JP2016194483A - 電流検知装置 - Google Patents

Abstract

【課題】測定電流が流れる導線に重畳された高周波ノイズの影響を受けることなく微小電流検知が可能な電流検知装置を提供する。
【解決手段】測定電流が流れる導線を囲む磁気コア３に、電気的に絶縁し磁気的に結合するように巻回した励磁コイル４と、設定した閾値に応じて、前記磁気コアを飽和状態またはその近傍の状態で、前記励磁コイルに供給する励磁電流の極性を反転させる矩形波電圧を発生する発振回路５と、該発振回路から出力される前記矩形波電圧のデューティ変化に基づいて前記測定電流を検出する電流検出部６と、前記導線に重畳された高周波ノイズ成分を打ち消すノイズ打ち消し部１６とを備えている。
【選択図】図１

Description

本発明は、磁性材料を用いた電流検知装置に関し、特に、直流電源を用いた設備の漏電検知等に用いる微小電流検知が可能な電流検知装置に関する。

この種の電流検知装置としては、例えば特許文献１に記載されている構成が知られている。
この電流検知装置は、図１０に示すように、測定電流が流れる導線１００ａ，１００ｂを囲む非線形高透磁率材料を用いた１つの円環状コア１０１に励磁コイル１０２を配置し、この励磁コイル１０２に発振回路１０３を接続することにより、発振回路１０３から出力される出力電圧のデューティ変化を電流検出回路１０４で検出して、導線１００ａ，１００ｂの測定電流を検出するようにしている。

特開２０１２−２７２３号公報

しかしながら、上記特許文献１に記載された従来例にあっては、導線１００ａ，１００ｂに高周波成分が重畳された場合、発振回路１０３の出力パルスのデューティ比が重畳された高周波成分に応じて変化してしまうため、高周波成分も測定電流として検出してしまうという課題がある。
そこで、本発明は、上記従来例の課題に着目してなされたものであり、測定電流が流れる導線に重畳された高周波ノイズの影響を受けることなく微小電流検知が可能な電流検知装置を提供することを目的としている。

上記目的を達成するために、本発明の一の形態に係る電流検知装置は、測定電流が流れる導線を囲む磁気コアに、電気的に絶縁し磁気的に結合するように巻回した励磁コイルと、設定した閾値に応じて、磁気コアを飽和状態またはその近傍の状態で、励磁コイルに供給する励磁電流の極性を反転させる矩形波電圧を発生する発振回路と、この発振回路から出力される矩形波電圧のデューティ変化に基づいて測定電流を検出する電流検出部と、導線に重畳された高周波ノイズ成分を打ち消すノイズ打ち消し部とを備えている。

本発明によれば、導線に重畳された高周波ノイズ成分をノイズ打ち消し部で打ち消すことにより、導線の測定電流を高周波ノイズ成分の影響を受けることなく検出することができ、微小電流を高精度で検出することができる。

本発明の一態様を表す第１の実施形態に係る電流検知装置を示す概略構成図である。 第１の実施形態に適用し得る発振回路の一例を示す回路図である。 図１の電流検知装置の具体的構成を示すブロック図である。 図３の比較回路の具体的構成を示すブロック図である。 発振回路の出力電圧波形と励磁コイルの電流波形とを示す模式図である。 磁気コアの磁界の強さと磁束密度の関係を示す特性線図および磁気コアのインダクタンス特性を示す特性線図である。 ノイズ打ち消し部の高周波ノイズ成分除去動作を説明するための励磁コイルの電流波形図である。 第１の実施形態における第１電流検出回路および第２電流検出回路の出力電圧波形を示す模式図であり、（ａ）は第１電流検出回路の出力波形図、（ｂ）は第２電流検出回路の出力波形図である。 図３の実施形態の変形例を示す図３と同様のブロック図である。 従来の電流検知装置を示す概略構成図である。

