JP7230281B2

JP7230281B2 - フラックスゲート電流変換器

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Publication number: JP7230281B2
Application number: JP2022523631A
Authority: JP
Inventors: トロンベルト・ステファン
Original assignee: レム・インターナショナル・エスエイ
Priority date: 2019-10-22
Filing date: 2020-10-16
Publication date: 2023-02-28
Anticipated expiration: 2040-10-16
Also published as: US11650229B2; EP4049051A1; KR20220045240A; KR102470135B1; EP3812785A1; CN114585930A; JP2022549382A; US20220357366A1; CN114585930B; WO2021078655A1; EP4049051C0; EP4049051B1

Description

開示の内容

本発明は、フラックスゲート電流変換器、およびフラックスゲート電流変換器を動作させる方法に関する。

フラックスゲート電流変換器は、周知であり、多くの電流感知用途に使用されている。フラックスゲート電流変換器は、典型的には、Ｎｅの巻線を有する励磁コイル６によって囲まれた可飽和軟磁性コア４を有する磁場検出器を含む（図１参照）。励磁コイルは、Ｎｐの巻線を有する補償コイルまたは一次コイル８に磁気的に結合される。この構成は、変圧器の特性を有する。多くのフラックスゲート変換器では、測定すべき電流を運ぶ一次導体が、磁場検出器の中央通路を通って延びる。閉ループ変換器では、磁場検出器に磁気的に結合され、フィードバック回路内で信号処理回路に接続された補償コイルがあり、補償コイルは、一次導体によって生成された磁場を相殺しようとする。このような構成は周知である。補償コイルがなく、（一次コイル８で表される）測定すべき電流を運ぶ一次導体のみがある、開ループ方式で、フラックスゲートを使用することも可能である。しかしながら、フラックスゲート磁場検出器が高感度であることを考慮して、これらは主に閉ループ構成で使用される。

例えば図２ａおよび図２ｂに示すように、フラックスゲート電流変換器については、様々な回路構成が知られている。典型的には、そのような変換器は、実質的に正方形の発振励磁コイル電圧を出力する電圧発生器９への電圧制御出力１０を生成する制御回路７を含む。実質的に正方形または台形の電圧信号は、図３に示すように、最大負値－Ｕ’と最大正値＋Ｕ’との間で発振する。

励磁コイル電圧は、フラックスゲート装置３の軟磁性コア４を交互に飽和させ、その飽和がデューティサイクルのタイミングｔ１’、ｔ２’に影響を与える。測定すべき電流を運ぶ一次導体によって生成されるような磁場は、可飽和軟磁性コアを一方の方向に、他方の方向よりも速く飽和させ、したがって正および負の電圧信号の持続時間に非対称性を生じさせる。持続時間の比ｔ１’／ｔ２’は、外部磁場の振幅の測定値を提供し、したがって、測定すべき電流の振幅および方向を決定するために使用することができる。このような原理は周知である。

実質的に０である外部磁場について励磁コイル電流の絶対値（または整流電流値）を示す図３を参照すると最もよく分かるように、半期の初期段階Ｓ１’の間、励磁コイル電流Ｉｍｅａｓは、段階Ｓ２’まで上昇しており、段階Ｓ２’では、閾値点Ｓ３’まで、磁性コアが飽和し、閾値点Ｓ３’では、制御回路が閾値飽和を検出し、励磁コイル６に供給する電圧発生器９の電圧を反転させる。

変換器の感度を増加させるために、測定抵抗器Ｒｍｅａｓの抵抗を増加させてもよいが、その結果、励磁コイルの所与の最大絶対値Ｕ’に対する励磁コイル電流Ｉｍｅａｓの電圧が低下する。飽和閾値点Ｓ３’は、測定抵抗器の抵抗値が高いほど低く設定されるべきである。このように、測定抵抗器の抵抗値を大きくすることで、磁性コア４の交互飽和の大きさを小さくすることができる。

フラックスゲート変換器測定能力を十分に上回る大きさを有する（例えば、一次導体における電流サージによる）外部磁場のサージが発生すると、磁性コア４内に残留磁場が生成され得る。しかしながら、励磁電流を低下させることによって磁性コア４の交互飽和の大きさを減少させることは、交互飽和磁場の大きさがコア内の残留磁場を完全に除去するには不十分である状況をもたらし得、したがって、測定出力のオフセットにつながる。

