JP2016050921A - 電流検知装置 - Google Patents

Abstract

【課題】微小電流の検知が可能で、周囲環境条件により影響を受けることが少なく、小型、低コスト、定消費電流で、微小電流の検知を行うことができる電流検知装置を提供する。【解決手段】測定電流が流れる導線を囲む磁気コアに巻回した励磁コイル４と、前記磁気コアを飽和状態又はその近傍とした状態で、前記励磁コイルに供給する励磁電流の向きを反転させる矩形波電圧を発生する発振回路５と、該発振回路から出力される前記矩形波電圧Ｖａのデューティ変化に基づいて前記測定電流を検出する電流検出回路６とを備え、前記発振回路は、前記矩形波電圧の振幅を温度変化による当該矩形波電圧の振幅変動を抑制する振幅範囲に制限する電圧制限回路１５を備えている。【選択図】図２

Description

本発明は、漏電検知等に用いる高透磁率材料の非線形な特性を利用する電流検知装置に関する。

この種の電流検知装置としては、種々の構成を有するものが提案され、実施されているが、構造的に簡単で微小電流の検知が可能なものとしてフラックスゲート型の電流センサが知られている(例えば、特許文献１参照)。
この特許文献１に記載された従来例では、図８（ａ）に示す構成を有する。すなわち、軟質磁性体製の同形，等大に構成された円環状をなすコア１０１及び１０２と、各コア１０１及び１０２に等しい回数巻回された励磁コイル１０３と、各コア１０１及び１０２にわたるよう一括して巻回された検出コイル１０４とを備えている。

励磁コイル１０３には図示しない交流電源が、また検出コイル１０４には図示しない検出回路が接続されている。そして、両コア１０１及び１０２の中心に電流を測定する対象物たる被測定導線１０５が挿通されている。
励磁コイル１０３はこれに通電したとき両コア１０１及び１０２に生じる磁場が逆相であって互いに打ち消し合うようコア１０１及び１０２に巻回されている。

そして、励磁コイル１０３に励磁電流ｉｅｘを通電したとき、各コア１０１及び１０２に生じる磁束密度Ｂの経時変化は、図８（ｂ）に示すようになる。軟質磁性体製のコア１０１及び１０２の磁気特性は磁場の大きさＨが所定の範囲内では磁場の大きさＨと磁束密度Ｂとは直線的な関係にある。しかしながら、磁場の大きさＨが所定値を超えると、磁束密度Ｂが変化しない磁気飽和の状態となる関係にあることから、励磁コイル１０３に励磁電流ｉｅｘを通電すると、各コア１０１及び１０２に発生する磁束密度Ｂは実線図示のように上下対称の台形波状に変化し、しかも相互に１８０°位相がずれた状態となる。

今、被測定導線１０５に矢印で示す如く下向きに直流電流値Ｉが通電しているものとすると、この直流分に相当する磁束密度が重畳される結果、磁束密度Ｂは図８（ｂ）に破線で示す如く、台形波のうち、上方の台形波はその幅が拡大され、一方下方の台形波はその幅が縮小された状態となる。
ここで、両コア１０１及び１０２に生じた磁束密度Ｂの変化を正弦波（起電力に対応）で表現すると図８（ｃ）に示すようになる。この図８（ｃ）では、前述した図８（ｂ）で実線図示の台形波に対応して実線図示のように１８０°位相がずれた周波数ｆの正弦波（起電力）が表れるが、これらは１８０°ずれているため互いに打ち消し合う。一方、図８（ｂ）で破線図示の台形波に対応して図８（ｃ）には破線図示のような２倍の周波数２ｆの２次高調波が表れる。この２次高調波は位相が１８０°ずれているため、相互に重畳すると図８（ｃ）の最下段に示すような正弦波信号となり、これが検出コイル１０４で検出される。
この検出コイル１０４で捉えられた検出信号は被測定導線１０５を流れる直流の電流値Ｉに対応しており、これを処理することで電流値Ｉを検出することができる。

特開２０００−１６２２４４号公報

しかしながら、上記特許文献１に記載された従来例にあっては、２つのコア１０１及び１０２を使用するため、実際にはコア１０１及び１０２の磁気特性を完全に一致させることは困難であり、磁気特性の違いにより励磁電流Ｉｅｘによる電圧が完全に打ち消されることなく発生してしまう。これが２次高調波成分に対応した検出電圧のＳ／Ｎ比を悪化させ、微小電流の検知が難しいという未解決の課題がある。

