JP5606521B2 - クローズドループフラックスゲート電流センサー - Google Patents
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Description
測定回路と、可飽和磁気コアの周囲に巻かれた二次コイルを備えるインダクタとを含む電流センサーを設けるステップと、
磁気コアを交互に飽和させるように構成される二次コイルに励磁電圧を加えるステップと、
大きい一次電流を測定するために電圧源がオンにされる段階の間に、インダクタを流れる励磁電流の平均値を計算するステップと、
交互の励磁電流の負の信号及び正の信号それぞれの磁気コアが飽和するまでの時間t1、t2を測定して、交互の飽和時間t1、t2間の関係に基づいて一次電流を小電流の場合に決定するステップとを含む。
に従う一次電流の場合に採用されることが好ましく、ここでIPは一次電流、Nは二次コイルのターン数、is0は一次電流が0である場合の飽和励磁電流の値である。
Nは二次ターン数であり、
IFeは平均磁気回路長であり、
SFeは磁気回路断面であり、
iは励磁電流であり、
IPは一次電流(測定対象)であり、
Φは磁束である。
この種の用途における主な問題は電流の測定である。これは、細流充電(フロート)電流の数ミリアンペアからバッテリーの放電電流及び再充電電流の数百アンペアまでの極めて広い範囲において電流が多様でありうるためである。
ここでμ0は空気の透過係数であり、μrは回路の磁性材の相対透過係数である。
(2)を(1)に代入することにより、以下が求められる。
そして(4)を(3)に代入することにより、以下が求められる。
そして最終的に以下のようになる。
電流の関数として(6)を導き出すことにより、インダクタンス値が(7)として求められる。
一旦飽和状態に達するとインダクタンス値は以下によって表される。
インダクタンス値LfはLeのμr倍の値である。例えば試験用プロトタイプの場合、Le=2mHのときLf=22Hである。以下において、インダクタンスLeの飽和値が0であると仮定する。図2に示す電流の流れる方向を見てみると、一次導体に正の電流を流すことによって特性L(i)が左にシフトし、負の一次電流の場合はこの特性は右にシフトする。このシフトは一次電流に相関性があり、以下に説明するように理論上は一次電流に比例する。
一次電流によって生じる磁界強度HPを考えてみると、以下のように表わすことができる。
(2)を(10)に代入することにより、以下が求められる。
そして(11)を(3)に代入して、以下が求められる。
(13)から、磁束特性のシフト量はIP/Nであることがわかる。
一例として、+is0=7mA及びN=1000として試験が行われたプロトタイプにおいては、1Aの一次電流によって正の飽和限界がi1=(0.007−1/1000)A=6mAとなった。
図7は本発明に係るセンサーの実施形態の測定回路のレイアウトを示している。測定対象となる電流は適当なトロイダルコアを有する変流器の一次電流である。二次(測定)回路は、複数のMOSFETによって形成されるHブリッジ回路の構造に電圧供給するDC電圧源VC=12Vによって形成される。このHブリッジによって二次コイルが正の電圧及び負の電圧で交互に励磁される。コイル抵抗はRsである。励磁電流は抵抗Rmを用いて測定される。測定のサイクルは4つのステップを含む。測定のシーケンスの開始時にはインダクタンスは「無負荷」、即ち巻線における電流は0であり全てのスイッチが開いている。
ステップ2)インダクタンスは各「N」スイッチのフリーホイリングダイオードを介して自ら放電する。次のステップに移行する前にインダクタンスは完全に放電されていることが好ましい。
ステップ3)各MOSFET「N」がスイッチオンされる。このときインダクタンスにおける負の電流が増大する。飽和状態に達するとスイッチオフされる。
ステップ4)インダクタンスは各「P」スイッチのフリーホイリングダイオードを介して自ら放電する。この場合も同様に、次の手順が開始する前にインダクタンスの放電が完了していることが好ましい。
図2に示す電流の流れる方向を見てみると、正の一次電流を流すことによってインダクタンス特性L=L(i)は左に向かってシフトしている。このシフトが一次電流IPに比例することを説明することができる。一次電流(IP/N)が負であれば、インダクタンス特性は右に向かってシフトする。図8において、t1は正の電流の場合の飽和時間、t2は負の電流の場合の飽和時間、i1は正の飽和電流、i2は負の飽和電流である。このシフトはインダクタが飽和するまでの時間に影響を及ぼしている(図8)。
