JP6119384B2 - 電流検知装置 - Google Patents

Description

本発明は、漏電検知等に用いる高透磁率材料の非線形な特性を利用する電流検知装置に関する。

この種の電流検知装置としては、種々の構成を有するものが提案され、実施されているが、構造的に簡単で微小電流の検知が可能なものとしてフラックスゲート型の電流センサが知られている（例えば、特許文献１参照）
この特許文献１に記載された従来例では、図９（ａ）に示す構成を有する。すなわち、軟質磁性体製の同形、等大に構成された円環状をなすコア１０１及び１０２と、各コア１０１及び１０２に等しい回数巻回された励磁コイル１０３と、各コア１０１及び１０２にわたるように一括して巻回された検出コイル１０４とを備えている。

励磁コイル１０３には、図示しない交流電源が接続されており、また、検出コイル１０４には図示しない検出回路が接続されている。そして、両コア１０１及び１０２の中心に電流を測定する対象物たる被測定導体１０５が挿通されている。

励磁コイル１０３はこれに通電したとき両コア１０１及び１０２に生じる磁場が逆相であって互いに打ち消すようコア１０１及び１０２に巻回されている。
そして、励磁コイル１０３に励磁電流ｉｅｘを通電したとき、各コア１０１及び１０２に生じる磁束密度Ｂの経時変化は、図９（ｂ）に示すようになる。軟質磁性体製のコア１０１及び１０２の磁気特性は磁場の大きさＨが所定の範囲内では磁場の大きさＨと磁束密度Ｂとは直線的な関係にある。しかしながら、磁場の大きさＨが所定値を超えると、磁束密度Ｂが変化しない磁気飽和の状態となる関係にあることから、励磁コイル１０３に励磁電流ｉｅｘを通電すると、各コア１０１及び１０２に発生する磁束密度Ｂは実線図示のように上下対称の台形波状に変化し、しかも相互に１８０°位相がずれた状態となる。

今、被測定導線１０５に矢印で示す如く下向きに直流電流値Ｉが通電しているものとすると、この直流分に相当する磁束密度が重畳される結果、磁束密度Ｂは図９（ｂ）に破線で示す如く、台形波のうち、上方の台形波はその幅が拡大され、一方下方の台形波はその幅が縮小された状態となる。

ここで、両コア１０１及び１０２に生じた磁束密度Ｂの変化を正弦波（起電力に対応）で表現すると図９（ｃ）に示すようになる。この図９（ｃ）では、前述した図９（ｂ）で実線図示の台形波に対応して実線図示のように１８０°位相がずれた周波数ｆの正弦波（起電力）が表れるが、これらは１８０°ずれているため互いに打ち消し合う。一方、図９（ｂ）で破線図示の台形波に対応して図９（ｃ）には破線図示のような２倍の周波数２ｆの２次高調波が表れる。この２次高調波は位相が１８０°ずれているため、相互に重畳すると図９（ｃ）の最下段に示すような正弦波信号となり、これが検出コイル１０４で検出される。

この検出コイル１０４で捉えられた検出信号は被測定導線１０５を流れる直流の電流値Ｉに対応しており、これを処理することで電流値Ｉを検出することができる。
また、フラックスゲート型の他の電流センサとして、特許文献２に示された構成が知られている。図１０は、特許文献２に示された電流センサの動作を説明するためのブロック図である。

図において、感知される電流２１は、ソフトフェライトのトロイダルコアを有する小型変成器からなる可飽和コア磁気検知素子２４の一次巻線を通って流れる。この変成器の２次巻線は一端が電力スイッチ２３に接続され、この電力スイッチ２３は、電源２２から２次巻線に供給される電圧の極性を交互に切り替える。また、２次巻線の他端は、検知装置２５に接続されている。

電力スイッチ２３が正極性を有する電流を供給すると、可飽和コア磁気検知素子２４の２次巻線に流れる電流によりコアを飽和させる。コアが飽和すると、検知装置２５の両端の電圧が急激に上昇し、検知装置２５から出力される制御信号２７はヒステレシススイッチ２６に供給される。制御信号２７があるレベルに到達したとき電力スイッチ２３を反転させることで、可飽和コア磁気検知素子２４の２次巻線に流れる電流の極性を切り替える。