また、少なくとも２つのコアを使用するので、小型化や低コスト化を実現し難いという未解決の課題もある。
さらに、２つのコア１０１，１０２を飽和領域まで励磁する必要があるので、大きな励磁電流が必要となり、センサの消費電流が大きいという未解決の課題がある。
そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、微小電流の検知が可能で、周囲温度により影響を受けることが少なく、小型、低コスト、定消費電流で、微小電流の検知を行うことができる電流検知装置を提供することを目的としている。

上記目的を達成するために、本発明の一の態様に係る電流検知装置は、測定電流が流れる導線を囲む磁気コアに巻回した励磁コイルと、磁気コアを飽和状態又はその近傍とした状態で、励磁コイルに供給する励磁電流の向きを反転させる矩形波電圧を発生する発振回路と、この発振回路から出力される矩形波電圧のデューティ変化に基づいて前記測定電流を検知する電流検知回路とを備え、発振回路は、矩形波電圧の振幅を温度変化による矩形波電圧の振幅変動を抑制する振幅範囲に制限する電圧制限回路を備えている。

本発明によれば、磁気コアのインダクタンスが飽和電流付近で急に消失する特性が内部を貫通する導線の電流によってシフトすることを利用して、励磁手段で、励磁コイルに、矩形波電圧を印加して、磁気コアを飽和状態又はその近傍の状態とする励磁電流を供給し、励磁コイルに磁気コアのインダクタンス消失に応じた電流変化を生じさせ、この電流変化で矩形波電圧の立ち下がりを変化させる。このため、矩形波電圧のデューティを検出することにより、導線に流れる測定電流を検知することが可能となる。したがって、電流検知装置を１つの磁気コアを用いて構成することができ、磁気コアの材料特性の違いによりＳ／Ｎ比が低下することがなく、微小電流を高精度で検出することができる。
また、電流検知装置を１つの磁気コアと１つの巻線とで構成できるので、小型、低コスト化が可能となる。
さらに、発振回路から出力される矩形波電圧の振幅を制限することにより、温度変化の影響が矩形波電圧の振幅変化として現れることを回避する。

本発明に係る電流検知装置の第１の実施形態を示す構成図である。 図１の発振回路および電流検出回路の一例を示す回路図である。 発振回路の出力電圧波形と励磁コイルの電流波形とを示す模式図である。 磁気コアの磁界の強さと磁束密度の関係を示す特性線図及び磁気コアのインダクタンス特性を示す特性線図である。 電流検出時の発振回路の出力電圧と電流検出回路の電流検出電圧との関係を示す図である。 周囲温度変化を生じたときの発振回路の出力電圧と電流検出回路の電流検出電圧との関係を示す図である。 周囲温度変化対策を行ったときの発振回路の出力電圧と電流検出回路の電流検出電圧との関係を示す図である。 従来例を示す説明図であって、（ａ）センサ部の構成図、（ｂ）は励磁コイルに励磁電流を通電したときの各磁気コアの磁束密度を示す図、（ｃ）は各磁気コアの磁束密度を正弦波で表現した図である。

以下、本発明の実施の形態について図面を伴って説明する。
本発明の一実施形態に係る電流検知装置１は、図１に示すように、例えば漏電検知等の対象物に設けられた例えば１０Ａ〜８００Ａの往復の電流Ｉが流れる導線２ａ，２ｂの微小な差異電流を検知する。ここで、健全状態では導線２ａ，２ｂに流れる電流の和はゼロであるが、漏電や地絡などで導線２ａ，２ｂに流れる電流の和が零にならず、検出対象とする例えば１５ｍＡ〜５００ｍＡ程度の微小な差異電流が流れる。これら導線２ａ，２ｂの回りにリング状の磁気コア３が配設されている。つまり、磁気コア３内に導線２ａ，２ｂが挿通されている。