次に、図面を参照して、本発明の一実施の形態を説明する。以下の図面の記載において、同一または類似の部分には同一または類似の符号を付している。
また、以下に示す実施の形態は、本発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、本発明の技術的思想は、構成部品の材質、形状、構造、配置等を下記のものに特定するものでない。本発明の技術的思想は、特許請求の範囲に記載された請求項が規定する技術的範囲内において、種々の変更を加えることができる。

本発明の一態様である電流検知装置１は、図１に示すように、例えば漏電検知等の対象物に設けられた例えば１０Ａ〜８００Ａの往復の電流Ｉが流れる導線２ａ，２ｂの微小な差異電流を検知する。ここで、健全状態では導線２ａ，２ｂに流れる電流の和はゼロであるが、漏電や地絡などで導線２ａ，２ｂに流れる電流の和が零にならず、検出対象とする例えば１５ｍＡ〜５００ｍＡ程度の微小な差異電流が流れる。これら導線２ａ，２ｂの回りには導線２ａ，２ｂを一次巻線とするようにリング状の磁気コア３が配設されている。つまり、磁気コア３内に導線２ａ，２ｂが一次巻線として挿通されている。

磁気コア３には、二次巻線としての励磁コイル４が所定巻数で巻回されている。この励磁コイル４には発振回路５が接続され、この発振回路５から励磁電流Ｉｂが励磁コイル４に供給される。
さらに、磁気コア３には、励磁コイル４に重畳される高周波ノイズ成分を打ち消す補正コイル１１が所定巻数で巻回されている。この補正コイル１１には電流増幅回路１２が接続されている。

一方、導線２ａ及び２ｂには、磁気コア３に近接対向して磁気コア３と同様の構成を有する第２磁気コア１３が導線２ａ及び２ｂを囲むように配置され、この第２磁気コア１３に帰還コイル１４が所定の巻数で巻回され、この帰還コイル１４の両端に高域通過フィルタ回路１５が接続されている。そして、高域通過フィルタ回路１５の出力が前述した電流増幅回路１２に正負逆相となるように供給される。

ここで、高域通過フィルタ回路１５のカットオフ周波数は、導線２ａ及び２ｂに重畳される高周波ノイズ成分を通過させ、この高周波ノイズ成分より周波数の低い成分については遮断する周波数に設定されている。
また、電流増幅回路の増幅度は、高域通過フィルタ回路１５のフィルタ出力である導線２ａ及び２ｂに重畳される高周波ノイズ成分が補正コイル１１によって磁気コア３に伝達され、励磁コイル４で検出されたときの振幅が励磁コイル４で検出する電流に重畳する高周波ノイズの振幅と同じになるように調整されている。

そして、補正コイル１１、電流増幅回路１２、第２磁気コア１３、帰還コイル１４及び高域通過フィルタ回路１５で高周波ノイズ成分を相殺するノイズ打ち消し部１６が構成されている。
また、発振回路５の出力側には、発振回路５から出力される出力電圧のデューティ比を検出して小電流領域の測定電流を検出する第１電流検知部としての第１電流検出回路６と、発振回路５から出力される出力電圧の周波数を検出して小電流領域より大きな大電流領域の測定電流を検出する第２電流検出部としての第２電流検出回路７が接続されている。そして、２つの電流検出回路６および７の出力側には出力判定部としての出力判定回路８が接続されている。

発振回路５は、図２に示すように、励磁コイル４の両端が接続されるコイル接続端子ｔｃ１およびｔｃ２と、矩形波電圧Ｖａを出力する出力端子ｔｏ１およびｔｏ２とを有する。発振回路５は、出力側がコイル接続端子ｔｃ１および出力端子ｔｏ１に接続されコンパレータとして動作し、矩形波電圧Ｖａを出力するオペアンプ５１を備えている。このオペアンプ５１の出力側がコイル接続端子ｔｃ１および出力端子ｔｏ１に接続されている。また、オペアンプ５１の反転入力側は帯域通過フィルタ５２を介してコイル接続端子ｔｃ２に接続されている。また、コイル接続端子ｔｃ２および帯域通過フィルタ５２間の接続点とグランドとの間に電流検出用抵抗５３が接続されている。

