JP2017521675A5 - - Google Patents

Description

フラックスゲート検出器を備えた電流変換器 開示の内容

本発明は、一次導体の中を流れる電流を測定するためのフラックスゲート磁場検出器を備える電流変換器に関する。

一次導体の中を流れる電流を測定する最も一般的な方法の１つは、電流により発生する磁場を検出することによるものである。電流感知適用のための電流変換器モジュールは、電流測定範囲、必要な精度、ノイズに感受性がないこと（insensitivity to noise）、小型であること、製造コスト、周波数範囲、およびその他のものなど、さまざまなパラメータに応じて異なる構成を有し得る。開ループ型の電流変換器では、磁場検出器は、測定信号を表す、測定すべき電流のイメージを生成する。閉ループ型の電流センサーでは、磁場検出器は、二次コイルへのフィードバックループに接続され、この二次コイルは、典型的には、一次導体により生成される磁場を相殺するのに役立つ補償電流を生成する。閉ループの電流変換器は、一般的に、より正確であり、補償を考慮して検出されている磁場の強度が低いので、より感受性の高い磁場検出器を使用することができる。フラックスゲート検出器は、最も感受性が高く正確な磁場検出器である。これらの検出器は、飽和性の柔軟な磁気コアを含み、飽和性の柔軟な磁気コアは、柔軟な磁気コアを交互に飽和させるように構成された交互電気信号を生成する発振回路に接続された励磁コイルによって囲まれている。磁場、例えば一次電流により生じる磁場は、さまざまな手段により測定されることができ、かつ外部磁場を表すバイアスを交互信号に生成する。

高電流適用に特に利用可能な、最も正確な電流変換器のうちの１つは、図１ａに示すような、トロイド状の検出器コアを備えた、フラックスゲートに基づく電流変換器である。このような既知の変換器は、大きすぎて、ｐｐｍレベルまたはそれより低いレベルでエラーが出て他の従来の電流変換器では直接測定できない、電流を測定することができる。これは、トロイド状のフラックスゲート検出器が、ほぼ１０^−６の大きさであるか、一次電流により生成される磁場より小さい、補償磁場を正確にとらえることができるためである。しかしながら、これにより、測定されるべき信号の一部ではない、小さなノイズ信号であっても測定を妨げるという欠点も生じる。これらのノイズ信号の１つは、フラックスゲート検出器の機能に必要な励磁信号によって生成される。

従来のいくつかのフラックスゲートに基づく電流変換器は、出力信号における、また測定されるべき電流の回路における、小さな残分へと低減されるように、この励磁信号の、あるレベルの補償を可能にする。しかしながら、これにより、変換器のコストが増える。

既知のフラックスゲートに基づく電流変換器の、図１ａおよび図１ｃに示す既知のフラックスゲート測定ヘッド７は、２つの環状フラックスゲート検出器４、４’を囲む磁気シールド８を含み、環状フラックスゲート検出器４、４’はそれぞれ、柔軟な磁性材料コア５に巻き付けられた励磁コイル３で作られている。二次コイル６が、磁気シールドに巻き付けられている。フラックスゲート検出器４、４’の励磁信号の電圧特徴は、図３ａに示すようなほぼ矩形の輪郭を有する。励磁周波数は、自己振動するよう、フラックスゲートの飽和磁束および励磁電圧によって決定されるか、または比較的小さい周波数範囲の外部信号に同期される。フラックスゲート検出器のうちの１つは、励磁信号の補償のみに使用されることが多い。利点は、測定されるべき電流に影響を及ぼす、変換器の一次側および二次側に存在する残留リプルが比較的低いということである。しかしながら、不利益としては、第２のフラックスゲートの製造コスト、ならびに急なエッジを有するほぼ矩形波の励磁電圧の高調波によって生じる一次および二次回路に存在する高周波ノイズが含まれる。

図１ａおよび図１ｃに示すフラックスゲート測定ヘッドの等価回路が、図１ｂに表わされており、ここでは、
Ｌｈは、メインインダクタンスであり、
Ｒｆｅは、鉄損失抵抗であり、
Ｃｓは、巻線の寄生容量であり、
Ｌｓは、漏れインダクタンスであり、
Ｒｃｕは、巻線の抵抗であり、
ＮＳは、二次側の巻き数（number of secondary turns）であり、
Ｎｆｘは、検出器の巻き数であり、
Ｒｍ＿Ｓは、二次回路の測定抵抗器の抵抗であり、
Ｒｍ＿ｆｘは、フラックスゲート検出器の測定抵抗器の抵抗である。

