JP6476851B2 - 電流検知装置 - Google Patents

Description

本発明は、漏電検知等に用いる高透磁率材料の非線形な特性を利用する電流検知装置に関する。

この種の電流検知装置としては、種々の構成を有するものが提案され、実施されているが、構造的に簡単で微小電流の検知が可能なものとしてフラックスゲート型の電流センサが知られている(例えば、特許文献１参照)。
この特許文献１に記載された従来例では、図１０（ａ）に示す構成を有する。すなわち、軟質磁性体製の同形，等大に構成された円環状をなすコア１０１および１０２と、各コア１０１および１０２に等しい回数巻回された励磁コイル１０３と、各コア１０１および１０２にわたるよう一括して巻回された検出コイル１０４とを備えている。

励磁コイル１０３には図示しない交流電源が、また検出コイル１０４には図示しない検出回路が接続されている。そして、両コア１０１および１０２の中心に電流を測定する対象物たる被測定導線１０７が挿通されている。
励磁コイル１０３はこれに通電したとき両コア１０１および１０２に生じる磁場が逆相であって互いに打ち消し合うようコア１０１および１０２に巻回されている。

そして、励磁コイル１０３に励磁電流ｉｅｘを通電したとき、各コア１０１および１０２に生じる磁束密度Ｂの経時変化は、図１０（ｂ）に示すようになる。軟質磁性体製のコア１０１および１０２の磁気特性は磁場の大きさＨが所定の範囲内では磁場の大きさＨと磁束密度Ｂとは直線的な関係にある。しかしながら、磁場の大きさＨが所定値を超えると、磁束密度Ｂが変化しない磁気飽和の状態となる関係にあることから、励磁コイル１０３に励磁電流ｉｅｘを通電すると、各コア１０１および１０２に発生する磁束密度Ｂは実線図示のように上下対称の台形波状に変化し、しかも相互に１８０°位相がずれた状態となる。

今、被測定導線１０７に矢印で示す如く下向きに直流電流値Ｉが通電しているものとすると、この直流分に相当する磁束密度が重畳される結果、磁束密度Ｂは図１０（ｂ）に破線で示す如く、台形波のうち、上方の台形波はその幅が拡大され、一方下方の台形波はその幅が縮小された状態となる。
ここで、両コア１０１および１０２に生じた磁束密度Ｂの変化を正弦波（起電力に対応）で表現すると図１０（ｃ）に示すようになる。この図１０（ｃ）では、前述した図１０（ｂ）で実線図示の台形波に対応して実線図示のように１８０°位相がずれた周波数ｆの正弦波（起電力）が表れるが、これらは１８０°ずれているため互いに打ち消し合う。

一方、図１０（ｂ）で破線図示の台形波に対応して図１０（ｃ）には破線図示のような２倍の周波数２ｆの２次高調波が表れる。この２次高調波は位相が１８０°ずれているため、相互に重畳すると図１０（ｃ）の最下段に示すような正弦波信号となり、これが検出コイル１０４で検出される。
この検出コイル１０４で捉えられた検出信号は被測定導線１０７を流れる直流の電流値Ｉに対応しており、これを処理することで電流値Ｉを検出することができる。

また、フラックスゲート形の他の電流センサとして、特許文献２に示された構成が知られている。図１１は、特許文献２に示された電流センサの動作を説明するためのブロック図である。
図において、感知される電流２０１は、ソフトフェライトのトロイダルコアを有する小型変成器でなる可飽和コア磁気検知素子２０４の一次巻線を通って流れる。この変成器の二次巻線は一端が電力スイッチ２０３に接続され、この電力スイッチ２０３は、電源２０２から二次巻線に供給される電圧の極性を交互に切り替える。また、二次巻線の他端は、検知装置２０５に接続されている。

電力スイッチ２０３が正極性を有する電流を供給すると、可飽和コア磁気検知素子２０４の二次巻線に流れる電流によりコアを飽和させる。コアが飽和すると、検知装置２０５の両端の電圧が急激に上昇し、検知装置２０５から出力される制御信号２０７はヒステレシススイッチ２０６に供給される。制御信号２０７があるレベルに到達したとき電力スイッチ２０３を反転させることで、可飽和コア磁気検知素子２０４の二次巻線に流れる電流の極性を切り替える。

