JP2012127718A - 電流検知装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】微小電流の検知が可能で、周囲環境条件により影響を受けることが少なく、小型、低コスト、定消費電流で、微小電流の検知を行うことができる電流検知装置を提供する。
【解決手段】測定電流が流れる導線を囲む磁気コア3に巻回した励磁コイル4と、設定した閾値に応じて、前記磁気コアを飽和状態又はその近傍の状態で、前記励磁コイルに供給する磁化電流の向きを反転させる矩形波電圧を発生する発振手段5と、該発振手段5から出力される前記矩形波電圧のデューティ変化に基づいて前記測定電流を検知する電流検知手段6と、前記発振手段から出力される矩形波電圧の周波数を検知する周波数検知手段7と、該周波数検知手段で検知した周波数に基づいて前記発振手段の閾値を設定する閾値設定手段とを備えた。
【選択図】図1

Description

本発明は、漏電検知等に用いる高透磁率材料の非線形な特性を利用する電流検知装置に関する。
この種の電流検知装置としては、種々の構成を有するものが提案され、実施されているが、構造的に簡単で微小電流の検知が可能なものとしてフラックスゲート型の電流センサが知られている(例えば、特許文献1参照)。
この特許文献1に記載された従来例では、図8(a)に示す構成を有する。すなわち、軟質磁性体製の同形,等大に構成された円環状をなすコア101及び102と、各コア101及び102に等しい回数巻回された励磁コイル103と、各コア101及び102にわたるよう一括して巻回された検出コイル104とを備えている。
励磁コイル103には図示しない交流電源が、また検出コイル104には図示しない検出回路が接続されている。そして、両コア101及び102の中心に電流を測定する対象物たる被測定導線105が挿通されている。
励磁コイル103はこれに通電したとき両コア101及び102に生じる磁場が逆相であって互いに打ち消し合うようコア101及び102に巻回されている。
そして、励磁コイル103に励磁電流iexを通電したとき、各コア101及び102に生じる磁束密度Bの経時変化は、図8(b)に示すようになる。軟質磁性体製のコア101及び102の磁気特性は磁場の大きさHが所定の範囲内では磁場の大きさHと磁束密度Bとは直線的な関係にある。しかしながら、磁場の大きさHが所定値を超えると、磁束密度Bが変化しない磁気飽和の状態となる関係にあることから、励磁コイル103に励磁電流iexを通電すると、各コア101及び102に発生する磁束密度Bは実線図示のように上下対称の台形波状に変化し、しかも相互に180°位相がずれた状態となる。
今、被測定導線105に矢印で示す如く下向きに直流電流値Iが通電しているものとすると、この直流分に相当する磁束密度が重畳される結果、磁束密度Bは図8(b)に破線で示す如く、台形波のうち、上方の台形波はその幅が拡大され、一方下方の台形波はその幅が縮小された状態となる。
ここで、両コア101及び102に生じた磁束密度Bの変化を正弦波(起電力に対応)で表現すると図8(c)に示すようになる。この図8(c)では、前述した図8(b)で実線図示の台形波に対応して実線図示のように180°位相がずれた周波数fの正弦波(起電力)が表れるが、これらは180°ずれているため互いに打ち消し合う。一方、図8(b)で破線図示の台形波に対応して図8(c)には破線図示のような2倍の周波数2fの2次高調波が表れる。この2次高調波は位相が180°ずれているため、相互に重畳すると図8(c)の最下段に示すような正弦波信号となり、これが検出コイル104で検出される。
この検出コイル104で捉えられた検出信号は被測定導線105を流れる直流の電流値Iに対応しており、これを処理することで電流値Iを検出することができる。
特開2000−162244号公報
しかしながら、上記特許文献1に記載された従来例にあっては、2つのコア101及び102を使用するため、実際にはコア101及び102の磁気特性を完全に一致させることは困難であり、磁気特性の違いにより励磁電流Iexによる電圧が完全に打ち消されることなく発生してしまう。これが2次高調波成分に対応した検出電圧のS/N比を悪化させ、微小電流の検知が難しいという未解決の課題がある。