本発明の目的は、正確で信頼性があり、かつ磁場サージおよび変換器の測定出力にオフセットを引き起こし得る他の状況に対して順応性がある、フラックスゲート電流変換器、およびフラックスゲート電流変換器を動作させる方法を提供することである。

費用対効果が高く信頼性のあるフラックスゲート電流変換器を提供することが有利である。

設置および操作が容易なフラックスゲート電流変換器を提供することが有利である。

本発明の目的は、請求項１に記載のフラックスゲート電流変換器と、請求項８に記載のフラックスゲート電流変換器を動作させる方法と、を提供することによって達成されている。

本明細書には、可飽和軟磁性コアと励磁コイルとを含むフラックスゲート装置と、制御回路と励磁コイルに交流電流を発生させるために制御回路に接続された電圧発生器とを含む信号処理回路と、を含む、フラックスゲート電流変換器が開示される。電圧発生器は、軟磁性コアを交互に飽和させるように構成された、最大正電圧と最大負電圧との間で発振する電圧を発生させる。信号処理回路は、制御回路に接続された過負荷回路部分を含み、これは、複数の交流電圧期間のうちの少なくとも１つの間に、磁性コアの飽和を表す正および負の閾値電流に達する励磁コイル電流の検出後、時間窓にわたって励磁コイルを通じて過負荷電流を生成するように構成され、過負荷電流は、同じ交流電圧期間における励磁コイル電流と同じ極性を有する。

有利な実施形態では、前記過負荷回路部分は、スイッチと、処理回路の測定抵抗器に並列に接続された過負荷抵抗器と、を含み、制御回路は、前記時間窓の間にスイッチを閉じる過負荷パルス信号を生成するように構成される。

有利な実施形態では、制御回路は、一定値の時間窓を有する過負荷パルス信号を生成するように構成される。

有利な実施形態では、制御回路は、可変値の時間窓を有する過負荷パルス信号を生成するように構成される。

有利な実施形態では、可変値の時間窓は、連続的に減少する値の時間窓を含む。

有利な実施形態では、制御回路は、過負荷パルスなしに、励起電圧の１つ以上の期間によって分離された１つ以上の期間にわたって過負荷パルス信号を生成するように構成される。

有利な実施形態では、制御回路は、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、マイクロプロセッサ、マイクロコントローラ、またはＡＳＩＣのいずれかに設けられる。

また、本明細書では、可飽和軟磁性コアと励磁コイルとを含むフラックスゲート装置と、制御回路と励磁コイルに交流電流を発生させるために制御回路に接続された電圧発生器とを含む信号処理回路と、を含むフラックスゲート電流変換器を動作させる方法も開示され、電圧発生器は、軟磁性コアを交互に飽和させるように構成された、最大正電圧（＋Ｕ）と最大負電圧（－Ｕ）との間で発振する電圧を発生させ、制御回路は、過負荷パルス信号電流を生成し、これは、磁性コアの飽和を表す正および負の閾値電流に達する励磁コイル電流の検出後、時間窓にわたって励磁コイルを通じて過負荷パルス信号を生成するように、制御回路に接続された過負荷回路部分を作動させ、前記過負荷パルス信号は、電圧発生器の複数の交流電圧期間の少なくとも１つの間に生成され、過負荷電流は、同じ交流電圧期間における励磁コイル電流と同じ極性を有する。