さらに、オペアンプ５１の出力側とグランドとの間に分圧抵抗５４および５５が直列に接続されている。これら分圧抵抗５４および５５間の接続点は、オペアンプ５１の非反転入力側に接続され、オペアンプ５１の非反転入力側に閾値電圧Ｖｔｈを供給する。
この閾値電圧Ｖｔｈは、分圧抵抗５４の抵抗値をＲ１、分圧抵抗５５の抵抗値をＲ２とし、オペアンプ５１の出力電圧をＶａとすると下記（１）式で表される。

Ｖｔｈ＝Ｖａ｛Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）｝ …………（１）
また、帯域通過フィルタ５２は、図２に示すように、オペアンプ５１の反転入力端子とコイル接続端子ｔｃ２および電流検出用抵抗５３間の接続点との間に直列に接続されたインダクタンス素子５２ａおよび容量素子５２ｂと、インダクタンス素子５２ａおよび容量素子５２ｂの接続点と分圧抵抗５４および５５間の接続点との間に接続された抵抗素子５２ｃとから一次の帯域通過フィルタとして構成することができる。

この帯域通過フィルタ５２で通過させる測定電圧Ｖｄの中心周波数ｆは、下記（１）式で設定することができる。
ｆ＝１／２π√ＬＣ …………（１）
この帯域通過フィルタ５２では、励磁コイル４を流れる電流を電圧に変換した測定電圧Ｖｄに含まれる測定電流の測定に影響を与えるノイズ成分となる高域成分と励磁電流Ｉｂのレベル変動を生じさせる直流成分を除去することができる。

この発振回路５では、分圧抵抗５４および５５の接続点Ｅの閾値電圧Ｖｔｈがオペアンプ５１の非反転入力側に供給されており、この閾値電圧Ｖｔｈと、励磁コイル４および電流検出用抵抗５３との接続点Ｄの電圧を帯域通過フィルタ５２で低域成分および高域成分を除去した電圧Ｆとが比較される。そして、発振回路５から図５（ａ）に示す矩形波となる矩形波電圧Ｖａとして出力される。

また、コイル接続端子ｔｃ１およびｔｃ２間に励磁コイル４が接続され、出力端子ｔｏ１およびｔｏ２に第１電流検出回路６および第２電流検出回路７が接続されている。
第１電流検出回路６は、図３に示すように、発振回路５から出力される矩形波電圧Ｖａを平均化する低域通過フィルタ６１と、この低域通過フィルタ６１のフィルタ出力を絶対値化する絶対値回路６２とから構成することができ、発振回路５の矩形波電圧Ｖａのデューティ変化に応じた小電流領域の測定電流値に対応する電圧出力を得ることができる。

第２電流検出回路７は、図３に示すように、発振回路５から出力される矩形波電圧Ｖａを周波数−電圧変換して電圧信号を出力する高域通過フィルタ７１と絶対値回路７２とから構成することができ、発振回路５の矩形波電圧Ｖａの周波数増加を検出して小電流領域より大きい大電流領域の測定電流を検出することができる。
さらに、出力判定回路８は、第１電流検出回路６および第２電流検出回路７の出力が個別に供給される第１比較回路８１および第２比較回路８２と、これら２つの比較回路８１および８２の出力が入力される論理和回路８３とから構成することができる。

第１比較回路８１の一態様は、図４に示すように、例えばオペアンプで構成される比較器９０を備えている。この比較器９０の非反転入力側には絶対値回路６２が接続され、反転入力側には直流電源９１と接地との間に接続された可変抵抗器９２の可動子が接続されている。したがって、比較器９０では、絶対値回路６２から入力される電流検出電圧Ｖｉ１が可変抵抗器９２の可動子から出力される閾値電圧Ｖｔｈ２未満であるときにローレベルを維持し、電流検出電圧Ｖｉが閾値電圧Ｖｔｈ２以上となったときにハイレベルとなる比較信号Ｓｃ１を出力する。