磁気コア３には、励磁コイル４が所定巻数で巻回されており、この励磁コイル４に発振回路５から励磁電流が供給される。また、発振回路５から出力される矩形波電圧が電流検出回路６に供給されている。
発振回路５は、図２に示すように、コンパレータとして動作するオペアンプ１１を備えている。このオペアンプ１１の出力側と反転入力側との間に励磁コイル４が接続されている。また、オペアンプ１１の反転入力側は抵抗１２を介してグランドに接続され、オペアンプ１１の非反転入力側は、オペアンプ１１の出力側及びグランド間に直列に接続された分圧抵抗１３及び１４の接続点に接続されている。

また、オペアンプ１１の出力側とグランドとの間に電圧制限回路１５が接続されている。この電圧制限回路１５は、通電方向が互いに逆方向となるようにアノード同士が互いに接続されたそれぞれツェナーダイオードで構成される第１定電圧ダイオード１６及び第２定電圧ダイオード１７で構成されている。ここで、第１定電圧ダイオード１６及び第２定電圧ダイオード１７は、第１定電圧ダイオード１６のアノードが第２定電圧ダイオード１７のアノードに接続されている。また、第１定電圧ダイオード１６のカソードがオペアンプ１１の出力側に接続され、第２定電圧ダイオード１７のカソードがグランドに接続されている。

この電圧制限回路１５では、オペアンプ１１から出力される正負の矩形波電圧の正側電圧及び負側電圧の振幅を正側リミット電圧Ｖｐｌｉｍ及び負側リミット電圧Ｖｎｌｉｍ間の振幅範囲に制限する正負リミッタ回路を構成している。ここで、正側リミット電圧Ｖｐｌｉｍ及び負側リミット電圧Ｖｎｌｉｍは、発振回路５の周囲温度の変化によって矩形波電圧に振幅変化が生じたときに、この振幅変化が出力端子ｔｏから出力される矩形波電圧に影響を与えない値に設定されている。

また、電流検出回路６は、図２に示すように、発振回路５から出力される矩形波電圧の周波数成分を除去する積分器として動作するローパスフィルタ２１と、このローパスフィルタ２１のフィルタ出力が供給される増幅回路２２とで構成されている。
ローパスフィルタ２１は、発振回路５の出力側と増幅回路２２の入力側との間に介挿された抵抗２１ａと、この抵抗２１ａと増幅回路２２との間とグランドとの間に接続されたコンデンサ２１ｂとで構成されている。

増幅回路２２は、ローパスフィルタ２１のローパス出力が抵抗２２ａを介して反転入力側に供給されるオペアンプ２２ｂと、このオペアンプ２２ｂの出力側と反転入力側との間に接続された帰還抵抗２２ｃと、オペアンプ２２ｂの非反転入力側とグランドとの間に接続されたバイアス電流の影響を避ける抵抗２２ｄと、抵抗２２ａと並列に接続された温度補償部としてのサーミスタ２２ｅとで反転増幅器を構成している。

ここで、サーミスタ２２ｅは、前述した発振回路５に設けた電圧制限回路１５を構成する第１定電圧ダイオード１６及び第２定電圧ダイオード１７が正の温度特性を有するので、これら第１定電圧ダイオード１６及び第２定電圧ダイオード１７の正の温度特性を補償するために負の特性すなわち温度の上昇に応じて抵抗値が減少する特性に設定されている。したがって、増幅回路２２では、抵抗２２ａと並列にサーミスタ２２ｅが接続されているので、温度の上昇によってサーミスタ２２ｅの抵抗が増加することにより、抵抗２２ａおよびサーミスタ２２ｅとの合成抵抗Ｒｓが減少し、増幅率が増加することにより、増幅出力である電流検知電圧の低下を補償する。

次に、上記実施形態の動作を説明する。
発振回路５では、分圧抵抗１３及び１４の接続点Ｅの閾値電圧Ｖｒｅｆがオペアンプ１１の非反転入力側に供給されている。この閾値電圧Ｖｒｅｆは抵抗１３の抵抗値をＲ１、抵抗１４の抵抗値をＲ２とし、オペアンプ１１の出力電圧をＶａとしたときに下記（１）式で表される。
Ｖｒｅｆ＝｛Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）｝Ｖａ …………（１）