また、少なくとも2つのコアを使用するので、小型化や低コスト化を実現し難いという未解決の課題もある。
さらに、コア101,102を飽和領域まで励磁する必要があるので、大きな励磁電流が必要となり、センサの消費電流が大きいという未解決の課題がある。
そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、微小電流の検知が可能で、周囲環境条件により影響を受けることが少なく、小型、低コスト、定消費電流で、微小電流の検知を行うことができる電流検知装置を提供することを目的としている。
上記目的を達成するために、本発明の一の形態に係る電流検知装置は、測定電流が流れる導線を囲む磁気コアに巻回した励磁コイルと、設定した閾値に応じて、前記磁気コアを飽和状態又はその近傍の状態で、前記励磁コイルに供給する励磁電流の向きを反転させる矩形波電圧を発生する発振手段と、該発振手段から出力される前記矩形波電圧のデューティ変化に基づいて前記測定電流を検知する電流検知手段と、前記発振手段から出力される矩形波電圧の周波数を検知する周波数検知手段と、該周波数検知手段で検知した周波数に基づいて前記発振手段の閾値を設定する閾値設定手段とを備えたことを特徴としている。
この構成によると、発振手段で設定した閾値に応じて、励磁コイルに矩形波電圧を印加することにより、励磁コイルのインダクタンスで決まる鋸歯状波となる励磁電流が流れ、その励磁電流の向きが切り換わる電流を、電流が零のときに磁気コアのインダクタンスが飽和電流と一致させることにより、導線を流れる測定電流に応じて磁化電流の向きが切り換わる電流幅が変化し、これに応じて矩形波電圧の立ち下がりを変化させる。また、矩形波電圧の周波数を周波数検知手段で検知し、検知した周波数に応じて前記閾値を変化させることにより、励磁電流を低減して、低消費電流化を図る。
また、本発明の他の形態に係る電流検知装置は、前記閾値設定手段が、前記周波数検知手段で検知した前記矩形波電圧の周波数が所定の設定値より小さい場合に、前記閾値を前記励磁電流の波高値が小さくなるように設定し、検知した前記矩形波電圧の周波数が前記所定の設定値より高い場合に、前記閾値を前記励磁電流の波高値が大きくなるとともに、前記矩形波電圧の周波数が前記所定の設定値よりも低くなるように設定すること特徴としている。
この構成によると、待機時や測定電流が小さい場合は閾値電流低く設定することが可能となり、励磁電流の低減が可能となる。
本発明によれば、磁気コアのインダクタンスが飽和電流付近で急に消失する特性が内部を貫通する導線の電流によってシフトすることを利用して、励磁手段で、励磁コイルに、矩形波電圧を印加して、磁気コアを飽和状態又はその近傍の状態とする励磁電流を供給し、励磁コイルに磁気コアのインダクタンス消失に応じた電流変化を生じさせ、この電流変化で設定された閾値に従って矩形波電圧の立ち下がりを変化させる。このため、矩形波電圧のデューティを検出することにより、導線に流れる測定電流を検知する。このため、電流検知装置を1つの磁気コアを用いて構成することができ、磁気コアの材料特性の違いによりS/N比が低下することがなく、微小電流を高精度で検出することができる。
また、電流検知装置を1つの磁気コアと1つの巻線とで構成できるので、小型、低コスト化が可能となる。
さらに、磁気センサ等を使用しないので、堅牢で、周囲環境条件により影響を受けることが少ない電流検知装置を提供できる。
しかも、発振手段の閾値を矩形波電圧の周波数に応じて変更するので、励磁電流を抑制して、消費電流を低減することができる。
本発明に係る電流検知装置の第1の実施形態を示す構成図である。 図1の発振回路の一例を示す回路図である。 発振回路の出力電圧波形と励磁コイルの電流波形とを示す模式図である。 磁気コアの磁界の強さと磁束密度の関係を示す特性線図及び磁気コアのインダクタンス特性を示す特性線図である。 本発明に適用し得る周波数検出回路の一例を示すブロック図である。 励磁電流と閾値電流との関係を示す特性線図である。 閾値電流を切換えたときの励磁電流波形を示す特性線図である。 従来例を示す説明図であって、(a)センサ部の構成図、(b)は励磁コイルに励磁電流を通電したときの各磁気コアの磁束密度を示す図、(c)は各磁気コアの磁束密度を正弦波で表現した図である。
