈，可以将有效灵敏度提高一倍；

所述的输出信号Ux3经过所述的调节器(17)调节和放大后，输出至所述的驱动器(18)，产生驱动信号；所述的驱动信号驱动所述的补偿电流源(19)在所述的补偿线圈(9)中产生补偿电流Ic；

所述的补偿电流Ic流在所述磁环(5)中产生与所所述被测电流I_p产生的磁场H_p方向相反的补偿磁场H_c，式(12)可以改写为：

U_x3＝-4N_jS(H_p-H_c)ωμ₁ 式(12)

只要式(12)中的U_x2不为零，则该信号经过所述的调节器(17)、驱动器(18)后，就会驱动所述的补偿电流源(19)产生补偿电流I_s，进而产生与H_p方向相反的补偿磁场H_c，导致U_x3减小；

经过反复调节，最终达到动态磁场平衡，使得U_x3趋近于0，即H_p＝Hc；所述的H_p、H_c与所述的被测电流I_c、I_p的关系为：H_p＝K_p×I_p，H_c＝K_c×I_c，K_p、K_c为线性系数，可根据原始测量数据进行标定；

所述的采样电阻(20)两端的电压U_os＝I_s×R_s，进一步计算可知所述的被测电流I_p为：

从式(18)可知，通过测量所述的采样电阻两端的电压U_os，即可反演出所述的被测电流I_p的大小。

当存在外界变化的环境干扰磁场时，该干扰磁场将以相同的方向穿过所述的第一检测线圈(7)和第二检测线圈(8)，并产生大小相等、方向相同的感应电动势信号U_o1和U_o2，这两个信号经过差分采集、低通滤波后再进行差分运算，最终相互抵消，输出为零。因此，本发明所述的测量装置具备良好的抗环境干扰磁场影响的能力。

所述的磁环(5)采用高磁导率、低矫顽力的磁性材质，如纳米晶材质或坡莫合金材质；所述的激励线圈(6)、第一检测线圈(7)、第二检测线圈(8)、补偿线圈(9)均是采用高电导率的漆包线紧密缠绕在所述磁环(5)的表面。

以上以具体实施例的方式描述了本发明的工作原理和测量方法，在不脱离本发明的精神和范围的前提下，本领域的技术人员可根据需求进行适当变化，这些变化都归入所要求保护的范围内。

Claims (3)

1.一种单磁芯多绕组磁平衡式电流检测装置，其特征在于包括激励电流源(1)、退磁电流源(2)、第一开关(3)、第二开关(4)、磁环(5)、激励线圈(6)、第一检测线圈(7)、第二检测线圈(8)、补偿线圈(9)、第一信号采集器(10)、第二信号采集器(11)、第一低通滤波器(12)、第二低通滤波器(13)、差分器(14)、带通滤波器(15)、幅值检波器(16)、调节器(17)、驱动器(18)、补偿电流源(19)、采样电阻(20)；

所述的激励电流源(1)与退磁电流源(2)的输入端并联，接收外部的直流供电输入；所述的第一开关(3)为双极性开关，其输入的正、负极分别与所述的激励电流源(1)的输出正、负极相连；所述的第二开关(4)也为双极性开关，其输入的正、负极分别与所述的退磁电流源(2)的输出正、负极相连；所述的第一开关(3)与第二开关(4)的输出端并联，再连接至所述的激励线圈(6)的两端；

所述的激励线圈(6)、第一检测线圈(7)、第二检测线圈(8)、补偿线圈(9)分别缠绕在所述的磁环(5)的表面；

所述的第一信号采集器(10)、第二信号采集器(11)分别对所述的第一检测线圈(7)、第二检测线圈(8)的两端感应电动势信号U_o1、U_o2进行差分采样，输出的信号U_o1＇、U_o2＇分别送至所述的第一低通滤波器(12)和第二低通滤波器(13)，滤除噪声信号，得到电压信号U_{o1_L}、U_{o2_L}；所述的电压信号U_{o1_L}、U_{o2_L}分别送至所述的差分器(14)进行差分运算后输出至所述的带通滤波器(15)；

所述的带通滤波器(15)的输出连接至所述的幅值检波器(16)的输入；

所述的幅值检波器(16)的输出连接至所述的调节器(17)的输入；

所述的调节器(17)的输出连接至所述的驱动器(18)的输入；

所述的驱动器(18)的输出连接至所述的补偿电流源(19)的输入；

所述的补偿电流源(19)的输出正极与所述的补偿线圈(9)的一端相；所述的补偿电流源(19)的输出负极与所述的采样电阻(20)的一端相连，所述的采样电阻(20)的另外一端与所述的补偿线圈(9)的另一端相连；

所述的激励电流源(1)用于在所述的激励线圈(6)中产生高频周期性交变的激励电流I_e，I_e＝I_msinωt，其中，ω＝2πf_e，f_e为激励电流的频率，I_m为幅值，该电流在所述的磁环(5)中产生周期性快速交变的激励磁场H_e，H_e＝H_msinωt，其中，H_m为激励磁场的幅值，该激励磁场的幅值远大于所述的磁环(5)的饱和磁场值H_s，使得所述的磁环(5)出现周期性交变饱和；