このため、オペアンプ１１で閾値電圧Ｖｒｅｆと励磁コイル４及び抵抗１２との接続点Ｄの電圧Ｖｄとが比較されて、その比較出力が図３（ａ）に示す矩形波の出力電圧Ｖａとして出力側から出力される。
今、図３（ａ）に示すように、時点ｔ１で、オペアンプ１１の出力側の出力電圧Ｖａがハイレベルとなると、これが励磁コイル４に印加される。このため、励磁コイル４を出力電圧Ｖａと抵抗１２の抵抗値Ｒ１２とに応じた励磁電流Ｉｂで励磁する。このとき、励磁電流Ｉｅｘは、図３（ｂ）に示すように、出力電圧Ｖａの立ち上がり時点から比較的急峻に立ち上がり、その後緩やかに増加する放物線状となる。

このとき、オペアンプ１１の非反転入力側には、出力電圧Ｖａを分圧抵抗１３及び１４の接続点Ｅで得られる分圧抵抗１３及び１４の抵抗値Ｒ１及びＲ２で分圧された閾値電圧Ｖｒｅｆが入力されている。一方、オペアンプ１１の反転入力側の励磁コイル４及び抵抗１２の接続点Ｄの電圧Ｖｄは、励磁コイル４の励磁電流Ｉｅｘの増加に応じて増加し、その後励磁電流Ｉｅｘが再度急峻に増加して、電圧Ｖｄが時点ｔ２で図３（ｂ）のＦ点で非反転入力側の閾値電圧Ｖｒｅｆを上回ると、オペアンプ１１の出力電圧Ｖａが図３（ａ）に示すように、ローレベルに反転する。

これに応じて励磁コイル４を流れる励磁電流Ｉｂの向きが反転し、励磁電流Ｉｅｘが最初は比較的急峻に低下し、その後緩やかに低下する放物線状に減少する。
このとき、閾値電圧Ｖｒｅｆは、出力電圧Ｖａがローレベルとなっていることにより、閾値電圧Ｖｒｅｆよりも低い電圧−Ｖｒｅｆとなっている。そして、オペアンプ１１の反転入力側の励磁コイル４及び抵抗１２の接続点Ｄの電圧Ｖｄが、励磁コイル４の励磁電流Ｉｂの減少に応じて減少し、この電圧Ｖｄが時点ｔ３で非反転入力側の閾値電圧−Ｖｒｅｆを下回ると、オペアンプ１１の出力電圧Ｖａが図３（ａ）に示すように、時点ｔ１と同様にハイレベルに反転する。
このため、出力電圧Ｖａは、図３（ａ）に示すように、ハイレベル及びローレベルを繰り返す矩形波電圧となり、発振回路５が非安定マルチバイブレータとして動作する。そして、励磁コイル４の励磁電流Ｉｅｘは、図３（ｂ）に示すように増加及び減少を繰り返す波形となる。

ところで、磁気コア３は、図４（ａ）に示すように角型比の大きな磁束密度Ｂと磁界の強さＨとの関係を表すＢ−Ｈ特性を有し、高透磁率材料の非線型な特性を有する。このＢ−Ｈ特性を有する磁気コア３のインダクタンスＬは、導線２ａ，２ｂの差電流が零であるときに、図４（ｂ）に示すように飽和電流付近Ｇで急激に消失する。磁気コア３を貫通する導線２ａ，２ｂに任意の検出対象となる微小な差電流Ｃが生じると、図４（ｂ）のＬ−Ｉ特性は、破線図示のように差電流Ｃに応じて磁界の強さＨの正方向にシフトしてインダクタンスが消失するタイミングが変化する。

このため、電流が零のときにインダクタンスが飽和する電流（図４のＧ）と励磁電流Ｉｅｘの向きが切り換わる電流（図３のＦ）とを一致させる。そうすると、インダクタンスが飽和する電流（図４のＪ）が導線２ａ，２ｂの差電流の電流値Ｃに応じて変化するので、励磁電流Ｉｅｘの向きが切り換わる電流（図３（ｂ）のＨ）も同様に変化することになる。
この励磁電流Ｉｅｘの向きが切り換わる電流値が変化することにより、励磁コイル４と抵抗１２との接続点Ｄの電圧Ｖｄが閾値電圧Ｖｒｅｆを上回るタイミングが遅れることになる。このため、オペアンプ１１から出力される出力電圧Ｖａの立ち下がり時点が導線２ａ，２ｂの差電流の電流値Ｃに応じて図３（ａ）で破線図示のように遅れる。この結果、出力電圧Ｖａの矩形波電圧のデューティ比が導線２ａ，２ｂの差電流の電流値Ｃに応じて変化する。