有利な実施形態では、制御回路は、一定値の時間窓を有する過負荷パルス信号を生成する。

有利な実施形態では、制御回路は、可変値の時間窓を有する過負荷パルス信号を生成する。

有利な実施形態では、制御回路は、過負荷パルスなしに、励起電圧の１つ以上の期間によって分離された１つ以上の期間にわたって過負荷パルス信号を生成する。

本発明のさらなる目的および有利な特徴は、特許請求の範囲、詳細な説明、および添付の図面から明らかであろう。

フラックスゲート電流変換器の従来のフラックスゲート測定ヘッドの概略的な簡略図である。従来のフラックスゲート電流変換器の概略的な回路図を示す。従来のフラックスゲート電流変換器の概略的な回路図を示す。従来のフラックスゲート電流変換器の励磁コイルにおける経時的な電圧、または電流のプロットを示す。本発明の実施形態によるフラックスゲート電流変換器の概略的な回路図を示す。本発明の実施形態によるフラックスゲート電流変換器の概略的な回路図を示す。本発明の実施形態によるフラックスゲート電流変換器の励磁コイルにおける経時的な電圧、または電流のプロットを示し、図５ｂおよび図５ｃとは異なる過負荷パルスコマンド信号を有する変形例である。本発明の実施形態によるフラックスゲート電流変換器の励磁コイルにおける経時的な電圧、または電流のプロットを示し、図５ａおよび図５ｃとは異なる過負荷パルスコマンド信号を有する変形例である。本発明の実施形態によるフラックスゲート電流変換器の励磁コイルにおける経時的な電圧、または電流のプロットを示し、図５ａおよび図５ｂとは異なる過負荷パルスコマンド信号を有する変形例である。従来の電流変換器および本発明の一実施形態による電流変換器について、磁気オフセット対一次電流サージのプロットを示す。

図４ａおよび図４ｂを参照すると、本発明の一実施形態によるフラックスゲート電流変換器２は、フラックスゲート測定ヘッド３の形態の磁場検出器と、フラックスゲート測定ヘッドに接続された信号処理回路５と、を含む。

フラックスゲート測定ヘッド３は、フラックスゲート磁場検出器の分野でそれ自体が既知の様々な構成を有することができ、そのような構成は、少なくとも可飽和軟磁性コア４と、Ｎｅの巻線で磁性コアに巻き付けられた励磁コイル６と、を含む。

フラックスゲート電流変換器は、励磁コイル６および可飽和軟磁性コア４に磁気的に結合するＮｐの巻線を有する補償コイル８をさらに含むことができる。補償コイル８は、測定すべき電流を運ぶ一次導体によって生成される磁場を相殺しようとする磁場を生成するために、フィードバックループにおいて処理回路５に接続され得る。上述の閉ループフラックスゲート変換器の原理は、それ自体周知であり、本明細書において詳細に説明する必要はない。

代替の実施形態では、フラックスゲート電流変換器は、補償コイルなしの開ループ変換器であってもよく、その場合、励磁コイル６と可飽和軟磁性コア４との間の結合は、測定すべき電流が流れる、一次導体８に直接結合する。一次導体８は、磁性コアおよび励磁コイルの中央通路を直接通過し得るか、または、数Ｎｐで表される複数の巻数を有し得る。

処理回路５は、コマンドまたは制御回路７と、電圧発生器９と、を含む。

制御回路７は、励磁コイルのための交流電圧信号を生成するために電圧発生器９を制御する電圧制御出力１０を含む。処理回路は、励磁コイル測定回路１２と、ユーザのために測定信号を出力する変換器測定出力１４と、をさらに含む。制御回路によって出力される測定信号は、変換器が測定しようとする、一次導体に流れる一次電流の値を表す。

図２ａおよび図２ｂに示すような一般的な回路レイアウトはそれ自体既知であり、他のそれ自体既知のフラックスゲート回路レイアウトが、本発明の範囲内で使用されてもよい。本発明によれば、信号処理回路は、過負荷パルス回路部分１１をさらに含み、制御回路７は、励磁コイル６を通じた過負荷電流Ｉ_{ｏｖｅｒｌｏａｄ}の注入を、スイッチング装置１５を介して始動させる、過負荷パルス制御信号を生成するように構成される。スイッチング装置１５は、制御回路７によって出力される論理信号と抵抗器Ｒ_{ｏｖｅｒｌｏａｄ}とによって制御され得る。スイッチング装置が閉じられると、測定抵抗器Ｒ_ｍｅａｓは抵抗器Ｒ_{ｏｖｅｒｌｏａｄ}と並列になり、これにより励磁コイルを通る回路の抵抗が減少し（１／Ｒ_{ｃｉｒｃｕｉｔ}＝１／Ｒ_ｍｅａｓ＋１／Ｒ_{ｏｖｅｒｌｏａｄ}）、励磁コイルを通る電流が増加して過負荷電流が発生する。

処理回路５は、例えば、信号処理回路の分野でそれ自体周知であるようなＦＰＧＡ（フィールドプログラマブルゲートアレイ）に実装され得る。他の実施形態では、処理回路５は、マイクロプロセッサ、マイクロコントローラ、またはＡＳＩＣ（特定用途向け集積回路）内に実装されてもよい。

