JP5625525B2

JP5625525B2 - 電流検知装置

Info

Publication number: JP5625525B2
Application number: JP2010139090A
Authority: JP
Inventors: 工藤　高裕; 高裕工藤; 晋栗原
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2010-06-18
Filing date: 2010-06-18
Publication date: 2014-11-19
Anticipated expiration: 2030-06-18
Also published as: JP2012002723A

Description

本発明は、漏電検知等に用いる高透磁率材料の非線形な特性を利用する電流検知装置に関する。

この種の電流検知装置としては、種々の構成を有するものが提案され、実施されているが、構造的に簡単で微小電流の検知が可能なものとしてフラックスゲート型の電流センサが知られている(例えば、特許文献１参照)。
この特許文献１に記載された従来例では、図７（ａ）に示す構成を有する。すなわち、軟質磁性体製の同形，等大に構成された円環状をなすコア１０１及び１０２と、各コア１０１及び１０２に等しい回数巻回された励磁コイル１０３と、各コア１０１及び１０２にわたるよう一括して巻回された検出コイル１０４とを備えている。

励磁コイル１０３には図示しない交流電源が、また検出コイル１０４には図示しない検出回路が接続されている。そして、両コア１０１及び１０２の中心に電流を測定する対象物たる被測定導線１０５が挿通されている。
励磁コイル１０３はこれに通電したとき両コア１０１及び１０２に生じる磁場が逆相であって互いに打ち消し合うようコア１０１及び１０２に巻回されている。

そして、励磁コイル１０３に励磁電流ｉｅｘを通電したとき、各コア１０１及び１０２に生じる磁束密度Ｂの経時変化は、図７（ｂ）に示すようになる。軟質磁性体製のコア１０１及び１０２の磁気特性は磁場の大きさＨが所定の範囲内では磁場の大きさＨと磁束密度Ｂとは直線的な関係にある。しかしながら、磁場の大きさＨが所定値を超えると、磁束密度Ｂが変化しない磁気飽和の状態となる関係にあることから、励磁コイル１０３に励磁電流ｉｅｘを通電すると、各コア１０１及び１０２に発生する磁束密度Ｂは実線図示のように上下対称の台形波状に変化し、しかも相互に１８０°位相がずれた状態となる。

今、被測定導線１０５に矢印で示す如く下向きに直流電流値Ｉが通電しているものとすると、この直流分に相当する磁束密度が重畳される結果、磁束密度Ｂは図７（ｂ）に破線で示す如く、台形波のうち、上方の台形波はその幅が拡大され、一方下方の台形波はその幅が縮小された状態となる。
ここで、両コア１０１及び１０２に生じた磁束密度Ｂの変化を正弦波（起電力に対応）で表現すると図７（ｃ）に示すようになる。この図７（ｃ）では、前述した図７（ｂ）で実線図示の台形波に対応して実線図示のように１８０°位相がずれた周波数ｆの正弦波（起電力）が表れるが、これらは１８０°ずれているため互いに打ち消し合う。一方、図７（ｂ）で破線図示の台形波に対応して図７（ｃ）には破線図示のような２倍の周波数２ｆの２次高調波が表れる。この２次高調波は位相が１８０°ずれているため、相互に重畳すると図７（ｃ）の最下段に示すような正弦波信号となり、これが検出コイル１０４で検出される。
この検出コイル１０４で捉えられた検出信号は被測定導線１０５を流れる直流の電流値Ｉに対応しており、これを処理することで電流値Ｉを検出することができる。

また、他の従来例として、検知すべき電流を流す１次巻線と、この１次巻線から電気的に絶縁され磁気コアにより１次巻線に磁気的に結合されている２次巻線とを具備している１以上の第１の検知変成器と、飽和を検出してそれに応じて磁化電流の方向を反転させる手段を含む前記磁気コアを周期的に飽和状態に駆動するために前記２次巻線に交互に反対方向の磁化電流を供給する手段と、感知される電流に実質上比例する出力信号を出力する処理手段とを備えている検知手段を具備して電流センサが提案されている（例えば、特許文献２参照）。この電流センサは、さらに、前記第１の検知変成器の２次巻線に接続されて感知する電流によって前記２次巻線中に生成された磁化電流の低周波または直流成分を分離するローパスフィルタと、感知される電流が通過する１次巻線と、２次巻線とを有し、その２次巻線の入力側は前記ローパスフィルタの出力部に結合され、その出力側は前記装置の出力信号が生成される抵抗によって設置されている第２の検知変成器とを具備している。