図１ｂおよび図１ｃを参照すると、両方のフラックスゲート検出器４、４’は、二次側メインインダクタンスＲｃｕ＿ｆｘとＬｓ＿ｆｘとに直列に接続されており、全体が、一次回路Ｐおよび二次回路Ｓと並列に接続されている。高い周波数範囲では、一次導体から来る、測定しなければならない電流は、変流器効果によって二次回路に直接伝達される。ＤＣおよび低周波数信号については、フラックスゲート検出器を通過する電流は、二次回路が、閉ループシステムの点から、一次導体のアンペアターンを補償することを可能にする。フラックスゲート検出器は、図３ａで見られるような励磁電圧の急な勾配による電磁結合によって一次側および二次回路においてリプルを生じる、矩形波電圧（square voltage）で一般的に励磁される。第２のフラックスゲート検出器の目的は、これらの望ましくない影響を最小限に抑えることである。

図２は、第２のフラックスゲート検出器４’がない等価回路を表している。励磁電圧Ｖｆｘ＿ｉｎは、変成器効果によって電圧Ｕ１を生じる。この電圧は、回路部分Ｚ２およびＺ３に分配され（一次回路Ｐは開いている）、そのため、二次回路Ｓに結合された電圧Ｕ３を生成する。結果は、励磁電圧の周波数と同じ基本周波数を有する測定抵抗器Ｒｍ＿ｆｘ１を通過するノイズ電流である。図３ａ〜図３ｃのプロットはこの効果を示している。

図３ａは、フラックスゲート測定抵抗器Ｕｍ＿ｆｘを通る電圧および励磁電圧Ｖｆｘ＿ｉｎを示している。図３ｂは、フラックスゲート検出器回路と二次回路との間の磁気結合による二次測定抵抗器にわたるリプル電圧Ｕｍ＿ｓの包括的な図を表す。図３ｂおよび図３ｃにおけるピークは、主に、励磁電圧の切り替え中の寄生結合によるものである。これらのピークは、変換器の帯域幅が尊重されるという条件で、フィルタリングにより部分的に低減され得る。低周波数リプルは、図１ａ〜図１ｃに示すように、第２のフラックスゲート検出器４’をシールド５の中に置き、それを励磁電圧Ｖｆｘ＿ｉｎと同じ電圧で励磁することで、低減され得るが、位相は１８０°だけシフトする。こうすれば、電圧Ｕ１およびＵ１’の合計は、ゼロになる傾向となるはずであり、図１ｄの等価回路で示すような結合の影響が相殺される。要するに、第１のフラックスゲート４は、検出器（親装置）として使用され、第２のフラックスゲート４’は、リプルを低減するために使用される（子装置）。第２のフラックスゲート検出器によりリプルの部分的相殺が可能となるが、ピークは相殺されない。この既知のシステムの別の欠点は、製造コストが高いことである。

励磁信号により生じるノイズの問題は、前述した特定の構成に制限されず、他のフラックスゲートに基づく変換器、特に高い精度を必要とする適用で用いられるものでも見受けられる。

本発明の目的は、正確であるとともに、小型で、かつ製造し組み立てるのに経済的である、フラックスゲート磁場検出器を備えた電流変換器を提供することである。

信頼度が高く、実行するのが容易で、使用するのに経済的な電流変換器を提供することが有利である。

意図する耐用期間にわたって頑丈で安定した電流変換器を提供することが有利である。

本明細書には、一次導体の中を流れる一次電流を測定するための閉ループ型の電流変換器が開示され、この電流変換器は、フラックスゲート測定ヘッド、およびデジタル信号処理のためのマイクロプロセッサを含む電子回路を含む。測定ヘッドは、二次コイルと、磁気シールドの内側に取り付けられた磁性材料コアおよび励磁コイルを含むフラックスゲート検出器と、を含む。電子回路は、励磁コイルに交互励磁電流を与えるために交互励磁電圧を生成するように構成された励磁コイル駆動回路を含む。二次コイルは、励磁コイル駆動回路への電子回路のフィードバックループに接続されている。電子回路は、リプル補償信号を測定ヘッドのコイルに注入することにより、交互励磁電圧で生成されたリプル信号を補償するように構成された、リプル補償回路をさらに含む。