これにより、可飽和コア磁気検知素子２４には負極性の電流が供給され、コアの磁化は減少し、反対方向にコアが飽和される。すると、検知装置２５の両端の電圧は、急速に負方向に上昇し、ヒステレシススイッチ２６を介して電力スイッチ２３は極性を切替え、２次巻線に供給されている電圧の極性を反転させる。このように、このシステムは、安定して周期的パターンで動作を繰り返す。

感知される電流２１に比例する出力を得るために、ローパスフィルタ２８が電力スイッチ２３の出力に接続されて、混在する磁化電流成分の大部分を除去する。このローパスフィルタ２８の出力線２９における信号は感知される電流２１に含まれる直流成分を含む非常に低い周波数成分である。感知される電流２１の高周波成分は変成器３１の２次巻線に誘起されるので、変成器３１の出力信号３２は、出力線２９における信号を電力増幅器３０で増幅した直流成分を含む非常に低い周波数成分と高周波成分を含んでいる。これにより、広い周波数帯域にわたって電流の測定ができる。

特開２０００−１６２２４４号公報 特許第２９２３３０７号公報

しかしながら、上記特許文献１に記載された電流センサは、２つのコア１０１及び１０２を使用するため、実際にはコア１０１及び１０２の磁気特性を完全に一致させることは困難であり、磁気特性の違いにより励磁電流ｉｅｘによる電圧が完全に打ち消されることなく発生してしまう。これが２次高調波成分に対応した検出電圧のＳ／Ｎ比を悪化させ、微小電流の検知が難しいという課題がある。

また、少なくとも２つのコアを使用するので、小型化や低コスト化を実現し難いという課題もある。
さらに、コア１０１，１０２を飽和領域まで励磁する必要があるので、大きな励磁電流が必要となり、センサの消費電流が大きいという課題がある。

また、特許文献２に記載された電流センサは、直流成分を含む非常に低い周波数成分の大電流を測定した場合、可飽和コア磁気検知素子２４が可飽和する前に電力スイッチ２３が切り替わってしまうので、ローパスフィルタ２８の出力線２９における信号はゼロに近づく。このために、特許文献２の電流センサでは、微小電流から大電流までの広い電流範囲の測定ができないという課題があった。さらに、少なくとも２つの変成器を使用するので、小型化や低コスト化を図ることが難しいという課題があった。

そこで、本発明は、周囲環境条件により影響を受けることが少なく、小型、低コストで、微小電流から大電流までの広い電流範囲の検知を行うことができる電流検知装置を提供することを目的としている。

上記課題を解決するために、本発明によれば、測定電流が流れる導線を囲む磁気コアに巻回した励磁コイルと、測定した閾値に応じて、前記励磁コイルを飽和状態又はその近傍の状態で、前記励磁コイルに供給する励磁電流の極性を反転させる出力電圧を発生する発振手段と、前記発振手段から出力される前記出力電圧のデューティ変化に基づいて前記測定電流を検知する第１及び第２の電流検知手段と、前記発振手段から出力される前記出力電圧の周波数を検知する周波数検知手段と、前記発振手段から出力される前記出力電圧の振幅を検知する振幅検知手段とを備え、前記第１及び第２の電流検知手段と前記周波数検知手段と前記振幅検知手段のそれぞれの出力をもとに、前記測定電流を検知する出力判別回路とを備える電流検知装置であって、前記第１の電流検知手段は、低域通過フィルタと絶対値回路で構成し、前記第２の電流検知手段は、帯域通過フィルタと絶対値回路で構成し、前記周波数検知手段は、前記出力電圧の周波数増加時にのみ前記出力電圧を通過させる高域通過フィルタと絶対値回路で構成し、前記振幅検知手段は、前記出力電圧の振幅低下を検知する絶対値回路で構成し、前記出力判別回路は、前記第１及び第２の電流検知手段と前記周波数検知手段と前記振幅検知手段のそれぞれの出力に接続された比較回路と、各比較回路からの出力を入力する論理和回路で構成し、前記出力判別回路の出力により前記測定電流を検知するようにする。