これにより、可飽和コア磁気検知素子２０４には負極性の電流が供給され、コアの磁化は減少し、反対方向にコアが飽和される。すると、検知装置２０５の両端の電圧は、急速に負方向に上昇し、ヒステレシススイッチ２０６を介して電力スイッチ２０３は極性を切替え、二次巻線に供給されている電圧の極性を反転させる。このように、このシステムは、安定して周期的パターンで動作を繰り返す。

感知される電流２０１に比例する出力を得るために、ローパスフィルタ２０８が電力スイッチ２０３の出力に接続されて、混在する磁化電流成分の大部分を除去する。このローパスフィルタ２０８の出力線２０９における信号は、感知される電流２０１の高周波成分が小型変成器である可飽和コア磁気検知素子２０４の二次巻線に誘起されるので、変成器２１１の出力信号２１２は、出力線２０９における信号を電力増幅器２１０で増幅した直流成分を含む非常に低い周波数成分と高周波成分を含んでいる。これにより、広い周波数帯域にわたって電流の測定ができる。

特開２０００−１６２２４４号公報 特許第２９２３３０７号公報

しかしながら、上記特許文献１に記載された電流センサは、２つのコア１０１および１０２を使用するため、実際にはコア１０１および１０２の磁気特性を完全に一致させることは困難であり、磁気特性の違いにより励磁電流Ｉｅｘによる電圧が完全に打ち消されることなく発生してしまう。これが２次高調波成分に対応した検出電圧のＳ／Ｎ比を悪化させ、微小電流の検知が難しいという課題がある。
また、少なくとも２つのコアを使用するので、小型化や低コスト化を実現し難いという課題もある。

さらに、コア１０１，１０２を飽和領域まで励磁する必要があるので、大きな励磁電流が必要となり、センサの消費電流が大きいという課題がある。
また、特許文献２に記載された電流センサは、直流成分を含む非常に低い周波数成分の大電流を測定した場合、可飽和コア磁気検知素子２０４が可飽和する前に電力スイッチ２０３が切り替わってしまうので、ローパスフィルタ２０８の出力線２０９における信号はゼロに近づく。このために、特許文献２の電流センサでは、微小電流から大電流までの広い電流範囲の測定ができないという課題がある。さらに、少なくとも２つの変成器を使用するので、小型化や低コスト化を図ることが難しいという課題がある。
そこで、本発明は、周囲環境条件により影響を受けることが少なく、小型、低コストで、微小電流から大電流までの広い電流範囲の検知を行うことができる電流検知装置を提供することを目的としている。

上記目的を達成するために、本発明に係る電流検知装置の一態様は、測定電流が流れる導線を囲む磁気コアに巻回した１つの励磁コイルと、設定した閾値に応じて、磁気コアを飽和状態またはその近傍の状態で、励磁コイルに供給する励磁電流の極性を反転させる矩形波電圧を発生する発振回路と、この発振回路から出力される矩形波電圧のデューティ変化に基づいて小電流領域の測定電流を検出する第１電流検出部と、発振回路から出力される矩形波電圧の周波数を検出して小電流領域より大きな大電流領域の測定電流を検出する第２電流検出部とを備え、発振回路は、励磁コイルを通過した電流を測定電圧として検出し、当該測定電圧が供給される帯域通過フィルタを有し、帯域通過フィルタは、測定電圧に含まれるノイズ成分となる高域成分と励磁電流のレベル変動を生じさせる直流成分を除去する。

本発明の一態様によれば、微小電流から大電流までの検知を１つの磁気コアで実現できるので、より広範囲な電流監視等が可能な電流検知装置を小型化、低コストで提供できる。
さらに、磁気センサや集磁コア等を使用する必要がないので、堅牢で、周囲環境温度により影響を受けることが少ない高信頼性を有する電流検知装置を提供できる。
しかも、耐ノイズ性を向上できるので、耐環境性に優れた電流検知装置を提供できる。