本発明の第１の態様によると、リプル補償回路は、フラックスゲート検出器を取り囲む磁気シールドの周り、または二次コイルの周りに巻き付けられた、専用のリプル補償コイルを含み、リプル補償信号は、リプル補償コイルに注入される。

変形体では、リプル補償信号は、測定ヘッドの二次コイルに注入され得る。

変形体では、リプル補償信号は、二次コイルに巻き付けられた測定ヘッドの静電遮蔽コイルに注入され得る。

本発明の第２の態様によると、マイクロプロセッサは、フラックスゲート検出器において予め設定された飽和レベルを保つために、フラックスゲート検出器のインピーダンスにわたって印加される交互励磁電圧の振幅を制御するように構成された、コントローラを含む。振幅制御は、印加された交互励磁電圧をデジタルサンプリングおよび信号処理し、サンプリングされた信号の振幅の増減を適用することによって、行われる。

本発明の第３の態様によると、交互励磁電圧は、本質的に正弦波の形態である。

有利な実施形態では、マイクロプロセッサは、フラックスゲート検出器のインピーダンスにわたって印加された交互励磁電圧のデジタルサンプリングおよび信号処理によって、また、その印加された交互励磁電圧を、電子回路のルックアップテーブルに記憶されている、予め設定された値と比較することによって、リプル補償信号の振幅を制御するように構成された、コントローラを含む。

有利な実施形態では、予め設定された値は、定められた基準温度において、定められた最低動作温度において、および定められた最高動作温度において、の３つの、励磁電圧への対応の値を含む。予め設定された値間の他の値は、有利には、線形補間により得ることができる。

有利な実施形態では、正弦波は、電子回路のマイクロプロセッサのデジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）によって生成される。

ある実施形態では、電子回路のマイクロプロセッサは、印加された交互励磁電圧のデジタルサンプリングおよび信号処理のために構成された離散型フーリエ変換（ＤＦＴ）モジュールを含む。

ある実施形態では、電子回路のマイクロプロセッサは、印加された交互励磁電圧のデジタルサンプリングおよび信号処理のために構成されたゲーツェルフィルタ（Goertzel filter）を含む。

ある実施形態では、二次コイルの巻き数は、リプル補償コイルの巻き数より少なくとも１０倍多い。

ある実施形態では、電子回路は、印加された交互励磁電圧のデジタルサンプリングおよび信号処理によって、フラックスゲート検出器のインピーダンスにわたって印加された交互励磁電圧の二次高調波を検出するように構成された、二次高調波検出回路を含み、二次高調波は、フィードバックループにおいて二次コイル補償電流を制御するのに使用される。

好適な実施形態では、測定ヘッドは、フラックスゲート検出器を１つ有する。

本発明のさらなる目的および有利な特徴は、請求項、詳細な説明および添付図面から明らかであろう。

図面を参照すると、具体的には図４から始めると、一次導体１を流れる一次電流Ｉ_Ｐを測定する電流変換器２の例示的な実施形態は、フラックスゲート磁場検出器４と、フラックスゲート磁場検出器に巻き付けられた二次コイル６と、を含む、フラックスゲート測定ヘッド７を含む。フラックスゲート磁場検出器は、単純にするため、本明細書では「フラックスゲート検出器」とも呼ばれる。測定ヘッドは、磁気シールド８をさらに含んでよく、磁気シールド８は、高透磁率を有する柔軟な磁性材料で作られ、フラックスゲート検出器４を取り囲んでいる。二次コイル６は、磁気シールド８の周りに位置付けられ得る。磁気シールドは、例えば、フラックスゲート検出器の周りで互いに組み立てられる２つのシェル部分で形成されるか、または、フラックスゲート検出器に巻き付けられる磁性材料のテープで形成されてよい。測定ヘッド７は、前述した態様との関連で、第２のフラックスゲート検出器４’が必要でないことを除いて、図１ａの既知の測定ヘッドと同様の構造を有し得る。

当技術分野でそれ自体が周知であるように、二次コイルは、測定されるべき電流Ｉ_Ｐを運ぶ一次導体１により生成される磁場を相殺しようとする、フラックスゲート検出器４に接続されたフィードバックループ１２内における電流Ｉ_Ｓを供給される補償コイルとして作用し、一次導体は、変換器の中心通路１０を通って延びている。一次導体１により生成される磁場は、磁気シールド８の中を循環し、その一部が、シールド８の内側に位置付けられたフラックスゲート磁場検出器４によってとらえられる。