したがって、発振回路５の出力電圧Ｖａを、デューティ比を検出する電流検出回路６に供給する。この電流検出回路６では、矩形波電圧の出力電圧Ｖａをローパスフィルタ２１によって、高周波成分を除去して出力電圧Ｖａのデューティ比に応じたフィルタ出力Ｖｆが増幅回路２２に供給されて反転増幅される。
したがって、導線２ａおよび２ｂの差電流が０である状態では、発振回路５から出力される出力電圧Ｖａが図５（ａ）で実線図示のようにデューティ比が５０％となり、増幅回路２２から出力される電流検出電圧Ｖｄは、図５（ｂ）で実線図示のように、基準電圧Ｖｂ（例えば０Ｖ）を維持している。

この状態から、導線２ａおよび２ｂに微小な差電流が生じたときには、発振回路５の出力電圧Ｖａが図５（ａ）で点線図示のように差電流に応じてデューティ比が増加する。このため、電流検出回路６から出力される電流検出電圧Ｖｄが増幅回路２２で反転増幅されるので、基準電圧Ｖｂより低下することになり、この電流検出電圧Ｖｄによって微小な差電流を検知することができる。

ところで、発振回路５は、温度依存特性を有し、周囲温度が変化することで、出力電圧Ｖａが、図６（ａ）で点線図示のように、正側の電圧減少幅に比較して負側の電圧減少幅が大きくなる場合が生じる。このように、出力電圧Ｖａの正側および負側で電圧減少幅が異なる場合には、ローパスフィルタ２１で高周波成分を除去して平均化したときに、導線２ａおよび２ｂに差電流を生じた場合と同等の０より大きなフィルタ出力Ｖｆが出力される。このフィルタ出力Ｖｆを増幅回路２２で反転増幅することにより、図６（ｂ）に示すように、導線２ａおよび２ｂに微小な差電流Ｃが生じた場合と同等の電流検出電圧Ｖｄが出力されることになり、周囲温度変化による誤検知が発生してしまう。

しかしながら、本実施形態では、発振回路５のオペアンプ１１の出力端子部と出力端子ｔｏとの間とグランドとの間に電圧制限回路１５が接続されている。この電圧制限回路１５によって、発振回路５の出力電圧Ｖａの正側および負側の電圧が温度変化による変動幅分を除くように制限される。したがって、図７（ａ）に示すように、周囲温度の変化によってオペアンプ１１から出力される出力電圧Ｖａが振幅変動したとしても、その振幅変動分が出力電圧Ｖａに影響を与えない範囲で電圧制限が行われることになる。

このように、この電圧制限回路１５の正負の制限電圧を小さく制限することにより、周囲温度の変化による電圧変動（振幅変動）分を除去することができるが、電圧制限回路１５の制限電圧を小さくし過ぎると、導線２ａおよび導線２ｂ間の微小な差電流による出力電圧Ｖａのデューティ比の変化によるローパスフィルタ２１のフィルタ出力の変化分が小さくなることから電流検出精度が低下することになる。
このため、電圧制限回路１５の制限電圧は使用する周囲温度の範囲内の最大電圧変動幅の影響を受けないぎりぎりの電圧に設定することが好ましい。

しかしながら、電圧制限回路１５を構成するツェナーダイオードで構成される第１定電圧ダイオード１６および第２定電圧ダイオード１７自体も温度の上昇に伴って順方向電圧が上昇する温度依存特性を有することから、周囲温度が高くなるにつれて制限電圧も高くなり、周囲温度の上昇による電圧変動が出力電圧Ｖａに影響することになる。この出力電圧Ｖａの変動が電流検出回路６で電流検出電圧Ｖｄの変動として現れ、誤検出の要因となる。

これに対して、本実施形態では、電流検出回路６の増幅回路２２に温度の上昇に対して抵抗値が減少する負の抵抗特性を有するサーミスタ２２ｅが抵抗２２ａと並列に介挿されており、周囲温度の上昇に応じてサーミスタ２２ｅの抵抗値が減少することで、抵抗２２ａおよびサーミスタ２２ｅの合成抵抗Ｒｓが減少し、オペアンプ２２ｂの増幅率−Ｒ２／Ｒｓが増加することになる。
したがって、増幅回路２２で、電圧制限回路１５を構成する第１定電圧ダイオード１６および第２定電圧ダイオード１７の温度依存性による増幅回路２２から出力される電流検出電圧Ｖｄの減少を補償することができ、図７（ｂ）に示すように正確な電流検出電圧Ｖｄを得ることができる。