特開２０００−１６２２４４号公報特許第２９２３３０７号公報

しかしながら、上記特許文献１に記載された従来例にあっては、２つのコア１０１及び１０２を使用するため、実際にはコア１０１及び１０２の磁気特性を完全に一致させることは困難であるため、磁気特性の違いにより励磁電流ｉｅｘによる電圧が完全に打ち消されることなく発生してしまう。これが２次高調波成分に対応した検出電圧のＳ／Ｎ比を悪化させ、微小電流の検知が難しいという未解決の課題がある。

また、検出コイル１０４から出力される電流値Ｉに対応した２次高調波は、電流値Ｉが大きくなり過ぎると、図９（ｃ）で破線図示のように台形波の形が歪んでしまうために、電流Ｉと２次高調波成分の関係が比例関係ではなくなる。これにより、電流値Ｉの検知範囲が制限されてしまうために、広い範囲の電流を検出できないという未解決の課題もある。
また、少なくとも２つのコアを使用するので、小型化や低コスト化を実現し難いという未解決の課題もある。

また、特許文献２に記載された従来例にあっても、第１の検知変成器と第２の検知変成器とを設ける必要があり、１つの磁気コアによって広い範囲の電流を検出できないという未解決の課題がある。
そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、１第で広い電流範囲を測定可能で、周囲環境条件により影響を受けることが少なく、小型、低コストで、広い範囲の微小電流検知が可能な電流検知装置を提供することを目的としている。

上記目的を達成するために、本発明の一の形態に係る電流検知装置は、測定電流が流れる導線を囲む磁気コアに巻回した励磁コイルと、オペアンプを有し、該オペアンプの出力側および反転入力側間に前記励磁コイルを接続し、前記励磁コイルおよび前記反転入力側間の接続点と接地との間に抵抗を接続し、前記出力側および接地間に分圧抵抗を接続し、当該分圧抵抗で分圧された閾値電圧を前記オペアンプの非反転入力側に供給し、前記励磁コイル及び抵抗間の当該励磁コイルに流れる電流に応じた電圧を前記オペアンプの反転入力側に供給し、前記オペアンプの出力側から前記励磁コイルに供給する励磁電流の極性を反転させる矩形波電圧を発生する励磁手段と、該励磁手段から出力される前記矩形波電圧のデューティ変化に基づいて前記測定電流を検知する電流検知手段と、前記抵抗の抵抗値を切り換えて前記励磁コイルに流れる励磁電流を少なくとも２種類の電流値に切り換える励磁電流値切換手段と、前記分圧抵抗の抵抗値を切り換えて少なくとも２種類の前記閾値電圧に切り換える閾値切換手段と、測定すべき電流範囲を広げるように、前記励磁電流切換手段及び前記閾値切換手段を同時に切換える切換制御手段とを備え、前記切換制御手段は、前記２種類の励磁電流の比と、前記２種類の閾値電圧の比とが、それぞれ反比例の関係となるように、前記励磁電流値と前記閾値電圧とを同時に切り換えるように構成されている。

この構成によると、励磁手段で励磁コイルに矩形波電圧を印加することにより、励磁コイルのインダクタンスで決まる鋸歯状波となる励磁電流が流れ、その励磁電流の極性が切り換わる電流を、電流が零のときに磁気コアのインダクタンスが飽和電流と一致させることにより、導線を流れる測定電流に応じて励磁電流の極性が切り換わる電流が変化し、これに応じて矩形波電圧の立ち下がりを変化させる。これによって矩形波電圧のデューティを検出することにより、測定電流を検知することができる。