フラックスゲート磁場検出器４は、励磁コイル３により囲まれた飽和性の柔軟な磁気コア５を含み、これは、柔軟な磁気コアを交互に飽和させるように構成された交互励磁電流Ｉ_ｆｘを生成する励磁コイル駆動回路１４に接続されている。残留電流結合（Ｉ_Ｐ・Ｎ_Ｐ‐Ｉ_Ｓ・Ｎ_Ｓ）によって生成された磁場が、測定されることができ、かつ測定エラーを表す、交互信号Ｉ_ｆｘにおけるバイアスを生じる。

本発明では、測定に使用される主なフラックスゲート磁場検出器の出力信号におけるリプルを相殺するために第２のフラックスゲートを使用することを避ける。本発明では、リプル補償機能が、二次巻線６を制御する制御ループ１２で使用されるものと同じであっても異なっていてもよいマイクロプロセッサ１８と、制御ループ３０によりリプル補償コイル２６に接続されたリプル補償コイル制御回路２８と、を含む電子回路１６により実行される。リプル補償コイル制御回路２８は、フラックスゲート検出器４の励磁電流Ｉ_ｆｘによって生じるリプル信号を相殺しようとするリプル補償電流Ｉ_Ｒを生成するように構成されている。フラックスゲート磁場検出器４の励磁コイルの励磁電圧信号Ｉ_ｆｘは、マイクロプロセッサ１８および増幅器２０によって生成される。励磁電流Ｉ_ｆｘのピーク値は、マイクロプロセッサ１８のピーク検出機能２２によって監視され、励磁信号の振幅は、励磁電流の本質的に一定または安定したピーク値を達成するため、フラックスゲート制御ループ２４によってゆっくりと適合させられる。これは、とりわけ、フラックスゲートの温度依存性飽和磁束を補償するのに有用である。

本発明の第１の態様によると、フラックスゲート磁場検出器の励磁コイルの励磁信号の形状は、正弦波または本質的に正弦波状の信号として提供される。目的は、切り替えなしで、高調波が少数の信号を有することである。図５ａ、図５ｂのシミュレーションは、フラックスゲート検出器が正弦波状の励磁電圧Ｖ１で励磁された場合の異なる信号を示している。電圧信号Ｕｍ＿ｆｘは、検出器の典型的な飽和曲線を表す、フラックスゲート電流シャントＲｍ＿ｆｘを通過する電流のイメージである。しかしながら、フラックスゲート検出器Ｖ１‐Ｕｍ＿ｆｘにわたる電圧Ｕ＿ｆｘは、完全な正弦波に近いままであり、よって、結合効果により、二次コイルの出力時の電圧Ｕｍ＿Ｓは、本質的に正弦波状のままである。励磁電圧Ｖ１の性質によりピークは消えているが、さらなる工程は、二次コイルの出力時にリプルを除去することである。これは、二次コイルの周りに複数の巻きＮｆｘｃを備えたリプル補償コイル２６を提供し、リプルを相殺するためにリプルの位相と反対の電流Ｉ_Ｒを注入するようにこのリプル補償コイル２６を使用することによって、達成され得る。リプル補償回路を含む等価回路が、図６に示されている。

図７ａおよび図７ｂを参照すると、図６の等価回路の簡略化された回路図が示され、図７ａは、接続されていないリプル補償コイルに関連し、図７ｂは、接続されたリプル補償コイル２６に関連し、どちらも、理想的な電流源を想定している。変成器の法則を鑑みれば、電圧源、電流源、インダクタンス、および抵抗などの要素は、一次側に差し向けられ得る。言及した値は、例示的な適用に対応するものである。励磁周波数は、１ｋＨｚとして選択される。

図７ａおよび図８ａを参照すると、リプル補償電圧信号源が接続されておらず、一次電流Ｉ_Ｐが、電流が零である場合の完全な供給源であると想定される状況では、一次側のＶ＿ｆｘ＿ｐ供給源に差し向けられるフラックスゲート励磁電圧に由来する電流は、二次コイル負荷Ｒｃｕ＿Ｓ＿ｐ＋Ｒｍ＿Ｓ＿ｐを通過せざるを得ず、そのため、リプルは、二次側回路に結合される。