また、第２比較回路８２についても、図４に示す構成を適用することができ、比較器９０で絶対値回路７２から出力される電流検出電圧Ｖｉ２と可変抵抗器９２または閾値電圧設定回路で設定される第２設定信号としての閾値電圧Ｖｔｈ３とを比較する。
次に、上記実施形態の動作を説明する。
今、図５（ａ）に示すように、時点ｔ１で、オペアンプ５１の出力側の矩形波電圧Ｖａがハイレベルとなると、これが励磁コイル４に印加される。このため、励磁コイル４を矩形波電圧Ｖａと抵抗５３の抵抗値とに応じた励磁電流Ｉｂで励磁する。このとき、励磁電流Ｉｂは、図５（ｂ）に示すように、矩形波電圧Ｖａの立ち上がり時点から比較的急峻に立ち上がり、その後緩やかに増加する放物線状となる。

このとき、オペアンプ５１の非反転入力側に矩形波電圧Ｖａを分圧抵抗５４および５５の接続点Ｅで得られる分圧抵抗５４および５５の抵抗値Ｒ１およびＲ２で分圧された比較的小さな閾値電圧Ｖｔｈが入力されている。
一方、オペアンプ５１の反転入力側の励磁コイル４および抵抗５３の接続点Ｄの測定電圧Ｖｄは、励磁コイル４の励磁電流Ｉｂの増加に応じて増加する。そして、測定電圧Ｖｄに対して、インダクタンス素子５２ａ、容量素子５２ｂおよび抵抗素子５２ｃからなる帯域通過フィルタ５２で高周波成分及び低周波成分を除去したＦ点のフィルタ出力電圧Ｖｆが時点ｔ２で非反転入力側の閾値電圧Ｖｔｈ、すなわち図５（ｂ）の＋Ｉｔｈ１を上回ると、オペアンプ５１から出力される矩形波電圧Ｖａが図５（ａ）に示すように、ローレベルに反転する。これに応じて励磁コイル４を流れる励磁電流Ｉｂの極性が反転し、励磁電流Ｉｂは、最初は急峻に低下し、その後、緩やかに低下する放物線状に減少する。

このとき、閾値電圧Ｖｔｈは、矩形波電圧Ｖａがローレベルとなっていることにより、閾値電圧Ｖｔｈ１も低い電圧となっている。そして、オペアンプ５１の反転入力側の励磁コイル４および抵抗５３の接続点Ｄの測定電圧Ｖｄが、励磁コイル４の励磁電流Ｉｂの減少に応じて減少し、電圧Ｆが時点ｔ３で非反転入力側の閾値電圧Ｖｔｈ、すなわち図５（ｂ）の−Ｖｔｈ１を下回ると、オペアンプ５１の矩形波電圧Ｖａが図５（ａ）に示すように、時点ｔ１と同様にハイレベルに反転する。

このため、矩形波電圧Ｖａは、図５（ａ）に示すように、ハイレベルおよびローレベルを繰り返す矩形波電圧となり、発振回路５が非安定マルチバイブレータとして動作する。そして、励磁コイル４の励磁電流Ｉｂは、図５（ｂ）に示すように増加および減少を繰り返す波形となる。
ところで、磁気コア３は、図６（ａ）に示すように角型比の大きな磁束密度Ｂと磁界の強さＨとの関係を表すＢ−Ｈ特性を有し、高透磁率材料の非線型な特性を有する。このＢ−Ｈ特性を有する磁気コア３のインダクタンスは、導線２ａ，２ｂの差電流が零であるときに、図６（ｂ）に示すように飽和電流付近Ｇで急激に消失する。磁気コア３を貫通する導線２ａ，２ｂに任意の検出対象となる微小な差電流Ｃが生じると、図６（ｂ）のインダクタンス特性は、破線図示のように差電流Ｃに応じてインダクタンスが消失するタイミングが変化する。