また、励磁手段での閾値及び励磁コイルに供給する励磁電流値の組を複数組選択可能となり、電流検出感度を変更可能となるので、より広い電流範囲の測定電流を検知することができる。

さらに、電流検出感度の切り換えを正確に行うことができる。

本発明によれば、磁気コアのインダクタンスが飽和電流付近で急に消失する特性が内部を貫通する導線の電流によってシフトすることを利用して、励磁手段で、励磁コイルに、矩形波電圧を印加して、磁気コアを飽和状態又はその近傍の状態とする励磁電流を供給し、励磁コイルに磁気コアのインダクタンス消失に応じた電流変化を生じさせ、この電流変化で矩形波電圧の立ち下がりを変化させる。このため、矩形波電圧のデューティを検出することにより、導線に流れる測定電流を検知する。このため、電流検知装置を１つの磁気コアを用いて構成することができ、磁気コアの材料特性の違いによりＳ／Ｎ比が低下することがなく、微小電流を高精度で検出することができる。

また、電流検知装置を１つの磁気コアと１つの巻線とで構成できるので、小型、低コスト化が可能となる。
さらに、磁気センサ等を使用しないので、堅牢で、周囲環境条件により影響を受けることが少ない電流検知装置を提供できる。
しかも、閾値及び励磁電流の組を複数切り換えることにより、電流検出感度を切り換えて、より広い電流範囲の電流検知が可能となる。

本発明に係る電流検知装置の第１の実施形態を示す構成図である。図１の発振回路の一例を示す回路図である。発振回路の出力電圧波形と励磁コイルの電流波形とを示す模式図である。磁気コアの磁気異の強さと磁束密度の関係を示す特性線図及び磁気コアのインダクタンス特性を示す特性線図である。本発明の第２の実施形態を示す発振回路の一例を示す回路図である。本発明の第２の実施形態における励磁電流波形を示す模式図である。従来例を示す説明図であって、（ａ）センサ部の構成図、（ｂ）は励磁コイルに励磁電流を通電したときの各磁気コアの磁束密度を示す図、（ｃ）は各磁気コアの磁束密度を正弦波で表現した図である。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は本発明に係る電流検知装置の一実施形態を示す構成図である。図中、１ａ，１ｂは例えば漏電検知等の対象物に設けられた例えば１０Ａ〜８００Ａの往復の電流Ｉが流れる導線であって、健全状態では導線１ａ，１ｂに流れる電流の和はゼロであるが、漏電や地絡などで導線１ａ，１ｂに流れる電流の和が零にならず、検出対象とする例えば１５ｍＡ〜５００ｍＡ程度の微小な差異電流が流れる。これら導線１ａ，１ｂの回りにリング状の磁気コア２が配設されている。つまり、磁気コア２内に導線１ａ，１ｂが挿通されている。

磁気コア２には、励磁コイル３が所定巻数で巻回されており、この励磁コイル３に励磁手段としての発振回路４から励磁電流が供給される。
発振回路４は、図２に示すように、コンパレータとして動作するオペアンプ１１を備えている。このオペアンプ１１の出力側と反転入力側との間に励磁コイル３が接続されている。また、オペアンプ１１の反転入力側は抵抗１２を介してグランドに接続され、オペアンプ１１の非反転入力側は、オペアンプ１１の出力側及びグランド間に直列に接続された分圧抵抗１３及び１４間に接続されている。
そして、オペアンプ１１の出力側及びグランドが出力端子ｔｏ１及びｔｏ２に接続されている。

このため、発振回路４では、分圧抵抗１３及び１４の接続点Ｅの閾値電圧Ｖｔｈがオペアンプ１１の非反転入力側に供給されており、この閾値電圧Ｖｔｈと励磁コイル３及び抵抗１２との接続点Ｄの電圧Ｖｄとが比較されて、その比較出力が図３（ａ）に示す矩形波として出力側から出力される。
今、図３（ａ）に示すように、時点ｔ１で、オペアンプ１１の出力側の出力電圧Ｖａがハイレベルとなると、これが励磁コイル３に印加される。このため、励磁コイル３を出力電圧Ｖａと抵抗１２の抵抗値Ｒ１２とに応じた励磁電流Ｉｂで励磁する。このとき、励磁電流Ｉｂは、図３（ｂ）に示すように、出力電圧Ｖａの立ち上がり時点ｔ１から比較的急峻に立ち上がり、その後緩やかに増加する放物線状に増加する。