図７ｂおよび図８ｂを参照すると、一次側のＶ＿ｆｘｃ＿ｐ供給源に差し向けられるリプル補償電圧が接続された場合のリプル効果の相殺が例示されている。補償コイル電圧信号Ｖ＿ｆｘｃ＿ｐの位相および振幅を適切に設定することで、フラックスゲート励磁電圧信号Ｖ＿ｆｘ＿ｐ供給源からの電流が、補償コイル電圧信号Ｖ＿ｆｘｃ＿ｐ供給源によって、偏向および吸収される。二次負荷にわたる電圧がほぼゼロなので、二次回路に結合されたリプルはない。

図９ａ、図１０ａ、および図９ｂ、図１０ｂを参照すると、一次電流源インピーダンスＲｍ＿ｐによって表わされる非理想的一次電流源の場合であっても、リプル補償は、依然として、リプル効果を低減する上で有効である。例えば、Ｎ＿Ｓ＝２５００およびＮｆｘｃ＝５０のように二次コイル回路の巻き数が多いことにより、二次側インピーダンスＲｍ＿Ｓ＿ｐは、一次側インピーダンスと比べて非常に低い。よって、補償コイル電圧信号Ｖ＿ｆｘｃ＿ｐの設定は、一次電流源インピーダンスＲｍ＿ｐまたは二次側インピーダンスＲｍ＿Ｓに実質的に依存していない。変換器が変成器効果モードで変流器として機能する場合であっても、一次導体からの電流は、二次コイルの巻き数Ｎ＿Ｓがリプル補償コイルの巻き数Ｎｆｘｃよりはるかに多い、すなわちＮ＿Ｓ＞＞Ｎｆｘｃという条件で、リプル補償回路２６、２８とは結合されず、二次回路６、１３と結合される。好ましくは、二次コイルの巻き数Ｎ＿Ｓは、リプル補償コイルの巻き数Ｎｆｘｃの少なくとも１０倍多い。

図１１を参照すると、リプル補償回路がスイッチを切られた場合の二次回路出力電圧の測定が例示されている。二次回路出力電圧信号に見られる高周波（ＨＦ）ノイズは、この実施例では例えばスイッチング周波数が２００ｋＨｚのクラスＤの増幅器である、電力増幅器の性質によるものである。いったんリプル補償コイルがスイッチをオンにされると、図１２に示すように、リプルは消え、残りの信号は、クラスＤの増幅器のＨＦノイズによるものである。

図１３は、図９〜図１０に関連して説明した前記の特徴を有する、Ｉ_ＰＭ＝３０００Ａの主要測定範囲にわたる電流変換器の周波数に対する、周波数にわたるノイズスペクトル密度の積分を示している。補償無しでは、リプルによるエラーは、１００ｐｐｍ（１００万分の１）より大きい値を表す。リプル補償回路がスイッチをオンにされると、エラー値は、約５ｐｐｍである。１ｋＨｚでのフラックスゲート検出器励磁周波数のコヒーレントノイズ（リプル）は、十分に補償される。（図５ａおよび図５ｂに関して先に論じたように）フラックスゲート検出器にわたる電圧Ｕｆｘの小さな歪みにより、３ｋＨｚでの三次高調波が存在する（しかし、適切な振幅および位相を有するこの周波数の信号を補償信号に加えることによって、抑制することができる）。

フラックスゲート検出器の励磁電圧は、電流変換器のマイクロプロセッサ１８のデジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）３２により最初に生成される正弦波である。例えばプッシュプル式の出力回路によって、いったんフィルタリングおよび増幅されると、正弦波信号は、検出器によって一次電流と解釈され得る、起こりうるＤＣ（直流）オフセット成分を除去するために、コンデンサを通じてフラックスゲート検出器４の励磁コイルに適用される。フラックスゲート検出器を通過する電流のイメージである、フラックスゲート電流シャントＲｍ＿ｆｘにわたる電圧は、サンプリングされる。

残留電流鎖交が零の場合、サンプリングされた信号は、本質的に奇数次の高調波のみを含む。一方、残留電流鎖交がゼロでない場合、偶数次の高調波が現れる。二次高調波が最も大きいので、残留電流鎖交の測定は、主に二次高調波を抽出することによって、例えば、特定の周波数、すなわち励磁周波数の２倍の周波数について離散型フーリエ変換（ＤＦＴ）を使用することによって、実行される。