また、前記比較回路は、記憶素子の設定値に基づいて出力された電圧に応じて比較回路の基準電圧を設定することができる。

本発明によれば、微小電流から大電流までの検知を１つの磁気コアで実現できるので、より広範囲な電流監視等が可能な電流検知装置を小型化、低コストで提供できる。
更に、磁気センサや集磁コア等を使用する必要がないので、堅牢で、周囲環境条件により影響を受けることが少ない高信頼性な電流検知装置が提供できる。

本発明の第一の実施形態を示す電流検知装置の構成図 本発明の電流検知装置の一例を示す回路構成図 図１の発振回路の一例を示す回路図 発振回路の出力電圧波形と励磁コイルの励磁電流波形を示す模式図 磁気コアの磁界の強さと磁束密度の関係を示す特性線図及び磁気コアのインダクタンス特性を示す特性線図 本発明の各検出回路の出力電圧波形を示す模式図であり、（ａ）は電流検出回路の出力波形図、（ｂ）は周波数検出回路の出力波形図、（ｃ）は振幅検出回路の出力波形図 図２の比較回路の一例を示す回路構成図 図２の比較回路の一実施例を示す回路構成図 従来例を示す説明図であり、（ａ）はセンサ部の構成図、（ｂ）は励磁コイルに励磁電流を通電したときの各磁気コアの磁束密度を示す図、（ｃ）は各磁気コアの磁束密度を正弦波で表現した図 他の従来例の電流センサの動作を説明するためのブロック図

以下、本発明の実施の形態を図１〜図６に基づいて説明する。
図１は、本発明の第一の実施形態を示す電流検知装置の構成図、図２は、本発明の電流検知装置の一例を示す回路構成図、図３は、図１の発振回路の一例を示す回路図、図４は、発振回路の出力電圧波形と励磁コイルの励磁電流波形を示す模式図、図５は磁気コアの磁界の強さと磁束密度の関係を示す特性線図及び磁気コアのインダクタンス特性を示す特性線図、図６は本発明の各検出回路の出力電圧波形を示す模式図である。

図において、１は電流検知装置であって、例えば、漏電検知等の対象物に設けられた例えば１０Ａ〜８００Ａの往復の電流Ｉが流れる導線２ａ，２ｂの微小な差異電流を検知する。ここで、健全状態では導線２ａ，２ｂに流れる電流の和はゼロであるが、漏電や地絡などで導線２ａ，２ｂに流れる電流の和がゼロにならず、検出対象とする例えば１５ｍＡ〜５００ｍＡ程度の微小な差異電流が流れる。これら導線２ａ，２ｂの回りに例えば、ナノ結晶軟質磁性材料からなるリング状の磁気コア３が配設されている。つまり、磁気コア３内に導線２ａ，２ｂが挿通されている。

磁気コア３には、励磁コイル４が所定巻数で巻回されており、この励磁コイル４に発振手段としての発振回路５が接続されており、発振回路５から励磁電流が供給される。
また、発振回路５には、デューティ比を検出する電流検知手段としての第１の電流検出回路６ａ及び第２の電流検出回路６ｂと、周波数検知手段としての周波数検出回路７と、振幅検知手段としての振幅検出回路８が接続されている。そして、４つの検出回路には出力判別回路９が接続されている。

図２に示すように、第１の電流検出回路６ａは、低域通過フィルタ６１ａと絶対値回路６２ａから構成することができ、低域通過フィルタ６１ａの遮断周波数よりも高域側にある発振回路５の出力パルスを平滑することで、発振回路５の出力パルスのデューティ変化を検知することができる。また、第２の電流検出回路６ｂは、帯域通過フィルタ６１ｂと絶対値回路６２ｂから構成することができ、帯域通過フィルタ６１ｂの中心周波数よりも高域側にある発振回路５の出力パルスを平滑することで、発振回路５の出力パルスのデューティ変化を検知することができる。本実施例では、第１の電流検出回路６ａは、例えば直流から１００Ｈｚまでの低周波域の電流を検出対象とし、第２の検出回路６ｂは、例えば、１００Ｈｚから１ｋＨｚまでの高周波域の電流検出を対象とするようにする。