本発明の第１の実施形態に係る電流検知装置を示す概略構成図である。 第１の実施形態に適用し得る発振回路の一例を示す回路図である。 図１の電流検知装置の具体的構成を示すブロック図である。 図３の出力判定回路における比較回路の一例を示す回路図である。 図３の出力判定回路における比較回路の他の例を示す回路図である。 発振回路の出力電圧波形と励磁コイルの電流波形とを示す模式図である。 磁気コアの磁界の強さと磁束密度の関係を示す特性線図および磁気コアのインダクタンス特性を示す特性線図である。 第１の実施形態における第１電流検出回路および第２電流検出回路の出力電圧波形を示す模式図であり、（ａ）は第１電流検出回路の出力波形図、（ｂ）は第２電流検出回路の出力波形図である。 第１の実施形態の変形例を示す図３と同様のブロック図である。 従来例を示す説明図であって、（ａ）センサ部の構成図、（ｂ）は励磁コイルに励磁電流を通電したときの各磁気コアの磁束密度を示す図、（ｃ）は各磁気コアの磁束密度を正弦波で表現した図である。 他の従来例の電流センサの動作を説明するためのブロック図である。

次に、図面を参照して、本発明の一実施の形態を説明する。以下の図面の記載において、同一または類似の部分には同一または類似の符号を付している。
また、以下に示す実施の形態は、本発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、本発明の技術的思想は、構成部品の材質、形状、構造、配置等を下記のものに特定するものでない。本発明の技術的思想は、特許請求の範囲に記載された請求項が規定する技術的範囲内において、種々の変更を加えることができる。

本発明の一態様である電流検知装置１は、図１に示すように、例えば漏電検知等の対象物に設けられた例えば１０Ａ〜８００Ａの往復の電流Ｉが流れる導線２ａ，２ｂの微小な差異電流を検知する。ここで、健全状態では導線２ａ，２ｂに流れる電流の和はゼロであるが、漏電や地絡などで導線２ａ，２ｂに流れる電流の和が零にならず、検出対象とする例えば１５ｍＡ〜５００ｍＡ程度の微小な差異電流が流れる。これら導線２ａ，２ｂの回りには導線２ａ，２ｂを一次巻線とするようにリング状の磁気コア３が配設されている。つまり、磁気コア３内に導線２ａ，２ｂが一次巻線として挿通されている。

磁気コア３には、二次巻線としての励磁コイル４が所定巻数で巻回されている。この励磁コイル４には発振回路５が接続され、この発振回路５から励磁電流Ｉｂが励磁コイル４に供給される。
また、発振回路５の出力側には、発振回路５から出力される出力電圧のデューティ比を検出して小電流領域の測定電流を検出する第１電流検知部としての第１電流検出回路６と、発振回路５から出力される出力電圧の周波数を検出して小電流領域より大きな大電流領域の測定電流を検出する第２電流検出部としての第２電流検出回路７が接続されている。そして、２つの電流検出回路６および７の出力側には出力判定部としての出力判定回路８が接続されている。

発振回路５は、図２に示すように、励磁コイル４の両端が接続されるコイル接続端子ｔｃ１およびｔｃ２と、矩形波電圧Ｖａを出力する出力端子ｔｏ１およびｔｏ２とを有する。発振回路５は、出力側がコイル接続端子ｔｃ１および出力端子ｔｏ１に接続されコンパレータとして動作し、矩形波電圧Ｖａを出力するオペアンプ５１を備えている。このオペアンプ５１の出力側がコイル接続端子ｔｃ１および出力端子ｔｏ１に接続されている。また、オペアンプ５１の反転入力側は帯域通過フィルタ５２を介してコイル接続端子ｔｃ２に接続されている。また、コイル接続端子ｔｃ２および帯域通過フィルタ５２間の接続点とグランドとの間に電流検出用抵抗５３が接続されている。

さらに、オペアンプ５１の出力側とグランドとの間に分圧抵抗５４および５５が直列に接続されている。これら分圧抵抗５４および５５間の接続点は、オペアンプ５１の非反転入力側に接続され、オペアンプ５１の非反転入力側に閾値電圧Ｖｔｈを供給する。
この閾値電圧Ｖｔｈは、分圧抵抗５４の抵抗値をＲ１、分圧抵抗５５の抵抗値をＲ２とし、オペアンプ５１の出力電圧をＶａとすると下記（１）式で表される。

Ｖｔｈ＝Ｖａ｛Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）｝ …………（１）
また、帯域通過フィルタ５２は、図２に示すように、オペアンプ５１の反転入力端子とコイル接続端子ｔｃ２および電流検出用抵抗５３間の接続点との間に直列に接続されたインダクタンス素子５２ａおよび容量素子５２ｂと、インダクタンス素子５２ａおよび容量素子５２ｂの接続点と分圧抵抗５４および５５間の接続点との間に接続された抵抗素子５２ｃとから一次の帯域通過フィルタとして構成することができる。