このため、電流が零のときにインダクタンスが飽和する電流（図６（ｂ）のＧ）と励磁電流Ｉｂの極性が切り換わる電流（図５（ｂ）のＰ）とを一致させる。そうすると、インダクタンスが飽和する電流（図６（ｂ）のＪ）が導線２ａ，２ｂの差電流の電流値Ｃに応じて変化するので、励磁電流Ｉｂの極性が切り換わる電流（図５（ｂ）のＨ）も同様に変化することになる。

この励磁電流Ｉｂの極性が切り換わる電流値が変化することにより、フィルタ出力電圧Ｖｆが閾値電圧Ｖｔｈを上回るタイミングが遅れることになり、オペアンプ５１から出力される矩形波電圧Ｖａの立ち下がり時点が導線２ａ，２ｂの差電流の電流値Ｃに応じて図５（ａ）で破線図示のように遅れる。この結果、矩形波電圧Ｖａのデューティ比が導線２ａ，２ｂの差電流の電流値Ｃに応じて変化する。

ところで、導線２ａ及び２ｂに流れる測定電流Ｉには、高周波ノイズが重畳されており、励磁コイル４の励磁電流Ｉｂには、図７（ａ）に示すように、高周波ノイズ成分による正負のパルス電流Ｉｐがランダムに重畳される場合がある。
このように、励磁コイル４の励磁電流Ｉｂに高周波ノイズ成分によるパルス電流Ｉｐが重畳されると、励磁電流Ｉｂの極性が切り換わる電流値がパルス電流Ｉｐの影響を受けることになり、測定電流に応じた正確な矩形波電圧を得ることができなくなる。

このため、本実施形態では、導線２ａ及び２ｂに流れる測定電流に重畳する高周波ノイズ成分を相殺するノイズ打ち消し部１６が設けられている。このノイズ打ち消し部１６では、図１に示すように、磁気コア３に磁気特性が影響を与えない程度に近接して配置した第２磁気コア１３に帰還コイル１４を巻装することにより、この帰還コイル１４で、磁気コア３を流れる測定電流とこの測定電流に重畳されている高周波ノイズ成分とによる第２磁気コア１３の磁束の変化を電流変化として検出される。

そして、帰還コイル１４で検出された電流が高域通過フィルタ回路１５に供給されるので、この高域通過フィルタ回路１５で帰還コイル１４の検出電流のうち高周波ノイズ成分のみが通過され、この高域通過フィルタ回路１５のフィルタ出力が電流増幅回路１２で正負逆相に増幅されて補正コイル１１に入力される。
このため、補正コイル１１の出力電流は、図７（ｂ）に示すように、高周波ノイズ成分によるパルス電流が正負逆相となった電流パルス波形が出力されることになる。このため、補正コイル１１によって磁気コア３に導線２ａ及び２ｂの高周波ノイズ成分による磁束に対して逆相となる打ち消し磁束が形成され、この打ち消し磁束によって高周波ノイズ成分による磁束が相殺される。したがって、磁気コア３に巻装された励磁コイル４の励磁電流は、図７（ｃ）に示すように、高周波ノイズ成分によるパルス電流が除去された励磁電流Ｉｂとなり、高周波ノイズ成分の影響を除去することが可能となる。

したがって、発振回路５の出力端子ｔｏ１およびｔｏ２にデューティ比を検出する第１電流検出部としての第１電流検出回路６を接続し、この第１電流検出回路６で、矩形波電圧Ｖａのハイレベル状態を維持している時間とローレベル状態を維持している時間とを計測することにより、デューティ比を検出することができ、数アンペア以下の微小電流を含む小電流領域を検出することができる。なお、小電流領域とは、図８（ａ）において、第１電流検出回路６の出力が線形に推移する電流領域を示す。

本実施形態では、第１電流検出回路６は、図３に示すように、矩形波電圧Ｖａの平均化を行う低域通過フィルタ６１と絶対値回路６２とから構成することができる。
次に、数アンペア以上の大電流領域の検出について、図１と図８とを用いて説明する。ここで、大電流領域とは図８（ａ）において、第１電流検出回路６の出力が飽和し始める電流よりも大きい電流領域を示す。