このように、２つの電流検出回路で、周波数の帯域を分割することにより、ノイズ除去を容易に行うことができ、耐ノイズ性を向上させることができる。
また、周波数検出回路７は、高域通過フィルタ７１と絶対値回路７２とから構成することができ、発振回路５の出力パルスの周波数増加を検知することができる。更に、振幅検出回路８は、絶対値回路８１から構成することができ、発振回路５の出力パルスの振幅低下を検知することができる。

また、出力判別回路９は、４つの検出回路６ａ、６ｂ、７、８の出力にそれぞれ接続された比較回路９１、９２、９３、９４と、この４つの比較回路９１、９２、９３、９４の出力が入力される論理和回路９５から構成することができる。

発振回路５は、図３に示すように、コンパレータとして動作するオペアンプ１１を備えている。このオペアンプ１１の出力側と反転入力側との間に励磁コイル４が接続されている。また、オペアンプ１１の反転入力側は抵抗１２を介してグランドに接続され、オペアンプ１１の非反転入力側は、オペアンプ１１の出力側及びグランド間に直列に接続された分圧抵抗１３及び１４間に接続されている。

そして、オペアンプ１１の出力側及びグランドが出力端子ｔｏ１及びｔｏ２に接続されている。
このため、発振回路５では、分圧抵抗１３及び１４の接続点Ｅの閾値電圧Ｖｔｈがオペアンプ１１の非反転入力側に供給されており、この閾値電圧Ｖｔｈと励磁コイル４及び抵抗１２との接続点Ｄの電圧Ｖｄとが比較される。そして発振回路５の出力電圧Ａが図４（ａ）に示す矩形波として出力側から出力される。

今、図４（ａ）に示すように、時点ｔ１で、オペアンプ１１の出力側の出力電圧Ａがハイレベルになると、これが励磁コイル４に印加される。このため、励磁コイル４を出力電圧Ａと抵抗１２の抵抗値Ｒ１２とに応じた励磁電流Ｉｂで励磁する。このとき、励磁電流Ｉｂは、図４（ｂ）に示すように、出力電圧Ａの立ち上がり時点ｔ１から比較的急峻に立ち上がり、その後、緩やかに増加する放物線状に増加する。

このとき、オペアンプ１１の非反転入力側に出力電圧Ａを分圧抵抗１３及び１４の接続点Ｅで得られる分圧抵抗１３及び１４の抵抗値Ｒ１３及びＲ１４で分圧された比較的大きな閾値電圧Ｖｔｈが入力されている。一方、オペアンプ１１の反転入力側の励磁コイル４及び抵抗１２の接続点Ｄの電圧Ｖｄは、励磁コイル４の励磁電流Ｉｂの増加に応じて増加し、この電圧Ｖｄが時点ｔ２で非反転入力側の閾値電圧Ｖｔｈ、すなわち図４（ｂ）の＋Ｉｔｈ１を上回ると、オペアンプ１１の出力電圧Ａが図４（ａ）に示すように、ローレベルに反転する。これに応じて励磁コイル４を流れる励磁電流Ｉｂの極性が反転し、励磁電流Ｉｂは最初は急峻に低下し、その後、緩やかに低下する放物線状に減少する。

このとき、閾値電圧Ｖｔｈは、ローレベルとなっていることにより、閾値電圧Ｖｔｈも低い電圧となっている。そして、オペアンプ１１の反転入力側の励磁コイル４及び抵抗１２の接続点Ｄの電圧Ｖｄが、励磁コイル４の励磁電流Ｉｂの減少に応じて減少し、この電圧Ｖｄが時点ｔ３で非反転入力側の閾値電圧Ｖｔｈ、すなわち図４（ｂ）の−Ｉｔｈ１を下回ると、オペアンプ１１の出力電圧Ａが図４（ａ）に示すように、時点ｔ１と同様にハイレベルに反転し、再び励磁電流Ｉｂが上昇し続ける。