この帯域通過フィルタ５２で通過させる測定電圧Ｖｄの中心周波数ｆは、下記（１）式で設定することができる。
ｆ＝１／２π√ＬＣ …………（１）
この帯域通過フィルタ５２では、励磁コイル４を流れる電流を電圧に変換した測定電圧Ｖｄに含まれる測定電流の測定に影響を与えるノイズ成分となる高域成分と励磁電流Ｉｂのレベル変動を生じさせる直流成分を除去することができる。

この発振回路５では、分圧抵抗５４および５５の接続点Ｅの閾値電圧Ｖｔｈがオペアンプ５１の非反転入力側に供給されており、この閾値電圧Ｖｔｈと、励磁コイル４および電流検出用抵抗５３との接続点Ｄの電圧を帯域通過フィルタ５２で低域成分および高域成分を除去した電圧Ｆとが比較される。そして、発振回路５から図６（ａ）に示す矩形波となる矩形波電圧Ｖａとして出力される。

また、コイル接続端子ｔｃ１およびｔｃ２間に励磁コイル４が接続され、出力端子ｔｏ１およびｔｏ２に第１電流検出回路６および第２電流検出回路７が接続されている。
第１電流検出回路６は、図３に示すように、発振回路５から出力される矩形波電圧Ｖａを平均化する低域通過フィルタ６１と、この低域通過フィルタ６１のフィルタ出力を絶対値化する絶対値回路６２とから構成することができ、発振回路５の矩形波電圧Ｖａのデューティ変化に応じた小電流領域の測定電流値に対応する電圧出力を得ることができる。

第２電流検出回路７は、図３に示すように、発振回路５から出力される矩形波電圧Ｖａを周波数−電圧変換して電圧信号を出力する高域通過フィルタ７１と絶対値回路７２とから構成することができ、発振回路５の矩形波電圧Ｖａの周波数増加を検出して小電流領域より大きい大電流領域の測定電流を検出することができる。
さらに、出力判定回路８は、第１電流検出回路６および第２電流検出回路７の出力が個別に供給される第１比較回路８１および第２比較回路８２と、これら２つの比較回路８１および８２の出力が入力される論理和回路８３とから構成することができる。

第１比較回路８１の一態様は、図４に示すように、例えばオペアンプで構成される比較器９０を備えている。この比較器９０の非反転入力側には絶対値回路６２が接続され、反転入力側には直流電源９１と接地との間に接続された可変抵抗器９２の可動子が接続されている。したがって、比較器９０では、絶対値回路６２から入力される電流検出電圧Ｖｉ１が可変抵抗器９２の可動子から出力される閾値電圧Ｖｔｈ２未満であるときにローレベルを維持し、電流検出電圧Ｖｉが閾値電圧Ｖｔｈ２以上となったときにハイレベルとなる比較信号Ｓｃ１を出力する。

また、第１比較回路８１の他の態様は、図５に示すように、比較器９０の反転入力側に供給する閾値電圧Ｖｔｈ２を可変抵抗器９２に代えて閾値電圧設定回路９５で設定することもできる。すなわち、閾値電圧設定回路９５は、ＣＰＵ等の演算処理装置９６と、この演算処理装置９６に接続されたＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ、フラッシュメモリ等の不揮発性記憶素子９７と、演算処理装置９６の出力側に接続されたＤＡコンバータ９８と、ＤＡコンバータ９８の出力側と接地との間に直列に接続された分圧抵抗９９ａおよび９９ｂとで構成することができる。

この閾値電圧設定回路９５では、演算処理装置９６で不揮発性記憶素子９７に記憶された閾値電圧指令値Ｖｔを読み出し、ＤＡコンバータ９８でアナログ電圧に変換し、このアナログ電圧を分圧抵抗９９ａおよび９９ｂに供給することにより、これら分圧抵抗９９ａおよび９９ｂで分圧された閾値電圧Ｖｔｈ２を比較器９０の非反転入力側に供給する。
この図５に示すように第１比較回路８１を構成することにより、不揮発性記憶素子９７に記憶された閾値電圧指令値Ｖｔを読み出して分圧抵抗９９ａおよび９９ｂに供給するだけで、閾値電圧Ｖｔｈ２の設定を行うことができる。したがって、第１比較回路８１として図５の構成を採用することにより、図４に示す可変抵抗器９２のように抵抗値の手動での調整が不要となり、第１比較回路８１の低コスト化、高精度化を実現することができる。