図１において、本実施形態では、発振回路５に第２電流検出部としての第２電流検出回路７を接続し、図２に示す発振回路５の出力端子ｔｏ１およびｔｏ２から出力される矩形波電圧Ｖａを、第２電流検出回路７にも供給するようにしている。
第２電流検出回路７は、図３に示すように、高域通過フィルタ７１と絶対値回路７２とから構成することができ、発振回路５から出力される矩形波電圧Ｖａの周波数増加を検出するものである。

ここで、第１電流検出回路６と、第２電流検出回路７の出力電圧を図８に基づいて説明する。図８は、本実施形態の各検出回路の出力電圧波形を示す模式図であり、（ａ）は第１電流検出回路６の出力波形図、（ｂ）は第２電流検出回路７の出力波形図である。
図において、第１電流検出回路６の出力電圧は、図８（ａ）に示すように、最初線形に推移するが、電流の増加とともに一旦飽和し、その後減少を続け、最終的にゼロとなる。これは測定電流の大きさに比較して図５（ｂ）の励磁電流Ｉｂも大きくなることで、磁気コア３が十分飽和する前に閾値電圧（＋Ｉｔｈ１、−Ｉｔｈ１）に達してしまうためである。

これにより、発振回路５の矩形波電圧Ｖａの周波数も急激に増加し、最終的には発振は停止する。
また、第２電流検出回路７の出力電圧は、図８（ｂ）に示すように、第１電流検出回路６の出力が飽和し始めると同時に急激に増加し始め、ある電流以上でほぼ一定の周波数を維持する。

そこで、第１電流検出回路６および第２電流検出回路７の出力をもとに、下記表１に示すように電流検出を行うことで、微小電流から大電流までの広い電流範囲の電流検知が可能になる。表１は測定電流と２つの電流検出回路６および７との関係を示したものである。

この表１において、測定電流が図８（ａ）に示すように、ある電流値＋Ｉ１、−Ｉ１を越えないＸの領域にあるときには、第１電流検出回路６の出力電圧の大きさを検知する。
また、測定電流が図８（ｂ）に示すように、ある電流値＋Ｉ１、−Ｉ１より大きい領域Ｙでは、第２電流検出回路７の出力電圧がある値、すなわち、ある電流値＋Ｉ１、−Ｉ１に対応した電圧Ｖ１よりも大きいことを検知することで、＋Ｉ１、−Ｉ１より大きい電流値を検知できる。

このように、図８のＸおよびＹの領域に応じて、第１電流検出回路６および第２電流検出回路７の出力電圧を検知することで、小電流から大電流までの広い電流領域の電流を検知することができる。
すなわち、測定電流がＸの領域であるときは、第１電流検出回路６で発振回路５の矩形波電圧Ｖａのデューティ比を検出することで、＋Ｉ１〜−Ｉ１の微小電流を含む小電流領域の測定電流を検出する。また、測定電流がＹの領域であるときは、第２電流検出回路７で周波数−電圧変換を行い、発振回路５の矩形波電圧Ｖａの周波数増加を検出して＋Ｉ１、−Ｉ１より大きい電流値となる大電流領域の測定電流を検出する。

ここで、出力判定回路８を、図３に示すように、第１電流検出回路６の絶対値回路６２および第２電流検出回路７の絶対値回路７２から出力される出力電圧Ｖｉ１およびＶｉ２を個別に第１比較回路８１および第２比較回路８２に供給して、第１電流検出回路６についても出力電圧Ｖｉ１が所望の閾値電圧Ｖｔｈ２以上であるときに小電流領域の測定電流が生じていることを簡易に検出することができる。

このように、上記実施形態によると、磁気コア３に補正コイル１１を巻装するとともに、磁気コア３と近接させて第２磁気コア１３を導線２ａ及び２ｂを囲むように配置し、この第２磁気コア１３に帰還コイル１４を巻装して、この帰還コイル１４で検出した電流を高域通過フィルタ回路１５に供給して、高周波ノイズ成分による正負のパルス状電流のみを通過させ、このフィルタ出力を電流増幅回路１２で電流増幅して補正コイル１１に供給するノイズ打ち消し部１６を設けることにより、磁気コア３内で導線２ａ及び２ｂに流れる測定電流に重畳する高周波ノイズ成分を相殺することができる。