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図1は本発明に係る電流検知装置の一実施形態を示す構成図である。図中、1は電流検知装置であって、例えば漏電検知等の対象物に設けられた例えば10A〜800Aの往復の電流Iが流れる導線2a,2bの微小な差異電流を検知する。ここで、健全状態では導線2a,2bに流れる電流の和はゼロであるが、漏電や地絡などで導線2a,2bに流れる電流の和が零にならず、検出対象とする例えば15mA〜500mA程度の微小な差異電流が流れる。これら導線2a,2bの回りにリング状の磁気コア3が配設されている。つまり、磁気コア3内に導線2a,2bが挿通されている。
磁気コア3には、励磁コイル4が所定巻数で巻回されており、この励磁コイル4に発振手段としての発振回路5から励磁電流が供給される。
発振回路5は、図2に示すように、コンパレータとして動作するオペアンプ11を備えている。このオペアンプ11の出力側と反転入力側との間に励磁コイル4が接続されている。また、オペアンプ11の反転入力側は抵抗12を介してグランドに接続され、オペアンプ11の非反転入力側は、オペアンプ11の出力側及びグランド間に直列に接続された分圧抵抗13、14及び15における分圧抵抗13及び14間に接続されている。
また、抵抗14と並列にアナログスイッチ回路16が接続され、このアナログスイッチ回路16が後述する周波数検知回路7から出力される周波数検知信号Sfが例えばローレベルであるときにアナログスイッチ回路16がオフ状態に制御され、周波数検知信号Sfがハイレベルであるときにアナログスイッチ回路16がオン状態に制御される。ここで、抵抗14及びアナログスイッチ回路16で閾値設定手段としての閾値設定回路17が構成されている。
そして、オペアンプ11の出力側が出力端子toに接続されている。
このため、発振回路5では、分圧抵抗13及び14の接続点Eの閾値電圧Vthがオペアンプ11の非反転入力側に供給されている。このとき、アナログスイッチ回路16がオフ状態であるときには、閾値電圧Vth1は抵抗13の抵抗値をR1、抵抗14の抵抗値をR2及び15の抵抗値をR3としたときに下記(1)式で表される。
Vth1={R1/(R1+R2+R3)}Va …………(1)
また、アナログスイッチ回路16がオン状態であるときには、閾値電圧Vth2は下記(2)式で表される。
Vth2={R1/(R1+R3)}Va …………(2)
したがって、アナログスイッチ回路16がオフ状態であるときの閾値Vth1に比較してアナログスイッチ回路16がオン状態であるときの閾値Vth2が大きな値となる。
このため、今、アナログスイッチ回路16がオフ状態であるものとすると、このときの閾値電圧Vth1と励磁コイル4及び抵抗12との接続点Dの電圧Vdとが比較されて、その比較出力が図3(a)に示す矩形波の出力電圧Vaとして出力側から出力される。
今、図3(a)に示すように、時点t1で、オペアンプ11の出力側の出力電圧Vaがハイレベルとなると、これが励磁コイル4に印加される。このため、励磁コイル4を出力電圧Vaと抵抗12の抵抗値R12とに応じた励磁電流Ibで励磁する。このとき、励磁電流Iexは、図3(b)に示すように、出力電圧Vaの立ち上がり時点から比較的急峻に立ち上がり、その後緩やかに増加する放物線状となる。
このとき、オペアンプ11の非反転入力側に出力電圧Vaを分圧抵抗13及び14の接続点Eで得られる分圧抵抗13、14及び15の抵抗値R1、R2及びR3で分圧された比較的小さな閾値電圧Vth1が入力されている。一方、オペアンプ11の反転入力側の励磁コイル4及び抵抗12の接続点Dの電圧Vdは、励磁コイル4の励磁電流Iexの増加に応じて増加し、その後励磁電流Iexが再度急峻に増加して、電圧Vdが時点t2で図3(b)のF点で非反転入力側の閾値電圧Vth1を上回ると、オペアンプ11の出力電圧Vaが図3(a)に示すように、ローレベルに反転する。
これに応じて励磁コイル4を流れる励磁電流Ibの向きが反転し、励磁電流Iexが最初は比較的急峻に低下し、その後緩やかに低下する放物線状に減少する。