このとき、オペアンプ１１の非反転入力側に出力電圧Ｖａを分圧抵抗１３及び１４の接続点Ｅで得られる分圧抵抗１３及び１４の抵抗値Ｒ１３及びＲ１４で分圧された比較的大きな閾値電圧Ｖｔｈが入力されている。一方、オペアンプ１１の反転入力側の励磁コイル３及び抵抗１２の接続点Ｄの電圧Ｖｄは、励磁コイル３の励磁電流Ｉｂの増加に応じて増加し、この電圧Ｖｄが時点ｔ２で非反転入力側の閾値電圧Ｖｔｈを上回ると、オペアンプ１１の出力電圧Ｖａが図３（ａ）に示すように、ローレベルに反転する。
これに応じて励磁コイル３を流れる励磁電流Ｉｂの極性が反転し、励磁電流Ｉｂは最初は急峻に低下し、その後緩やかに低下する放物線状に減少する。

このとき、閾値電圧Ｖｔｈは、ローレベルとなっていることにより、閾値電圧Ｖｔｈも低い電圧となっている。そして、オペアンプ１１の反転入力側の励磁コイル３及び抵抗１２の接続点Ｄの電圧Ｖｄが、励磁コイル３の励磁電流Ｉｂの減少に応じて減少し、この電圧Ｖｄが時点ｔ３で非反転入力側の閾値電圧Ｖｔｈを下回ると、オペアンプ１１の出力電圧Ｖａが図３（ａ）に示すように、時点ｔ１と同様にハイレベルに反転する。
このため、出力電圧Ｖａは、図３（ａ）に示すように、ハイレベル及びローレベルを繰り返す矩形波電圧となり、発振回路４が非安定マルチバイブレータとして動作する。そして、励磁コイル３の励磁電流は、図３（ｂ）に示すように増加及び減少を繰り返す鋸歯状波電流となる。

ところで、磁気コア２は、図４（ａ）に示すように角型比の大きな磁束密度Ｂと磁界の強さＨとの関係を表すＢ−Ｈ特性を有し、高透磁率材料の被線型な特性を有する。このＢ−Ｈ特性を有する磁気コア２のインダクタンスは、導線１ａ，１ｂの差電流が零であるときに、図４（ｂ）に示すように飽和電流付近Ｇで急激に消失する。磁気コア２を貫通する導線１ａ，１ｂに任意の検出対象となる微小な差電流Ｃが生じると、図３（ｂ）のＢ−Ｈ特性は、破線図示のように差電流Ｃに応じて磁界の強さＨの正方向にシフトしてインダクタンスが消失するタイミングが変化する。

このため、電流が零のときにインダクタンスが飽和する電流（図４のＧ）と励磁電流Ｉｂの極性が切り換わる電流（図３のＦ）とを一致させる。そうすると、インダクタンスが飽和する電流（図４のＪ）が導線１ａ，１ｂの差電流の電流値Ｃに応じて変化するので、励磁電流Ｉｂの極性が切り換わる電流（図３（ｂ）のＨ）も同様に変化することになる。
この励磁電流Ｉｂの極性が切り換わる電流値が変化することにより、励磁コイル３と抵抗１２との接続点Ｄの電圧Ｖｄが閾値電圧Ｖｔｈを上回るタイミングが遅れることになり、オペアンプ１１から出力される出力電圧Ｖａの立ち下がり時点が導線１ａ，１ｂの差電流の電流値Ｃに応じて図３（ａ）で破線図示のように遅れる。このため、出力電圧Ｖａの矩形波電圧のデューティ比が導線１ａ，１ｂの差電流の電流値Ｃに応じて変化する。