したがって、磁気コア３に巻装された励磁コイル４の励磁電流Ｉｂは、高周波ノイズ成分による正負のパルス状電流が重畳されない電流波形となり、発振回路５で測定電流の差電流に応じたデューティ比の矩形波電圧Ｖａを形成することができる。このため、第１電流検出回路６及び第２電流検出回路７で小電流領域及び大電流領域の測定電流を正確に検出することができる。

なお、ノイズ打ち消し部１６で高周波ノイズ成分を完全に打ち消し切れない場合には、発振回路５内に配置した帯域通過フィルタ５２によって励磁コイル４を通過した励磁電流Ｉｂに応じた接続点Ｄの測定電圧Ｖｄから高周波成分および低周波成分を除去したフィルタ出力電圧Ｖｆをオペアンプ５１の反転入力側に供給するので、このオペアンプ５１でノイズ成分および直流成分を確実に除去したフィルタ出力電圧Ｖｆと閾値電圧Ｖｔｈとの比較が行われる。このため、オペアンプ５１から出力される矩形波電圧Ｖａへのノイズの影響をより確実に除去することができる。したがって、矩形波電圧Ｖａに基づく測定電流の検知をより正確に行うことができる。

さらに、発振回路５から出力される矩形波電圧Ｖａを第１電流検出回路６および第２電流検出回路７に供給し、第１電流検出回路６で矩形波電圧Ｖａのデューティ比に基づいて微小電流を含む小電流領域の測定電流を検出し、第２電流検出回路で矩形波電圧Ｖａの周波数の増加に基づいて小電流領域より高い高電流領域の測定電流を検出するので、広範囲の測定電流を検知することができる。

ここで、第１電流検出回路６は低域通過フィルタ６１によって構成することが可能であり、第２電流検出回路７は高域通過フィルタ７１によって構成することが可能であるので、ともに簡易な構成で測定電流を検出することができる。
また、第１電流検出回路６および第２電流検出回路７の出力信号を、第１比較回路８１および第２比較回路８２を有する出力判定回路８に供給するようにしたので、簡易な構成で広範囲の測定電流の検知を行うことができる。

なお、上記実施形態においては、出力判定回路８に論理和回路８３を設けたので、第１比較回路８１の比較出力がローレベルとなる大電流領域で第２比較回路８２から出力される比較出力がハイレベルとなるように閾値電圧Ｖｔｈ３を設定することにより、第１比較回路８１で設定した微小電流を含む小電流領域内の閾値電圧Ｖｔｈ２以上の測定電流を検知することができる。

しかしながら、第１電流検出回路６の第２低域通過フィルタ６１から出力されるフィルタ出力Ｖｉ１が、図８（ａ）に示すように正弦波状となるので、出力判定回路８の第１比較回路８１に供給する閾値電圧Ｖｔｈ２を図８（ａ）に示すように０より大きい微小電流値に対応する電圧に設定したときに、この第１比較回路８１から出力される比較出力はＸ領域を超えた場合でもハイレベルを維持することになる。このため、論理和回路８３の論理和出力だけでは、測定電流が小電流領域Ｘであるか大電流領域Ｙであるかを判別することはできない。

一方、第２比較回路８２に供給する閾値電圧Ｖｔｈ３を、図８（ｂ）に示すように、Ｙ領域の電流検知が可能な閾値電圧に設定すると、この第２比較回路８２からＹ領域の電流を検知することが可能となる。
すなわち、測定電流が小電流領域であるか高電流領域であるかを判別する場合には、第２比較回路８２の比較出力がローレベルで、第１比較回路８１の比較出力のみがハイレベルであるときに小電流領域であり、第１比較回路８１の比較出力にかかわらず、第２比較回路８２の比較出力がハイレベルとなったときに、高電流領域であると判断することができる。