このとき、閾値電圧Vthは、出力電圧Vaがローレベルとなっていることにより、閾値電圧Vth1も低い電圧−Vth1となっている。そして、オペアンプ11の反転入力側の励磁コイル4及び抵抗12の接続点Dの電圧Vdが、励磁コイル4の励磁電流Ibの減少に応じて減少し、この電圧Vdが時点t3で非反転入力側の閾値電圧−Vth1を下回ると、オペアンプ11の出力電圧Vaが図3(a)に示すように、時点t1と同様にハイレベルに反転する。
このため、出力電圧Vaは、図3(a)に示すように、ハイレベル及びローレベルを繰り返す矩形波電圧となり、発振回路5が非安定マルチバイブレータとして動作する。そして、励磁コイル4の励磁電流Iexは、図3(b)に示すように増加及び減少を繰り返す波形となる。
ところで、磁気コア3は、図4(a)に示すように角型比の大きな磁束密度Bと磁界の強さHとの関係を表すB−H特性を有し、高透磁率材料の非線型な特性を有する。このB−H特性を有する磁気コア3のインダクタンスは、導線2a,2bの差電流が零であるときに、図4(b)に示すように飽和電流付近Gで急激に消失する。磁気コア3を貫通する導線2a,2bに任意の検出対象となる微小な差電流Cが生じると、図3(b)のB−H特性は、破線図示のように差電流Cに応じて磁界の強さHの正方向にシフトしてインダクタンスが消失するタイミングが変化する。
このため、電流が零のときにインダクタンスが飽和する電流(図4のG)と励磁電流Iexの向きが切り換わる電流(図3のF)とを一致させる。そうすると、インダクタンスが飽和する電流(図4のJ)が導線2a,2bの差電流の電流値Cに応じて変化するので、励磁電流Iexの向きが切り換わる電流(図3(b)のH)も同様に変化することになる。
この励磁電流Iexの向きが切り換わる電流値が変化することにより、励磁コイル4と抵抗12との接続点Dの電圧Vdが閾値電圧Vth1を上回るタイミングが遅れることになる。このため、オペアンプ11から出力される出力電圧Vaの立ち下がり時点が導線2a,2bの差電流の電流値Cに応じて図3(a)で破線図示のように遅れる。この結果、出力電圧Vaの矩形波電圧のデューティ比が導線2a,2bの差電流の電流値Cに応じて変化する。
したがって、発振回路5の出力端子toにデューティ比を検出する電流検知手段としてのデューティ検出回路6を接続する。このデューティ検出回路6で、出力電圧Vaのハイレベル状態を維持している時間とローレベル状態を維持している時間とを計測することにより、デューティ比を検出することができ、検出したデューティ比に基づいて導線2a,2bの微小差電流の電流値Cを検知することができる。
また、発振回路5の出力端子toから出力される矩形波電圧Vaは、周波数検知手段としての周波数検知回路7にも供給されている。この周波数検知回路7は、図5に示すように、発振回路5からの出力電圧Vaが入力される周波数−電圧変換回路71と、この周波数−電圧変換回路の出力電圧Vfが比反転入力端子に、反転入力端子に基準電圧源72からの基準電圧Vrefが入力された比較回路73とで構成されている。ここで、基準電圧源72から出力される基準電圧Vrefは、周波数−電圧変換回路71からの出力電圧Vfに対応させて検出したい電流値Cに応じたデューティ変化を励磁電流Iexに生じさせる値に設定される。
したがって、周波数−電圧変換回路71の出力電圧Vfが基準電圧Vref以下であるときには比較回路73から出力される周波数検知信号Sfがローレベルを維持するが、出力電圧Vfが基準電圧Vrefを超えると比較回路73から出力される周波数検知信号Sfがハイレベルとなる。
一方、発振回路5の接続点Eにおける閾値電圧Vthが前述した分圧抵抗13、14及び15の抵抗値R1、R2及びR3で決定される閾値電圧Vth1で固定されているものとすると、閾値電流±Ith1を超える電流値C2が励磁コイル4に通電された場合の励磁電流波形と閾値電流との関係を模式的に表すと図6に示すようになる。
この図6から明らかなように、電流値C2が励磁コイル4に通電された場合には、破線図示のように磁気コア3の飽和により励磁電流Iexの傾きが閾値電流±Ith1に向かって急峻に変化し始める前に図6の点H2で閾値電流±Ith1に到達してしまうため、実線図示の電流値C=0の場合と比較すると、発振周波数が高くなるとともに、デューティ比の変化が略零となる。