また、第２比較回路８２についても、図４および図５に示す構成を適用することができ、比較器９０で絶対値回路７２から出力される電流検出電圧Ｖｉ２と可変抵抗器９２または閾値電圧設定回路９５で設定される第２設定信号としての閾値電圧Ｖｔｈ３とを比較する。
次に、上記実施形態の動作を説明する。

今、図６（ａ）に示すように、時点ｔ１で、オペアンプ５１の出力側の矩形波電圧Ｖａがハイレベルとなると、これが励磁コイル４に印加される。このため、励磁コイル４を矩形波電圧Ｖａと抵抗５３の抵抗値とに応じた励磁電流Ｉｂで励磁する。このとき、励磁電流Ｉｂは、図６（ｂ）に示すように、矩形波電圧Ｖａの立ち上がり時点から比較的急峻に立ち上がり、その後緩やかに増加する放物線状となる。

このとき、オペアンプ５１の非反転入力側に矩形波電圧Ｖａを分圧抵抗５４および５５の接続点Ｅで得られる分圧抵抗５４および５５の抵抗値Ｒ１およびＲ２で分圧された比較的小さな閾値電圧Ｖｔｈが入力されている。
一方、オペアンプ５１の反転入力側の励磁コイル４および抵抗５３の接続点Ｄの測定電圧Ｖｄは、励磁コイル４の励磁電流Ｉｂの増加に応じて増加する。そして、測定電圧Ｖｄに対して、インダクタンス素子５２ａ、容量素子５２ｂおよび抵抗素子５２ｃからなる帯域通過フィルタ５２で高周波成分及び低周波成分を除去したＦ点のフィルタ出力電圧Ｖｆが時点ｔ２で非反転入力側の閾値電圧Ｖｔｈ、すなわち図６（ｂ）の＋Ｉｔｈ１を上回ると、オペアンプ５１から出力される矩形波電圧Ｖａが図６（ａ）に示すように、ローレベルに反転する。これに応じて励磁コイル４を流れる励磁電流Ｉｂの極性が反転し、励磁電流Ｉｂは、最初は急峻に低下し、その後、緩やかに低下する放物線状に減少する。

このとき、閾値電圧Ｖｔｈは、矩形波電圧Ｖａがローレベルとなっていることにより、閾値電圧Ｖｔｈ１も低い電圧となっている。そして、オペアンプ５１の反転入力側の励磁コイル４および抵抗５３の接続点Ｄの測定電圧Ｖｄが、励磁コイル４の励磁電流Ｉｂの減少に応じて減少し、電圧Ｆが時点ｔ３で非反転入力側の閾値電圧Ｖｔｈ、すなわち図６（ｂ）の−Ｖｔｈ１を下回ると、オペアンプ５１の矩形波電圧Ｖａが図６（ａ）に示すように、時点ｔ１と同様にハイレベルに反転する。

このため、矩形波電圧Ｖａは、図６（ａ）に示すように、ハイレベルおよびローレベルを繰り返す矩形波電圧となり、発振回路５が非安定マルチバイブレータとして動作する。そして、励磁コイル４の励磁電流Ｉｂは、図６（ｂ）に示すように増加および減少を繰り返す波形となる。
ところで、磁気コア３は、図７（ａ）に示すように角型比の大きな磁束密度Ｂと磁界の強さＨとの関係を表すＢ−Ｈ特性を有し、高透磁率材料の非線型な特性を有する。このＢ−Ｈ特性を有する磁気コア３のインダクタンスは、導線２ａ，２ｂの差電流が零であるときに、図７（ｂ）に示すように飽和電流付近Ｇで急激に消失する。磁気コア３を貫通する導線２ａ，２ｂに任意の検出対象となる微小な差電流Ｃが生じると、図７（ｂ）のインダクタンス特性は、破線図示のように差電流Ｃに応じてインダクタンスが消失するタイミングが変化する。