したがって、発振回路４の出力端子ｔｏ１及びｔｏ２にデューティ比を検出する電流検知手段としての検出回路６を接続する。この検出回路６で、出力電圧Ｖａのハイレベル状態を維持している時間とローレベル状態を維持している時間とを計測することにより、デューティ比を検出することができ、検出したデューティ比に基づいて導線１ａ，１ｂの差電流の電流値Ｃを検知することができる。

このように、上記第１の実施形態によると、測定電流が流れる導線を貫通させた１つの磁気コア２と、この磁気コア２に巻回された１つの励磁コイル３とを備え、励磁コイル３に発振回路４で矩形波電圧を印加したときの励磁コイル３を流れる励磁電流Ｉｂの極性切り換わり電流と電流が零であるときに磁気コア２のインダクタンスが飽和する電流とを一致させることにより、発振回路４の出力電圧Ｖａのデューティ比を測定電流の電流値Ｃに応じて変化させ、このときのデューティ比を検出回路６で検出するだけの簡易な構成で、磁気コア２を貫通する導線１ａ，１ｂを流れる微小電流を広範囲に確実に検知することができ、低コスト化を図ることができる。

また、前述した従来例のように２つの磁気コアを使用する場合のようにコア材料特性の違いによるＳ／Ｎ比の低下が生じることはなく、微小電流を高精度で検知することができる。
しかも、前述した従来例のように磁気センサ等を使用することなしに電流検知が可能であるので、堅牢で、周囲環境条件により影響を受けることが少ない電流検知装置を提供することができる。

次に、本発明の第２の実施形態を図５について説明する。
この第２の実施形態では、発振回路４での閾値電圧Ｖｔｈ及び励磁電流を切り換え可能に構成して、電流検出感度を変化させるようにしたものである。
すなわち、第２の実施形態では、発振回路４が、図５に示すように、抵抗１２と直列に抵抗２１を接続すると共に、抵抗１４と直列に例えば閾値電圧Ｖｔｈが半分（Ｖｔｈ／２）となる抵抗値を有する抵抗２２を接続し、さらに、抵抗２１及び抵抗２２の夫々と並列にアナログスイッチ２３及び２４を接続して励磁電流値切換手段及び閾値切換手段を構成し、これらをアナログスイッチ２３及び２４の制御端子を切換制御手段としての切換制御回路２５に接続して、この切換制御回路２５でアナログスイッチ２３及び２４の一方をオン状態としたときに、他方をオフ状態に制御することを除いては前述した第１の実施形態の図２と同様の構成を有する。したがって、図５において、図２との対応部分には同一符号を付し、その詳細説明はこれを省略する。ここで、抵抗１２及び２１の抵抗値は、同じ値で、両者の合成抵抗が第１の実施形態における抵抗１２と同じ値に設定されている。

この第２の実施形態によると、切換制御回路２５でアナログスイッチ２３をオフ状態とし、アナログスイッチ２４をオン状態に制御している状態では、抵抗１２と抵抗２１が直列に接続されて合成抵抗値が第１の実施形態の抵抗１２と同じとなるため、第１の実施形態と同じ励磁電流Ｉｂとなる。同様に、抵抗２２はアナログスイッチ２４によってバイパスされるので、抵抗１３及び１４によって閾値電圧Ｖｔｈが決定され前述した第１の実施形態と同じ閾値電圧Ｖｔｈとすることができる。このため、励磁電流Ｉｂは、図６で太い実線図示のようになり、第１の実施形態と同様の作用効果を得ることができる。

これに対して、切換制御回路２５でアナログスイッチ２３をオン状態とし、アナログスイッチ２４をオフ状態に制御すると、励磁コイル３を流れる励磁電流Ｉｂは抵抗値が半分となることにより２倍となり、同時に、抵抗２２が抵抗１４と直列に介挿されるので、閾値電圧Ｖｔｈは第１の実施形態における閾値電圧の半分（Ｖｔｈ／２）となる。このため、励磁電流Ｉｂは、図６で細い実線で示すように、電流値は２倍となるが、閾値電圧Ｖｔｈが半分となるので、励磁電流Ｉｂの電流値Ｉｂが第１の実施形態の電流値の半分に達した時点で電圧Ｖｄが閾値電圧Ｖｔｈ／２に達して極性の切換点となる。