図５ａで最もよく分かるように、電圧が初期段階Ｓ１の間に＋Ｕまたは－Ｕの最大振幅に切り替えられると、励磁コイル内の電流Ｉｆｌｕｘは上昇し、磁性コア４が段階Ｓ２の間に飽和に達し、そして、制御回路７によって検出される閾値Ｓ３に達する。この閾値点Ｓ３から、制御回路７は、スイッチ１５を閉じる時間Ｔｎの間、過負荷パルス制御信号を生成する。このＴｎ時間窓の間、フラックスゲート励磁コイル内の電流Ｉｆｌｕｘは、測定抵抗Ｒ_ｍｅａｓに並列に接続された過負荷抵抗Ｒ_{ｏｖｅｒｌｏａｄ}によって決定されるレベルまで増加する。過負荷パルス信号は、各電流方向、すなわち、正電圧＋Ｕによって駆動される正電流＋Ｉｍｅａｓに対して、および負電圧－Ｕによって駆動される負電流－Ｉｍｅａｓに対して、少なくとも１回生成され、コア内に存在する可能性のある残留磁場を除去するために、高飽和磁場（high magnetic saturation field）が軟磁性コア上で両方向に印加されることを確実にする。

発振励起電圧信号Ｕの基本周波数は、過負荷パルスがあっても、過負荷パルスがない場合と同じままであってよい。しかしながら、変形例では、過負荷パルス電流に適応するために励起電圧の基本周波数を変更することも可能である。

初期段階Ｓ１、および閾値Ｓ３までに飽和に達する第２段階Ｓ２の電流の形状も、過負荷パルスがあってもなくても同じままであってよい。後者では、デューティサイクルの測定により、時間窓Ｔｎにおける過負荷パルス電流の影響を受けない測定中の一次電流の値を出力することができる。飽和までの時間ｔ１、ｔ２の測定からの一次電流値の計算において、時間成分Ｔｎは、除去されてもよく、含まれなくてもよく、または計算において考慮されてもよい。

図５ａに示す実施形態では、制御回路は、各正の閾値＋Ｓ３および各負の閾値－Ｓ３で論理過負荷パルス信号を生成する。論理過負荷パルス信号は、発振ごとに、または、例えば図５ｂに示されるように、過負荷パルス信号のない１つ以上の期間によって中断された１つ以上の期間にわたり、生成され得る。間欠的な過負荷パルス信号は、制御回路によって規則的な所定の方法で生成されてもよく、または確率的に生成されてもよい。過負荷パルス信号は、図５ａおよび図５ｂの実施形態に示すように、固定もしくは一定の時間窓Ｔｎを有してもよく、または図５ｃに示すように、変化する時間窓Ｔ０、Ｔ１、Ｔ２を有してもよい。変化する時間窓と連続的または間欠的な過負荷パルス信号との組み合わせは、本発明の範囲内で生成することができる。

図５ｃに示されるような変化する時間パルス信号は、好ましくは連続的に減少する時間窓Ｔ２＜Ｔ１＜Ｔ０を有し、励磁電流Ｉｍｅａｓに依存する飽和の振幅の絶対値は、徐々に減少する交互飽和を提供することによって過負荷パルス電流自体により生成され得る残留磁気を排除するかまたは減少させるように、連続パルスにわたって減少する。

したがって、本発明によるフラックスゲート変換器は、励磁電流Ｉｍｅａｓの測定におけるより高い感度のために高抵抗測定抵抗器を使用することを可能にすると共に、励磁コイルの軟磁性コア内の残留磁気によって生じるオフセットによる測定誤差を回避する。

〔特徴部のリスト〕
フラックスゲート電流変換器２
フラックスゲート装置３
可飽和軟磁性コア４
励磁コイル（Ｎｅの巻線）６
補償コイルまたは一次コイル（Ｎｐの巻線）８
処理回路５
コマンド回路７
電圧制御出力１０
励磁コイル測定回路１２
測定抵抗器Ｒ_ｍｅａｓ
過負荷回路部分１１
過負荷パルス出力１３
スイッチ１５
過負荷抵抗器Ｒ_{ｏｖｅｒｌｏａｄ}
測定出力１４
電圧発生器９