励磁電流は一次電流と直線的且つ直接的に関係する。一旦飽和状態に達すると電流は瞬時に定常値まで増大する(Le=0)。
一次電流は飽和するまでの時間の関数である。図8において、正の一次電流の場合の挙動が示されている。図8は正の一次電流の場合の飽和時間t1及びt2を示している。
(15)及び(16)を(19)に代入することにより、以下が求められる。
そして(14)を(20)に代入することにより、以下が求められる。
Hブリッジ供給電圧VCについてはこの式には明示されていないため、この電圧を高精度に安定させる必要はない。一旦飽和状態に達すると励磁電流によってVC/Rの定常値が得られる。一例として、試験用プロトタイプにおいてこの値はVC/R=2.4Aであったが、より高い電流値はこの用途において必要とされなかったことから、各MOSFETは約1.25A(ithreshold)でスイッチオフされた。
一例として、試験用プロトタイプにおいてこの条件は±7Aの測定範囲(一次電流)を指している。より高い一次電流値の場合には異なる測定方法が用いられる。
|IP/N|>is0であれば、特性L(i)は大きく左へ移動(遷移)する。これは、励磁電流が全く流れていなくてもインダクタンスが既に飽和状態にあることを意味している。大きい負の一次電流の場合、この現象は同じであるが逆向きとなる(右にシフトする)。図9はIPとiaverageとの関係を示している。小さい一次電流の測定に対して定められた上記の関係をここで使用することはできない。この場合、段階「P」又は「N」の間に励磁電流の平均値を計算することによって測定が行われる。磁気コア10が飽和状態でないときのインダクタ電流に対応する、図9に示すこの特性の平均値iaverageはIP/Nを示す。一次電流を求めるには、励磁電流の平均値(inとin’との間の値)を計算し、これにターン数を乗じればよい。
例示的な実施形態は以下の特性を有する。
測定範囲:0..±1000A DC
誤差@Ta=25℃:±10mA for IP=0 to ±1A
:±1% for IP=1±1000A
供給電圧:12V
供給電流:250mA(平均)
整定時間:≦1s
出力種類:デジタル
図11は、一次電流が0である場合に飽和するまでの時間を示している。P(及びNそれぞれの)信号によって正(及び負それぞれ)の充電段階が開始される。Um信号は測定抵抗Rmに対する電圧である。
(17)から、この場合以下であることがわかる。
この後、インダクタが飽和状態にあることから電圧Umは各スイッチのオープン電圧に到達する。
この後、ダイオードのフリーホイリング電流によって負の電圧Umが加えられる。
図11はIP=0の場合の飽和時間を示している。
(24)によれば、電圧Umは以下のようになる。
測定のサイクル毎に、一次電流の値は変換器のデジタル出力によって送信される。図13、14及び15は上記の試験済みプロトタイプの場合の一次電流(Ta=25℃)の関数としての変換器電流の誤差を表している。
図13は以下における変換器電流誤差(mA)を示している。
−1A≦IP≦A
図14は以下における変換器電流誤差(%)を示している。
−15A≦IP≦15A
図15は以下における変換器電流誤差(%)を示している。
−1000A≦IP≦1000A
[1] W. Teppan, 「Transfer Functions of Current Sensors」, 5th Int. IMEKO, TC−4 Symposium on Electrical Measuring Instruments for Low and Medium Frequencies, Vienna, Austria, 8−10 April 1992
[2] Waltari, T. Suntio: 「Survey and evaluation of battery monitoring methods and results from user’s viewpoint」, 21st International Telecommunications Energy Conference, 1999. INTELEC ’99, 6−9 June 1999 Page(s):7 pp.