つまり、励磁電流Ｉｂの電流値がＫであり、電流閾値がＩｔｈである場合に、磁気コア２が飽和するタイミングで励磁電流の極正を切換えるには、閾値Ｉｔｈの半分の閾値Ｉｔｈ／２にする必要があり、閾値電圧ＶｔｈをＶｔｈ／２とする必要がある。
したがって、励磁電流Ｉｂと閾値電圧Ｖａとを２段階に切換える際には、２つの励磁電流Ｉｂの比と、閾値電圧Ｖａの比とが夫々反比例の関係となるように励磁電流Ｉｂの電流値と閾値電圧Ｖｔｈとを切換える。

このように、第２の実施形態では、励磁電流Ｉｂの電流値Ｋ、閾値電流Ｉｔｈの組み合わせを、励磁電流Ｉｂの電流値を２倍の２Ｋ、閾値電流ＩｔｈをＩｔｈ／２すなわち閾値電圧ＶｔｈをＶｔｈ／２に切換えることにより、より広い電流範囲までの測定電流の測定が可能となる。
なお、上記第２の実施形態においては、抵抗２１及び抵抗２２をそれぞれ抵抗１２及び１４と直列に接続した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、抵抗２１及びアナログスイッチ２３を抵抗１２と並列に接続し、且つ抵抗２２及びアナログスイッチ２４を抵抗１４と並列に接続して抵抗値を変化させるようにしてもよく、さらには、抵抗１２及び２１と抵抗１４及び２２とを異なる値に設定して互いに並列に接続し、両抵抗１２及び２１と抵抗１４及び２２との一方を切換スイッチで選択するようにしてもよく、抵抗値の設定方法に任意の設定方法を適用することができる。

また、上記第２の実施形態においては、励磁電流Ｉｂ及び閾値電圧Ｖｔｈを２段階に切換える場合について説明したが、これに限定されるものではなく、３段階以上の多段階に切換えるようにしてもよく、この場合にはさらに電流検出範囲を拡大することができる。
さらに、上記第１及び第２の実施形態においては、２本の導線１ａ及び１ｂの差電流を検知する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、１本の導線に流れる微小電流を検出することもできる。

１ａ，１ｂ…導線、２…磁気コア、３…励磁コイル、４…発振回路、６…検出回路、１１…オペアンプ、１２〜１４…抵抗、２１，２２…抵抗、２３，２４…アナログスイッチ、２５…切換制御回路

Claims

測定電流が流れる導線を囲む磁気コアに巻回した励磁コイルと、
オペアンプを有し、該オペアンプの出力側および反転入力側間に前記励磁コイルを接続し、前記励磁コイルおよび前記反転入力側間の接続点と接地との間に抵抗を接続し、前記出力側および接地間に分圧抵抗を接続し、当該分圧抵抗で分圧された閾値電圧を前記オペアンプの非反転入力側に供給し、前記励磁コイル及び抵抗間の当該励磁コイルに流れる電流に応じた電圧を前記オペアンプの反転入力側に供給し、前記オペアンプの出力側から前記励磁コイルに供給する励磁電流の極性を反転させる矩形波電圧を発生する励磁手段と、
該励磁手段から出力される前記矩形波電圧のデューティ変化に基づいて前記測定電流を検知する電流検知手段と、
前記抵抗の抵抗値を切り換えて前記励磁コイルに流れる励磁電流を少なくとも２種類の電流値に切り換える励磁電流値切換手段と、
前記分圧抵抗の抵抗値を切り換えて少なくとも２種類の前記閾値電圧に切り換える閾値切換手段と、
測定すべき電流範囲を広げるように、前記励磁電流切換手段及び前記閾値切換手段を同時に切換える切換制御手段とを備え、
前記切換制御手段は、前記２種類の励磁電流の比と、前記２種類の閾値電圧の比とが、それぞれ反比例の関係となるように、前記励磁電流値と前記閾値電圧とを同時に切り換えるように構成されている
ことを特徴とする電流検知装置。