この結果、出力判定回路８を、図９に示すように、論理和回路８３を省略して、第１比較回路８１の比較出力を論理積回路８６の一方の入力側に供給し、第２比較回路８２の比較出力をインバータ８５でレベル反転して論理積回路８６の他方の入力側に供給することにより、論理積回路８６から小電流領域Ｘの測定電流が検知されたことを表す小電流領域検知出力ＳＳを得ることができ、第２比較回路８２の出力をそのまま出力することにより、大電流領域検知出力ＳＬを得ることができる。

また、上記実施形態では、電流増幅回路１２で高域通過フィルタ回路１５のフィルタ出力を正負逆相として増幅する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、補正コイル１１または帰還コイル１４の巻回方向を逆にするようにしてもよい。
また、上記実施形態においては、発振回路５内に帯域通過フィルタ５２を配置する場合について説明したが、帯域通過フィルタ５２に代えて残存する高周波ノイズ成分を除去する低域通過フィルタを適用することもでき、さらには、ノイズ打ち消し部１６で高周波ノイズ成分を正確に打ち消すことができる場合には、帯域通過フィルタ５２や低域通過フィルタを省略することができる。

また、上記実施形態においては、出力判定回路８を設けた場合について説明したが、これに限定されるものではなく、第１電流検出回路６および第２電流検出回路７の少なくとも一方の出力信号をＡＤ変換してディジタル値に変換し、このディジタル値をマイクロコンピュータ等の演算処理装置に供給して測定電流値を算出するようにしてもよい。
また、上記実施形態においては、２本の導線２ａおよび２ｂの差電流を検知する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、１本の導線に流れる微小電流を検出することもできる。

１…電流検知装置、２ａ，２ｂ…導線、３…磁気コア、４…励磁コイル、５…発振回路、６…第１電流検出回路、７…第２電流検出回路、８…出力判定回路、１１…補正コイル、１２…電流増幅回路、１３…第２磁気コア、１４…帰還コイル、１５…高域通過フィルタ回路、１６…ノイズ打ち消し部、５１…オペアンプ、５２…帯域通過フィルタ、５３…電流検出用抵抗、５４，５５…分圧抵抗、６１…低域通過フィルタ、６２…絶対値回路、７１…高域通過フィルタ、７２…絶対値回路、８１…第１比較回路、８２…第２比較回路、８３…論理和回路、９０…比較器，９２…可変抵抗

Claims (4)

1. 測定電流が流れる導線を囲む磁気コアに、電気的に絶縁し磁気的に結合するように巻回した励磁コイルと、
   設定した閾値に応じて、前記磁気コアを飽和状態またはその近傍の状態で、前記励磁コイルに供給する励磁電流の極性を反転させる矩形波電圧を発生する発振回路と、
   該発振回路から出力される前記矩形波電圧のデューティ変化に基づいて前記測定電流を検出する電流検出部と、
   前記導線に印加された高周波ノイズ成分を打ち消すノイズ打ち消し部と
   を備えたことを特徴とする電流検知装置。
2. 前記ノイズ打ち消し部は、前記磁気コアに巻装された補正コイルを有し、該補正コイルに前記導線に印加された高周波ノイズ成分を相殺する逆相成分で前記磁気コアを励磁する励磁電流を供給することを特徴とする請求項１に記載の電流検知装置。
3. 前記ノイズ打ち消し部は、前記磁気コアに巻装された補正コイルと、前記磁気コアと同一形状で並列に配置された第２磁気コアと、該第２磁気コアに巻装された帰還コイルと、該帰還コイルに接続された打ち消したい高周波ノイズ成分を通過させる高域通過フィルタと、該高域通過フィルタを通過した高周波ノイズ成分を増幅して前記補正コイルに供給する電流増幅回路とを備えていることを特徴とする請求項１に記載の電流検知装置。
4. 前記発振回路から出力される前記矩形波電圧の周波数に基づいて前記電流検出部より高い測定電流領域の前記測定電流を検出する第２電流検出部をさらに備えていることを特徴とする請求項１から３の何れか１項に記載の電流検知装置。

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