Claims (14)
- 一次導体(2)内を流れる一次電流IPを特定の最小電流振幅から特定の最大電流振幅までの電流範囲にわたって測定する測定回路(6)とインダクタ(4)とを備える電流センサーであって、前記インダクタは高透磁性の磁性材によって形成される可飽和磁気コア(10)と、前記磁気コアを交互に飽和させるように構成される交互の励磁電流iを流す二次コイル(12)とを備え、前記コイルは前記測定回路に接続されており、前記測定回路は前記インダクタに正の電圧又は負の電圧を供給し、飽和状態を示す条件に達する場合に前記電圧をスイッチオフし、前記磁気コアの一方向において飽和するまでの時間t1と他方向において飽和するまでの時間t2とを測定して、それに基づいて前記一次電流の値を前記特定の最小電流から遷移振幅までの前記電流範囲の第一部分における振幅を有する一次電流の場合に決定するように構成され、前記測定回路は前記インダクタに電圧を供給する段階の間であって前記飽和状態に達する前に前記励磁電流iの平均値を求めて、それに基づいて前記一次電流の値を前記遷移振幅から前記特定の最大電流振幅までの前記電流範囲の第二部分における振幅を有する一次電流の場合に決定するように更に構成される電流センサー。
- 前記測定回路はDC電圧源VCと、前記DC電圧源によって電圧供給され、前記二次コイルを正の電圧及び負の電圧で交互に励磁するように構成されるHブリッジ回路とを含む請求項1記載の電流センサー。
- 前記Hブリッジの複数のスイッチは複数のMOSFETを備える請求項2記載の電流センサー。
- 前記測定回路は前記励磁電流を測定するための抵抗Rmを備える請求項1〜3のいずれかに記載の電流センサー。
- 前記可飽和磁気コアは環状で閉じている請求項1〜4のいずれかに記載の電流センサー。
- 前記測定回路が接続され、前記飽和時間t1、t2を測定するためのタイマーを備えるマイクロコントローラを更に含む請求項1〜5のいずれかに記載の電流センサー。
- 一次導体内を流れる電流を特定の最小電流振幅から特定の最大電流振幅までの電流範囲にわたって測定する方法であって、
測定回路と、可飽和磁気コアの周囲に巻かれた二次コイルを備えるインダクタとを含む電流センサーを設けるステップと、
前記磁気コアを交互に飽和させるための前記二次コイルに励磁電圧を加えるステップと、
大きい一次電流を測定するために前記励磁電圧が加えられる段階の間に、励磁電流の平均値を計算するステップと、
交互の前記励磁電流の負の信号及び正の信号それぞれの前記磁気コアが飽和するまでの時間t1、t2を測定して、交互の前記飽和時間t1、t2間の関係に基づいて前記一次電流を小電流の場合に決定するステップとを含み、
小さい一次電流は特定の最小電流Iminから遷移振幅までの前記電流範囲の第一部分における振幅を有し、大きい一次電流は前記遷移振幅から前記特定の最大電流振幅Imaxまでの前記電流範囲の第二部分における振幅を有する方法。 - 小さい一次電流IPの場合、前記一次電流は両方向における前記飽和時間の和で除した一方向における前記飽和時間の値に基づく請求項7記載の方法。
- 小電流の場合の前記測定方法は、以下の条件
に従う一次電流の場合に採用され、ここでIPは一次電流、Nは前記二次コイルのターン数、is0は一次電流が0である場合の飽和励磁電流の値である請求項7又は8記載の測定方法。 - 大きい一次電流の場合、前記一次電流の測定は、励磁電圧が供給される段階の間の前記励磁電流の平均値の計算に基づく請求項7〜9のいずれかに記載の方法。
- 前記測定回路はDC電圧源VCと、複数のトランジスタスイッチを有し前記DC電圧源によって電圧供給され、前記二次コイルを正の(P)電圧及び負の(N)電圧で交互に励磁するように構成されるHブリッジ回路とを含み、
励磁コイルに正の電圧を供給することにより前記磁気コアが前記飽和状態に達するまで正の電流+iを前記インダクタ(4)に充電するように構成される前記トランジスタをスイッチオンし、前記トランジスタをスイッチオフするステップと、
飽和状態に達するまでの前記時間t1を測定するステップと、
前記インダクタンスを放電するステップと、
前記励磁コイルに負の電圧を供給することにより負の電流−iを前記インダクタ(4)に充電するように構成される前記トランジスタをスイッチオンし、一旦前記磁気コアが飽和状態に達すると前記トランジスタをスイッチオフするステップと、
飽和状態に達するまでの前記時間t2を測定するステップと、
前記インダクタンスを放電するステップとを含む請求項7〜10のいずれかに記載の方法。 - 前記磁気コアの飽和状態は、前記励磁電流iの特定の閾値に達したことを測定抵抗Rmを介して判定することで比較器によって検出される請求項11記載の方法。
- 前記飽和時間t1、t2は、各スイッチを閉じるときと飽和状態の検出時との間に決定される請求項12記載の方法。
- 前記飽和時間の値は、前記測定回路が接続されるマイクロコントローラによって、このマイクロコントローラのタイマーユニットを利用して計算される請求項13記載の方法。
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