当被测电流I_p＝0时，即被侧电流产生的磁场H_p＝0；则所述的磁环内部的磁感应强度B_e为：

B_e＝μH_msinωt 式(1)

式(1)中μ为所述磁环(5)的磁导率，在所述的激励磁场幅值H_m远大于所述磁环(5)的饱和磁场强度H_s；此时，所述的磁环(5)处非饱和状态与饱和状态之间周期性交变，其磁导率μ也将在线性区和非线性区之间周期性变化，所述的磁导率μ可以表示为：

式(10)中μ_dc为所述磁环(5)的磁导率的直流分量，μ_i为所述磁导率的第2i次谐波分量；

所述磁感应强度B_e在所述的第一检测线圈(7)中产生的感应电动势U_{0 1}为：

所述磁感应强度B_e在所述的第二检测线圈(8)中产生的感应电动势U_{0 2}为：

所述的信号U_o1、U_o2分别经过所述的第一信号采集器(10)与第一低通滤波器(12)、第二信号采集器(11)与第二低通滤波器(13)后，滤除噪声信号，再经过所述的差分器(14)后，输出的信号U_o12为：

将式(2)代入式(5)中，可得

所述的带通滤波器(15)对于信号通过的频率设计为[2f_e-f_b，2f_e+f_b]，其中f_b为带宽值，即所述的带通滤波器(15)对于通过的信号，只保留频率为所述激励电流的频率f_e的2倍的信号，对于其它信号，经过所述的带通滤波器(15)后，信号衰减为零；

从式(6)中可以看出，所述的信号U_o12中不存在频率为所述激励电流的频率f_e的2倍的分量；所述的信号U_o12经过所述的带通滤波器(15)后，输出的信号U_x12为0；

所述的信号U_x12经过所述的幅值检波器(16)、调节器(17)、驱动器(18)后产生的驱动信号为零；所述的补偿电流源(19)输出的补偿电流I_c＝0；所述的采样电阻(20)两端的电压U_os＝I_c×R_s＝0，式中R_s为所述采样电阻(20)的阻值。

2.如权利要求1所述的一种单磁芯多绕组磁平衡式电流检测装置，其特征在于，

当所述的被测电流I_p≠0时，在其产生的磁场H_p与所述的激励磁场H_e共同作用下，则所述的磁环(5)内的磁感应强度B_e为：

B_e＝μ(H_p+H_msinωt) 式(7)

所述的第一检测线圈(7)两端的感应电动势U_o1为：

所述的第二检测线圈(8)两端的感应电动势U_o2为：

将式(2)分别代入式(8)和式(9)，可得到所述的差分器(14)的输出信号U_o12为：

所述的信号U_o12经过所述的带通滤波器(15)后，输出的信号U_x12为：

U_x12＝-4N_jSH_pωμ₁sin2ωt 式(11)

式(11)中μ₁为式(2)中磁导率的2次谐波分量；所述的信号U_x12经过所述的幅值检波器(16)后，提取出U_x12的幅值，所述的幅值检波器(16)的输出信号U_x3为：

U_x3＝-4N_jSH_pωμ₁ 式(12)

所述的输出信号U_x3经过所述的调节器(17)调节和放大后，输出至所述的驱动器(18)，产生驱动信号；所述的驱动信号驱动所述的补偿电流源(19)在所述的补偿线圈(9)中产生补偿电流I_c；

所述的补偿电流Ic流在所述磁环(5)中产生与所述被测电流Ip产生的磁场H_p方向相反的补偿磁场H_c，式(12)可以改写为：

U_x3＝-4N_jS(H_p-H_c)ωμ₁ 式(13)

只要式(12)中的U_x2不为零，则该信号经过所述的调节器(17)、驱动器(18)后，就会驱动所述的补偿电流源(19)产生补偿电流I_s，进而产生与H_p方向相反的补偿磁场H_c，导致U_x3减小；

经过反复调节，最终达到动态磁场平衡，使得U_x3趋近于0，即H_p＝H_c；所述的H_p、H_c与补偿电流I_c、被测电流I_p的关系为：H_p＝K_p×I_p，H_c＝K_c×I_c，K_p、K_c为线性系数，可根据原始测量数据进行标定；

所述的采样电阻(20)两端的电压U_os＝I_s×R_s，进一步计算可知所述的被测电流I_p为：

从式(18)可知，通过测量所述的采样电阻两端的电压U_os，即可反演出所述的被测电流I_p的大小。

3.如权利要求1或2所述的一种单磁芯多绕组磁平衡式电流检测装置，其特征在于，所述的磁环(5)采用高磁导率、低矫顽力的磁性材质；所述的激励线圈(6)、第一检测线圈(7)、第二检测线圈(8)、补偿线圈(9)均是采用高电导率的漆包线紧密缠绕在所述磁环(5)的表面。

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