変形体では、二次高調波または高次の偶数次の高調波を抽出するためのゲーツェルフィルタまたは任意の他の方法が、デジタル信号処理に用いられ得る。

図１４ａおよび図１４ｂは、励磁電圧、およびフラックスゲート電流シャント抵抗器Ｒｍ＿ｆｘを通るフラックスゲート検出器の電流の測定を示している。図１４ａでは、一次電流は零であり、フラックスゲート電流が対称であること、および偶数次の高調波がないことが、観察される。図１４ｂでは、一次電流はゼロではなく、この特定の実施例では１アンペアであり、信号は非対称であり、偶数次の高調波が存在している。この検出は、閉ループシステムで使用され、言い換えれば、（一次導体電流鎖交または一次アンペアターンとしても知られる）一次導体信号を補償する二次電流を制御するのに使用される。

フラックスゲート電流信号のサンプリングされた値はまた、一方では、エネルギー消費およびリプルの歪みを増大させ、相殺し難いものにする、過剰な飽和を避けるため、他方では、二次高調波検出を実行できなくする、低い飽和を避けるため、フラックスゲート検出器の飽和レベルを制御するよう処理される。

フラックスゲートシャント抵抗器Ｒｍ＿ｆｘにわたる電圧の最大（ピーク）値は、飽和レベルに関する情報を提供する。図４を参照すると、フラックスゲート検出器の飽和レベルを制御するための制御回路（ブロック２２、３６、３２）の図が示されている。最大値を、選択された設定値と比べた後、例えば純積分器（pure integrator）を含み得る、第２のコントローラ３６が、ローパスフィルタ３８に供給される励磁ＤＡＣ信号の振幅を（必要に応じて）増大または減少させる。励磁電圧は、マイクロプロセッサにおいて定められる、ある飽和レベルを保つように設定され、これは、稼働中のフラックスゲート検出器間の散乱、および使用中の温度に対するフラックスゲート検出器の特徴の変動を調節するのに有用である。図１５ａおよび図１５ｂは、異なる励磁電圧にわたるフラックスゲート検出器の電圧挙動を示し、図１５ａは、４．０Ｖの励磁電圧ピークを、図１５ｂは、４．１Ｖの励磁電圧ピークを表している。

図４を参照すると、第１のコントローラ４０は、二次電流Ｉ_Ｓで一次電流鎖交を補償するよう増幅器１３を制御する信号を生成する。

マイクロプロセッサ１８の第３のコントローラ３７（図４を参照）は、リプル補償（図６の原理を参照）に関係する。あるレベルの正確性を保つため（図１３を参照）、小さな補正が適用される。リプル振幅は、励磁電圧と関連付けられ、励磁電圧が温度の関数として変化するにつれて、リプル補償も温度に敏感になる。よって、各励磁電圧値において、補償電圧信号Ｖｆｘｃの最適な値（位相および振幅）がある。位相は一回設定されることができるが、振幅は、図１６に示すルックアップテーブル（ＬＵＴ）５２、またはフラックスゲート励磁電圧の関数としての任意の他の適切な制御アルゴリズムを通じて、制御され得る。励磁電圧のサンプリング後、ルックアップテーブルＬＵＴ５２のおかげで、設定値が、入力値ＩＮに割り当てられる。ＬＵＴ５２は、主に、３つの対応値を含み、１つは、例えば、定められた基準温度Ｔａ＝２５℃での励磁電圧に対するもの、もう１つは、定められた最低動作温度Ｔａ ｍｉｎに対するもの、もう１つは、定められた最高動作温度Ｔａ ｍａｘに対するものである。その他の場合、線形補間が適用され得る。よって、飽和磁束密度の温度依存性は、補償に自動的に含まれることができ、より高い温度では、飽和磁束は、励磁電圧の制御ループにより減少し、この電圧も増加し、これと共に、励磁補償信号も増大する。リプル補償コイル負荷Ｒｍ＿ｆｘｃにわたる電圧のサンプリングにより、純積分器を含み得る第２のコントローラ３６による、リプル補償ＤＡＣ３３の振幅の制御が可能となる。

図１７は、ローパスフィルタ３８前後の励磁ＤＡＣ出力信号およびリプル補償ＤＡＣ出力信号を示している。

本発明の変形体では、専用のリプル補償コイル２６を設ける代わりに、二次コイル６は、デジタルまたはアナログ領域のいずれかで二次電流制御回路の増幅器１３の入力信号に補償信号を加えることによって、補償電圧を注入するために使用されることができる。実際、フラックスゲート検出器が電圧信号により励磁される場合、補償信号も電圧でなければならない。