このため、電流が零のときにインダクタンスが飽和する電流（図７（ｂ）のＧ）と励磁電流Ｉｂの極性が切り換わる電流（図６（ｂ）のＰ）とを一致させる。そうすると、インダクタンスが飽和する電流（図７（ｂ）のＪ）が導線２ａ，２ｂの差電流の電流値Ｃに応じて変化するので、励磁電流Ｉｂの極性が切り換わる電流（図６（ｂ）のＨ）も同様に変化することになる。

この励磁電流Ｉｂの極性が切り換わる電流値が変化することにより、フィルタ出力電圧Ｖｆが閾値電圧Ｖｔｈを上回るタイミングが遅れることになり、オペアンプ５１から出力される矩形波電圧Ｖａの立ち下がり時点が導線２ａ，２ｂの差電流の電流値Ｃに応じて図６（ａ）で破線図示のように遅れる。この結果、矩形波電圧Ｖａのデューティ比が導線２ａ，２ｂの差電流の電流値Ｃに応じて変化する。

したがって、発振回路５の出力端子ｔｏ１およびｔｏ２にデューティ比を検出する第１電流検出部としての第１電流検出回路６を接続し、この第１電流検出回路６で、矩形波電圧Ｖａのハイレベル状態を維持している時間とローレベル状態を維持している時間とを計測することにより、デューティ比を検出することができ、数アンペア以下の微小電流を含む小電流領域を検出することができる。なお、小電流領域とは、図８（ａ）において、第１電流検出回路６の出力が線形に推移する電流を示す。

本実施形態では、第１電流検出回路６は、図３に示すように、矩形波電圧Ｖａの平均化を行う低域通過フィルタ６１と絶対値回路６２とから構成することができる。
次に、数アンペア以上の大電流領域の検出について、図１と図８とを用いて説明する。ここで、大電流領域とは図８（ａ）において、第１電流検出回路６の出力が飽和し始める電流よりも大きい電流領域を示す。

図１において、本実施形態では、発振回路５に第２電流検出部としての第２電流検出回路７を接続し、図２に示す発振回路５の出力端子ｔｏ１およびｔｏ２から出力される矩形波電圧Ｖａを、第２電流検出回路７にも供給するようにしている。
第２電流検出回路７は、図３に示すように、高域通過フィルタ７１と絶対値回路７２とから構成することができ、発振回路５から出力される矩形波電圧Ｖａの周波数増加を検出するものである。

ここで、第１電流検出回路６と、第２電流検出回路７の出力電圧を図８に基づいて説明する。図８は、本実施形態の各検出回路の出力電圧波形を示す模式図であり、（ａ）は第１電流検出回路６の出力波形図、（ｂ）は第２電流検出回路７の出力波形図である。
図において、第１電流検出回路６の出力電圧は、図８（ａ）に示すように、最初線形に推移するが、電流の増加とともに一旦飽和し、その後減少を続け、最終的にゼロとなる。これは測定電流の大きさに比較して図６（ｂ）の励磁電流Ｉｂも大きくなることで、磁気コア３が十分飽和する前に閾値電圧（＋Ｉｔｈ１、−Ｉｔｈ１）に達してしまうためである。

これにより、発振回路５の矩形波電圧Ｖａの周波数も急激に増加し、最終的には発振は停止する。
また、第２電流検出回路７の出力電圧は、図８（ｂ）に示すように、第１電流検出回路６の出力が飽和し始めると同時に急激に増加し始め、ある電流以上でほぼ一定の周波数を維持する。

そこで、第１電流検出回路６および第２電流検出回路７の出力をもとに、下記表１に示すように電流検出を行うことで、微小電流から大電流までの広い電流範囲の電流検知が可能になる。表１は測定電流と２つの電流検出回路６および７との関係を示したものである。

この表１において、測定電流が図８（ａ）に示すように、ある電流値＋Ｉ１、−Ｉ１を越えないＸの領域にあるときには、第１電流検出回路６の出力電圧の大きさを検知する。
また、測定電流が図８（ｂ）に示すように、ある電流値＋Ｉ１、−Ｉ１より大きい領域Ｙでは、第２電流検出回路７の出力電圧がある値、すなわち、ある電流値＋Ｉ１、−Ｉ１に対応した電圧Ｖ１よりも大きいことを検知することで、＋Ｉ１、−Ｉ１より大きい電流値を検知できる。