このため、出力電圧Ａは、図４（ａ）に示すように、ハイレベル及びローレベルを繰り返す矩形波電圧となり、発振回路５が非安定マルチバイブレータとして動作する。そして、励磁コイル４の励磁電流Ｉｂは、図４（ｂ）に示すように増加及び減少を繰り返す鋸歯状波電流となる。

ところで、磁気コア３は、図５（ａ）に示すように角型比の大きな磁束密度Ｂと磁界の強さＨとの関係を表すＢ−Ｈ特性を有し、高透磁率材料の非線型な特性を有する。このＢ−Ｈ特性を有する磁気コア３のインダクタンスは、導線２ａ，２ｂの差電流が零であるときに、図５（ｂ）に示すように飽和電流付近Ｇで急激に消失する。磁気コア３を貫通する導線２ａ，２ｂに任意の検出対象となる微小な差電流Ｃが生じると、図５（ｂ）のインダクタンス特性は、破線図示のように差電流Ｃに応じてインダクタンスが消失するタイミングが変化する。

このため、電流が零のときにインダクタンスが飽和する電流（図５（ｂ）のＧ）と励磁電流Ｉｂの極性が切り換わる電流（図４（ｂ）のＦ）とを一致させる。そうすると、インダクタンスが飽和する電流（図５（ｂ）のＪ）が導線２ａ，２ｂの差電流の電流値Ｃに応じて変化するので、励磁電流Ｉｂの極性が切り換わる電流（図４（ｂ）のＨ）も同様に変化することになる。

この励磁電流Ｉｂの極性が切り換わる電流値が変化することにより、励磁コイル４と抵抗１２との接続点Ｄの電圧Ｖｄが閾値電圧Ｖｔｈを上回るタイミングが遅れることになり、オペアンプ１１から出力される出力電圧Ａの立ち下がり時点が導線２ａ，２ｂの差電流の電流値Ｃに応じて図４（ａ）で破線図示のように遅れる。このため、出力電圧Ａの矩形波電圧のデューティ比が導線２ａ，２ｂの差電流の電流値Ｃに応じて変化する。

したがって、発振回路５の出力端子ｔｏ１及びｔｏ２にデューティ比を検出する電流検知手段としての第１の電流検出回路６ａと第２の電流検出回路６ｂを接続し、測定電流の周波数に応じて第１の電流検出回路６ａまたは第２の電流検出回路６ｂのいずれか一方で、出力電圧Ａのハイレベル状態を維持している時間とローレベル状態を維持している時間とを計測することにより、デューティ比を検出することができ、数アンペア以下の小電流を検知することができる。なお、小電流とは、図６（ａ）において、第１の電流検出回路６ａまたは第２の電流検出回路６ｂから求めた出力が線形に推移する電流を示す。

本実施例では、第１の電流検出回路６ａは、図２に示すように、低域通過フィルタ６１ａと絶対値回路６２ａから構成することができ、第２の電流検出回路６ｂは、帯域通過フィルタ６１ｂと絶対値回路６２ｂから構成することができる。

次に、数アンペア以上の大電流検知について、図１と図６を用いて説明する。ここで、大電流とは図６（ａ）において、第１の電流検出回路６ａまたは第２の電流検出回路６ｂから求めた出力が飽和し始める電流よりも大きい電流を示す。

図１において、本実施形態では、発振回路５に周波数検知手段としての周波数検出回路７と振幅検知手段としての振幅検出回路８を接続し、図３に示す発振回路５の出力端子ｔｏ１、ｔｏ２から出力される出力電圧Ａを、周波数検出回路７と振幅検出回路８にも供給するようにしている。

周波数検出回路７は、図２に示すように、高域通過フィルタ７１と絶対値回路７２から構成することができ、発振回路５の出力パルスの周波数増加を検知するものである。
また、振幅検出回路８は、絶対値回路８１から構成することができ、発振回路５の出力パルスの振幅低下を検知するものである。

ここで、第１の電流検出回路６ａまたは第２の電流検出回路６ｂと、周波数検出回路７と、振幅検出回路８の出力電圧を図６に基づいて説明する。図６は、本発明の各検出回路の出力電圧波形を示す模式図であり、（ａ）は電流検出回路の出力波形図、（ｂ）は周波数検出回路の出力波形図、（ｃ）は振幅検出回路の出力波形図である。