本発明の別の変形体では、専用のリプル補償コイル２６を設ける代わりに、二次コイルの巻線に巻き付けられた導体で作られた静電遮蔽スクリーンを用いて、補償電圧を注入することができる。これは、トロイド状の変成器の巻線用の静電スクリーンが、最後の巻線の後に巻かれた絶縁銅ストリップで作られることが多いので、多くの従来の変換器ヘッドデザインにおいても可能である。

励磁補償信号の振幅および位相は、電流変換器の作動中に決定され得るが、（いくつかの高調波でも）変換器の通常作動中にオンラインアルゴリズムによって最小化されることもできる。

〔実施の態様〕
（１） 一次導体（１）を流れる一次電流（Ｉ_Ｐ）を測定するための閉ループ型の電流変換器（２）において、
フラックスゲート測定ヘッド（７）と、
デジタル信号処理のためのマイクロプロセッサ（１８）を含む電子回路（１６）と、
を含み、
前記測定ヘッドは、二次コイル（６）、励磁コイルおよび磁性材料コアを含むフラックスゲート検出器（４）、ならびにオプションとして前記フラックスゲート検出器を取り囲む磁気シールドを含み、
前記電子回路は、前記励磁コイルに交互励磁電流（Ｉ_ｆｘ）を供給するために交互励磁電圧を生成するように構成された励磁コイル駆動回路（１４）を含み、前記二次コイル（６）は、前記励磁コイル駆動回路（１４）への前記電子回路のフィードバックループに接続され、
前記電子回路は、リプル補償信号を前記測定ヘッドのコイルに注入することにより前記交互励磁電圧によって生成されるリプル信号を補償するように構成されたリプル補償回路をさらに含むことを特徴とする、電流変換器。
（２） 実施態様１に記載の電流変換器において、
前記測定ヘッドは、前記二次コイルまたは前記磁気シールド（８）に巻き付けられた、専用のリプル補償コイル（２６）を含み、前記リプル補償信号は、前記リプル補償コイルに注入されている、電流変換器。
（３） 実施態様２に記載の電流変換器において、
前記二次コイルの巻き数（Ｎ＿Ｓ）は、前記リプル補償コイルの巻き数（Ｎｆｘｃ）より少なくとも１０倍多い、電流変換器。
（４） 実施態様１に記載の電流変換器において、
前記リプル補償信号は、前記測定ヘッドの前記二次コイルに注入されている、電流変換器。
（５） 実施態様１に記載の電流変換器において、
前記リプル補償信号は、前記測定ヘッドの遮蔽コイルに注入されている、電流変換器。

（６） 実施態様１〜５のいずれかに記載の電流変換器において、
前記交互励磁電圧は、本質的に正弦波の形態である、電流変換器。
（７） 実施態様１〜６のいずれかに記載の電流変換器において、
前記電子回路は、前記フラックスゲート検出器において予め設定された飽和レベルを保つために、前記フラックスゲート検出器のインピーダンス（Ｒｍ＿ｆｘ）にわたって印加される前記交互励磁電圧の振幅を制御するように構成されたコントローラ（４０）を含み、
前記振幅の制御は、印加された前記交互励磁電圧をデジタルサンプリングおよび信号処理すること、ならびに、サンプリングされた前記信号の振幅の増減を適用することを含む、電流変換器。
（８） 実施態様１〜７のいずれかに記載の電流変換器において、
前記電子回路は、前記フラックスゲート検出器のインピーダンス（Ｒｍ＿ｆｘ）にわたって印加された交互励磁電圧のデジタルサンプリングおよび信号処理によって、また、印加された前記交互励磁電圧を、前記電子回路のルックアップテーブル（５２）に記憶されている、予め設定された値と比較することによって、前記リプル補償信号（Ｖｆｘｃ）の振幅を制御するように構成された、コントローラ（３６）を含む、電流変換器。
（９） 実施態様８に記載の電流変換器において、
前記予め設定された値は、定められた基準温度（Ｔａ）において、定められた最低動作温度（Ｔａ ｍｉｎ）において、また、定められた最高動作温度（Ｔａ ｍａｘ）において、の３つの、前記励磁電圧への対応の値を含む、電流変換器。
（１０） 実施態様１〜９のいずれかに記載の電流変換器において、
前記交互励磁電圧は、前記電子回路のマイクロプロセッサのデジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）によって生成されている、電流変換器。