このように、図８のＸおよびＹの領域に応じて、第１電流検出回路６および第２電流検出回路７の出力電圧を検知することで、小電流から大電流までの広い電流領域の電流を検知することができる。
すなわち、測定電流がＸの領域であるときは、第１電流検出回路６で発振回路５の矩形波電圧Ｖａのデューティ比を検出することで、＋Ｉ１〜−Ｉ１の微小電流を含む小電流領域の測定電流を検出する。また、測定電流がＹの領域であるときは、第２電流検出回路７で周波数−電圧変換を行い、発振回路５の矩形波電圧Ｖａの周波数増加を検出して＋Ｉ１、−Ｉ１より大きい電流値となる大電流領域の測定電流を検出する。

ここで、出力判定回路８を、図３に示すように、第１電流検出回路６の絶対値回路６２および第２電流検出回路７の絶対値回路７２から出力される出力電圧Ｖｉ１およびＶｉ２を個別に第１比較回路８１および第２比較回路８２に供給して、第１電流検出回路６についても出力電圧Ｖｉ１が所望の閾値電圧Ｖｔｈ２以上であるときに小電流領域の測定電流が生じていることを簡易に検出することができる。

このように、上記実施形態によると、発振回路５内に帯域通過フィルタ５２を配置し、この帯域通過フィルタ５２によって励磁コイル４を通過した励磁電流Ｉｂに応じた接続点Ｄの測定電圧Ｖｄから高周波成分および低周波成分を除去したフィルタ出力電圧Ｖｆをオペアンプ５１の反転入力側に供給するので、このオペアンプ５１でノイズ成分および直流成分を確実に除去したフィルタ出力電圧Ｖｆと閾値電圧Ｖｔｈとの比較が行われる。このため、オペアンプ５１から出力される矩形波電圧Ｖａへのノイズの影響を確実に除去することができる。したがって、矩形波電圧Ｖａに基づく測定電流の検知をより正確に行うことができる。

さらに、発振回路５から出力される矩形波電圧Ｖａを第１電流検出回路６および第２電流検出回路７に供給し、第１電流検出回路６で矩形波電圧Ｖａのデューティ比に基づいて微小電流を含む小電流領域の測定電流を検出し、第２電流検出回路で矩形波電圧Ｖａの周波数の増加に基づいて小電流領域より高い高電流領域の測定電流を検出するので、広範囲の測定電流を検知することができる。

ここで、第１電流検出回路６は低域通過フィルタ６１によって構成することが可能であり、第２電流検出回路７は高域通過フィルタ７１によって構成することが可能であるので、ともに簡易な構成で測定電流を検出することができる。
また、第１電流検出回路６および第２電流検出回路７の出力信号を、第１比較回路８１および第２比較回路８２を有する出力判定回路８に供給するようにしたので、簡易な構成で広範囲の測定電流の検知を行うことができる。

なお、上記実施形態においては、出力判定回路８に論理和回路８３を設けたので、第１比較回路８１の比較出力がローレベルとなる大電流領域で第２比較回路８２から出力される比較出力がハイレベルとなるように閾値電圧Ｖｔｈ３を設定することにより、第１比較回路８１で設定した微小電流を含む小電流領域内の閾値電圧Ｖｔｈ２以上の測定電流を検知することができる。

しかしながら、第１電流検出回路６の第２低域通過フィルタ６１から出力されるフィルタ出力Ｖｉ１が、図８（ａ）に示すように正弦波状となるので、出力判定回路８の第１比較回路８１に供給する閾値電圧Ｖｔｈ２を図８（ａ）に示すように０より大きい微小電流値に対応する電圧に設定したときに、この第１比較回路８１から出力される比較出力はＸ領域を超えた場合でもハイレベルを維持することになる。このため、論理和回路８３の論理和出力だけでは、測定電流が小電流領域Ｘであるか大電流領域Ｙであるかを判別することはできない。

一方、第２比較回路８２に供給する閾値電圧Ｖｔｈ３を、図８（ｂ）に示すように、Ｙ領域の電流検知が可能な閾値電圧に設定すると、この第２比較回路８２からＹ領域の電流を検知することが可能となる。
すなわち、測定電流が小電流領域であるか高電流領域であるかを判別する場合には、第２比較回路８２の比較出力がローレベルで、第１比較回路８１の比較出力のみがハイレベルであるときに小電流領域であり、第１比較回路８１の比較出力にかかわらず、第２比較回路８２の比較出力がハイレベルとなったときに、高電流領域であると判断することができる。