励磁コイル電流Ｉ_ｍｅａｓ
過負荷パルス電流Ｉ_{ｏｖｅｒｌｏａｄ}

〔実施の態様〕
（１）フラックスゲート電流変換器（２）であって、
可飽和軟磁性コア（４）と、励磁コイル（６）と、を含むフラックスゲート装置（３）と、
制御回路（７）と、前記励磁コイルに交流電流を発生させるために前記制御回路に接続された電圧発生器（９）と、を含む信号処理回路（５）と、を含み、
前記電圧発生器は、前記軟磁性コア（４）を交互に飽和させるように構成された、最大正電圧（＋Ｕ）と最大負電圧（－Ｕ）との間で発振する電圧を発生させ、
前記信号処理回路は、前記制御回路（７）に接続された過負荷回路部分（１１）を含み、これは、複数の交流電圧期間（Ｐ）のうちの少なくとも１つの間に、前記磁性コアの飽和を表す正および負の閾値電流（＋Ｓ３、－Ｓ３）に達する励磁コイル電流の検出後、時間窓（Ｔｎ）にわたって前記励磁コイルを通じて過負荷電流を生成するように構成され、前記過負荷電流は、同じ交流電圧期間における前記励磁コイル電流と同じ極性を有することを特徴とする、フラックスゲート電流変換器。
（２）前記過負荷回路部分は、スイッチと、前記処理回路の測定抵抗器（Ｒ_ｍｅａｓ）に並列に接続された過負荷抵抗器（Ｒ_{ｏｖｅｒｌｏａｄ}）と、を含み、
前記制御回路は、前記時間窓（Ｔｎ）の間に前記スイッチを閉じる過負荷パルス信号を生成するように構成されている、実施態様１に記載の電流変換器。
（３）前記制御回路は、一定値の時間窓を有する過負荷パルス信号を生成するように構成されている、実施態様１または２に記載の電流変換器。
（４）前記制御回路は、可変値の時間窓を有する過負荷パルス信号を生成するように構成されている、実施態様１から３のいずれかに記載の電流変換器。
（５）前記可変値の時間窓は、連続的に減少する値の時間窓（Ｔ０、Ｔ１、Ｔ２）を含む、実施態様４に記載の電流変換器。

（６）前記制御回路は、過負荷パルスなしに、励起電圧の１つ以上の期間によって分離された１つ以上の期間にわたって過負荷パルス信号を生成するように構成されている、実施態様１から５のいずれかに記載の電流変換器。
（７）前記制御回路は、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、マイクロプロセッサ、マイクロコントローラ、またはＡＳＩＣのいずれかに設けられている、実施態様１から６のいずれかに記載の電流変換器。
（８）可飽和軟磁性コア（４）と励磁コイル（６）とを含むフラックスゲート装置（３）と、制御回路（７）と前記励磁コイルに交流電流を発生させるために前記制御回路に接続された電圧発生器（９）とを含む信号処理回路（５）と、を含むフラックスゲート電流変換器（２）を動作させる方法であって、
前記電圧発生器は、前記軟磁性コア（４）を交互に飽和させるように構成された、最大正電圧（＋Ｕ）と最大負電圧（－Ｕ）との間で発振する電圧を発生させ、
前記制御回路（７）は、過負荷パルス信号電流を生成し、これは、前記磁性コアの飽和を表す正および負の閾値電流（＋Ｓ３、－Ｓ３）に達する励磁コイル電流の検出後、時間窓（Ｔｎ）にわたって前記励磁コイルを通じて過負荷パルス信号を生成するように、前記制御回路（７）に接続された過負荷回路部分（１１）を作動させ、前記過負荷パルス信号は、前記電圧発生器の複数の交流電圧期間（Ｐ）の少なくとも１つの間に生成され、前記過負荷電流は、同じ交流電圧期間における前記励磁コイル電流と同じ極性を有することを特徴とする、方法。
（９）前記制御回路は、一定値の時間窓を有する過負荷パルス信号を生成する、実施態様８に記載の方法。
（１０）前記制御回路は、可変値の時間窓を有する過負荷パルス信号を生成する、実施態様８に記載の方法。

（１１）前記可変値の時間窓は、連続的に減少する値の時間窓（Ｔ０、Ｔ１、Ｔ２）を含む、実施態様１０に記載の方法。
（１２）前記制御回路は、過負荷パルスなしに、励起電圧の１つ以上の期間によって分離された１つ以上の期間にわたって過負荷パルス信号を生成する、実施態様１から１１のいずれかに記載の方法。