（１１） 実施態様１〜１０のいずれかに記載の電流変換器において、
前記電子回路は、印加された前記交互励磁電圧のデジタルサンプリングおよび信号処理を行うように構成された離散型フーリエ変換（ＤＦＴ）モジュールを含む、電流変換器。
（１２） 実施態様１〜１１のいずれかに記載の電流変換器において、
前記電子回路は、印加された前記交互励磁電圧のデジタルサンプリングおよび信号処理を行うように構成されたゲーツェルフィルタを含む、電流変換器。
（１３） 実施態様１〜１２のいずれかに記載の電流変換器において、
前記電子回路は、印加された前記交互励磁電圧のデジタルサンプリングおよび信号処理によって、前記フラックスゲート検出器のインピーダンス（Ｒｍ＿ｆｘ）にわたって印加された前記交互励磁電圧の二次高調波を検出するように構成された二次高調波検出回路（２３）を含み、
前記二次高調波は、フィードバックループ（１２）において前記二次コイルの補償電流を制御するのに使用されている、電流変換器。
（１４） 実施態様１〜１３のいずれかに記載の電流変換器において、
前記測定ヘッドは、前記フラックスゲート検出器を１つ有する、電流変換器。

先行技術による電流変換器の磁気測定ヘッドの部分断面斜視図である。 図１ａの磁気測定ヘッドの等価回路の概略的な表示である。 先行技術による図１ａの磁気測定ヘッドの概略的な表示である。 先行技術によるリプル効果の相殺を示す、図１ａの磁気測定ヘッドの等価回路の概略的な表示である。 図１ａと同様であるが、ただ１つのフラックスゲートセンサーのみを備え、リプル補償機能のない、磁気測定ヘッドの等価回路の概略的な表示である。 図２に従った励磁電圧を示すグラフである。 図２に従ったフラックスゲート巻線における電流のイメージを示すグラフである。 図２に従った出力電圧のリプル信号を示すグラフである。 本発明のある実施形態による電流変換器の概略的なブロック図である。 図５ｂによるフラックスゲート検出器の励磁信号および応答信号のグラフ表示である。 本発明のある実施形態によるフラックスゲート検出器を概略的に例示したものである。 本発明のある実施形態による磁気測定ヘッドの等価回路の概略的表示である。 理想的な電流源を備えた図６の回路を簡略化した表示であり、本発明のある実施形態によるリプル補償がないものである。 理想的な電流源を備えた図６の回路を簡略化した表示であり、リプル補償があるものである。 図７ａの回路の励磁信号および応答信号のグラフ表示である。 図７ｂの回路の励磁信号および応答信号のグラフ表示である。 非理想的電流源を備えた図６の回路を簡略化した表示であり、本発明のある実施形態によるリプル補償がないものである。 非理想的電流源を備えた図６の回路を簡略化した表示であり、リプル補償があるものである。 図９ａの回路の励磁信号および応答信号のグラフ表示である。 図９ｂの回路の励磁信号および応答信号のグラフ表示である。 リプル補償のない回路の励磁信号および出力信号のグラフ表示である。 本発明のある実施形態によるリプル補償がある回路の励磁信号および出力信号のグラフ表示である。 異なる動作温度での周波数にわたるリプル補償がある場合およびない場合の合成残留ノイズ（エラー信号）のグラフ表示である。 本発明のある実施形態によるフラックスゲート検出器の励磁信号およびフラックスゲート応答信号のグラフ表示であり、一次電流がゼロの場合の挙動を表している。 本発明のある実施形態によるフラックスゲート検出器の励磁信号およびフラックスゲート応答信号のグラフ表示であり、一次電流が非ゼロ（特定の場合には１アンペアの直流）の場合の挙動を表している。 異なる励磁電圧にわたる、本発明のある実施形態によるフラックスゲート検出器の電圧挙動を示し、４．０Ｖの励磁電圧ピークを表している。 異なる励磁電圧にわたる、本発明のある実施形態によるフラックスゲート検出器の電圧挙動を示し、４．１Ｖの励磁電圧ピークを表している。 本発明のある実施形態によるリプル補償コイル回路のためのコントローラ回路の例のブロック図である。 本発明のある実施形態によるフラックスゲート検出器の励磁信号およびリプル補償信号のグラフ表示である。