図において、第１の電流検出回路６ａまたは第２の電流検出回路６ｂの出力電圧は、図６（ａ）に示すように、最初線形に推移するが、電流の増加とともに一旦飽和し、その後、減少を続け、最終的にゼロとなる。これは測定電流の大きさに比例して図４（ｂ）の励磁電流Ｉｂも大きくなることで、コアが十分飽和する前に閾値電圧（＋Ｉｔｈ１、−Ｉｔｈ１）に達してしまうためである。

これにより、発振回路５の出力電圧Ａの周波数も急激に増加し、最終的には発振は停止する。
また、周波数検出回路７の出力電圧は、図６（ｂ）に示すように、第１の電流検出回路６ａまたは第２の電流検出回路６ｂの出力が飽和し始めると同時に急激に増加し始め、ある電流でゼロ出力となる。

更に、振幅検出回路７の出力電圧は、測定電流の増加に伴い発振回路５の出力周波数が増加すると、オペアンプ１１のスルーレートの制約により出力振幅が低下するため、図６（ｃ）に示すような出力波形となる。

そこで、この４つの検出回路６ａ，６ｂ，７，８の出力をもとに、表１に示すように検知を行うことで、微小電流から大電流までの電流検知が可能になる。表1は測定電流と４つの検出回路との関係を表したものである。

表１において、測定電流が図６（ａ）に示すように、ある電流値Ｉ１、−Ｉ１を超えないＸの領域にあるときは、第１の電流検出回路６ａまたは第２の電流検出回路６ｂで出力電圧の大きさを検知する。

また、測定電流が図６（ｂ）に示すように、ある電流値Ｉ１、−Ｉ１より大きい領域Ｙでは、周波数検出回路７で出力電圧がある値、すなわちある電流値Ｉ１、−Ｉ１に対応した電圧Ｖ１よりも大きいことを検知することで、Ｉ１、−Ｉ１より大きい電流値を検知できる。さらに、測定電流が図６（ｃ）に示すように、電流値Ｉ１、−Ｉ１よりもさらに大きいある電流値Ｉ２、−Ｉ２より大きい領域Ｚでは、振幅検出回路８で出力電圧がある値、すなわち電流値Ｉ２、−Ｉ２に対応した電圧Ｖ２よりも小さいことを検知することで、Ｉ２、−Ｉ２より大きい電流値を検知できる。

このように、図６のＸ、Ｙ、Ｚの領域に応じて、第１の電流検出回路６ａまたは第２の電流検出回路６ｂ、周波数検出回路７、振幅検出回路８の出力電圧を検知することで、小電流から大電流まで電流検知を行うことができる。

すなわち、測定電流がＸの領域であるときは、第１の電流検出回路６ａまたは第２の電流検出回路６ｂで発振回路５の出力パルスのデューティ変化を検出することで、微小電流を検出する。また、測定電流がＹの領域であるときは、周波数検出回路７で発振周波数を検出し、発振回路５の出力パルスの周波数増加を検知することで、Ｉ１、−Ｉ１より大きい電流値を検出する。さらに、測定電流がＺの領域であるときは、振幅検出回路８で発振回路５の出力パルスの振幅低下を検知することで、Ｉ２より大きい電流値を検知する。

また、表１に示す電流検知を行うには、図２に示す簡単な回路で構成することができる。
図２において、第１の電流検出回路６ａまたは第２の電流検出回路６ｂは、発振回路５の出力パルスのデューティ変化を検出する必要があるが、本実施形態では、第１の電流検出回路６ａを低域通過フィルタ６１ａと絶対値回路６２ａから構成し、第２の電流検出回路６ｂを帯域通過フィルタ６１ｂと絶対値回路６２ｂから構成することができる。また、周波数検出回路７は、発振回路５の出力パルスの周波数増加を検知する必要があるが、高域通過フィルタ７１と絶対値回路７２とから構成することができる。更に、振幅検出回路８は、発振回路５の出力パルスの振幅低下を検知する必要があるが、絶対値回路８１のみで構成することができる。