しかしながら、発振回路5から出力される出力電圧Vaの周波数を周波数検知回路7で検出し、周波数−電圧変換回路71から出力される出力電圧Vfが基準電圧Vrefを上回った時点で、比較回路73から出力される周波数検知信号Sfがハイレベルとなると、これに応じてアナログスイッチ回路16がオン状態となる。このため、抵抗14がアナログスイッチ回路16でバイパスされるので、接続点Eの閾値電圧Vhが前述した(2)式で表される閾値電圧Vth2となって、閾値電圧Vth1より大きな閾値電圧となり、これに応じて閾値電流が図7に示すように閾値電流±Ith1より大きな閾値電流±Ith2となる。このため、上述した電流値C2が励磁コイル4に通電された場合に、励磁電流が図7で破線図示のように、図6における点H2を超えて緩やかに増加し、その後急峻に増加して閾値電流+Ith2に達することになる。
このため、発振回路5から出力される出力電圧Vaがハイレベルからローレベルに変化し、これに応じて励磁電流Iexが急峻に減少を開始し、電流値C=0と略同様の時点で下限側の閾値電流−Ith2に達する。このため、発振回路5の出力電圧Vaがハイレベルに反転し、励磁コイル4に供給される励磁電流Iexが急峻に増加する。
このため、発振回路5の発振周波数は変わらずに、電流値C2に応じたデューティ変化が得られる。このため、デューティ検出回路6で検出されるデューティ比が電流値C2に応じたものとなり、正確な電流検知を行うことができる。
以上のように、発振回路5の発振周波数を検出することにより、測定する電流値に応じて閾値電流を切り換えることができ、待機時や測定電流が小さい場合の閾値電流を低く設定できるので、励磁電流の低減が可能となる。
測定電流と閾値電流との関係を纏めると下記1表に示すようになる。
Figure 2012127718
なお、上記実施形態においては、発振回路5の閾値電圧Vthを2段階に切り換える場合について説明したが、これに限定されるものではなく、周波数検知回路7の比較回路73としてウィンドコンパレータを適用するとともに、抵抗14を省略してアナログスイッチ回路と異なる抵抗値の抵抗との直列回路を3つ並列に接続することにより、閾値を出力電圧Vaの周波数に応じて3段階に切り換えたり、さらには3段階以上に切り換えたりすることもできる。
また、上記実施形態においては、2本の導線2a及び2bの差電流を検知する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、1本の導線に流れる微小電流を検出することもできる。
1…電流検知装置、2a,2b…導線、3…磁気コア、4…励磁コイル、5…発振回路、6…デューティ検出回路、7…周波数検知回路、11…オペアンプ、12〜15…抵抗、16…アナログスイッチ回路、17…閾値設定回路、71…周波数−電圧変換回路、72…基準電圧源、73…比較回路

Claims (2)

  1. 測定電流が流れる導線を囲む磁気コアに巻回した励磁コイルと、
    設定した閾値に応じて、前記磁気コアを飽和状態又はその近傍の状態で、前記励磁コイルに供給する磁化電流の向きを反転させる矩形波電圧を発生する発振手段と、
    該発振手段から出力される前記矩形波電圧のデューティ変化に基づいて前記測定電流を検知する電流検知手段と、
    前記発振手段から出力される矩形波電圧の周波数を検知する周波数検知手段と、
    該周波数検知手段で検知した周波数に基づいて前記発振手段の閾値を設定する閾値設定手段と
    を備えたことを特徴とする電流検知装置。
  2. 前記閾値設定手段は、前記周波数検知手段で検知した前記矩形波電圧の周波数が所定の設定値より小さい場合に、前記閾値を前記励磁電流の波高値が小さくなるように設定し、検知した前記矩形波電圧の周波数が前記所定の設定値より高い場合に、前記閾値を前記励磁電流の波高値が大きくなるとともに、前記矩形波電圧の周波数が前記所定の設定値よりも低くなるように設定すること特徴とする請求項1に記載の電流検知装置。
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