しかも、磁気コアのインダクタンスが飽和電流付近で急に消失する特性が内部を貫通する導線の電流によってシフトすることを利用して、励磁手段で、励磁コイルに、矩形波電圧を印加して、磁気コアを飽和状態又はその近傍の状態とする励磁電流を供給し、励磁コイルに磁気コアのインダクタンス消失に応じた電流変化を生じさせ、この電流変化で矩形波電圧の立ち下がりを変化させる。このため、矩形波電圧のデューティを検出することにより、導線に流れる測定電流を検知することが可能となる。したがって、電流検知装置を１つの磁気コアを用いて構成することができ、磁気コアの材料特性の違いによりＳ／Ｎ比が低下することがなく、微小電流を高精度で検出することができる。

なお、上記実施形態においては、増幅回路２２として反転増幅器を適用して発振回路５から出力される出力電圧Ｖａのデューティ比の増加に対して電流検出電圧Ｖｄが減少する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、反転増幅器の出力側に同様の反転増幅器を接続することにより、発振回路５の出力電圧Ｖａのデューティ比の増加に応じて増加する電流検出電圧Ｖｄを得ることができる。さらには、増幅回路２２を非反転増幅器で構成することによっても、発振回路５の出力電圧Ｖａのデューティ比の増加に応じて増加する電流検出電圧Ｖｄを得ることができる。
なお、上記実施形態においては、電圧制限回路１５として第１定電圧ダイオード１６および１７のアノード同士を接続した場合について説明したが、これに限定されるものではなくカソード同士を接続するようにしてもよい。

また、上記実施形態においては、ローパスフィルタ２１として、一次のＲＣローパスフィルタを適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、オペアンプを使用したローパスフィルタや二次のアクティブローパスフィルタ等の他のローパスフィルタを適用することができる。
また、上記実施形態においては、２本の導線２ａ及び２ｂの差電流を検知する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、１本の導線に流れる微小電流を検出することもできる。

１…電流検知装置、２ａ，２ｂ…導線、３…磁気コア、４…励磁コイル、５…発振回路、６…電流検出回路、１１…オペアンプ、１２〜１４…抵抗、１５…電圧制限回路、１６，…第１定電圧ダイオード、１７…第２定電圧ダイオード、２１…ローパスフィルタ、２２…増幅回路、２２ａ，２２ｃ，２２ｄ…抵抗、２２ｂ…オペアンプ、２２ｅ…サーミスタ

Claims (4)

1. 測定電流が流れる導線を囲む磁気コアに巻回した励磁コイルと、
   前記磁気コアを飽和状態又はその近傍とした状態で、前記励磁コイルに供給する励磁電流の向きを反転させる矩形波電圧を発生する発振回路と、
   該発振回路から出力される前記矩形波電圧のデューティ変化に基づいて前記測定電流を検出する電流検出回路とを備え、
   前記発振回路は、前記矩形波電圧の振幅を温度変化による当該矩形波電圧の振幅変動を抑制する振幅範囲に制限する電圧制限回路を備えていることを特徴とする電流検知装置。
2. 前記電圧制限回路は、前記発振回路の矩形波電圧出力側及び接地間に設けた逆方向接続した一対の定電圧ダイオードで構成されていることを特徴とする請求項１に記載の電流検知装置。
3. 前記電流検出回路は、前記電圧制限回路の温度変化による振幅範囲の変動を抑制する温度補償部を備えていることを特徴とする請求項１又は２に記載の電流検知装置。
4. 前記電流検出回路は、前記発振回路から出力される前記矩形波電圧の周波数成分を除去するローパスフィルタと、該ローパスフィルタの出力側に接続された反転増幅器とで構成され、前記温度補償部は、前記反転増幅器の反転入力側及び前記ローパスフィルタの出力側との間に接続された抵抗と並列に接続された前記電圧制限回路の温度特性を補償するサーミスタで構成されていることを特徴とする請求項３に記載の電流検知装置。

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