この４つの検出回路６ａ、６ｂ、７、８の出力をもとにＡ／Ｄコンバータやマイコン等を用いて電流検知を行うことができるが、図２に示す出力判別回路９を用いることで、より簡単な構成で出力判定を行うことができる。

また、出力判別回路９は、４つの検出回路６ａ、６ｂ、７、８の出力にそれぞれ接続された比較回路９１、９２、９３、９４と、この４つの比較回路９１、９２、９３、９４の出力が入力される論理和回路９５から構成することができる。

図において、発振回路５の出力電圧Ａは、第１の電流検出回路６ａの低域通過フィルタ６１ａを介して絶対値回路６２ａに入力されており、低域通過フィルタ６１ａの出力の絶対値を比較回路９１の基準電圧と比較する。そして、絶対値回路９１の出力が基準電圧を超えたときに比較回路９１の出力がハイレベルとなる。

また、発振回路５の出力電圧Ａは、第２の電流検出回路６ｂの帯域通過フィルタ６１ｂを介して絶対値回路６２ｂに入力されており、帯域通過フィルタ６１ｂの出力の絶対値を比較回路９２の基準電圧と比較する。そして、絶対値回路９２の出力が基準電圧を超えたときに比較回路９２の出力がハイレベルとなる。

更に、発振回路５の出力電圧Ａは、周波数検出回路７の高域通過フィルタ７１を介して絶対値回路７２に入力されており、高域通過フィルタ７１の出力の絶対値を比較回路９２のＩ１に対応する電圧Ｖ１と比較する。発振回路５の出力パルスの周波数が高くなると、高域通過フィルタ７１の出力が増大し、絶対値回路７２の出力がＶ１を超えたときに比較回路９３の出力がハイレベルとなる。

また、発振回路５の出力電圧Ａは、振幅検出回路８の絶対値回路８１に入力されており、この絶対値回路８１の絶対値を比較回路９４のＩ２に対応する電圧Ｖ２と比較する。そして、絶対値回路８１の出力がＶ２を下回ったとき、比較回路９４の出力がハイレベルとなる。

そして、４つの比較回路９１〜９４からの出力を論理和回路９５の論理和出力としている。
このように本実施形態によれば、４つの検出回路６ａ、６ｂ、７、８の出力電圧が測定電流に応じて図６に示すように変化した場合、測定電流に応じて、比較回路９１〜９４は、上記したように、各検出回路毎に設定した閾値電圧と比較して出力電圧を発生するので、論理和回路９５で出力和をとることで、微小電流から大電流までの広い電流範囲の検知を行うことができる。

なお、上記実施形態においては、２本の導線２ａ及び２ｂの差電流を検知する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、１本の導線に流れる電流を検出することもできる。

次に、出力判別回路９の比較回路の構成例を図７及び図８を用いて説明する。
図７は、図２に示す比較回路の一般的な回路構成図であり、図８は図２に示す比較回路の一実施例を示す回路構成図である。なお、図７及び図８では、図２に示す比較回路９１に適用した例について説明する。

図７において、比較回路９１Ａは、比較器９００と、電源９０１と、電源９０１に接続された可変抵抗器９０２とから構成されている。また、絶対値回路６２ａの出力が比較器９００の非反転入力側に接続されており、比較器９００の出力が論理和回路９５に入力されている。この比較回路９１Ａでは、電源９０１と可変抵抗器９０２により基準電圧を設定する。そして、絶対値回路６２ａの出力が基準電圧よりも大きい場合に、比較器９００は論理和回路９５にハイレベルの電圧を出力する。

なお、図７では、図２に示す比較回路９１について説明したが、比較回路９２、９３、９４についても基本的な回路構成は同様である。
図７に示す比較回路９１Ａは、電流定格等に応じて基準電圧の調整が必要であるが、手動で可変抵抗９０２を調整する必要がある。特に、本実施形態では出力判別回路９に４つの比較回路を用いているために、４つの比較回路をそれぞれ設定する必要があり、調整するためのコストや人が調整することによる精度の低下が課題となっている。