この結果、出力判定回路８を、図９に示すように、論理和回路８３を省略して、第１比較回路８１の比較出力を論理積回路８６の一方の入力側に供給し、第２比較回路８２の比較出力をインバータ８５でレベル反転して論理積回路８６の他方の入力側に供給することにより、論理積回路８６から小電流領域Ｘの測定電流が検知されたことを表す小電流領域検知出力ＳＳを得ることができ、第２比較回路８２の出力をそのまま出力することにより、大電流領域検知出力ＳＬを得ることができる。

また、上記実施形態においては、出力判定回路８を設けた場合について説明したが、ここれに限定されるものではなく、第１電流検出回路６および第２電流検出回路７の少なくとも一方の出力信号をＡＤ変換してディジタル値に変換し、このディジタル値をマイクロコンピュータ等の演算処理装置に供給して測定電流値を算出するようにしてもよい。
また、上記実施形態においては、２本の導線２ａおよび２ｂの差電流を検知する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、１本の導線に流れる微小電流を検出することもできる。

１…電流検知装置、２ａ，２ｂ…導線、３…磁気コア、４…励磁コイル、５…発振回路、６…第１電流検出回路、７…第２電流検出回路、８…出力判定回路、５１…オペアンプ、５２…帯域通過フィルタ、５３…電流検出用抵抗、５４，５５…分圧抵抗、６１…低域通過フィルタ、６２…絶対値回路、７１…高域通過フィルタ、７２…絶対値回路、８１…第１比較回路、８２…第２比較回路、８３…論理和回路、９０…比較器，９２…可変抵抗、９６…演算処理装置、９７…不揮発性メモリ、９８…ＤＡコンバータ、９９ａ，９９ｂ…分圧抵抗

Claims (6)

1. 測定電流が流れる導線を囲む磁気コアに巻回した１つの励磁コイルと、
   設定した閾値に応じて、前記磁気コアを飽和状態またはその近傍の状態で、前記励磁コイルに供給する励磁電流の極性を反転させる矩形波電圧を発生する発振回路と、
   該発振回路から出力される前記矩形波電圧のデューティ変化に基づいて小電流領域の前記測定電流を検出する第１電流検出部と、
   前記発振回路から出力される前記矩形波電圧の周波数を検出して前記小電流領域より大きな大電流領域の前記測定電流を検出する第２電流検出部とを備え、
   前記発振回路は、前記励磁コイルを通過した電流を測定電圧として検出し、当該測定電圧が供給される帯域通過フィルタを有し、
   前記帯域通過フィルタは、前記測定電圧に含まれるノイズ成分となる高域成分と前記励磁電流のレベル変動を生じさせる直流成分を除去する
   ことを特徴とする電流検知装置。
2. 前記発振回路は、前記励磁コイルの一端およびグランド間に接続された電流検出用抵抗と、出力側に前記励磁コイルの他端が接続されて前記矩形波電圧を発生するオペアンプと、前記励磁コイルの一端および電流検出用抵抗の接続点と前記オペアンプの反転入力側との間に接続された前記帯域通過フィルタと、前記オペアンプの非反転入力側に閾値電圧を供給する当該オペアンプの出力側と接地との間に接続された分圧抵抗とを有することを特徴とする請求項１に記載の電流検知装置。
3. 前記帯域通過フィルタは、前記接続点および前記オペアンプの反転入力との間に接続されたインダクタンス素子および容量素子の直列回路と、前記インダクタンス素子および容量素子の接続点とグランドとの間に接続された抵抗素子とで構成されていることを特徴とする請求項２に記載の電流検知装置。
4. 前記第２電流検出部は、前記矩形波電圧の周波数増加時にのみ当該矩形波電圧を通過させる高域通過フィルで構成されていることを特徴とする請求項１から３の何れか１項に記載の電流検知装置。
5. 前記第１電流検出部および前記第２電流検出部の出力が個別に供給される第１比較回路及び第２比較回路と、前記第１比較回路及び前記第２比較回路の比較出力が入力される論理和回路とを備えた出力判定回路をさらに備えていることを特徴とする請求項１から４の何れか１項に記載の電流検知装置。
6. 前記第１比較回路および前記第２比較回路は、記憶素子に記憶されている設定値に基づいて基準電圧が設定されることを特徴とする請求項５に記載の電流検知装置。

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