Claims

フラックスゲート電流変換器（２）であって、
可飽和軟磁性コア（４）と、励磁コイル（６）と、を含むフラックスゲート装置（３）と、
制御回路（７）と、前記励磁コイルに交流電流を発生させるために前記制御回路に接続された電圧発生器（９）と、を含む信号処理回路（５）と、を含み、
前記電圧発生器は、前記可飽和軟磁性コア（４）を交互に飽和させるように構成された、最大正電圧（＋Ｕ）と最大負電圧（－Ｕ）との間で発振する電圧を発生させ、
前記信号処理回路は、前記制御回路（７）に接続された過負荷回路部分（１１）を含み、これは、複数の交流電圧期間（Ｐ）のうちの少なくとも１つの間に、前記可飽和軟磁性コアの飽和を表す正および負の閾値電流（＋Ｓ３、－Ｓ３）に達する励磁コイル電流の検出後、時間窓（Ｔｎ）にわたって前記励磁コイルを通じて過負荷電流を生成するように構成され、同じ交流電圧期間において前記可飽和軟磁性コアの前記飽和の検出後に生成された前記過負荷電流は、前記同じ交流電圧期間における前記励磁コイル電流と同じ極性を有することを特徴とする、フラックスゲート電流変換器。
前記過負荷回路部分は、スイッチと、前記信号処理回路の測定抵抗器（Ｒ_ｍｅａｓ）に並列に接続された過負荷抵抗器（Ｒ_{ｏｖｅｒｌｏａｄ}）と、を含み、
前記制御回路は、前記時間窓（Ｔｎ）の間に前記スイッチを閉じる過負荷パルス信号を生成するように構成されている、請求項１に記載の電流変換器。
前記制御回路は、一定値の時間窓を有する過負荷パルス信号を生成するように構成されている、請求項１または２に記載の電流変換器。
前記制御回路は、可変値の時間窓を有する過負荷パルス信号を生成するように構成されている、請求項１または２に記載の電流変換器。
前記可変値の時間窓は、連続的に減少する値の時間窓（Ｔ０、Ｔ１、Ｔ２）を含む、請求項４に記載の電流変換器。
前記制御回路は、過負荷パルスなしに、励起電圧の１つ以上の期間によって分離された１つ以上の期間にわたって過負荷パルス信号を生成するように構成されている、請求項１から５のいずれか一項に記載の電流変換器。
前記制御回路は、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、マイクロプロセッサ、マイクロコントローラ、またはＡＳＩＣのいずれかに設けられている、請求項１から６のいずれか一項に記載の電流変換器。
可飽和軟磁性コア（４）と励磁コイル（６）とを含むフラックスゲート装置（３）と、制御回路（７）と前記励磁コイルに交流電流を発生させるために前記制御回路に接続された電圧発生器（９）とを含む信号処理回路（５）と、を含むフラックスゲート電流変換器（２）を動作させる方法であって、
前記電圧発生器は、前記可飽和軟磁性コア（４）を交互に飽和させるように構成された、最大正電圧（＋Ｕ）と最大負電圧（－Ｕ）との間で発振する電圧を発生させ、
前記制御回路（７）は、過負荷パルス信号電流を生成し、これは、前記可飽和軟磁性コアの飽和を表す正および負の閾値電流（＋Ｓ３、－Ｓ３）に達する励磁コイル電流の検出後、時間窓（Ｔｎ）にわたって前記励磁コイルを通じて過負荷パルス信号を生成するように、前記制御回路（７）に接続された過負荷回路部分（１１）を作動させ、前記過負荷パルス信号は、前記電圧発生器の複数の交流電圧期間（Ｐ）の少なくとも１つの間に生成され、同じ交流電圧期間において前記可飽和軟磁性コアの前記飽和の検出後に生成された前記過負荷パルス信号電流は、前記同じ交流電圧期間における前記励磁コイル電流と同じ極性を有することを特徴とする、方法。
前記制御回路は、一定値の時間窓を有する過負荷パルス信号を生成する、請求項８に記載の方法。
前記制御回路は、可変値の時間窓を有する過負荷パルス信号を生成する、請求項８に記載の方法。
前記可変値の時間窓は、連続的に減少する値の時間窓（Ｔ０、Ｔ１、Ｔ２）を含む、請求項１０に記載の方法。
前記制御回路は、過負荷パルスなしに、励起電圧の１つ以上の期間によって分離された１つ以上の期間にわたって過負荷パルス信号を生成する、請求項８から１１のいずれか一項に記載の方法。