そこで、この課題を解決するために、図８に示す比較回路９１Ｂを用いることができる。図８において、比較回路９１Ｂは、比較器９００と、ＤＡコンバータ９０５に接続された抵抗９０６及び抵抗９０７と、ＤＡコンバータ９０５の出力電圧を設定する記憶素子であるメモリー９０４およびＣＰＵ９０３とから構成されている。そして、比較器９００の反転入力側が抵抗９０６と抵抗９０７との間に接続されている。また、絶対値回路６２ａの出力が比較器９００の非反転入力側に接続されており、比較器９００の出力が論理和回路９５に入力されている。

なお、図８では、図２に示す比較回路９１について説明したが、比較回路９２、９３、９４についても基本的な回路構成は同様である。
図８に示す比較回路９１Ｂでは、基板毎にメモリー９０４に設定された値をＣＰＵ９０３で読み込み、その設定に基づいてＤＡコンバータ９０５から電圧を出力し、その電圧を抵抗９０６と抵抗９０７で分圧することで基準電圧を設定する。そして、絶対値回路６２ａの出力が基準電圧よりも大きい場合に、比較器９００は論理和回路９５にハイレベルの電圧を出力する。

このように図８に示す比較回路を用いることにより、手動での調整が不要となり、自動的に比較回路の基準電圧を設定することが可能であり、低コスト化、高精度化を実現することができる。

なお、図８に示す実施形態では、４つの比較回路それぞれにメモリー９０４およびＣＰＵ９０３、ＤＡコンバータ９０５を備えるようにしたが、一つのメモリー９０４、ＣＰＵ９０３、ＤＡコンバータ９０５で４つの比較回路の比較器の基準電圧を一度に設定することもできる。あるいは、一つのメモリー９０４、ＣＰＵ９０３と、それぞれのＤＡコンバータで、４つの比較回路の比較器の基準電圧を一度に設定するようにしてもよく、一つのメモリー９０４と、それぞれのＣＰＵ９０３、ＤＡコンバータで、４つの比較回路の比較器の基準電圧を一度に設定するようにしてもよい。

１ 電流検知装置
２ａ 導線
２ｂ 導線
３ 磁気コア
４ 励磁コイル
５ 発振回路
６ａ 第１の電流検出回路
６ｂ 第２の電流検出回路
７ 周波数検出回路
８ 振幅検出回路
９ 出力判別回路

Claims (2)

1. 測定電流が流れる導線を囲む磁気コアに巻回した励磁コイルと、
   測定した閾値に応じて、前記励磁コイルを飽和状態又はその近傍の状態で、前記励磁コイルに供給する励磁電流の極性を反転させる出力電圧を発生する発振手段と、
   前記発振手段から出力される前記出力電圧のデューティ変化に基づいて前記測定電流を検知する第１及び第２の電流検知手段と、
   前記発振手段から出力される前記出力電圧の周波数を検知する周波数検知手段と、
   前記発振手段から出力される前記出力電圧の振幅を検知する振幅検知手段とを備え、
   前記第１及び第２の電流検知手段と前記周波数検知手段と前記振幅検知手段のそれぞれの出力をもとに、前記測定電流を検知する出力判別回路とを備える電流検知装置であって、
   前記第１の電流検知手段は、低域通過フィルタと絶対値回路で構成し、
   前記第２の電流検知手段は、帯域通過フィルタと絶対値回路で構成し、
   前記周波数検知手段は、前記出力電圧の周波数増加時にのみ前記出力電圧を通過させる高域通過フィルタと絶対値回路で構成し、
   前記振幅検知手段は、前記出力電圧の振幅低下を検知する絶対値回路で構成し、
   前記出力判別回路は、前記第１及び第２の電流検知手段と前記周波数検知手段と前記振幅検知手段のそれぞれの出力に接続された比較回路と、各比較回路からの出力を入力する論理和回路で構成し、
   前記出力判別回路の出力により前記測定電流を検知することを特徴とする電流検知装置。
2. 前記比較回路は、記憶素子の設定値に基づいて出力された電圧に応じて比較回路の基準電圧が設定されることを特徴とする請求項１に記載の電流検知装置。